JPH075225A - 金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタのドレイン電流を監視する回路構造体 - Google Patents
金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタのドレイン電流を監視する回路構造体Info
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- JPH075225A JPH075225A JP5308531A JP30853193A JPH075225A JP H075225 A JPH075225 A JP H075225A JP 5308531 A JP5308531 A JP 5308531A JP 30853193 A JP30853193 A JP 30853193A JP H075225 A JPH075225 A JP H075225A
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- mos
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L22/00—Testing or measuring during manufacture or treatment; Reliability measurements, i.e. testing of parts without further processing to modify the parts as such; Structural arrangements therefor
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R31/00—Arrangements for testing electric properties; Arrangements for locating electric faults; Arrangements for electrical testing characterised by what is being tested not provided for elsewhere
- G01R31/26—Testing of individual semiconductor devices
- G01R31/2607—Circuits therefor
- G01R31/2621—Circuits therefor for testing field effect transistors, i.e. FET's
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- Power Engineering (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Insulated Gate Type Field-Effect Transistor (AREA)
- Testing Of Individual Semiconductor Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタ
の過度に小さな電流を、極めて高い信頼性でもって検出
することができ、かつ、構造が簡単で、かつ、遅延がな
いなどの優れた応答特註を有する、回路構造体を提供す
る。 【構成】 MOS測定用トランジスタTD′とMOS電
力用トランジスタTD″とを得るために実効トランジス
タ領域が分割され、かつ、前記2つのMOSトランジス
タ部分TD′、TD″のドレイン・ソース経路が電流ミ
ラー回路SP1の異なる電流ループSZa、SZbの中
に配置され、かつ、前記電流ミラーSP1が予め定める
ことが可能な基準電流Urefにより作動する、金属・
酸化物・半導体電界効果トランジスタ、すなわちTD、
のドレイン電流を監視するための回路構造体か得られ
る。前記電流ミラー回路SP1は出力端子Eを有し、前
記出力端子Eは、2個のMOS電界効果トランジスタT
D′、TD″のソース・ドレイン電圧の間の差に依存す
る監視信号を供給する。
の過度に小さな電流を、極めて高い信頼性でもって検出
することができ、かつ、構造が簡単で、かつ、遅延がな
いなどの優れた応答特註を有する、回路構造体を提供す
る。 【構成】 MOS測定用トランジスタTD′とMOS電
力用トランジスタTD″とを得るために実効トランジス
タ領域が分割され、かつ、前記2つのMOSトランジス
タ部分TD′、TD″のドレイン・ソース経路が電流ミ
ラー回路SP1の異なる電流ループSZa、SZbの中
に配置され、かつ、前記電流ミラーSP1が予め定める
ことが可能な基準電流Urefにより作動する、金属・
酸化物・半導体電界効果トランジスタ、すなわちTD、
のドレイン電流を監視するための回路構造体か得られ
る。前記電流ミラー回路SP1は出力端子Eを有し、前
記出力端子Eは、2個のMOS電界効果トランジスタT
D′、TD″のソース・ドレイン電圧の間の差に依存す
る監視信号を供給する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、金属・酸化物・半導体
(MOS)電界効果トランジスタのドレイン電流を監視
するための回路構造体に関し、それでは基板の上に作成
されたこのMOS電界効果トランジスタの実効トランジ
スタ領域が、測定用電流を供給するMOS測定用トラン
ジスタと、電力出力を供給するMOS電力用トランジス
タとを得るために、分割されている。
(MOS)電界効果トランジスタのドレイン電流を監視
するための回路構造体に関し、それでは基板の上に作成
されたこのMOS電界効果トランジスタの実効トランジ
スタ領域が、測定用電流を供給するMOS測定用トラン
ジスタと、電力出力を供給するMOS電力用トランジス
タとを得るために、分割されている。
【0002】
【従来の技術およびその問題点】このような回路構造体
は、特に、電気的負荷に対する電源回路の中で、過度に
低い電流を検出するために用いられる。この回路では、
MOS電力電界効果トランジスタを通して、負荷に電力
が供給される。それぞれの電気的負荷が存在しない時、
または、それぞれの対応する導線が故障、すなわち、中
断している時、過度に低い電流が現われる。したがっ
て、もし予め定めることができる限界値以下の過度に低
い電流が検出されるならば、対応する故障状態が存在す
ると結論することができる。この過度に低い電流に対す
る限界は、比較的小さく、例えば、10mAないし10
0mAの領域にある。電動機またはそれと同等の負荷に
対し電力を供給する場合、電力用トランジスタは、例え
ば、Hブリッジで電力を供給することができる。トラン
ジスタの場合、特に、例えば、HDS(ハイ・サイド駆
動器)形の2重拡散金属・酸化物・半導体電界効果トラ
ンジスタ(D−MOS−FET)であることができる。
トランジスがオンである時、そのゲート電位はドレイン
電位よりも高い。
は、特に、電気的負荷に対する電源回路の中で、過度に
低い電流を検出するために用いられる。この回路では、
MOS電力電界効果トランジスタを通して、負荷に電力
が供給される。それぞれの電気的負荷が存在しない時、
または、それぞれの対応する導線が故障、すなわち、中
断している時、過度に低い電流が現われる。したがっ
て、もし予め定めることができる限界値以下の過度に低
い電流が検出されるならば、対応する故障状態が存在す
ると結論することができる。この過度に低い電流に対す
る限界は、比較的小さく、例えば、10mAないし10
0mAの領域にある。電動機またはそれと同等の負荷に
対し電力を供給する場合、電力用トランジスタは、例え
ば、Hブリッジで電力を供給することができる。トラン
