JPH07308100A - Control device for induction motor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To obtain an effective control device for induction motors using frequency or excitation content current signals that are calculated from the rotational angle frequency signals of an induction motor calculated by a speed arithmetic operation unit. CONSTITUTION:The control device for induction motors performs arithmetic operation based on the excitation content current command I0 and torque content current command I1 of an induction motor 9. The control device controls an inverter 7 and thus the induction motor 9 according to the thus calculated signals. Various frequency signals and excitation content current signals are obtained based on the rotational angle frequency signal omegan of the induction motor calculated by a speed arithmetic operation unit 11. These calculated signals are used to perform field-weakening control as well as arithmetic operations and other controls.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機の制御装置に
係り、特に電池電源等を用いる誘導電動機の制御装置に
関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an induction motor controller, and more particularly to an induction motor controller using a battery power source or the like.

【０００２】[0002]

【従来の技術】誘導電動機を高速に制御する方式として
ベクトル制御が実用化されている。これを実現した電力
変換装置はサイクロコンバータか電流形インバータであ
り、電流マイナーループをもち、一次電流をトルク分電
流と磁束分電流に分けて制御する方式である。2. Description of the Related Art Vector control has been put into practical use as a method for controlling an induction motor at high speed. A power converter that realizes this is a cycloconverter or a current source inverter, which has a current minor loop and controls the primary current by dividing it into a torque component current and a magnetic flux component current.

【０００３】電力用変換装置はトランジスタの大容量化
・低コスト化によって、ＰＷＭインバータが多く用いら
れるようになった。しかし、ＰＷＭインバータは電圧源
であるため電流マイナーループをつけて見掛け上制御電
流源（ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＣｕｒｒｅｎｔ Ｓｏｕｒ
ｃｅ：ＣＣＳ）とし従来からの制御理論が用いられてい
る。PWM converters have been widely used in power converters due to the large capacity and low cost of transistors. However, since the PWM inverter is a voltage source, a current minor loop is added to the PWM inverter so as to appear as a controlled current source (Controlled Current Source).
(ce: CCS), the conventional control theory is used.

【０００４】一方、この間、誘導機の高速制御に関する
理論は多く研究がなされ、電力変換装置を考慮した種々
の方式が提案されている。制御電圧源（Ｃｏｎｔｒｏｌ
ｌｅｄ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｏｕｒｃｅ：ＣＶＳ）は、
ＣＣＳの電源も、もともと電圧形であることから、電圧
を直接制御量としようとする方式であり、既に実用化さ
れている。On the other hand, during this period, much research has been done on the theory of high-speed control of the induction machine, and various methods considering a power conversion device have been proposed. Control voltage source (Control
led Voltage Source: CVS)
Since the CCS power source is also a voltage type by nature, it is a system in which the voltage is directly used as a controlled variable and has already been put into practical use.

【０００５】図７は従来の誘導電動機の制御装置におけ
る定出力制御付のベクトル制御の構成を示すもので、１
はトルク分電流指令部、２はベクトル演算部、３は座標
変換部、４ａ〜４ｃは加減算器、５ａ，５ｂは比例制御
演算器、６は反転増幅器、７はＰＷＭインバータ、８
ａ，８ｂは電流検出器、９は誘導電動機（ＩＭ）、１０
はパルスエンコーダ、１１は速度演算部、１２は励磁電
流演算部である。FIG. 7 shows the configuration of vector control with constant output control in a conventional induction motor controller.
Is a torque component current command unit, 2 is a vector operation unit, 3 is a coordinate conversion unit, 4a to 4c are adder / subtractors, 5a and 5b are proportional control operation units, 6 is an inverting amplifier, 7 is a PWM inverter, and 8
a and 8b are current detectors, 9 is an induction motor (IM), 10
Is a pulse encoder, 11 is a speed calculator, and 12 is an exciting current calculator.

【０００６】トルク分電流指令部１はトルク設定値信号
を入力としてトルク分電流指令信号Ｉ_Tを出力する。ベ
クトル演算部２は励磁電流指令信号Ｉ₀、トルク分電流
指令信号Ｉ_Tおよび回転角周波数信号ω_nを入力としてＩ
₁＝（Ｉ₀ ²＋Ｉ_T ²）^1/2，φ＝ｔａｎ^-1（Ｉ_T／Ｉ₀），す
べり角周波数ω_S＝（Ｉ_T／Ｉ₀）・（１／τ₂），一次角
周波数ω₀＝ω_n＋ω_sおよびω_oｔ＝∫ω₀ｄｔの演算を
行う。座標変換部３はＩ₁，φ，ω_oｔを入力として座標
変換してＩ_a＝Ｉ₁ｓｉｎ（ω_oｔ＋φ）およびＩ_b＝Ｉ₁
ｓｉｎ｛ω₀ｔ＋φ−（２／３）π｝を求める。The torque component current command unit 1 receives a torque setting value signal and outputs a torque component current command signal I _T. The vector operation unit 2 receives the exciting current command signal I ₀ , the torque component current command signal I _T, and the rotation angular frequency signal ω _n as inputs.
^{_{1 = (I 0 2 + I}} T 2) 1/2, φ = tan -1 (I T / I 0), slip angular frequency _{ω S = (I T / I} 0) · (1 / τ 2), primary angle The frequencies ω ₀ = ω _n + ω _s and ω _o t = ∫ω ₀ dt are calculated. The coordinate conversion unit 3 receives I ₁ , φ, and ω _o t as input and performs coordinate conversion to I _a = I ₁ sin (ω _o t + φ) and I _b = I ₁
sin {ω ₀ t + φ- (2/3) π} is calculated.

【０００７】座標変換部３による電流信号Ｉ_a，Ｉ_bは加
減算器４ａ，４ｂによって、電流検出器によって検出さ
れたＰＷＭインバータ７の出力電流検出信号と加減算さ
れ、その偏差信号を電流アンプ５ａ，５ｂで比例積分し
て電圧指令信号Ｖ_a，Ｖ_bを得るとともに、これらの電圧
指信号を加減算器４ｃで加減算し、その加算信号を反転
増幅器６を通して電圧指令信号Ｖ_cを得る。速度演算部
１１はパルスエンコーダ１０による誘導電動機９の速度
検出信号を基に演算して回転角周波数ω_nを出力する。The current signals I _a and I _{b from the} coordinate conversion unit 3 are added and subtracted from the output current detection signal of the PWM inverter 7 detected by the current detector by the adder / subtractors 4 a and 4 b, and the deviation signal is added to the current amplifier 5 a, The voltage command signals V _a and V _b are proportionally integrated by 5b, and these voltage finger signals are added and subtracted by the adder / subtractor 4c, and the added signal is obtained through the inverting amplifier 6 to obtain the voltage command signal V _c . The speed calculator 11 calculates based on the speed detection signal of the induction motor 9 by the pulse encoder 10 and outputs the rotational angular frequency ω _n .

