JPH07501401A - レーザダイオード距離測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 レーザダイオード距離測定装置 関連出願のクロスリファレンス 同時に米国出願した関連出願（ＵＴＣドケット番号Ｒ−３４７８）にはここに記 載する事項と関連する主題を含む。

技術分野 本発明は、距離測定装置に係り、特に、レーザダイオードによるコヒーレントな 干渉に基づく距離測定装置に関する。

背景抹術 レーザダイオードのような半導体レーザが距離測定に使用されることは、ジー、 ビヘイム等による（１９８６年）応用光学第２５巻第９号の「周波数変調のレー ザダイオードを使用した測距方法」に記載されているように周知である。

レーザダイオードは、各々が機知の屈折率とその間に光増幅媒体を有する研磨済 みの２つの対向する端（面（ｆａｃｅｔ）と称する）からなる光学空胴（ｃａｖ ｔｔｙ（共振器）とも言う）を有する。

光はダイオードのＰ−Ｎ接合を介して電流を流すことにより、ダイオード空胴内 で発生する（上記面以外のダイオードの端部を使用する）。ダイオード空胴内部 の光は第１の面（例えば前面）から第２の面（例えば後面）まで繰り返し反射し その結果、誘導放出及び周知のレーザ作用が起こる。上記前面と後面は一部透過 性である（即ち、１００％反射性ではない）。従って、光の一部はレーザの前面 及び後面から出る。コートしていない面から出る光量はその屈折率により決まる 。

レーザダイオードの挙動は、周知のように、外部の光学的フィードバックにより 顕著に影響を受ける。即ち、外部の反射面からレーザ空胴にレーザの出力光の一 部がフィードバックするものである。

この事は、アール、ラング等の（１９８０年３月）量子エレクトロエックスＩ　 ＥＥＥジャーナル第ＱＥ−１６巻第３号の「半導体注入レーザ特性への外部光学 フィードバック効果」と言う論文で記載されている。

外部の反射性面例えば反射目標物と共にレーザダイオードは、ダイオード空胴（ 共振器）と反射性目標物と該目標物に対向するレーザダイオードの而（例えば前 面）とにより形成される外部空胴からなる合成又は結合レーザ空洞と考えること ができる。レーザから外部表面までの距離は、出力光は移動する距離全体（即ち 、反射物からレーザに戻るまで）でコヒーレントのままでなければならないので 出力光のコヒーレント干渉の長さく光子が同相のままである距離）の半分より短 い必要がある。従来のレーザの結合空胴効果は、チェナラスキー等の米国特許第 ４．５５０，４１０号に記載されているように公知である。

又、レーザダイオードに流れる電流があるレベルから他のレベルに変化すると、 レーザダイオードが動作する光学周波数は、（即ち、レーザ作用する周波数又は 自走周波数とも呼ぶ）その電流変化に応じて変化する。

さらに詳細には、電流が増加する時レーザダイオードの波長は長くなり従って動 作周波数は減少する。この発生は、周知のように、レーザダイオードの材料の温 度が電流と共に変化すると材料の屈折率が変化し又レーザ材料の屈折率とレーザ 空胴の物理的長さの積である空胴の光路長Ｌｄ（実効ダイオード空胴長）に変化 が発生するためである。

又、レーザの光学的動作周波数が変化すると上記目標物に対向していない面から 放出される出力光の強度にはリップル又は波動パルス（又は、モードホッピング 雑音と称する）が現れる。これらの強度パルスは、目標物から反射する光（目標 物に対向する面から再度入る光）とレーザダイオード内部の光（但し、レーザか ら目標物までの距離は固定であるとする）の間のレーザダイオード内部のコヒー レントな干渉によるものであることも知られている。周知のように、数式（１） で示す連続する外部の空胴モード間の周波数差に等しいレーザ動作周波数間隔で パルスが発生する。