ジスタの場合、特に、例えば、HDS(ハイ・サイド駆
動器)形の2重拡散金属・酸化物・半導体電界効果トラ
ンジスタ(D−MOS−FET)であることができる。
トランジスがオンである時、そのゲート電位はドレイン
電位よりも高い。
【0003】D−MOS電力用トランジスタの特別の場
合、ドレイン電流を監視することは比較的問題点が多
い。トランジスがオンである時、ソース・ドレイン間抵
抗の値が比較的小さく、したがって、ドレイン・ソース
間電圧が比較的低いから、それぞれの電流を測定する
時、直列抵抗器で対応するトランジスタでの電圧降下を
生じることなく電流を測定することは困難である。
合、ドレイン電流を監視することは比較的問題点が多
い。トランジスがオンである時、ソース・ドレイン間抵
抗の値が比較的小さく、したがって、ドレイン・ソース
間電圧が比較的低いから、それぞれの電流を測定する
時、直列抵抗器で対応するトランジスタでの電圧降下を
生じることなく電流を測定することは困難である。
【0004】このような直列接続された抵抗器を用いる
時に発生する比較的大きな電力の放散を避けるために、
実効トランジスタ領域を2つの部分に分割し、その主要
な部分では電力用の電流が流れ、小さな部分では電力用
の電流に比例した小さな電流が流れる、という提案がな
されている。もしトランジスタのこれらの2つの部分で
等しい電圧降下が与えられるならば、これらの2つの電
流の間の比は面積の比によって予め定めることができ、
したがって、測定用電流からより大きな電力電流を計算
することができる。
時に発生する比較的大きな電力の放散を避けるために、
実効トランジスタ領域を2つの部分に分割し、その主要
な部分では電力用の電流が流れ、小さな部分では電力用
の電流に比例した小さな電流が流れる、という提案がな
されている。もしトランジスタのこれらの2つの部分で
等しい電圧降下が与えられるならば、これらの2つの電
流の間の比は面積の比によって予め定めることができ、
したがって、測定用電流からより大きな電力電流を計算
することができる。
【0005】測定に用いられる小さな電流を確実に得る
ために、2つのMOSトランジスタ部分を演算増幅器の
差動出力端子に接続し、実効トランジスタ領域の分割に
より得られた測定用トランジスタのソース電位が電力ト
ランジスタのソース電位に常に等しくなるように、演算
増幅器にフィードバックを行うことが、既に提案されて
いる。
ために、2つのMOSトランジスタ部分を演算増幅器の
差動出力端子に接続し、実効トランジスタ領域の分割に
より得られた測定用トランジスタのソース電位が電力ト
ランジスタのソース電位に常に等しくなるように、演算
増幅器にフィードバックを行うことが、既に提案されて
いる。
【0006】この設計方式の1つの欠点は、制御回路が
用いられることである。したがって、オーバシュートお
よび信号の遅延が予想される。このことは、誤った出力
信号を生ずる可能性が十分にあることを意味し、さら
に、演算増幅器の同位相の必要な入力電圧が、比較的高
レベルである。全温度領域にわたって、オフセット電圧
を極めて小さく保つことが必要である。十分頻繁に補償
を行うために、比較的大きなシリコンの領域が必要であ
る。最後に、出力端子に接続された比較器は、また別の
オフセットの問題点に対し、および、それが占めるべき
領域に対する付加的要請に対し、応答可能である。
用いられることである。したがって、オーバシュートお
よび信号の遅延が予想される。このことは、誤った出力
信号を生ずる可能性が十分にあることを意味し、さら
に、演算増幅器の同位相の必要な入力電圧が、比較的高
レベルである。全温度領域にわたって、オフセット電圧
を極めて小さく保つことが必要である。十分頻繁に補償
を行うために、比較的大きなシリコンの領域が必要であ
る。最後に、出力端子に接続された比較器は、また別の
オフセットの問題点に対し、および、それが占めるべき
領域に対する付加的要請に対し、応答可能である。
【0007】
【問題点を解決するための手段】本発明の1つの目的
は、簡単な構造を有し、かつ、良好な応答特性を有する
が、すなわち、さらに詳細にいえば、遅延のない応答特
性を有するが、金属・酸化物・半導体電界効果トランジ
スタの過度に低い電流の検出を高い信頼性でもって行う
ことができる、前記方式の回路構造体を得ることであ
る。
は、簡単な構造を有し、かつ、良好な応答特性を有する
が、すなわち、さらに詳細にいえば、遅延のない応答特
性を有するが、金属・酸化物・半導体電界効果トランジ
スタの過度に低い電流の検出を高い信頼性でもって行う
ことができる、前記方式の回路構造体を得ることであ
る。
【0008】本発明により、この目的は、MOS測定用
トランジスタとMOS電力用トランジスタとのドレイン
・ソース経路を、電流ミラー回路の異なる電流ループの
中に配置することにより、達成される。その際、この電
流ミラー回路の異なる電流ループは、予め定めることが
できる基準電流で作動し、および、電流ミラー回路は2
個のMOS電界効果トランジスタのドレイン・ソース間
電圧の差に依存する監視信号を供給する、出力端子を有
する。
トランジスタとMOS電力用トランジスタとのドレイン
・ソース経路を、電流ミラー回路の異なる電流ループの
中に配置することにより、達成される。その際、この電
流ミラー回路の異なる電流ループは、予め定めることが
できる基準電流で作動し、および、電流ミラー回路は2
個のMOS電界効果トランジスタのドレイン・ソース間
電圧の差に依存する監視信号を供給する、出力端子を有
する。
【0009】このように設計される場合、極めて簡単な
形式の回路を達成できるだけでなく、さらに、過度に低
い電流に対し許容可能な限界からの極めて小さな変化で
あっても、高い信頼性でもって、そして事実上遅延なし
に、検出することができる。一定基準電流により作動す
る電流ミラー回路を用いることにより、この基準電流に
常に等しい測定電流を確実に得ることができる。この基
準電流に常に等しい測定電流は、第2電流ミラー回路ル
ープのMOS電力用トランジスタを含む部分の中にも同
時に流れる。したがって、2つの電流ミラー回路ループ
の中に、再現可能な電圧、すなわち、明確に定められた
電圧が存在する。これらの電圧は、過度に低い電流に対
する予め定められた限界に到達するとすぐに、比較可能
な値になる。過度に低い電流に対するこの限界から変化
した場合、このような電圧も変化し、したがって、それ
らの間の差に依存する監視信号に変化が生ずる。2個の
トランジスタ部分のソース電圧の間の比較に基づいて、
この監視信号が生成されることが好ましい。
形式の回路を達成できるだけでなく、さらに、過度に低
い電流に対し許容可能な限界からの極めて小さな変化で
あっても、高い信頼性でもって、そして事実上遅延なし
に、検出することができる。一定基準電流により作動す
る電流ミラー回路を用いることにより、この基準電流に
常に等しい測定電流を確実に得ることができる。この基
準電流に常に等しい測定電流は、第2電流ミラー回路ル
ープのMOS電力用トランジスタを含む部分の中にも同
時に流れる。したがって、2つの電流ミラー回路ループ
の中に、再現可能な電圧、すなわち、明確に定められた
電圧が存在する。これらの電圧は、過度に低い電流に対
する予め定められた限界に到達するとすぐに、比較可能
な値になる。過度に低い電流に対するこの限界から変化
した場合、このような電圧も変化し、したがって、それ
らの間の差に依存する監視信号に変化が生ずる。2個の
トランジスタ部分のソース電圧の間の比較に基づいて、
この監視信号が生成されることが好ましい。
【0010】本発明の利点を有するまた別の方式は、下
記において説明される。
記において説明される。
【0011】
【実施例】本発明の実施例について、添付図面を参照し
ての詳細な下記説明により、本発明が十分に理解される