【０００８】速度演算部１１の出力段に励磁分電流指令
演算部１２を設け励磁分電流指令Ｉ₀をベクトル演算部
２に入力するとともに、誘導電動機９の回転角周波数ω
_nをベクトル演算部２に入力する。励磁分電流指令演算
部１２は速度演算部１１の検出信号である回転角周波数
ω_nを基にＩ₀＝Ｉ_ON（ω_nb／ω_n）の演算を実行する。
ここで、Ｉ_ONは励磁分定格電流である。An exciting component current command computing unit 12 is provided at the output stage of the speed computing unit 11 to input the exciting component current command I ₀ to the vector computing unit 2 and the rotational angular frequency ω of the induction motor 9 is increased.
Input _n to the vector operation unit 2. The excitation current command calculator 12 calculates I ₀ = I _ON (ω _nb / ω _n ) based on the rotational angular frequency ω _n which is the detection signal of the speed calculator 11.
Here, I _ON is the excitation current rating.

【０００９】図７の誘導電動機の制御装置において、一
次周波数に同期して回転するｄ−ｑ軸上で、定常状態の
モータ電圧は、 （Ｖ_1d＝ｒ₁ｉ_1d−ω₀Ｌ_σｉ_1q，Ｖ_1q＝ｒ₁ｉ_1q＋ω₀Ｌ₁ｉ_1d）…（１） ここで、Ｖ_id，Ｖ_iqは一次電圧、ｉ_1d，ｉ_1qは一次電
流、ω₀は一次角周波数、Ｌ₁は一次インダクタンス、Ｌ
₂は二次インダクタンス、Ｍは励磁インダクタンス、Ｌ
_σ＝Ｌ₁−Ｍ²／Ｌ₂、ｒ₁は一次抵抗、ｒ₂は二次抵抗で
ある。In the induction motor controller shown in FIG. 7, the motor voltage in the steady state on the dq axes rotating in synchronization with the primary frequency is (V _1d = r ₁ i _1d −ω ₀ L _σ i _1q , in the _{V 1q = r 1 i 1q +} ω 0 L 1 i 1d) ... (1) here, V _id, V _iq is the primary voltage, i _1d, i _1q is the primary current, ω ₀ is the primary angular frequency, L ₁ is Primary inductance, L
₂ is the secondary inductance, M is the excitation inductance, L
^{_{σ = L 1 -M 2 / L}} 2, r 1 is a primary resistance, r ₂ is the secondary resistance.

【００１０】二次磁束は、 （λ_2d＝Ｍ_i1d，λ_2q＝０）…（２） 一次周波数及びすべりは、 ｛ω₀＝ω_n＋ω_s，ωｓ＝（ｉ_1g／ｉ_1d）・（１／τ₂）｝…（３） 軸トルクは、 Ｔ＝（３／２）・（Ｐ／２）・（Ｍ²／Ｌ₂）・ｉ_1d・ｉ_1q …（４） 三相電圧と電流は、 Ｖ₁＝（Ｖ_1d ²＋Ｖ_1q ²）^1/2 …（５） Ｉ₁＝（ｉ_1d ²＋ｉ_1q ²）^1/2 …（６） ここで、ｒ₁は一次抵抗、ｒ₂は二次抵抗、τ₂＝Ｌ₂／ｒ
₂、ω_nは回転角周波数、ω_Sはすべり角周波数、Ｐは極
数である。また、ｉ_1d＝Ｉ₀（励磁分電流）に対応し、
ｉ_1q＝Ｉ_T（トルク分電流）に対応する。The secondary magnetic flux is (λ _2d = M _i1d , λ _2q = 0) ... (2) The primary frequency and slip are {ω ₀ = ω _n + ω _s , ω _s = (i _1g / i _1d ) ・ ( 1 / τ ₂ )} (3) The axial torque is T = (3/2) ・ (P / 2) ・ (M ² / L ₂ ) ・ i _1d・ i _1q … (4) Three-phase voltage and current V ₁ = (V _1d ² + V _1q ² ) ^1/2 (5) I ₁ = (i _1d ² + i _1q ² ) ^1/2 (6) where r ₁ is the primary resistance and r ₂ is Secondary resistance, τ ₂ = L ₂ / r
₂ , ω _n is the rotational angular frequency, ω _S is the slip angular frequency, and P is the number of poles. Also, corresponding to i _1d = I ₀ (excitation current),
i _1q = corresponding to I _T (torque current).

【００１１】（１）式において、ｉ_1d＝Ｉ₀，ｉ_1q＝Ｉ_T
として、ｒ₁及びＬ_σは小さいので無視すると、 （Ｖ_1d＝０，Ｖ_1q＝ω₀Ｌ₁Ｉ₀）…（７） （５）式よりモータ電圧は Ｖ₁≒ω₀Ｌ₁Ｉ₀ …（８） ここで、比較的高速域で考えるとω_S≪ω_nのためω₀≒
ω_nと考えられ Ｖ₁≒ω_nＬ₁Ｉ₀ …（９） モータ軸トルクは（４）式より Ｔ＝（３／４）・Ｐ・（Ｍ²／Ｌ₂）・Ｉ₀・Ｉ_T …（１０） 出力Ｐは Ｐ＝ω_nＴ …（１１） 定トルクの最大回転を図５のＡ点に示すようにω_nb（基
底回転角周波数）として、Ｉ₀を次式で制御すれば、定
出力制御となる。[0011] In equation _{(1), i 1d = I 0, i} 1q = I T
Since r ₁ and L _σ are small, if they are ignored, (V _1d = 0, V _1q = ω ₀ L ₁ I ₀ ) ... (7) From equation (5), the motor voltage is V ₁ ≈ω ₀ L ₁ I ₀ ... (8) here, ₀ ω for and ω _S «ω _n consider at a relatively high speed range ≒
omega believed _{n V 1 ≒ ω n L 1} I 0 ... (9) motor shaft torque from equation (4) T = (3/4) · P · (M 2 / L 2) · I 0 · I T as ... (10) output P is _{P = ω n T ... (11} ) ω nb ( base rotational angular frequency) as shown in the point a in FIG. 5 the maximum rotation of the constant torque by controlling the I ₀ in the following equation , Constant output control.

【００１２】Ｉ₀＝Ｉ_ON・（ω_nb／ω_n）…（１２） また（９）式より定出力範囲ではモータ電圧がほぼ一定
に保たれることが分る。定トルクの制御範囲ではＩ₀＝
Ｉ_ONとする。I ₀ = I _{ON } (ω _nb / ω _n ) ... (12) From the equation (9), it can be seen that the motor voltage is kept substantially constant in the constant output range. In the constant torque control range, I ₀ =
I _ON .

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】図７の誘導電動機の制
御装置では、電気自動車等の駆動用電源としては、バッ
テリが用いられるが、バッテリ電圧は、満充電時と放電
末期時では大きく異なる。つまり、インバータ入力直流
電圧は、バッテリの使用程度に応じて大きな範囲で変化
することになる。ここで、満充電時の直流電圧を基準に
して、インバータの最大出力電圧を決定し、モータの定
格電圧を決定すると、放電が進み、バッテリ電圧が低下
してくると、インバータの出力可能な電圧が低下し、モ
ータ回転数を定格回転まで上げるには、インバータ出力
電圧が不足となってしまう。In the control device for the induction motor shown in FIG. 7, a battery is used as a power source for driving an electric vehicle or the like, but the battery voltage is greatly different between when fully charged and at the end of discharge. That is, the inverter input DC voltage changes in a large range according to the degree of use of the battery. Here, the maximum output voltage of the inverter is determined based on the DC voltage at full charge, and if the rated voltage of the motor is determined, discharge progresses and when the battery voltage decreases, the voltage that can be output by the inverter Will decrease, and the inverter output voltage will be insufficient to increase the motor speed to the rated speed.