ｃ　／　２　Ｌ　・・・　（数式（１））ここでＣは光速度を示し、Ｌは前面か ら目標物までの距離を示す。

又、これらパルスは後面から放出する光強度信号を微分することにより容易に検 出できることも周知である。

もし該目標物がレーザダイオードからレーザダイオード空胴光路長Ｌｄの整数倍 である場合、最大の増大的（ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｆｖθ）コヒーレント干渉が発 生し出力強度パルスのピーク振幅は最大である。同様に、目標物からレーザダイ オードまでの距離がＬｄの整数倍でない場合、パルスのピーク振幅は反射光の減 少的（ｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅ）干渉のために減少するが依然測定可能である。

従って、強度パルスのピーク振幅は距離と共に変動するが、依然、ラング等に記 載したように目標物からレーザまで整数倍Ｌｄであろうが無関係に計測可能であ る。

上記ラング等及びビヘイム等の文献に記載のように周知のレーザダイオード距離 測定の実験では、周知のホト（ｐｈｏｔｏ）検出器及びそれに伴う電子回路によ り後方面からレーザまでに出た光を測定しそれに応じた電圧信号を発生するため に使用されている。検出器がらの電圧信号は距離情報を判定するために解析され る。

前方面から目標物までの距離りは、周知の数式（２）により与えられる。

Ｌ　−Ｎ　ｃ　／　２ΔＦ　・（数式（２））数式２において、Ｎはレーザ周波 数変化ΔＦに渡り発生する強度パルスの数（即ち外部空胴からのモードホッピン グ雑音）、ｃは光速度、ΔＦはレーザダイオード駆動電流の変化にょるレーザ周 波数の変化を示す。Ｌはダイオード空胴の光路長よりもはるかに大きい（高次数 である）。従って、目標物までの距離りはレーザ周波数変動ΔＦから生じるモー ドホッピング雑音の数Ｎをめるだけでよい。

距離測定の理論的分解能は、周知のように、モードホッピング雑音に対応する距 離即ち数式（３）で示すようになる。

△Ｌ　−ｃ　／　２△Ｆ　・・・　（数式（３））従って、もしΔＦ＝５０ＧＨ ｚならば△Ｌ−３ｍｍであり良好な分解能である。このことは上記ビヘイム等で 記載している通りであしかしながら、レーザダイオードによるコヒーレントな干 渉（こ基づく距離測定を実施する時、現実的には多くの問題を抱えることとなる 。

第１に、コヒーレントな光の検出で起こるもつとも困難な問題（まスペックル雑 音である。周知のように、スペツクル雑音は、コヒーレントな光が完全に平坦で はない（波長単位で）表面に当たる時のコヒーレントな光の放散の結果として発 生する光学的雑音である。

又、すべての目標物はスペックル雑音を増大させる一定量の表面振動を引き起こ す。更に、ヘリコプタ−の回転ブレードのよう（こ目標物が回転する時（１９９ １年３月６日出願した関連米国特許出願第０７／６６５．０６１号に記載してい るように、）０りつ力）のΣ（れが起きスペックル雑音を増加させる。この雑音 はコヒーレントな光検出と干渉し、光学強度が目標に対する距離の関数として周 期的（こ消す原因となりその結果ある距離で（即ち測定ドロ・ツブアウト）強度 測定を出来なくし距離測定を信頼出来なくする。

第２に、上記ビヘイム、等の論文には、レーザダイオードを駆動する為にアップ ダウンランプ（ｒａｍｐ）電流波形を使用して０る（正方向に傾斜したランプの 後に負方向に傾斜したランプが続く）ことが開示されている。しかしながら、ア ップダウンランプは微分波形にＤＣドリフト成分を発生しこのＤＣドリフトは所 与のランプ時間に渡り現れるパルスの数の関数として変動する。その結果不均一 なパルス振幅が生じ不正確な距離測定となることがある。更に、ア・ノブダウン ランプは２つの極性で強度パルスを発生することとなる。

従って、両方の極性を検出する電子回路が必要となる。又、アップダウンランプ 波形は波形傾斜の急激な変動（正方向から負方向に変わる）により測定精度を悪 くすることとなる。