であろう。
ての詳細な下記説明により、本発明が十分に理解される
であろう。
【0012】図1は、金属・酸化物・半導体の電界効果
トランジスタ(MOS−FET)TDの原理を示す回路
図である。基板の上に作成されたその実効トランジスタ
領域は、測定用電流IMを供給するMOS測定用トラン
ジスタと、出力電力電流ILを供給するMOS電力用ト
ランジスタとを構成するために、小さい領域AMと大き
い領域ALとに分割される。
トランジスタ(MOS−FET)TDの原理を示す回路
図である。基板の上に作成されたその実効トランジスタ
領域は、測定用電流IMを供給するMOS測定用トラン
ジスタと、出力電力電流ILを供給するMOS電力用ト
ランジスタとを構成するために、小さい領域AMと大き
い領域ALとに分割される。
【0013】これら2個のトランジスタ部分は、共通の
ドレイン電極を有する。この共通ドレイン電極に、電源
電圧VCCが供給される。他方、MOS測定用トランジ
スタおよびMOS電力用トランジスタに対し、別々のソ
ース端子AおよびBに、それぞれ、ソース電圧UAおよ
びUBが供給される。
ドレイン電極を有する。この共通ドレイン電極に、電源
電圧VCCが供給される。他方、MOS測定用トランジ
スタおよびMOS電力用トランジスタに対し、別々のソ
ース端子AおよびBに、それぞれ、ソース電圧UAおよ
びUBが供給される。
【0014】もしMOS測定用トランジスタのソース電
圧UAがMOS電力用トランジスタのソース電圧UBに
等しいならば、これらの2個のトランジスタ部分の実効
領域AMとALとの比Qは、2つの電流ILおよびIM
の比に対応するであろう。したがって、UA=UBの場
合、下記の式が適用されるであろう。
圧UAがMOS電力用トランジスタのソース電圧UBに
等しいならば、これらの2個のトランジスタ部分の実効
領域AMとALとの比Qは、2つの電流ILおよびIM
の比に対応するであろう。したがって、UA=UBの場
合、下記の式が適用されるであろう。
【0015】
【数1】
【0016】UA=UBの場合、電力電流IPOWに比
べて小さい測定用電流IMEASは、下記の式で計算す
ることができる。
べて小さい測定用電流IMEASは、下記の式で計算す
ることができる。
【0017】
【数2】
【0018】小さな電流IMを測定するために、図2に
示された測定用回路は、従来すでに開示されている。図
2の測定用回路では、2個のMOSトランジスタ部分の
分離したソース端子AおよびBが、演算増幅器12の、
それぞれ、正入力端子および負入力端子に接続される。
そして、この演算増幅器12の出力は、また別の金属・
酸化物・半導体電界効果トランジスタTXのゲート電極
に接続される。この電界効果トランジスタTXのドレイ
ン・ソース経路は、分割されたMOSトランジスタTD
のMOS測定用トランジスタのソース端子Aと、オーム
抵抗器Rmとの間に接続される。オーム抵抗器Rmの他
の端子は、アースMに接続される。演算増幅器12の負
出力端子に接続されたMOS電力用トランジスタのソー
ス端子Bは、負荷抵抗器RLを通して、アースMに接続
される。測定用電流IMは、別のMOSトランジスタT
Xと、それに直列に接続された測定用抵抗器Rmとを通
って流れる。測定用抵抗器Rmの両端の測定用電圧Um
が、電圧測定装置18により測定される。
示された測定用回路は、従来すでに開示されている。図
2の測定用回路では、2個のMOSトランジスタ部分の
分離したソース端子AおよびBが、演算増幅器12の、
それぞれ、正入力端子および負入力端子に接続される。
そして、この演算増幅器12の出力は、また別の金属・
酸化物・半導体電界効果トランジスタTXのゲート電極
に接続される。この電界効果トランジスタTXのドレイ
ン・ソース経路は、分割されたMOSトランジスタTD
のMOS測定用トランジスタのソース端子Aと、オーム
抵抗器Rmとの間に接続される。オーム抵抗器Rmの他
の端子は、アースMに接続される。演算増幅器12の負
出力端子に接続されたMOS電力用トランジスタのソー
ス端子Bは、負荷抵抗器RLを通して、アースMに接続
される。測定用電流IMは、別のMOSトランジスタT
Xと、それに直列に接続された測定用抵抗器Rmとを通
って流れる。測定用抵抗器Rmの両端の測定用電圧Um
が、電圧測定装置18により測定される。
【0019】この回路の場合、ソース端子Aがソース端
子Bと事実上同じ電位にあるように演算増幅器12がフ
ィードバックされ、その結果、式(1)が常に満たされ
る。そして、式IM=Um・Rmを用いて、測定電圧U
mに基づいて測定電流IMEASが確認されるとすぐ、
出力電力電流ILを式(2)から計算することができ
る。
子Bと事実上同じ電位にあるように演算増幅器12がフ
ィードバックされ、その結果、式(1)が常に満たされ
る。そして、式IM=Um・Rmを用いて、測定電圧U
mに基づいて測定電流IMEASが確認されるとすぐ、
出力電力電流ILを式(2)から計算することができ
る。
【0020】しかしながら、この従来の回路の場合、制
御回路はオーバシュートを生ずることがあり、かつ、信
号の遅延を生ずることがある。したがって、出力信号に
エラーを生ずることがあるという、欠点を有する。演算
増幅器に対し、電源電圧に事実上等しい比較的大きな同
位相の入力電圧を有することが必要である。着目される
全温度領域に対し、オフセット電圧が小さいままである
ことを確実に得ることが必要である。必要な頻繁な補償
のために、大きなシリコンの領域が必要である。この回
路に備えられる比較器は、また別のオフセットの問題点
を有し、そして、さらに大きな領域を必要とする。
御回路はオーバシュートを生ずることがあり、かつ、信
号の遅延を生ずることがある。したがって、出力信号に
エラーを生ずることがあるという、欠点を有する。演算
増幅器に対し、電源電圧に事実上等しい比較的大きな同
位相の入力電圧を有することが必要である。着目される
全温度領域に対し、オフセット電圧が小さいままである
ことを確実に得ることが必要である。必要な頻繁な補償
のために、大きなシリコンの領域が必要である。この回
路に備えられる比較器は、また別のオフセットの問題点
を有し、そして、さらに大きな領域を必要とする。
【0021】図3は、金属・酸化物・半導体の電界効果
トランジスタTDのドレイン電流IDSを監視するため
に、本発明により構成された回路の基本原理を示した図
面である。この場合には、特に、HSD(ハイ・サイド
駆動器)形の2重拡散MOS(D−MOS)トランジス
タの問題点がある。このHSD形のD−MOSトランジ
スタでは、このトランジスタがオン状態になる時のゲー
ト電極は、ドレイン電極よりも高い電位を有する。しか
しながら、本発明によるこの回路構造体は、他のMOS
トランジスタと共に用いることができる、例えば、Pチ
ャンネル形のMOSトランジスタと共に、用いることが
できる。
トランジスタTDのドレイン電流IDSを監視するため
に、本発明により構成された回路の基本原理を示した図
面である。この場合には、特に、HSD(ハイ・サイド
駆動器)形の2重拡散MOS(D−MOS)トランジス
タの問題点がある。このHSD形のD−MOSトランジ
スタでは、このトランジスタがオン状態になる時のゲー
ト電極は、ドレイン電極よりも高い電位を有する。しか
しながら、本発明によるこの回路構造体は、他のMOS
トランジスタと共に用いることができる、例えば、Pチ
ャンネル形のMOSトランジスタと共に、用いることが
できる。
【0022】基板の上に作成される実効トランジスタ領
域は、測定用電流IMを供給するMOS測定用トランジ
スタTD′と、MOS電力用トランジスタTD″とを構
成するために、分割される。このMOS電力用トランジ
スタは、出力電力のために、大電流IPOWを供給す
る。