【００１４】図７に示す様なベクトル制御装置において
は、モータ電流をフィードバック制御して指令値通りの
電流に制御すべくＰＷＭインバータに電圧指令値
（Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_c）を与えている。この方式において、
上述したようにインバータ出力電圧が不足となると、指
令値通りの電流を流し得なくなり、電流制御器が飽和
し、この影響でモータ電流に歪が生じ高周波成分が増加
する問題が発生する。もちろん、回転数も定格値まで増
加できなくなる。In the vector controller as shown in FIG. 7, voltage command values (V _a , V _b , V _c ) are given to the PWM inverter in order to perform feedback control of the motor current to control the current as the command value. There is. In this scheme,
As described above, when the inverter output voltage becomes insufficient, the current according to the command value cannot be supplied, the current controller is saturated, and this causes a problem that the motor current is distorted and the high frequency component increases. Of course, the rotation speed cannot be increased to the rated value either.

【００１５】モータの定格電圧を放電末期のバッテリ電
圧を基準として決定すれば、上述の問題は発生しない
が、同じモータ出力を得るには、モータ電圧が低いと電
流が大きくなり損失などの面で、不利となるため、この
方法は不適当である。If the rated voltage of the motor is determined on the basis of the battery voltage at the end of discharge, the above-mentioned problem does not occur, but in order to obtain the same motor output, a low motor voltage results in a large current and loss. However, this method is not suitable because it is disadvantageous.

【００１６】本発明は上述の各問題点を解決することを
目的とする。An object of the present invention is to solve the above problems.

【００１７】[0017]

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、本発明の誘導電動機の制御装置は、誘導電
動機の励磁分電流指令とトルク分電流指令を基に、上記
誘導電動機の制御要素を演算処理して、上記誘導電動機
の一次電流指令と該一次電流指令の位相角指令および上
記誘導電動機の回転角周波数を算出し、これらの指令を
座標変換して電流指令を得、この電流指令を基にインバ
ータの入力電圧指令を得て該インバータを制御して上記
誘導電動機を制御する誘導電動機の制御装置において、
上記誘導電動機の回転角周波数（ω_n）と上記インバー
タの直流電圧検出値（Ｖ_DC）を基に励磁分電流（Ｉ₀）
を算出する励磁分電流演算部を設け、この励磁分電流演
算部により算出された励磁分電流（Ｉ₀）と上記回転角
周波数（ω_n）を基に上記制御要素を演算処理する演算
処理部からなり、上記励磁電流演算部が、ω_n≦ω_nbで
あれば、Ｉ₀＝（Ｉ／ω_nb・Ｌ₁）²・｛（Ｖ_1max）²−
（ω_nb・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2の演算を実行し、ω_n＞
ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_n・Ｌ₁）・｛（Ｖ_1max）²
−（ω_n・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2およびＶ_1max＝（Ｖ_bc
／２）の演算を実行しここで、Ｖ_1maxはインバータ出力
最大電圧、Ｉ_Tmaxはトルク電流最大値、Ｌ_σはモータの
漏れイングクタンスあることを特徴とする。In order to achieve the above object, the present invention provides a control device for an induction motor according to the invention, which is based on an excitation current command and a torque current command for the induction motor. The control element is arithmetically processed to calculate the primary current command of the induction motor, the phase angle command of the primary current command, and the rotational angular frequency of the induction motor, and the coordinates of these commands are converted to obtain a current command. In an induction motor controller for controlling the inverter by obtaining an input voltage command of an inverter based on a current command and controlling the inverter,
Excitation current (I ₀ ) based on the rotational angular frequency (ω _n ) of the induction motor and the detected DC voltage (V _DC ) of the inverter.
And a calculation processing unit for calculating the control element based on the excitation current component (I ₀ ) calculated by the excitation current component calculation unit and the rotational angular frequency (ω _n ). made, the exciting current calculator is, if _{ω n ≦ ω nb, I 0} = (I / ω nb · L 1) 2 · {(V 1max) 2 -
(Ω _nb · L _σ · I _Tmax ) ² } ^1/2 is executed, and ω _n >
If ω _nb , then I ₀ = (1 / ω _n · L ₁ ) · {(V _1max ) ²
-(Ω _n · L _σ · _{IT max} ) ² } ^1/2 and V _1max = (V _bc
/ 2) is executed, where V _1max is the inverter output maximum voltage, I _Tmax is the torque current maximum value, and L _σ is the motor leakage inductance.

【００１８】また、本発明は、誘導電動機の励磁分電流
指令とトルク分電流指令を基に、上記誘導電動機の制御
要素を演算処理して、上記誘導電動機の一次電流指令と
該一次電流指令の位相角指令および上記誘導電動機の回
転角周波数を算出し、これらの指令を座標変換して電流
指令を得、この電流指令を基にインバータの入力電圧指
令を得て該インバータを制御して上記誘導電動機を制御
する誘導電動機の制御装置において、上記誘導電動機の
回転角周波数（ω_n）と上記インバータの直流電圧検出
値（Ｖ_DC）を基に励磁分電流（Ｉ₀）を算出する励磁分
電流演算部と、前記回転角周波数に応じてトルク分電流
指令に可変のリミット値を設定する可変リミッタとを設
け、前記励磁分電流演算部により算出された励磁分電流
（Ｉ₀）と上記回転角周波数（ω_n）、および前記可変リ
ミッタにより設定されたリミッタ値を基に上記制御要素
を演算処理する演算処理部からなり、上記励磁電流演算
部が、ω_n≦ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_nb・Ｌ₁）・
｛（Ｖ_1max）²−（ω_nb・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2の演算
を実行し、ω_n＞ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_n・Ｌ₁）
・｛（Ｖ_1max）²−（ω_n・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2および
Ｖ_1max＝（Ｖ_de／２）の演算を実行するとともにＩ
_T-LIM＝（ω_nb／ω_n）・Ｉ_Tmaxの演算を実行しここで、
Ｖ_1maxはインバータ出力最大電圧、Ｉ_Tmaxはトルク電流
最大値、Ｌ_σはモータの漏れイングクタンス、Ｉ_T-LIM
はトルク電流指令Ｉ_Tのリミッタ値であることを特徴と
する。Further, according to the present invention, the control element of the induction motor is arithmetically processed on the basis of the excitation current command and the torque current command of the induction motor to calculate the primary current command and the primary current command of the induction motor. The phase angle command and the rotation angular frequency of the induction motor are calculated, the commands are coordinate-converted to obtain the current command, and the input voltage command of the inverter is obtained based on the current command to control the inverter to control the induction. In an induction motor control device for controlling an electric motor, an excitation current component (I ₀ ) is calculated based on a rotational angular frequency (ω _n ) of the induction motor and a DC voltage detection value (V _DC ) of the inverter. a calculation unit, in response to said rotational angular frequency provided a variable limiter that sets a variable limit value of the torque current command, the exciting component current exciting component current calculated by the calculation unit (I ₀₎ and the times Angular frequency (omega _n), and the based on the set limiter value by the variable limiter an arithmetic processing unit for processing the control element, the exciting current calculator is, if ω _n ≦ ω _nb, I ₀ = (1 / ω _nb · L ₁ ) ・
The _{calculation of} {(V _1max ) ² − (ω _nb · L _σ · _{IT max} ) ² } ^1/2 is executed, and when ω _n > ω _nb , I ₀ = (1 / ω _n L ₁ ).
• {(V _1max ) ² − (ω _n · L _σ · _{IT max} ) ² } ^1/2 and V _1max = (V _de / 2) and I
The calculation of _T-LIM = (ω _nb / ω _n ) · I _Tmax is executed, where
V _1max is the inverter output maximum voltage, I _Tmax is the maximum torque current value, L _σ is the motor leakage inductance, I _T-LIM
Is a limiter value of the torque current command I _T.