又、目標物が移動中（即ち、一定速度を有する）ならば、パルス（以前説明した パルスと同じような振幅の特性を持つ）が追加され公知のドツプラー効果（ドツ プラー周波数Ｆｄと称する）によりレーザ出力信号に現れる。このことは、レー ザダイオードの駆動電流（即ち、レーザの光学的周波数）が時間と共に変化する か否かに拘らず発生する。その結果、レーザから放出される駆動電流（ランプサ イクルと称する）掃引当たりのパルスの総数が距離（Ｆ　ｘ）と目標物の速度（ Ｆｄ）とに関係することとなる。より具体的には、アップ−ダウン電流ランプ駆 動信号に対して、駆動電流が増加し目標物がレーザの方に移動する時、フィード バックに現れるパルスの数はＦｘ＋Ｆｄであり、逆に、駆動電流が減少し目標物 がレーザ側に移動する時には、パルスの数はＦｘ−Ｆｄである。ＦｄがＦｘより も大きい時、（即ち、目標物が成る速度より速く移動するならば）、この関係即 ちＦｘ−Ｆｄは負となり減少するパルスの方向の極性は変わりその結果この発生 を補償する電子回路が必要となってくる。

又、このことにより電子回路がより複雑でよりコストのかかるものとなり、速度 の制限が目標物にかかってくる。又、目標物がレーザから遠ざかる場合以上の関 係はＦｄの符号が両方の場合について逆になること以外同じである。

発明の開示 本発明の主たる目的は、レーザを基にしたスペックル雑音を減らし、最小限の電 子回路を設け、レーザ駆動信号の不連続点によって発生する精度の低下を最小限 に抑え、目標物の移動速度に制限を設けない距離測定装置を提供することである 。

本発明によれば、レーザ駆動信号により制御されるレーザダイオードのような可 変動作周波数を有し目標物に入射する第１の出力光を放出し、該第１の出力光が 目標物により散乱しレーザにフィードバックされ、コヒーレントな干渉が該散乱 光とレーザ内部の光の間で発生し、その結果レーザから目標物までの距離に関係 する強度を有する第２の出力光を発生するようなレーザを有し、該第２の出力光 が目標物に対する距離に比例する信号に変換され、該レーザの動作周波数が光学 スペックル雑音を最小限に抑える割合で変調されることを特徴とする。

又、本発明によれば、レーザ駆動信号は電子回路を最小限に抑えるように形状を 選択していることを特徴とする。更に、本発明によれば、光学フィードバック信 号の一部は電流波形の急激な変動（即ち、強度の不連続が発生する時）による及 び電子回路自身の持つ雑音（信号微分化又は別の信号処理による）によるものの 両方又はいずれかにより測定の中断を防止するために使用されない（消去される ）ことが特徴である。

本発明によれば、レーザ距離測定装置の精度及び実現性を、スペックル（斑点状 ）雑音を減少させ、電子回路を最小限に抑え、測定精度の低下の原因となる電流 駆動の不連続性の影響を最小限に抑えることにより向上させ技術を使用している ことを特徴とする。本発明によれば、この距離測定装置は、例えば、車両のバッ クアップ障害物検出器、昇降路にあるエレベータかご室を床位置に密接に位置決 めする装置、又は車両の車高判定装置等に応用可能である。更に、本発明の長所 は、コヒーレントな光を使用していることにある。従って、最小限の光学後方散 乱器（ナノワット）を必要とし太陽光、街路灯、又は自動車ヘッドライトのよう な非可干渉な光により妨害されることはない。

以上の事柄及び本発明の目的、特徴、及び長所は以下の添付図面で例示したよう に実施例の詳細な説明を見ればより明白なものとなるであろう。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明に係る距離測定装置の実施例の簡略ブロック図である。