域は、測定用電流IMを供給するMOS測定用トランジ
スタTD′と、MOS電力用トランジスタTD″とを構
成するために、分割される。このMOS電力用トランジ
スタは、出力電力のために、大電流IPOWを供給す
る。
【0023】2個のMOSトランジスタ部分TD′およ
びTD″は、共通のドレイン電極を有する。この共通ド
レイン電極は、電源電圧VCCに接続される。さらに、
2個のMOSトランジスタ部分TD′およびTD″は、
相互に接続される、または、それぞれ、共通のゲート電
極に接続される。
びTD″は、共通のドレイン電極を有する。この共通ド
レイン電極は、電源電圧VCCに接続される。さらに、
2個のMOSトランジスタ部分TD′およびTD″は、
相互に接続される、または、それぞれ、共通のゲート電
極に接続される。
【0024】実効トランジスタ領域をこのように分割す
ることにより、2個のMOSトランジスタ部分TD′お
よびTD″は、別々のソース端子AおよびBをそれぞれ
有する。
ることにより、2個のMOSトランジスタ部分TD′お
よびTD″は、別々のソース端子AおよびBをそれぞれ
有する。
【0025】MOSトランジスタ部分TD′およびMO
S電力用トランジスタTD″のドレイン・ソース経路D
−Sは、電流ミラー回路SP1の異なる電流経路SZa
およびSZbの中に配置される。このような電流ミラー
回路SP1の入力電流経路SZaには、例えば、定電流
源IDを用いて、一定の基準電流が供給される。このよ
うな基準電流は、第2電流経路SZbの中に反映され
る。
S電力用トランジスタTD″のドレイン・ソース経路D
−Sは、電流ミラー回路SP1の異なる電流経路SZa
およびSZbの中に配置される。このような電流ミラー
回路SP1の入力電流経路SZaには、例えば、定電流
源IDを用いて、一定の基準電流が供給される。このよ
うな基準電流は、第2電流経路SZbの中に反映され
る。
【0026】電流ミラー回路SP1は、2個のトランジ
スタT1およびT2を有する。この2個のトランジスタ
T1およびT2は、例示された実施例では、バイポーラ
・トランジスタであり、そして、それらのベースは相互
に接続され、それぞれが電流経路SZaおよびSZbに
接続されたそれらのエミッタ・コレクタ経路は、それぞ
れ、測定用トランジスタTD′および電力用トランジス
タTD″に直列に接続される。トランジスタ・ダイオー
ドを構成するために、トランジスタT1のベースはその
コレクタに接続される。
スタT1およびT2を有する。この2個のトランジスタ
T1およびT2は、例示された実施例では、バイポーラ
・トランジスタであり、そして、それらのベースは相互
に接続され、それぞれが電流経路SZaおよびSZbに
接続されたそれらのエミッタ・コレクタ経路は、それぞ
れ、測定用トランジスタTD′および電力用トランジス
タTD″に直列に接続される。トランジスタ・ダイオー
ドを構成するために、トランジスタT1のベースはその
コレクタに接続される。
【0027】本発明の例示された実施例において、バイ
ポーラPNPトランジスタT1およびT2が用いられ
る。トランジスタT1およびT2のエミッタは、それぞ
れ、測定用トランジスタTD′および電力用トランジス
タTD″のソース端子AおよびBに接続される。トラン
ジスタT1およびT2のコレクタは、それぞれ、定電流
源IDおよび定電流源ID′を介して、アースMに接続
される。定電流源IDおよび定電流源ID′はミラー効
果により得られ、そして、同じ電流を供給する。
ポーラPNPトランジスタT1およびT2が用いられ
る。トランジスタT1およびT2のエミッタは、それぞ
れ、測定用トランジスタTD′および電力用トランジス
タTD″のソース端子AおよびBに接続される。トラン
ジスタT1およびT2のコレクタは、それぞれ、定電流
源IDおよび定電流源ID′を介して、アースMに接続
される。定電流源IDおよび定電流源ID′はミラー効
果により得られ、そして、同じ電流を供給する。
【0028】トランジスタT2のエミッタとMOS電力
用トランジスタTD″のソース端子Bとの間の接合点
に、電力出力端子Lが備えられる。この電力出力端子L
を通して、出力電力に対する電流IPOWが取り出され
る。トランジスタT2のコレクタには、監視用信号を供
給する監視用出力端子Eが備えられる。この監視用信号
は、2個のMOSトランジスタTD′およびTD″のそ
れぞれのソース端子AおよびBのソース電圧の間の差、
したがって、それらのドレイン・ソース電圧UDS′と
UDS″との間の差に依存して変化する。
用トランジスタTD″のソース端子Bとの間の接合点
に、電力出力端子Lが備えられる。この電力出力端子L
を通して、出力電力に対する電流IPOWが取り出され
る。トランジスタT2のコレクタには、監視用信号を供
給する監視用出力端子Eが備えられる。この監視用信号
は、2個のMOSトランジスタTD′およびTD″のそ
れぞれのソース端子AおよびBのソース電圧の間の差、
したがって、それらのドレイン・ソース電圧UDS′と
UDS″との間の差に依存して変化する。
【0029】本発明による回路の動作方法は、下記の通
りである。
りである。
【0030】電流ミラー回路SP1により、電流経路S
Zbの中のトランジスタT2は、電流経路SZaの中の
トランジスタT1と同じコレクタ電流を有し、これら2
つの電流は予め定められた基準電流Irefに常に等し
い。この基準電流Irefは、その部分において、MO
S測定用トランジスタTD′を流れる測定用電流IMに
等しい。もし2つのMOSトランジスタ部分TD′およ
びTD″は、比Q(式1を参照)に従って、実効トラン
ジスタ領域の分割により生ずると仮定されるならば、そ
の場合には、MOSトランジスタTDがオンになる時、
MOS測定用トランジスタTD′に対する等価体として
測定用抵抗器RMが存在するであろう。この測定用抵抗
器RMの抵抗値は、MOS電力用トランジスタTD″の
ドレイン・ソース抵抗器RDSオンの抵抗値に比例し、
その比例係数は再びQである。MOS電力用トランジス
タTD″は、電圧UDS″=IL×(RDSオンに等し
い内部抵抗器R1の抵抗値)に等しい電圧源として作用
する。
Zbの中のトランジスタT2は、電流経路SZaの中の
トランジスタT1と同じコレクタ電流を有し、これら2
つの電流は予め定められた基準電流Irefに常に等し
い。この基準電流Irefは、その部分において、MO
S測定用トランジスタTD′を流れる測定用電流IMに
等しい。もし2つのMOSトランジスタ部分TD′およ
びTD″は、比Q(式1を参照)に従って、実効トラン
ジスタ領域の分割により生ずると仮定されるならば、そ
の場合には、MOSトランジスタTDがオンになる時、
MOS測定用トランジスタTD′に対する等価体として
測定用抵抗器RMが存在するであろう。この測定用抵抗
器RMの抵抗値は、MOS電力用トランジスタTD″の
ドレイン・ソース抵抗器RDSオンの抵抗値に比例し、
その比例係数は再びQである。MOS電力用トランジス
タTD″は、電圧UDS″=IL×(RDSオンに等し
い内部抵抗器R1の抵抗値)に等しい電圧源として作用
する。
【0031】もし出力電力の電流ILが下記の式を満た
すならば、
すならば、
【0032】
【数3】
【0033】その場合には、2つの端子AおよびBにそ
れぞれ生ずる電圧UAおよびUBは、同じ大きさである
であろう。もしこの条件、すなわち、
れぞれ生ずる電圧UAおよびUBは、同じ大きさである
であろう。もしこの条件、すなわち、
【0034】
【数4】
【0035】が満たされるならば、要求された過度に低
い電流限界、すなわち電流閾値、に到達するであろう。
このことは、監視用出力端子Eに、対応する監視信号と
して送られるであろう。この場合の監視用出力端子Eの
電位は、もし2個のトランジスタT1およびT2が適切