【００１９】[0019]

【作用】誘導電動機の励磁分電流とトルク分電流指令を
基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理して、上記
誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令の位相角指
令および上記誘導電動機の回転角周波数を算出し、これ
らの指令を座標変換して電流指令を得、この電流指令を
基にインバータの入力電圧指令を得て該インバータを制
御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機の制御装置
において、前記誘導電動機の回転角周波数を基に一次角
周波数，トルク分電流又は励磁分電流を演算して、イン
バータを制御し、これにより誘導電動機を効果的に制御
する。The control element of the induction motor is arithmetically processed based on the excitation current component and torque component current command of the induction motor, and the primary current command of the induction motor, the phase angle command of the primary current command, and the induction motor. Of the induction motor for controlling the induction motor by calculating the rotational angular frequency of the, and converting the coordinates of these commands to obtain the current command, obtaining the input voltage command of the inverter based on this current command, and controlling the inverter. In the control device, the primary angular frequency, the torque component current, or the excitation component current is calculated based on the rotational angular frequency of the induction motor to control the inverter, thereby effectively controlling the induction motor.

【００２０】[0020]

【実施例】以下に本発明の実施例を図１〜図６を参照し
ながら説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS.

【００２１】図１は本発明の第１実施例による誘導電動
機の制御装置を示すもので、図７のものと同一又は相当
部分には同一符号が付されている。図１において２１は
本発明の特徴とする励磁分電流演算部である。FIG. 1 shows an induction motor controller according to a first embodiment of the present invention, in which the same or corresponding parts as those in FIG. 7 are designated by the same reference numerals. In FIG. 1, reference numeral 21 denotes an exciting component current calculator which is a feature of the present invention.

【００２２】図１の誘導電動機の制御装置において、ベ
クトル演算部２は励磁分電流指令Ｉ₀とトルク分電流指
令Ｉ_Tを基にＩ₁＝（Ｉ₀ ²＋Ｉ_T ²）^1/2，φ＝ｔａｎ
^-1（Ｉ_T／Ｉ₀），すべり角周波数ω_S＝（Ｉ_T／Ｉ₀）・
（１／τ₂），一次角周波数ω₀＝ω_n＋ω_s及びω_ot＝∫
ω_odtをベクトル演算する。座標変換部３はベクトル演
算部２の電流演算信号Ｉ₁，位相角演算信号φ及び後述
する一次周波数演算信号ω₀ｔを入力としてＩ_a＝Ｉ₁ｓ
ｉｎ（ω₀ｔ＋φ）とＩ_b＝Ｉ₁ｓｉｎ｛ω₀ｔ＋φ−（３
／２）π｝に座標変換して電流指令Ｉ_a，Ｉ_bを出力す
る。In the control device for the induction motor shown in FIG. 1, the vector computing section 2 uses I ₁ = (I ₀ ² + _IT ² ) ^1/2 , φ based on the excitation current command I ₀ and the torque current command I _T. = Tan
^-1 (I _T / I ₀ ), slip angular frequency ω _S = (I _T / I ₀ ) ・
(1 / τ ₂ ), primary angular frequency ω ₀ = ω _n + ω _s and ω _ot = ∫
_Performs vector operation on ω _odt . The coordinate conversion unit 3 receives the current calculation signal I ₁ of the vector calculation unit 2, the phase angle calculation signal φ, and a primary frequency calculation signal ω ₀ t described later, and I _a = I ₁ s.
in (ω ₀ t + φ) and I _b = I ₁ sin {ω ₀ t + φ− (3
/ 2) π} is converted into coordinates and the current commands I _a and I _b are output.

【００２３】速度演算部１１の演算値ω_nとインバータ
７の直流電圧検出信号Ｖ_DCを基に励磁分電流指令Ｉ₀を
算出する。ベクトル演算部２はトルク分電流指令Ｉ_T，
励磁分電流指令Ｉ₀および速度演算信号ω_nを基に所定の
ベクトル演算を実行してＩ₁，φ，ω₀ｔを算出する。An excitation current command I ₀ is calculated based on the calculated value ω _n of the speed calculation unit 11 and the DC voltage detection signal V _DC of the inverter 7. The vector computing unit 2 uses the torque current command I _T ,
A predetermined vector operation is executed based on the excitation current command I ₀ and the speed operation signal ω _n to calculate I ₁ , φ, ω ₀ t.

【００２４】電気自動車等の駆動用に誘導電動機（Ｉ
Ｍ）をベクトル制御装置で駆動するシステムにおいて
は、図４に示す様に、低中速域では定トルク制御とし、
高速域では定出力制御とすることが多い。これは、大き
なトルクが必要となる低中速域に比較し、トルクが少な
くてすむ高速域では、速度の上昇につれて励磁分電流が
低下し、トルクを下げることで定出力に制御することに
よって、定出力の範囲ではモータ端子電圧をほぼ一定に
保つ方式である。これによると、モータ定格は最大回転
ではなく図４のＡ点（定トルク範囲の最高回転）で設計
できモータを小型化できる。Induction motors (I
In the system in which M) is driven by the vector controller, constant torque control is performed in the low and medium speed range as shown in FIG.
Constant output control is often used in the high speed range. Compared to the low and medium speed range where a large torque is required, in the high speed range where the torque is small, the exciting current decreases as the speed increases, and by controlling the constant output by decreasing the torque, In the constant output range, the motor terminal voltage is kept almost constant. According to this, the motor rating can be designed at the point A in FIG. 4 (maximum rotation in the constant torque range) instead of the maximum rotation, and the motor can be downsized.