第２図は、第１図に示した距離測定装置内部の距離測定回路の簡略ブロック図で あり、第２図の（ａ）は駆動波形に重畳されたパルスのプロット図であり、第２ 図の（ｂ）は、バイパスフィルタからの信号例のプロット図であり、第２図の（ ｃ）は、信号調整回路がらの信号例のプロット図である。

第３図は、第２図の距離測定回路内の関数発生器の簡略ブロック図である。

第４図は、第３図の関数発生器によって発生する信号のプロット図である。

第５図は、第２図の距離測定回路の内部にある電流−電圧（１／■）変換器の簡 略ブロック図である。

第６図は、第２図の距離測定回路内部の信号調整回路の簡略ブロック図である。

第７図は、種々のデユーティ比を有する第２図のバイパスフィルタからの信号例 のプロット図である。

第８図は、スペックル雑音が周波数が増加することに対する周波数対スペックル 雑音のプロット図である。

第９図は、複数の目標物を使用した本発明に係る回路構成を示す図である。

発明を実施するベストモード 第１図に示すように、本発明に係る実施例のレーザダイオード距離測定装置は、 例えば、ホトダイオード内蔵の三菱製ＭＬ３１０１からなる機知のレーザダイオ ード１０からなる。このレーザダイオード１０は、約１０％の反射率の前方面１ ２（又は、研磨端）と約４０％の反射率の後方面１４を有する。周知のように、 より多くの光が反射率の低い方の側面から放出される。上記レーザダイオード１ ０は、例えばアルミニュームガリウムひ素（ＡＩＧａＡｓ）である半導体材料か らできており基本的には組成材料が種々の濃度を有するＮ型ドーピングされたＡ ｌＧａＡｓにモノリシックに隣接するＰ型ドーピングされたＡｌＧａＡｓである ＰＮ接合からなる。上記半導体の端を研磨する事により材料の屈折率に基づく反 射率を決定するフレネル反射として知られる現象を促進する。その他のレーザダ イオードの特性として以下の諸元を示す。即ち、波長−８３０ナノメータ、コヒ ーレント長−約４メータ、及び出力電力−約３ミリワツト。所望ならば、コヒー レント長の半分が目標物からの所望の距離よりも短かい（以前説明したように） 条件と電力レベルが目標物までの距離に対して適切であることと言う条件を満た せば使用可能である。（以下に説明するように）該レーザダイオード１０は距離 測定回路１８から線１６上の電流信号により駆動される。

レーザダイオード１０の前方面１２は、例えば、日本シートガラス社（Ｎ　Ｓ　 Ｇ）部品番号Ｗ３０−０１１０−０７８の直径３ｍｍ。

長さ３．３ｍｍ、及び無反射コーティングを有する屈折率分布型レンズ（ＧＲＩ 　Ｎレンズとも称する）のような機知のレンズ２２に対して放散光２０を放出す る。

該レンズ２２はレーザダイオード１０の前方面１２に空隙無しで配設されている 。しかしながら、所望ならば、レンズ２２と前方面１２との間に空間を設けても よい。該レンズ２２は放散光２０を集束光２４に変換する。該ビーム２４は、例 えば２フイート（約５゜７６メータ）の固定距離Ｌｌ上に集束される。目標物２ ６は、本発明により演算される前方面１２から６インチ（約１．４４メータ）か ら３フィート６インチ（約８．６４メータ）に渡り可変未知距離りを有する。所 望ならば、該目標物２６までの距離りの範囲としてはレーザの光強度が適切な光 学フィードバックを与え得る程度に高いことを条件に変更可能である。尚、レン ズ２２に於ける集束ビーム２４の代わりにコリメータされたビームを使用しても よい。但し、その直径は例えば１／１６インチ程度に小さく又光強度が適切な光 学フィードバックを得るように十分に高いを条件とするかいずれかを満足するこ とである。

レンズ２２からのコヒーレントな光は、目標物２６から反射しレンズ２２を介し てレーザダイオード１０に該前方面１２を介して戻ってくる。そのためレーザダ イオード１０内部では上記のように干渉が発生する。該目標物２６は、例えば、 プラスチック、木、金属等の任意の材料から構成せれてもよい。但し、レーザダ イオード１０で発生した波長のコヒーレント光を散乱させることが条件である。