に整合しているならば、トランジスタT1のコレクタ電
位に事実上等しいであろう。
い電流限界、すなわち電流閾値、に到達するであろう。
このことは、監視用出力端子Eに、対応する監視信号と
して送られるであろう。この場合の監視用出力端子Eの
電位は、もし2個のトランジスタT1およびT2が適切
に整合しているならば、トランジスタT1のコレクタ電
位に事実上等しいであろう。
【0036】2つのソース電位が、相互に等しく保たれ
る必要はない。このことが何時起こるかを識別すること
だけが必要である。
る必要はない。このことが何時起こるかを識別すること
だけが必要である。
【0037】もし出力電力に対する電流ILが値Q・I
ref以下であるならば、下記の式が得られるであろ
う。
ref以下であるならば、下記の式が得られるであろ
う。
【0038】
【数5】
【0039】すなわち
【0040】
【数6】
【0041】このことは、トランジスタT1のコレクタ
電位に関して監視用出力端子Eの電位が増大するのは、
同時であることを意味する。したがって、出力端子Eに
高いレベルの監視信号が存在することは、過度に低い電
流が存在する、すなわち、故障状態が存在することを意
味する。したがって、この故障状態は、本発明による回
路構造体を有する装置により、直接に、かつ、信頼性を
もって、検出することができる。
電位に関して監視用出力端子Eの電位が増大するのは、
同時であることを意味する。したがって、出力端子Eに
高いレベルの監視信号が存在することは、過度に低い電
流が存在する、すなわち、故障状態が存在することを意
味する。したがって、この故障状態は、本発明による回
路構造体を有する装置により、直接に、かつ、信頼性を
もって、検出することができる。
【0042】他方、もし出力電力の電流ILがQ・I
refより大きい値であると仮定されるならば、このこ
とは、MOS電力用トランジスタTD″のソース端子B
に存在する電圧がMOS測定用トランジスタのソース端
子Aに存在する電圧よりも小さいことを意味する。すな
わち、下記の式が存在することを意味する。
refより大きい値であると仮定されるならば、このこ
とは、MOS電力用トランジスタTD″のソース端子B
に存在する電圧がMOS測定用トランジスタのソース端
子Aに存在する電圧よりも小さいことを意味する。すな
わち、下記の式が存在することを意味する。
【0043】
【数7】
【0044】このことは、同時に、トランジスタT2の
ベース・エミッタ電圧は、トランジスタT1のベース・
エミッタ電圧よりも小さいことを意味する。すなわち、
下記の式を意味する。
ベース・エミッタ電圧は、トランジスタT1のベース・
エミッタ電圧よりも小さいことを意味する。すなわち、
下記の式を意味する。
【0045】
【数8】
【0046】いまの場合、トランジスタT1およびトラ
ンジスタT2はPNPトランジスタであるから、式
(5)および式(8)の電圧値は、それぞれ、絶対値と
して考えるべきである。
ンジスタT2はPNPトランジスタであるから、式
(5)および式(8)の電圧値は、それぞれ、絶対値と
して考えるべきである。
【0047】もしトランジスタT2のベース・エミッタ
電圧の大きさがさらに小さくなるならば、監視用出力端
子Eの電位は対応する低い値に降下するであろう。した
がって、監視用出力端子Eのさらに小さな電圧レベル
は、過度に低い電流に対するそれぞれの限界が越えられ
たことを示す信号を送り、過度に低い電流が存在するこ
とについて疑問はない。
電圧の大きさがさらに小さくなるならば、監視用出力端
子Eの電位は対応する低い値に降下するであろう。した
がって、監視用出力端子Eのさらに小さな電圧レベル
は、過度に低い電流に対するそれぞれの限界が越えられ
たことを示す信号を送り、過度に低い電流が存在するこ
とについて疑問はない。
【0048】図4は、便利にかつ実際的に変更された、
本発明の実施例の図面である。この実施例は、図3に示
された簡略化された回路構造体と同じ原理で動作するこ
とが分かるであろう。
本発明の実施例の図面である。この実施例は、図3に示
された簡略化された回路構造体と同じ原理で動作するこ
とが分かるであろう。
【0049】この場合、MOS測定用トランジスタ
TD′およびMOS電力用トランジスタTD″は、電流
ミラー回路のそれぞれの電流ミラー回路ループSZaお
よびSZbの中に配置される。これらの電流ミラー回路
ループのおのおのにおいて、それらのコレクタが相互に
接続された、相互に相補形である、2個のトランジスタ
T1およびT4が直列に接続される。それらのコレクタ
が相互に接続された、相互に相補形である、2個のトラ
ンジスタT2およびT5が、直列に接続される。NPN
トランジスタT1およびT2は、それらのエミッタを通
して、それぞれ、MOS測定用トランジスタTD′のソ
ース端子およびMOS電力用トランジスタTD″のソー
ス端子に接続されるが、PNPトランジスタT4および
T5は、それぞれ、エミッタ抵抗器R2およびR3を通
して、アースに接続される。2つのトランジスタT4お
よびT5のベースはまた、2つのトランジスタT1およ
びT2のベースと同様に、相互に接続される。また別の
PNPトランジスタT8のベース端子は、トランジスタ
T1およびT4のそれぞれのコレクタに接続され、PN
PトランジスタT8のエミッタは、トランジスタT1お
よびT2のベースに接続される。このトランジスタT8
のコレクタは、アースMに直接に接続される。
TD′およびMOS電力用トランジスタTD″は、電流
ミラー回路のそれぞれの電流ミラー回路ループSZaお
よびSZbの中に配置される。これらの電流ミラー回路
ループのおのおのにおいて、それらのコレクタが相互に
接続された、相互に相補形である、2個のトランジスタ
T1およびT4が直列に接続される。それらのコレクタ
が相互に接続された、相互に相補形である、2個のトラ
ンジスタT2およびT5が、直列に接続される。NPN
トランジスタT1およびT2は、それらのエミッタを通
して、それぞれ、MOS測定用トランジスタTD′のソ
ース端子およびMOS電力用トランジスタTD″のソー
ス端子に接続されるが、PNPトランジスタT4および
T5は、それぞれ、エミッタ抵抗器R2およびR3を通
して、アースに接続される。2つのトランジスタT4お
よびT5のベースはまた、2つのトランジスタT1およ
びT2のベースと同様に、相互に接続される。また別の
PNPトランジスタT8のベース端子は、トランジスタ
T1およびT4のそれぞれのコレクタに接続され、PN
PトランジスタT8のエミッタは、トランジスタT1お
よびT2のベースに接続される。このトランジスタT8
のコレクタは、アースMに直接に接続される。
【0050】2個のMOS電界効果トランジスタTD′
およびTD″を有する電流ミラー回路SP1は、別の電
流ミラー回路SP2を通して、予め定めることが可能な
基準電流Irefから電流の供給を受ける。電流ミラー
SP2は、安定化された入力定電圧Vstabに接続さ
れた出力電流路SZeを有する。出力電流路SZeに
は、ダイオード接続されたトランジスタT3と直列接続
された基準抵抗器Rrefが備えられる。ダイオード接
続されたトランジスタT3は、エミッタ抵抗器R1を通
して、アースMに接続される。トランジスタ・ダイオー
ドを構成するNPNトランジスタT3のベースは、トラ
ンジスタT4のベースに接続される。
およびTD″を有する電流ミラー回路SP1は、別の電
流ミラー回路SP2を通して、予め定めることが可能な
基準電流Irefから電流の供給を受ける。電流ミラー
SP2は、安定化された入力定電圧Vstabに接続さ
れた出力電流路SZeを有する。出力電流路SZeに
は、ダイオード接続されたトランジスタT3と直列接続
された基準抵抗器Rrefが備えられる。ダイオード接