【００２５】ところで、前述のように、電気自動車等の
駆動系ではバッテリ電圧が大きく変動するため、インバ
ータが出力し得る最大電圧が変化する。ここで、バッテ
リ公称電圧（Ｖ_S）を基準として、インバータの最大出
力電圧を決め、この値で定格点（図４−Ａ’点）のモー
タ端子電圧を設定すると、バッテリ電圧がＶ_Sより大き
い時は問題ないが、Ｖ_Sより電圧が低い時には、インバ
ータの出力し得る電圧が不足となる。この点を解決する
には、直流電圧の低下に応じて、励磁分電流を下げ、モ
ータ端子電圧を抑えれば良い。By the way, as described above, in a drive system of an electric vehicle or the like, the battery voltage greatly changes, so that the maximum voltage that the inverter can output changes. If the maximum output voltage of the inverter is determined based on the battery nominal voltage (V _S ) and the motor terminal voltage at the rated point (point A ′ in FIG. 4-A) is set with this value, the battery voltage is higher than V _S. However, when the voltage is lower than V _S , the voltage that the inverter can output becomes insufficient. In order to solve this point, it is sufficient to reduce the excitation current and reduce the motor terminal voltage in accordance with the decrease in the DC voltage.

【００２６】図４の定出力範囲ではモータ端子電圧がほ
ぼ一定になることはすでに述べているが、直流電圧がＶ
_Sより低下した割合により、定出力制御を開始する回転
数（図４−Ａ点）を低回転側に移動（点線で示す）すれ
ばモータ端子電圧をインバータが出力可能な電圧以下に
抑えることができる。It has already been stated that the motor terminal voltage is almost constant in the constant output range of FIG. 4, but the DC voltage is V
Depending on the rate of decrease from _{S, the} motor terminal voltage can be suppressed below the voltage that the inverter can output by moving the rotation speed (point A in Fig. 4-A) at which constant output control is started to the low rotation side (shown by the dotted line). it can.

【００２７】インバータの最大出力電圧（Ｖ_imax）は、
バッテリの公称電圧（Ｖ_S）を基準にすると、 Ｖ_imax＝Ｖ_S／２ …（１３） となり、インバータ最大出力電圧とモータ定格電圧が一
致するように（９）式と（１３）式より励磁分定格電流
Ｉ_ONを決定する。The maximum output voltage (V _imax ) of the inverter is
When the nominal voltage (V _S ) of the battery is used as a reference, V _imax = V _S / 2 (13), so that the inverter maximum output voltage and the motor rated voltage are matched by the equations (9) and (13). Determine the minute rated current I _ON .

【００２８】 Ｉ_ON＝（Ｖ_S／２）・ω_nb・Ｌ₁ …（１４） インバータ直流入力電圧Ｖ_DCがバッテリの公称電圧Ｖ_S
よりも低下した場合には定出力制御を開始するときの回
転数を下げるために新たな基底角周波数ω_nb’を次式で
決める。I _ON = (V _S / 2) · ω _nb · L ₁ (14) The inverter DC input voltage V _DC is the nominal voltage V _{S of the} battery.
If it becomes lower than that, a new base angular frequency ω _nb 'is determined by the following equation in order to lower the rotation speed when starting constant output control.

【００２９】ω_nb’＝（Ｖ_DC／Ｖ_S）・ω_nb …（１５） 定出力制御はω_nがω_nb’よりも大きくなった時点から
開始し、励磁分電流指令Ｉ₀は Ｉ₀＝Ｉ_ON・（ω_nb’／ω_n）…（１６） で制御する。Ω _nb '= (V _DC / V _S ) _{ω nb} (15) The constant output control starts when ω _n becomes larger than ω _nb ' and the excitation current command I ₀ is I _0. = I _ON · (ω _nb '/ ω _n ) ... (16)

【００３０】インバータ直流電圧Ｖ_DCがバッテリ公称電
圧Ｖ_Sよりも高い場合は、ω_nb’＝ω_nbとし、またω_n≦
ω_nb’の区間は定トルクの制御となりＩ₀＝Ｉ_ONとす
る。従って、インバータ直流電圧Ｖ_DC，回転角周波数ω
_nの条件により定出力制御を行うことによって、モータ
端子電圧の上昇を抑え、常にインバータが出力可能な電
圧以下で運転できる。When the inverter DC voltage V _DC is higher than the battery nominal voltage V _S , ω _nb '= ω _nb and ω _n ≤
The section of ω _nb 'becomes constant torque control and I ₀ = I _ON . Therefore, the inverter DC voltage V _DC and the rotational angular frequency ω
By performing the constant output control under the condition of _n , it is possible to suppress the rise of the motor terminal voltage and always operate at a voltage below the voltage that the inverter can output.

【００３１】励磁分電流演算部２１は図２に示すような
フローで演算を実行する。すなわち、ステップＳＴ１で
インバータの直流電圧Ｖ_DCとバッテリ公称電圧Ｖ_Sとの
間でＶ_DC≧Ｖ_SであればステップＳＴ２に進みω_nb’＝
ω_nbとする。ステップＳＴ３でω_n＞ω_nb’か否かを判
断し、ω_n＞ω_nb’であればステップＳＴ４に進みＩ₀＝
Ｉ_ON・（ω_nb’／ω_n）とする。ステップＳＴ１でＶ_DC
≧Ｖ_Sでなければω_nb’＝（Ｖ_DC／Ｖ_S）・ω_nbとしてス
テップＳＴ３に移行して再びω_n＞ω_nb’か否かを判断
し、ω_n＞ω_nb’でなければＩ₀＝Ｉ_ONとする。The excitation current calculation unit 21 executes the calculation according to the flow shown in FIG. That is, if _VDC ≧ V _S between the DC voltage V _DC of the inverter and the battery nominal voltage V _S in step ST1, the process proceeds to step ST2 and ω _nb '=
_Let ω _nb . 'It is determined _{whether, ω n> ω nb' ω} n> ω nb in step ST3 proceeds to step ST4, if I ₀ =
I _ON · (ω _nb '/ ω _n ). V _{DC in} step ST1
≧ V _S unless _{ω nb '= (V DC /} V S) · ω nb as a step ST3 again ω _n goes to> ω _nb' whether or not the judges, unless ω _n> ω _nb ' Set I ₀ = I _ON .

【００３２】従って、電気自動車等の駆動源であるバッ
テリ電圧が大きく変動する条件下において、定出力制御
を開始する点（基底回転数）を直流電圧の変動に対応し
て（１５）式により変化させ、（１６）式で励磁分電流
指令値Ｉ₀を演算することにより、定出力制御を行な
い、常にインバータが出力し得る電圧以内のモータ電圧
に抑えて運転ができる。これより、電流制御器の飽和を
防ぎ回転数も定格点（基底回転）を越えた回転数まで制
御可能となる。Therefore, under the condition that the battery voltage, which is the drive source of the electric vehicle or the like, greatly changes, the point (base rotational speed) at which the constant output control is started is changed by the expression (15) corresponding to the change of the DC voltage. Then, by calculating the excitation current command value I ₀ by the equation (16), constant output control is performed, and the motor voltage can always be suppressed within the voltage that can be output by the inverter for operation. As a result, the current controller can be prevented from being saturated and the rotation speed can be controlled up to the rotation speed exceeding the rated point (base rotation).