上記レーザダイオード１０の後方面１４は、ホト検出器３０（又はホトダイオー ド）に入射する放散光２８を放出する。後方面１４からの出力光２８は上記のよ うに目標物２６からの距離りに関係する光強度パルスを示す。該レーザダイオー ド１０とホトダイオード３０は、単一の組立体であるが所望ならば別々の部品で もよい。該ホト検出器３０により光２８の強度を示す電流信号を線３２を介して 距離測定回路１８に送る。該距離測定回路１８は、線３２上の電流信号を目標物 ２６までの距離Ｋを示す線３４上の電圧信号に変換する。

第２図に示すように、距離測定回路１８は線１０２上の電圧信号を例えばメリス グロオット（Ｍｅｌｌｅｓ　Ｇｒｉｏｔ）社製部品番号０６ＤＬＤ２０１からな るレーザダイオードドライバ１０４に供給する関数発生器１００からなる。レー ザダイオードドライバ１０４はＯから２０ミリボルトまで傾斜した電圧ランプ信 号をレーザダイオード１０を駆動する線１６上に２９ミリアンペアから３１ミリ アンペアまで傾斜する（第４図Ｃを参照すること）電流ランプ信号に変換する。

所望ならばレーザダイオードドライバとその他の電圧及び電流ランプの範囲に代 えてもよい。本発明に係る距離測定装置では、線１６上の電流駆動（アップラン プ）波形でダイオードの能動領域でレーザダイオード１０を駆動する。この電流 駆動波形は正方向に傾斜したランプ部分とそれに続き約３０ミリアンペアのＤＣ オフセットを有するゼロ傾斜ダウンステップ（第４図Ｃ参照のこと）からなる。

所望ならば、その他の信号オフセット及び信号ランプ範囲を設定してもよい。線 １６上の電流駆動波形の掃引周波数は１ＫＨｚであるが、以後説明するように別 の周波数値でもよい。関数発生器１００は、線１０６上の同期信号と線１０８上 に消去信号とを（以下に説明するように）発生する。

第３図で示すように、関数発生器１００は、例えば、インテンシル社製８０３８ の三角波形（アップダウンランプ）発生器３００からなる。該三角波形発生器は 、例えば、アナログデバイス社製部品番号ＡＤ７５１２のアナログスイッチであ るスイッチ３０４の一方の入力に線３０２を介して三角波信号（第４図Ａ参照の こと）を供給する。他方のスイッチ３０４入力端はアース（Ｏｖ）に接続された 線３０８に接続される。三角波形発生器３００は線１０６に矩形波信号（即ち、 同期信号で第４図Ｃ参照のこと）を供給し又スイッチ３０４にも供給する。該同 期信号は、三角波形が正方向に傾斜する時高レベル（例えば＋５Ｖ）で負方向に 傾斜する時（第４図Ａ参照のこと）低レベル（例えばＯＶ）である。線１０６上 の同期信号が低レベルのときスイッチ３０４はＯｖ倍信号線１０２に接続する。

その結果の線１０２の電圧信号（第４図Ｃ参照のこと）により成るＤＣオフセッ トを有する所望なレーザダイオード電流駆動波形を線１６（第１図、第２図）に 与える。

線１０６上の同期信号は、例えば、ナショナルセミコンダクター社製部品番号Ｃ Ｄ４５２８Ｂである第１のワンショットデノくイス（ワンショットマルチバイブ レータ）３１０の立ち上がり総入力に送られる。このワンショットマルチデバイ ス３１０は上記同期信号が低レベルから高レベルに状態変化すると線３１２に、 例えば、１０マイクロ秒の所定時間長さの低レベルパルスを送る。線３１２は、 ＮＡＮＤゲート３１４の一方の入力に接続されている。同様に、線１０６が第２ のワンショットデバイス３１６の立ち下がり総入力に接続されている。該第２の ワンショットデバイス３１６は上記同期信号が高電圧から低電圧に変わると線３ １８に低パルス出力を送る。