続されたトランジスタT3は、エミッタ抵抗器R1を通
して、アースMに接続される。トランジスタ・ダイオー
ドを構成するNPNトランジスタT3のベースは、トラ
ンジスタT4のベースに接続される。
【0051】2個のトランジスタT1およびT2を有す
る電流ミラー路SZaおよびSZbにおいて、同じ一定
の基準電流Irefが常に流れることが確実に得られ
る。この一定の基準電流Irefは、安定化された電圧
Vstabと基準抵抗器Rrefとに依存する方式で、
入力路SZeの中に生ずる。
る電流ミラー路SZaおよびSZbにおいて、同じ一定
の基準電流Irefが常に流れることが確実に得られ
る。この一定の基準電流Irefは、安定化された電圧
Vstabと基準抵抗器Rrefとに依存する方式で、
入力路SZeの中に生ずる。
【0052】図4に示された実施例の場合、電流ミラー
回路SP1の監視用出力端子Eは、電流ミラー回路SZ
bの2つの相補形トランジスタT1およびT5の相互に
接続された2個のコレクタにより構成される。
回路SP1の監視用出力端子Eは、電流ミラー回路SZ
bの2つの相補形トランジスタT1およびT5の相互に
接続された2個のコレクタにより構成される。
【0053】電流ミラー回路SP1のこの監視用出力端
子Eの後に、出力段階14がある。出力段階14は、2
個の相互に相補形であるトランジスタT6およびT7を
有する。トランジスタT6のベースは、電流ミラー回路
SP1の監視用出力端子Eに接続されるが、トランジス
タT7のベースは、トランジスタT3およびT5のベー
スに接続される。トランジスタT6のエミッタは、ダイ
オードDを通して、電力出力Lに接続されるが、トラン
ジスタT7は、エミッタ抵抗器R4を通して、アースM
に接続される。この出力段階14の出力信号は、2個の
トランジスタT6およびT7の2個のコレクタの接続点
Cで、タップ接続で取り出される。
子Eの後に、出力段階14がある。出力段階14は、2
個の相互に相補形であるトランジスタT6およびT7を
有する。トランジスタT6のベースは、電流ミラー回路
SP1の監視用出力端子Eに接続されるが、トランジス
タT7のベースは、トランジスタT3およびT5のベー
スに接続される。トランジスタT6のエミッタは、ダイ
オードDを通して、電力出力Lに接続されるが、トラン
ジスタT7は、エミッタ抵抗器R4を通して、アースM
に接続される。この出力段階14の出力信号は、2個の
トランジスタT6およびT7の2個のコレクタの接続点
Cで、タップ接続で取り出される。
【0054】最後に、出力段階14の出力端子Cの後段
にさらに、TTLレベル整合段階16を接続することが
可能である。このTTLレベル整合段階16を通して、
後段のTTL回路のために、TTLレベルを調整するこ
とができる。
にさらに、TTLレベル整合段階16を接続することが
可能である。このTTLレベル整合段階16を通して、
後段のTTL回路のために、TTLレベルを調整するこ
とができる。
【0055】この実施例の場合、このTTLレベル調整
段階16は、PNPトランジスタT9を有する。トラン
ジスタT9のベースは段階14の出力端子Cに接続さ
れ、トランジスタT9のエミッタは安定化された電源の
正電位Vstabに接続される。一方、トランジスタT
9のコレクタは、抵抗器R5を通して、アースMに接続
される。このTTLレベル調整段階16の出力信号は、
トランジスタT9のコレクタに接続された接続点Fから
取り出される。
段階16は、PNPトランジスタT9を有する。トラン
ジスタT9のベースは段階14の出力端子Cに接続さ
れ、トランジスタT9のエミッタは安定化された電源の
正電位Vstabに接続される。一方、トランジスタT
9のコレクタは、抵抗器R5を通して、アースMに接続
される。このTTLレベル調整段階16の出力信号は、
トランジスタT9のコレクタに接続された接続点Fから
取り出される。
【0056】この回路構造体の動作方式は、図3で説明
した回路の動作方式と事実上同じである。電圧ミラー回
路SP1の監視用出力端子Eが過度に低い電流限界に到
達すると、すなわち、スイッチ限界に到達すると、トラ
ンジスタT1およびT4のコレクタを相互に接続する接
続点Dに、事実上同じ電位が現れるであろう。過度に低
い電流限界を下回って進む限り、端子Eは高レベルを有
するであろう。したがって、出力段階14およびトラン
ジスタT9を通して、レベル調整段階16の電位T9は
また、出力端子Fにおいて、対応して高くなるであろ
う。出力端子Fの高い出力レベルは、再び過度に低い電
流を示す、すなわち、故障状態を指示するであろう。
した回路の動作方式と事実上同じである。電圧ミラー回
路SP1の監視用出力端子Eが過度に低い電流限界に到
達すると、すなわち、スイッチ限界に到達すると、トラ
ンジスタT1およびT4のコレクタを相互に接続する接
続点Dに、事実上同じ電位が現れるであろう。過度に低
い電流限界を下回って進む限り、端子Eは高レベルを有
するであろう。したがって、出力段階14およびトラン
ジスタT9を通して、レベル調整段階16の電位T9は
また、出力端子Fにおいて、対応して高くなるであろ
う。出力端子Fの高い出力レベルは、再び過度に低い電
流を示す、すなわち、故障状態を指示するであろう。
【0057】エミッタ抵抗器R1ないしR3は、電圧ミ
ラー回路SP1およびSP2の選定されたトランジスタ
T3ないしT8の不整合を補償する役割を果たす。さら
に、このような抵抗器により、大幅に大きな利得が得ら
れ、前記トランジスタの初期電圧の効果が最小限にまで
小さくなる。スイッチ限界に到達する場合、すなわち、
過度に低い電流限界に到達する場合、DおよびEの電位
の大きさは事実上等しいから、トランジスタT1および
T2の初期電流の効果は、事実上、完全に処理される。
トランジスタT1およびT2のベース・エミッタ電圧の
不整合に関連して生ずるすべてのオフセット電圧の効果
は、適切な配置設計技術により、小さくすることができ
る。本発明の例示されたこの実際的な実施例では、この
オフセット電圧は0.5mV以下である。
ラー回路SP1およびSP2の選定されたトランジスタ
T3ないしT8の不整合を補償する役割を果たす。さら
に、このような抵抗器により、大幅に大きな利得が得ら
れ、前記トランジスタの初期電圧の効果が最小限にまで
小さくなる。スイッチ限界に到達する場合、すなわち、
過度に低い電流限界に到達する場合、DおよびEの電位
の大きさは事実上等しいから、トランジスタT1および
T2の初期電流の効果は、事実上、完全に処理される。
トランジスタT1およびT2のベース・エミッタ電圧の
不整合に関連して生ずるすべてのオフセット電圧の効果
は、適切な配置設計技術により、小さくすることができ
る。本発明の例示されたこの実際的な実施例では、この
オフセット電圧は0.5mV以下である。
【0058】本発明による回路構造体は、2重拡散MO
S(D−MOS)電界効果トランジスタのドレイン電流
の監視に、利点をもって用いることができる。この電界
効果トランジスタは、特に、HSD(ハイ・サイド駆動
器)形であることができる。このようなD−MOS電界
効果トランジスタは、例えば、電動機または他の電気的
負荷の電源のために、Hブリッジに備えることができ
る。
S(D−MOS)電界効果トランジスタのドレイン電流
の監視に、利点をもって用いることができる。この電界
効果トランジスタは、特に、HSD(ハイ・サイド駆動
器)形であることができる。このようなD−MOS電界
効果トランジスタは、例えば、電動機または他の電気的
負荷の電源のために、Hブリッジに備えることができ
る。
【0059】本発明による回路構造体の例示された実施
例の場合、したがって、基準電流を用いて、MOS電界
効果トランジスタTD′のソース端子Aに基準電圧が発
生される。この基準電圧が、MOS電力用トランジスタ