【００３３】しかしながら、上述の制御方式では、定出
力範囲においてモータの漏れインダクタンスＬ_σによる
電圧降下分を無視しているため、モータ電圧がインバー
タの出力し得る電圧を越え、電流制御系が飽和し、直流
電圧の低下時およびモータの高速回転領域では制御不能
となる可能性がある。However, in the above control method, since the voltage drop due to the motor leakage inductance L _σ is ignored in the constant output range, the motor voltage exceeds the voltage that can be output by the inverter and the current control system is saturated. However, there is a possibility that the control becomes uncontrollable when the DC voltage drops and in the high speed rotation region of the motor.

【００３４】そこで、本発明においては励磁分電流演算
部２１で以下に述べる式（２０）〜（２２）を演算して
励磁電流Ｉ₀を制御して弱め界磁制御することにより、
直流電圧低下時および高速回転領域においてもモータ１
次電圧をインバータの制御可能な電圧範囲に抑えるもの
である。Therefore, in the present invention, the excitation component current calculation unit 21 calculates the following equations (20) to (22) to control the excitation current I ₀ to perform the field weakening control.
Motor 1 even when the DC voltage drops and in the high-speed rotation range
The next voltage is kept within a voltage range that can be controlled by the inverter.

【００３５】従って、（７）式において無視しているω
₀Ｌ_σＩ₁の項は、定出力範囲が広い場合は無視できな
い。このため、 （Ｖ_1d＝−ω₀Ｌ_σＩ_T，Ｖ_1q＝ω₀Ｌ₁Ｉ₀）…（１７） 高速域で考えるため、ω_s≪ω_n，ω₀≒ω_nより （Ｖ_1d＝−ω_nＬ_σＩ_T，Ｖ_1q＝ω_nＬ₁Ｉ₀）…（１８） Ｖ₁＝｛（Ｖ_1d）²＋（Ｖ_1q）²｝^1/2…（１９） となる。ここで、インバータが出力し得る最大電圧をＶ
_1max、トルク電流指令の最大値をＩ_Tmax、定出力制御を
開始する基底回転角周波数をω_nbとする。Therefore, ω ignored in the equation (7)
_{The term of 0} L _σ I ₁ cannot be ignored when the constant output range is wide. For this _{reason, (V 1d = -ω 0 L} σ I T, V 1q = ω 0 L 1 I 0) ... (17) to think in the high-speed _{range, ω s «ω n, ω 0} ≒ ω n than (V _{1d = -ω n L σ I T,} V 1q = ω n L 1 I 0) ... a _{(18) V 1 = {(} V 1d) 2 + (V 1q) 2} 1/2 ... (19). Here, the maximum voltage that the inverter can output is V
_1max, the maximum value of the torque current command I _Tmax, the base rotational angular frequency for starting the constant power control and omega _nb.

【００３６】モータ１次電圧Ｖ₁がインバータ出力最大
電圧Ｖ_1maxを越えないためには、（１８），（１９）式
より励磁電流指令値Ｉ₀を下式によって制御すれば良
い。In order to prevent the motor primary voltage V ₁ from _{exceeding the} inverter output maximum voltage V _1max , the exciting current command value I ₀ may be controlled by the following equations from the equations (18) and (19).

【００３７】ω_n≦ω_nb（定トルク範囲の場合）、 Ｉ₀＝（１／ω_nb・Ｌ₁）・｛（Ｖ_1max）²−（ω_nbＬ_σ
Ｉ_Tmax）²｝^1/2…（２０） この値は回転数によらず一定である。Ω _{n ≤ω nb} (in the case of constant torque range), I ₀ = (1 / ω _nb · L ₁ ) · {(V _1max ) ² − (ω _nb L _σ
I _Tmax ) ² } ^1/2 (20) This value is constant regardless of the rotation speed.

【００３８】ω_n＞ω_nb（弱め界磁制御範囲）の場合、 Ｉ₀＝（１／ω_n・Ｌ₁）・｛（Ｖ_1max）²−（ω_nＬ_σＩ
_Tmax）²｝^1/2…（２１）（２０），（２１）式で励磁電
流指令値Ｉ₀を制御することにより、モータ一次電圧Ｖ₁
を常にインバータ最大電圧Ｖ_1max内に制御できるため、
電流制御系の飽和現象を防止できる。When ω _n > ω _nb (field-weakening control range), I ₀ = (1 / ω _n L ₁ ) · {(V _1max ) ² − (ω _n L _σ I
_Tmax ) ² } ^1/2 (21) By controlling the exciting current command value I ₀ by the equations (20) and (21), the motor primary voltage V _1
Can always be controlled within the inverter maximum voltage V _1max ,
The saturation phenomenon of the current control system can be prevented.

【００３９】さて、直流電源に電池を用いる場合には、
直流電圧が大きく変動する。インバータが出力し得る最
大電圧は直流電圧に応じて（２２）式で変化する。When a battery is used as the DC power source,
DC voltage fluctuates greatly. The maximum voltage that the inverter can output changes according to the formula (22) according to the DC voltage.

【００４０】Ｖ_1max＝（Ｖ_DC／２）…（２２） ここで、Ｖ_DCは直流電圧である。V _1max = (V _DC / 2) (22) where V _DC is a DC voltage.

【００４１】このため、直流電圧を検出し、（２０），
（２１）式のＶ_1maxに（２２）式で求めた値を用いるこ
とによって、直流電圧が変動しても常にモータ１次電圧
をＶ_1max内に抑えることができ、電流制御系の飽和を防
止できる。この時、励磁分電流演算部２１は図３に示す
ようなフローで演算を実行する。Therefore, the DC voltage is detected, and (20),
By using the value obtained by the equation (22) for the V _1max of the equation (21), the motor primary voltage can always be kept within V _1max even if the DC voltage fluctuates, and the saturation of the current control system is prevented. it can. At this time, the excitation current calculation unit 21 executes the calculation according to the flow shown in FIG.

【００４２】図５は本発明の第２実施例による誘導電動
機の制御装置を示すもので、図１のものと同一又は相当
部分には同一符号が付されている。FIG. 5 shows an induction motor controller according to a second embodiment of the present invention. The same or corresponding parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals.

【００４３】本実施例では、図５に示すように、トルク
分電流指令部１の出力段とベクトル演算部２の入力段と
の間に可変リミッタ部２２を介設し、この可変リミッタ
部２２にトルク分電流指令部１の出力信号と回転角周波
数ω_nを入力し、トルク分電流指令Ｉ_Tを得ることを特徴
とする。In this embodiment, as shown in FIG. 5, a variable limiter unit 22 is provided between the output stage of the torque component current command unit 1 and the input stage of the vector calculation unit 2, and this variable limiter unit 22 is provided. It is characterized in that the output signal of the torque component current command unit 1 and the rotational angular frequency ω _n are input to the to obtain the torque component current command I _T.