線３１８はＮＡＮＤゲート３１４の他方の入力端に接続される。ＮＡＮＤゲート ３１４は、ＮＡＮＤゲート３１４のいずれか一方の入力信号が低レベルの時高レ ベルとなる線１０８上に信号を送る。従って、線１０８上の信号は上記ワンショ ットマルチデバイス３１０．３１６のいずれか一方が低パルスを発生すると高位 パルスを示す。

それ以外は低位パルスである。その結果、波形（第４図Ｄ）は、アップランプ波 形（第４図Ｃ参照のこと）の各周期の開始時及び終了時狭い高位パルスとなり（ 以後説明するように）消去信号と称する。

第２図に戻って、線３２上のホトダイオード３０からの電流は機知の電流−電圧 （１／Ｖ）変換器１１０に送られる。この変換器１１０はその入力端子を線１１ ２上の出力電圧に変換する。即ち、この電圧信号は、入力端子と光強度に関係す るランプとパルスと同じような特性であるが電圧の単位を変えたものである。第 ５図に示すように、Ｉ／Ｖ変換器１１０は、例えば、０Ｐ４７０である高帯域幅 、低雑音演算増幅器（オペアンプ）と、ホトダイオード３０と、抵抗Ｒ１（例え ば、２キロオーム）と、コンデンサＣＩ（例えば、５０ピコフアラツドＰｆ）と 、バイアス電圧Ｖｌ（例えば、−３ボルト）とからなる。線１１２上の出力電圧 は、ホトダイオード３０を介する電流、抵抗Ｒ１の値、及びバイアス電圧Ｖ１に 関係する。

フィードバックコンデンサＣ１は、並行な抵抗Ｒ１と共に１．６ＭＨｚより大き い周波数成分を減衰することにより高周波数雑音を減少させる。バイアス電圧ｖ １は出力電圧のｄｃレベルを所望なレベルにシフトする。出力ランプ電圧の変化 分は約１５０ミリボルトで、２９ミリアンペアから３１ミリアンペアのレーザダ イオード駆動電流ランプ（従って、出力強度）の変化に対応する。同様に、１か ら２ミリボルトピークに渡る電圧パルスは、以前説明した光学コヒーレント干渉 を示す電流パルスに対応する。所望ならば、Ｉ／Ｖ変換器１１０の電子回路構成 を変えてもよい。尚、線１１２上の信号は波形２００と同じである（第２図Ａ参 照のこと）。

線１１２上の電圧信号は、微分器として働き低周波アップランプからの（第４図 Ｃ参照のこと）高周波数パルス（第２図Ａ参照のこと）を分離し増幅するバイパ スフィルタ（ＨＰＦ）１１４に送られる。より具体的には、ＨＰＦＩＩ４はゼロ のＤＣ利得を有し１２０ＫＨｚの遮断周波数（ｂｒｅａｋ）を有しそれ以上の周 波数でのフィルタ利得が利得１０で平坦な２０ｄｂ／ｄｅｃａｄｅの正方向傾斜 を有する単一極フィルタである。ＨＰＦＩＩの出力は、波形２０２（第４図Ｃ参 照のこと）で示すものと同じ微分化信号となる。ＨＰＦ１１４は、例えば０Ｐ４ ７０からなるオペアンプと負帰還回路構成の抵抗とコンデンサからできている。

例えば、オペアンプの反転入力部に２．７キロオームの抵抗に直列接続された５ ００ピコフアラツドのコンデンサと、２７キロオームの負フィードバック抵抗と 、オペアンプの非反転入力部をアースに直接接続した構成である。