TD″のソース端子Bの電圧と比較される。この比較の
間、過度に低い電流値、すなわちスイッチ限界、以下の
電流値から、このような限界以上の電流値への、非常に
正確な遷移を精密に検出することができ、このスイッチ
ング点を精密に設定することができる。本発明による回
路構造体のさらに特徴とする点は、簡単でかつ廉価な回
路であり、かつ、電源電圧の変動に対して敏感ではな
く、かつ、温度係数が小さく、かつ、最適の応答特性が
得られることである。
例の場合、したがって、基準電流を用いて、MOS電界
効果トランジスタTD′のソース端子Aに基準電圧が発
生される。この基準電圧が、MOS電力用トランジスタ
TD″のソース端子Bの電圧と比較される。この比較の
間、過度に低い電流値、すなわちスイッチ限界、以下の
電流値から、このような限界以上の電流値への、非常に
正確な遷移を精密に検出することができ、このスイッチ
ング点を精密に設定することができる。本発明による回
路構造体のさらに特徴とする点は、簡単でかつ廉価な回
路であり、かつ、電源電圧の変動に対して敏感ではな
く、かつ、温度係数が小さく、かつ、最適の応答特性が
得られることである。
【0060】以上の説明に関し更に以下の項を開示す
る。 (1) 測定用電流(IM)を供給するMOS測定用ト
ランジスタ(TD′)と電力出力を供給するMOS電力
用トランジスタ(TD″)とを提供するために、基板の
上に形成された実効トランジスタ領域が分割された、金
属・酸化物・半導体(MOS)電界効果トランジスタ
(TD)のドレイン電流(IDS)を監視するための回
路構造体であって、前記MOS測定用トランジスタ(T
D′)と前記MOS電力用トランジスタ(TD″)との
ドレイン・ソース経路(D−S)が電流ミラー回路(S
P1)の異なる電流ループ(SZa、SZb)の中に配
置され、前記電流ミラー回路(SP1)は、予め定める
ことが可能な基準電流(Uref)により作動し、2個
の前記MOS電界効果トランジスタ(TD′、TD″)
のソース・ドレイン電圧(UDS)の間の差に依存する
監視信号を供給する出力端子(E)を有することとを特
徴とする、金属・酸化物・半導体(MOS)電界効果ト
ランジスタ(TD)のドレイン電流(IDS)を監視す
るための前記回路構造体。
る。 (1) 測定用電流(IM)を供給するMOS測定用ト
ランジスタ(TD′)と電力出力を供給するMOS電力
用トランジスタ(TD″)とを提供するために、基板の
上に形成された実効トランジスタ領域が分割された、金
属・酸化物・半導体(MOS)電界効果トランジスタ
(TD)のドレイン電流(IDS)を監視するための回
路構造体であって、前記MOS測定用トランジスタ(T
D′)と前記MOS電力用トランジスタ(TD″)との
ドレイン・ソース経路(D−S)が電流ミラー回路(S
P1)の異なる電流ループ(SZa、SZb)の中に配
置され、前記電流ミラー回路(SP1)は、予め定める
ことが可能な基準電流(Uref)により作動し、2個
の前記MOS電界効果トランジスタ(TD′、TD″)
のソース・ドレイン電圧(UDS)の間の差に依存する
監視信号を供給する出力端子(E)を有することとを特
徴とする、金属・酸化物・半導体(MOS)電界効果ト
ランジスタ(TD)のドレイン電流(IDS)を監視す
るための前記回路構造体。
【0061】(2) 第1項記載の回路構造体におい
て、予め定めることが可能な前記基準電流(Iref)
が2個の前記MOS電界効果トランジスタ(TD′、T
D″)を有する前記電流ミラー回路(SP1)に供給さ
れることを特徴とする、前記回路構造体。 (3) 第1項または第2項記載の回路構造体におい
て、それぞれの電流ミラー回路ループ(SZa、S
Zb)の中の前記MOS測定用トランジスタ(TD′)
および前記MOS電力用トランジスタ(TD″)のおの
おのがそれぞれトランジスタ(T4、T5)と直列に接
続され、かつ、前記トランジスタ(T4、T5)がそれ
ぞれミラー抵抗器(R2、R3)を通してアースに接続
されることを特徴とする、前記回路構造体。 (4) 第1項乃至第3項のいずれかに記載の回路構造
体において、それぞれの電流ミラー回路ループ(S
Za、SZb)の中で前記MOS測定用トランジスタ
(TD′)および前記MOS電力用トランジスタ
(TD″)のおのおのがそれぞれ2個の相互に相補的な
トランジスタ(T1、T4;T2、T5)と直列に接続
されることを特徴とする、前記回路構造体。 (5) 第4項記載の回路構造体において、前記電流ミ
ラー回路(SP1)の監視用出力端子(E)が、前記M
OS電力用トランジスタ(TD″)を有する前記電流ミ
ラー回路ループ(SZb)の中の前記2個の相補的トラ
ンジスタ(T2、T5)の相互に接続された2個のコレ
クタにより構成されることを特徴とする、前記回路構造
体。
て、予め定めることが可能な前記基準電流(Iref)
が2個の前記MOS電界効果トランジスタ(TD′、T
D″)を有する前記電流ミラー回路(SP1)に供給さ
れることを特徴とする、前記回路構造体。 (3) 第1項または第2項記載の回路構造体におい
て、それぞれの電流ミラー回路ループ(SZa、S
Zb)の中の前記MOS測定用トランジスタ(TD′)
および前記MOS電力用トランジスタ(TD″)のおの
おのがそれぞれトランジスタ(T4、T5)と直列に接
続され、かつ、前記トランジスタ(T4、T5)がそれ
ぞれミラー抵抗器(R2、R3)を通してアースに接続
されることを特徴とする、前記回路構造体。 (4) 第1項乃至第3項のいずれかに記載の回路構造
体において、それぞれの電流ミラー回路ループ(S
Za、SZb)の中で前記MOS測定用トランジスタ
(TD′)および前記MOS電力用トランジスタ
(TD″)のおのおのがそれぞれ2個の相互に相補的な
トランジスタ(T1、T4;T2、T5)と直列に接続
されることを特徴とする、前記回路構造体。 (5) 第4項記載の回路構造体において、前記電流ミ
ラー回路(SP1)の監視用出力端子(E)が、前記M
OS電力用トランジスタ(TD″)を有する前記電流ミ
ラー回路ループ(SZb)の中の前記2個の相補的トラ
ンジスタ(T2、T5)の相互に接続された2個のコレ
クタにより構成されることを特徴とする、前記回路構造
体。
【0062】(6) 第5項記載の回路構造体におい
て、2個の相互に相補的なトランジスタ(T6、T7)
を有する出力段階(14)が前記電流ミラー回路(SP
1)の監視用出力端子(E)の入力に接続されることを
特徴とする、前記回路構造体。 (7) 第1項乃至第6項のいずれかに記載の回路構造
体において、前記監視用出力端子(E)または前記出力
段階(14)を有する前記電流ミラー回路(SP1)が
後段のTTLレベル調整段階(16)に接続されること
を特徴とする、前記回路構造体。
て、2個の相互に相補的なトランジスタ(T6、T7)
を有する出力段階(14)が前記電流ミラー回路(SP
1)の監視用出力端子(E)の入力に接続されることを
特徴とする、前記回路構造体。 (7) 第1項乃至第6項のいずれかに記載の回路構造
体において、前記監視用出力端子(E)または前記出力
段階(14)を有する前記電流ミラー回路(SP1)が
後段のTTLレベル調整段階(16)に接続されること
を特徴とする、前記回路構造体。
【0063】(8) 第2項記載の回路構造体におい
て、また別の電流ミラー回路(SP2)が定電圧(V
stab)に接続された入力電流ループ(SZe)を有
することと、基準抵抗器(Rref)がトランジスタ・
ダイオード(T3)に直列に接続されることと、前記ト
ランジスタ・ダイオード(T3)がエミッタ抵抗器(R
1)を通してアース(M)に接続されることとを特徴と
する、前記回路構造体。 (9) 第1項乃至第8項のいずれかに記載の回路構造
体において、前記金属・酸化物・半導体(MOS)電界