【００４４】前述したように、（７）式において無視し
ているω₀Ｌ_σＩ_Tの項は定出力範囲が大きい場合には無
視できない電圧となる。定出力範囲では、Ｉ₀を制御し
てＶ_1qは一定に保つことが出来るが、Ｖ_1dのω₀Ｌ_σＩ_T
の項は回転数の上昇に比例して大きくなるためである。
このため、（７）式の代わりに Ｖ_1d＝−ω₀Ｌ_σＩ_T，Ｖ_1q＝−ω₀Ｌ₁Ｉ₀ …（１３） を用い、高速域を考えるため、ω_s＝≪ω_n，ω₀≒ω_nよ
り Ｖ_1d＝−ω_nＬ_σＩ_T，Ｖ_1q＝ω_nＬ₁Ｉ₀ …（１４） を得、端子電圧（一次電圧）として Ｖ₁＝｛（Ｖ_1d）²＋（Ｖ_1q）²｝^1/2…（１５） を得る。As described above, the term of ω ₀ L _σ I _T neglected in the equation (7) becomes a voltage that cannot be ignored when the constant output range is large. In the constant output range, I ₀ can be controlled to keep V _1q constant, but ω ₀ L _σ I _{T of} V _1d
This is because the term of becomes larger in proportion to the increase of the rotation speed.
For this reason, V _1d = −ω ₀ L _σ I _T , V _1q = −ω ₀ L ₁ I ₀ (13) is used instead of the equation (7), and ω _s = << ω _n , ω ₀ ≒ ω _n give _{V 1d = -ω n L σ I} T, V 1q = ω n L 1 I 0 ... (14) than, V ₁ as a terminal voltage (primary voltage) = {(V _1d) ² + (V _1q ) ² } ^1/2 (15) is obtained.

【００４５】ここで、基底回転角周波数（ω_nb）を越え
た回転数から励磁電流指令値Ｉ₀を（１２）式のＩ₀＝Ｉ
_oN・（ω_nb／ω_n）で制御するだけでは、（１４）式の
Ｖ_1dが回転数に比例して増加し、一次電圧Ｖ₁が上昇し
てインバータが出力し得る電圧を越え、電流制御が不能
となる。これを防止するために、 Ｉ_T-LIM＝（ω_nb／ω_n）・Ｉ_Tmax…（２３） を可変リミッタ部２２で演算処理して、ω_n＞ω_nbの領
域ではトルク電流指令値Ｉ_Tのリミット値Ｉ_T-LIMを回転
数に応じて変化させる。Here, the exciting current command value I ₀ is calculated from the rotational speed _exceeding the base rotational angular frequency (ω _nb ) as I ₀ = I in the equation (12).
Only by controlling with _oN · (ω _nb / ω _n ), V _{1d in the} equation (14) increases in proportion to the rotation speed, the primary voltage V ₁ rises, exceeds the voltage that the inverter can output, and the current You lose control. In order to prevent this, I _T-LIM = (ω _nb / ω _n ) · _{IT max} (23) is calculated by the variable limiter unit 22, and in the region of ω _n > ω _nb , the torque current command value I the limit value I _T-LIM of _T is varied according to the rotation speed.

【００４６】これにより、トルク指令のリミット値Ｉ
_T-LIMが図６に示すように回転数の上昇に反比例して低
下するため（１４）式のＶ_1dは回転数が上昇しても一定
値以下に保たれる。従って、モータ１次電圧が、基底回
転時の電圧を越えないことが保証され、インバータ最大
出力電圧以内に抑えれるため、電流制御系の飽和現象を
防止できる。As a result, the torque command limit value I
_As shown in FIG. 6, _T-LIM decreases in inverse proportion to the increase in the rotation speed, so that V _{1d in the} equation (14) is maintained below a certain value even if the rotation speed increases. Therefore, it is ensured that the primary voltage of the motor does not exceed the voltage at the time of base rotation, and it is suppressed within the maximum output voltage of the inverter, so that the saturation phenomenon of the current control system can be prevented.

【００４７】なお、本発明において、ベクトル制御の構
成方法は上記各実施例のものに限定されるものではな
く、トルク分電流と励磁分電流に分けて制御する全ての
方式について適用できるものである。In the present invention, the method of constructing the vector control is not limited to those of the above-described embodiments, but can be applied to all methods of controlling separately for the torque component current and the excitation component current. .

【００４８】[0048]

【発明の効果】本発明は上述の如くであって、請求項１
と２の発明によれば、励磁電流を制御し、弱め界磁制御
することにより、直流電圧低下時および高速回転域にお
いてもモータ１次電圧をインバータの制御可能な電圧範
囲に抑えることができ、電流制御系の飽和を防ぎ安定し
た制御が可能となる。定出力制御を行ない、常にインバ
ータが出力し得る電圧以内のモータ電圧に抑えて運転が
できる。これより、電流制御器の飽和を防ぎ回転数も定
格点（基底回転）を越えた回転数まで制御可能となる。As described above, the present invention is as described above.
According to the inventions of (2) and (2), by controlling the excitation current and the field weakening control, the motor primary voltage can be suppressed within the voltage range in which the inverter can control even when the DC voltage drops and in the high speed rotation range. Saturation of the system is prevented and stable control is possible. The constant output control is performed, and the motor voltage can always be suppressed within the voltage that can be output by the inverter. As a result, the current controller can be prevented from being saturated and the rotation speed can be controlled up to the rotation speed exceeding the rated point (base rotation).

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の第１実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図。FIG. 1 is a block diagram of a control device for an induction motor according to a first embodiment of the present invention.

【図２】図１の制御装置の演算フロー図。FIG. 2 is a calculation flowchart of the control device of FIG.

【図３】励磁分電流演算部の処理フロー図。FIG. 3 is a processing flow chart of an excitation current calculation unit.

【図４】図１の制御装置の回転角周波数に対するトルク
特性図。FIG. 4 is a torque characteristic diagram with respect to a rotation angular frequency of the control device of FIG.

【図５】本発明の第２実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図。FIG. 5 is a block diagram of an induction motor control device according to a second embodiment of the present invention.

【図６】図６の制御装置の回転周波数に対する特性図。6 is a characteristic diagram of the control device of FIG. 6 with respect to a rotation frequency.

【図７】従来の誘導電動機の制御装置のブロック図。FIG. 7 is a block diagram of a conventional induction motor control device.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１…トルク分電流指令部 ２…ベクトル演算部 ３…座標変換部 ７…ＰＷＭインバータ ９…誘導電動機 １１…速度演算部 ２１…励磁分電流演算部 ２２…可変リミッタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Torque component current command unit 2 ... Vector computing unit 3 ... Coordinate conversion unit 7 ... PWM inverter 9 ... Induction motor 11 ... Speed computing unit 21 ... Excitation component current computing unit 22 ... Variable limiter

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 永山 和俊 東京都品川区大崎２丁目１番17号 株式会 社明電舎内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Kazutoshi Nagayama 2-1-1-17 Osaki, Shinagawa-ku, Tokyo Inside the Meidensha Co., Ltd.