所望ならば、他の回路構成でもよい。

ＨＰＦ１１４からの微分化信号は線１１６を介して信号調整回路１１８に送られ る。信号調整回路１１８は、線１１６の信号を例えば増幅度５０で増幅し波形か ら矩形波成分を除去し、信号の一部をゼロにしく消去し）、信号のｄａレベルを 信号の低部分に対し基準値（Ｏｖ）にシフトし、幾分制限された高周波数フィル タリングを与える。その結果、線１２０上の信号は（第２図Ｃ参照のこと）約ゼ ロボルトの共通最小電圧（基準面）から延長するパルス列を有する。所望ならば 、この共通最小電圧は別の値でもよい。

第６図に示すように、電圧調整回路１１８は、オペアンプと抵抗からなる利得段 ２５０を有し、線１１６上の微分信号を増幅度５０で増幅する。所望ならば他の 利得段を使用してもよい。増幅微分信号は、線２５２を介して線２５２（第２図 Ｃ参照図Ｃを参照のこと）上の微分及び増幅信号の矩形波成分を除去する矩形波 除去回路２５４に送られる。線２５２上の信号は、和回路２５５の第１入力端に 送られる。線１０６の同期信号（第２図Ｃ参照）は、同期信号の大きさを線２５ ２上の増幅微分信号の矩形波成分と同じ振幅と反対位相にシフトする利得段２５ ６に送られる。上記利得段２５６からの出力信号は上記和回路２５５の第２入力 端に線２５８を介して送られる。該和回路２５５は２つの入力線２５２．２５８ 上の信号を加えその結果生じた信号が矩形波成分を除去している線２６０に送ら れる。

我々は、線１６上のダイオード電流駆動信号の傾きが急峻即ち不連続である場合 、高調波が光学フィードバック信号上に発生してその不連続点の近くで例えば１ ０マイクロ秒の短いパルスが発生する。

その結果距離測定値に歪が生じることが分かった。又、線１１６の信号にはひげ （スパイク＞２０３　（第２図Ｃ参照のこと）がＨＰＦ１１４の微分機能の影響 によりその信号の立ち上がり及び立ち下がり縁に生じ又パルスの測定の精度落ち の原因となる信号レベルのシフトを引き起こす。更に、この間に信号をゼロにす る又は消去することによりこの測定歪をいずれの精度を犠牲にすることなくなく すことが分かった。

矩形波除去回路２５４からの線２６０上の信号は、例えばアナログデバイス社製 アナログスイッチ部品番号ＡＤ７５１２の一方の入力部に送られる。スイッチ２ ６２の他方の入力はアース（ＯＶ）に接続された線２６４に接続されている。関 数発生器（１００）からの線１０８上を介しての消去信号（第４図り参照するこ と）は又スイッチ２６２に送られ線２７０にある出力信号を選択制御する。消去 信号が高位の時スイッチ２６２は矩形波除去回路２５４からの線２６０上の信号 を線２７０に接続する。同様に、消去信号（第４図り参照のこと）が低位であれ ば該スイッチ２６２は、線２６０のＯＶ倍信号線２７０に送る。上記のように、 消去信号（第４図Ｃ参照のこと）は、電流駆動アップランプ信号（第４図Ｃ参照 のこと）が不連続である時（第４図Ｃ参照）、即ち、ランプ部分の最初と最後に 短い幅のパルスとなる。従って、線２７０の出力信号は、電流ランプの最初と最 後に（消去信号のパルスにより）例えば１０ミリ秒の短い期間Ｏｖに設定される 以外線２６０の信号と同じである。従って、これらのパルスは、実際には、線２ ６０の信号を消去する。

但し、ランプ信号の最初の部分が非常にゆっくりした速度で増加し目標物２６か ら散乱して戻った光学フィードバック信号にいずれの高周波数成分を発生させず ＨＰＦ１１４がひげを発生させないようであればランプ信号の最初の時点でパル スを送る必要はない。