効果トランジスタ(TD)が2重拡散MOS(D−MO
S)トランジスタであることを特徴とする、前記回路構
造体。 (10) 第9項記載の回路構造体において、前記金属
・酸化物・半導体(MOS)電界効果トランジスタ(T
D)がHSD(ハイ・サイド駆動器)形のD−MOSト
ランジスタであることと、かつ、前記トランジスタがオ
ン状態になる場合、ゲート電極の電位がドレイン電極の
電位よりも高いこととを特徴とする、前記回路構造体。
て、また別の電流ミラー回路(SP2)が定電圧(V
stab)に接続された入力電流ループ(SZe)を有
することと、基準抵抗器(Rref)がトランジスタ・
ダイオード(T3)に直列に接続されることと、前記ト
ランジスタ・ダイオード(T3)がエミッタ抵抗器(R
1)を通してアース(M)に接続されることとを特徴と
する、前記回路構造体。 (9) 第1項乃至第8項のいずれかに記載の回路構造
体において、前記金属・酸化物・半導体(MOS)電界
効果トランジスタ(TD)が2重拡散MOS(D−MO
S)トランジスタであることを特徴とする、前記回路構
造体。 (10) 第9項記載の回路構造体において、前記金属
・酸化物・半導体(MOS)電界効果トランジスタ(T
D)がHSD(ハイ・サイド駆動器)形のD−MOSト
ランジスタであることと、かつ、前記トランジスタがオ
ン状態になる場合、ゲート電極の電位がドレイン電極の
電位よりも高いこととを特徴とする、前記回路構造体。
【0064】(11) MOS測定用トランジスタ
TD′とMOS電力用トランジスタTD″とを得るため
に実効トランジスタ領域が分割され、かつ、前記2つの
MOSトランジスタ部分TD′、TD″のドレイン・ソ
ース経路が電流ミラーSP1の異なる電流ループS
Za、SZbの中に配置され、かつ、前記電流ミラーS
P1が予め定めることが可能な基準電流Urefにより
作動する、金属・酸化物・半導体電界効果トランジス
タ、すなわちTD、のドレイン電流を監視するための回
路構造体が得られる。前記電流ミラーSP1は出力端子
Eを有し、そして、前記出力端子Eは、2個のMOS電
界効果トランジスタTD′、TD″のソース・ドレイン
電圧の間の差に依存する監視信号を供給する。
TD′とMOS電力用トランジスタTD″とを得るため
に実効トランジスタ領域が分割され、かつ、前記2つの
MOSトランジスタ部分TD′、TD″のドレイン・ソ
ース経路が電流ミラーSP1の異なる電流ループS
Za、SZbの中に配置され、かつ、前記電流ミラーS
P1が予め定めることが可能な基準電流Urefにより
作動する、金属・酸化物・半導体電界効果トランジス
タ、すなわちTD、のドレイン電流を監視するための回
路構造体が得られる。前記電流ミラーSP1は出力端子
Eを有し、そして、前記出力端子Eは、2個のMOS電
界効果トランジスタTD′、TD″のソース・ドレイン
電圧の間の差に依存する監視信号を供給する。
【図1】本発明の原理により、2個のトランジスタ部分
に分割された金属・酸化物・半導体電界効果トランジス
タを用いた回路図。
に分割された金属・酸化物・半導体電界効果トランジス
タを用いた回路図。
【図2】1つのトランジスタ部分を通して流れる測定用
電流を測定するための通常の回路構造体図。
電流を測定するための通常の回路構造体図。
【図3】金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタの
ドレイン電流を監視するための回路構造体の原理を示す
回路図。
ドレイン電流を監視するための回路構造体の原理を示す
回路図。
【図4】本発明による回路構造体の1つの可能な変更実
施例図。
施例図。
TD′ MOS測定用トランジスタ TD″ MOS電力用トランジスタ SZa、SZb 電流ループ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H01L 29/78
Claims (1)
- 【請求項1】 測定用電流(IM)を供給するMOS測
定用トランジスタ(TD′)と電力出力を供給するMO
S電力用トランジスタ(TD″)とを提供するために、
基板の上に形成された実効トランジスタ領域が分割され
た、金属・酸化物・半導体(MOS)電界効果トランジ
スタ(TD)のドレイン電流(IDS)を監視するため
の回路構造体であって、前記MOS測定用トランジスタ
(TD′)と前記MOS電力用トランジスタ(TD″)
とのドレイン・ソース経路(D−S)が電流ミラー回路
(SP1)の異なる電流ループ(SZa、SZb)の中
に配置され、前記電流ミラー回路(SP1)は、予め定
めることが可能な基準電流(Iref)により作動し、
2個の前記MOS電界効果トランジスタ(TD′、
TD″)のソース・ドレイン電圧(UDS)の間の差に
依存する監視信号を供給する出力端子(E)を有するこ
ととを特徴とする、金属・酸化物・半導体(MOS)電
界効果トランジスタ(TD)のドレイン電流(IDS)
を監視するための前記回路構造体。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE4237122.8 | 1992-11-03 | ||
DE4237122A DE4237122C2 (de) | 1992-11-03 | 1992-11-03 | Schaltungsanordnung zur Überwachung des Drainstromes eines Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
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---|---|---|---|
JP5308531A Pending JPH075225A (ja) | 1992-11-03 | 1993-11-02 | 金属・酸化物・半導体電界効果トランジスタのドレイン電流を監視する回路構造体 |
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---|---|
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EP (1) | EP0596473A1 (ja) |
JP (1) | JPH075225A (ja) |
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DE (1) | DE4237122C2 (ja) |
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US11283436B2 (en) | 2019-04-25 | 2022-03-22 | Teradyne, Inc. | Parallel path delay line |
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1993
- 1993-11-02 JP JP5308531A patent/JPH075225A/ja active Pending
- 1993-11-03 KR KR1019930023181A patent/KR100277452B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1993-11-03 EP EP93117821A patent/EP0596473A1/en not_active Ceased
-
1994
- 1994-12-07 US US08/350,750 patent/US5436581A/en not_active Expired - Lifetime
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