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 誘導電動機の励磁分電流指令とトルク分
電流指令を基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理
して、上記誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令
の位相角指令および上記誘導電動機の回転角周波数を算
出し、これらの指令を座標変換して電流指令を得、この
電流指令を基にインバータの入力電圧指令を得て該イン
バータを制御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機
の制御装置において、上記誘導電動機の回転角周波数
（ω_n）と上記インバータの直流電圧検出値（Ｖ_DC）を
基に励磁分電流（Ｉ₀）を算出する励磁分電流演算部を
設け、この励磁分電流演算部により算出された励磁分電
流（Ｉ₀）と上記回転角周波数（ω_n）を基に上記制御要
素を演算処理する演算処理部からなり、上記励磁電流演
算部が、ω_n≦ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_nb・Ｌ₁）
・｛（Ｖ_1max）²−（ω_nb・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2の演
算を実行し、ω_n＞ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_n・
Ｌ₁）・｛（Ｖ_1max）²−（ω_n・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2
およびＶ_1max＝（Ｖ_de／２）の演算を実行しここで、Ｖ
_1maxはインバータ出力最大電圧、Ｉ_Tmaxはトルク電流最
大値、Ｌ_σはモータの漏れイングクタンスあることを特
徴とする誘導電動機の制御装置。1. A primary current command of the induction motor and a phase angle command of the primary current command are calculated by processing control elements of the induction motor based on an excitation current command and a torque current command of the induction motor. The rotational angular frequency of the induction motor is calculated, the commands are coordinate-converted to obtain a current command, the input voltage command of the inverter is obtained based on the current command, and the inverter is controlled to control the induction motor. In the control device for the induction motor, an excitation component current calculator for calculating an excitation component current (I ₀ ) based on the rotational angular frequency (ω _n ) of the induction motor and the DC voltage detection value (V _DC ) of the inverter is provided. A calculation processing unit for calculating the control element based on the excitation component current (I ₀ ) calculated by the excitation component current calculation unit and the rotation angular frequency (ω _n ), and the excitation current calculation unit, ω _n ≤ ω _nb If so, I ₀ = (1 / ω _nb · L ₁ )
The _{calculation of} {(V _1max ) ² − (ω _nb · L _σ · _{IT max} ) ² } ^1/2 is performed, and if ω _n > ω _nb , then I ₀ = (1 / ω _n ·
_{L 1) · {(V 1max} ) 2 - (ω n · L σ · I Tmax) 2} 1/2
And V _1max = (V _de / 2), where V
_1max inverter maximum output voltage, I _Tmax is the torque current maximum value, L _sigma control for an induction motor, characterized in that the leakage Ingukutansu motor. 【請求項２】 請求項１の誘導電動機の制御装置におい
て、上記励磁分電流演算部が、インバータ直流電圧（Ｖ
_DC）≧バッテリ公称電圧（Ｖ_S）であればモータ定格の
基底回転角周波数（ω_nb）＝定出力回転角周波数
（ω_nb'）とし、Ｖ_DC≧Ｖ_Sでなければω_nb'＝（Ｖ_DC／
Ｖ_S）・ω_nbとし、前記誘導電動機の回転角周波数
（ω_n）＞ω_nb’であれば励磁分電流（Ｉ₀）＝Ｉ_ON・
（ω_nb'／ω_n）とし（Ｉ_ONは励磁分定格電流）とすると
ともに、ω_n＞ω_nb’でなければＩ₀＝Ｉ_ONとする演算を
実行することを特徴とする誘導電動機の制御装置。2. The control device for an induction motor according to claim 1, wherein the exciting current component calculating unit is an inverter DC voltage (V
_{If DC} ) ≧ battery nominal voltage (V _S ), the motor rated base rotational angular frequency (ω _nb ) = constant output rotational angular frequency (ω _nb '), and if _VDC ≧ V _S ω _nb ' = ( V _DC /
V _S ) · ω _nb, and if the rotational angular frequency of the induction motor (ω _n )> ω _nb ', the excitation current (I ₀ ) = I _ON ·
(Ω _nb '/ ω _n ) (I _ON is the excitation current rating), and if ω _n > ω _nb ', the calculation of I ₀ = I _ON is executed. Control device. 【請求項３】 誘導電動機の励磁分電流指令とトルク分
電流指令を基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理
して、上記誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令
の位相角指令および上記誘導電動機の回転角周波数を算
出し、これらの指令を座標変換して電流指令を得、この
電流指令を基にインバータの入力電圧指令を得て該イン
バータを制御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機
の制御装置において、上記誘導電動機の回転角周波数
（ω_n）と上記インバータの直流電圧検出値（Ｖ_DC）を
基に励磁分電流（Ｉ₀）を算出する励磁分電流演算部
と、前記回転角周波数に応じてトルク分電流指令に可変
のリミット値を設定する可変リミッタとを設け、前記励
磁分電流演算部により算出された励磁分電流（Ｉ₀）と
上記回転角周波数（ω_n）、および前記可変リミッタに
より設定されたリミッタ値を基に上記制御要素を演算処
理する演算処理部からなり、上記励磁電流演算部が、ω
_n≦ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_nb・Ｌ₁）・｛（Ｖ
_1max）²−（ω_nb・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2の演算を実行
し、ω_n＞ω_nbであれば、Ｉ₀＝（１／ω_n・Ｌ₁）・
｛（Ｖ_1max）²−（ω_n・Ｌ_σ・Ｉ_Tmax）²｝^1/2およびＶ
_1max＝（Ｖ_de／２）の演算を実行するとともにＩ_T-LIM
＝（ω_nb／ω_n）・Ｉ_Tmaxの演算を実行しここで、Ｖ
_1maxはインバータ出力最大電圧、Ｉ_Tmaxはトルク電流最
大値、Ｌ_σはモータの漏れイングクタンスで、Ｉ_T-LIM
はトルク電流指令Ｉ_Tのリミッタ値であることを特徴と
する誘導電動機の制御装置。3. A primary current command of the induction motor and a phase angle command of the primary current command are calculated by processing control elements of the induction motor based on an excitation current command and a torque current command of the induction motor. The rotational angular frequency of the induction motor is calculated, the commands are coordinate-converted to obtain a current command, the input voltage command of the inverter is obtained based on the current command, and the inverter is controlled to control the induction motor. In the control device of the induction motor, an excitation component current calculation unit that calculates an excitation component current (I ₀ ) based on the rotational angular frequency (ω _n ) of the induction motor and the DC voltage detection value (V _DC ) of the inverter, the provided a variable limiter that sets a limit value of the variable to a torque current command in accordance with the rotation angular frequency, the excitation component exciting component current calculated by the current calculator (I ₀₎ and the rotational angular frequency (omega _n , And becomes the control element based on the set limiter value by the variable limiter from the arithmetic processing unit for processing, the excitation current calculation unit, omega
_{If n} ≦ ω _nb , I ₀ = (1 / ω _nb · L ₁ ) · {(V
_1max ) ²⁻ (ω _nb · L _σ · _{IT max} ) ² } ^1/2 , and if ω _n > ω _nb , then I ₀ = (1 / ω _n L ₁ ) ·
{(V _1max ) ² − (ω _n · L _σ · _{IT max} ) ² } ^1/2 and V
_1max = (V _de / 2) is calculated and I _T-LIM
= (Ω _nb / ω _n ) · I _Tmax is calculated, where V
_1max is the inverter output maximum voltage, I _Tmax is the maximum torque current value, L _σ is the motor leakage inductance, I _T-LIM
Is a limiter value of the torque current command I _T.