信号調整回路１１８は、線２７０上の信号が送られるＤＣ再生回路を有する。こ のＤＣ再生回路は、その入力信号の低い部分の大きさが常に同じ値例えばＯｖで あるようにシフトする。線２７０の信号は、和回路２７４の第１の入力に供給さ れ又負方向ピーク検出器２７８に送られる。負方向ピーク検出器２７８はその入 力信号の平均最低値（例えば、過去の２ミリ秒以内で）を示す線２８０上の正方 向信号を線２８０に送る。線２８０の信号が和回路２７４の第２の入力部に送ら れる。その結果、線２７０上の信号をゼロＶ以下の負の量分シフトアップする。

その結果生じる信号が線２８２に送られる。

第７図では、ＤＣ再生回路の必要性を説明している。即ち、波形のデユーティ比 （即ち、パルスが総時間と比較してパルスが高い時の時間百分率）が変わると、 信号のｄｃレベルは変化する。しかしながら、ＨＰＦ１１４がＯｄｃ値出力信号 を出すならば、出力信号の平均値はデユーティ比に無関係に常にゼロである。こ のことは、同じ振幅を有するパルスが第７図に示すように例えばＯｖの同じ基準 と比較して異なる振幅を有するように現れパルスの不正確なカウントを引き起こ すことを意味する。線２８２は、波形の最低部分がＯＶにまでシフトアップする ことを除いて第７図に示す波形に類似している。所望ならば信号について別の極 性を使用してもよい。

線２８２上のｄｃ再生回路２７２からの信号は、既知の負帰還回路構成のオペア ンプ、抵抗、及びコンデンサからなるＬＰＦ　（ローパスフィルタ）２８４に送 られる。該ＬＰＦ　２８４の遮断周波数は１ＭＨｚである。該ＬＰＦ　２８４は 、線１２０上の回路の残りの部分に供給される前に線２８４の信号から不必要な 高周波成分を除去する。所望ならば、存在する雑音の量と周波数を考慮して別の ＬＰＦを使用してもよくもしくはＬＰＦを使用しなくてもよい。又、信号調整回 路１１８の回路構成は所望ならば別の回路でもよいし別の部品を使用してもよい 。

信号調整回路１１８からの線１２０上の信号はコンパレータ回路１２８の第１の 入力端に送られる。該コンパレータ１２８の第２の入力端には線１３０を介して 基準電圧信号Ｖｒｅｆが送られる。基準電圧信号の大きさは例えば分圧器を使用 して微分し、パルス化し、消去された線１２６上の信号の雑音床より上であるが その入力信号に予想されるパルスの最低ピーク値よりも低い所定のレベルに設定 される。該コンパレータ１２８により線１３２上で例えばｏＶの低電圧、例えば ５ｖの高電圧、を示す出力信号を送る。線１２６上の入力信号の大きさが線１３ ０の基準電圧の大きさよりも大きい時、該コンパレータ１２８の線１３２の出力 信号は、高位となり、逆に、入力信号が基準電圧よりも高い時は、線１３２上の コンパレータ出力電圧は低位となる。該コンパレータ１２８は、例えば、ＬＭ２ １１Ｈのコンパレータからなり、基準電圧信号により設定されたスレシッールド 値に対し正のフィードバックを追加し例えば±５ミリボルトのヒステリシスを与 え、その結果出力信号に寄生雑音が状態変化時与えないようにしているものから なる。コンパレータ１２８は、例えば、５ｖの一様な出力振幅を有するパルスを 供給する。コンパレータ１２８の回路構成は、所望ならば、他の回路構成でもよ い。

該コンパレータ１２８からの線１３２上の信号は、例えば、シュミットトリガバ ッファ又はワンショットからなる周知のパルス整形回路１３４に送られる。該パ ルス整形回路１３４は、パルスがより矩形波に近く又縁部が垂直である信号を線 ３６によりはっきりとした形でコンパレータ１２８からの信号を線１３２に送る 。

上記パルス整形回路１３４からの信号は線１３６から公知の例えば３つの直列接 続した４進７４ＬＳ１６９Ｂカウンタからなる１２進アツプダウンデジタルカウ ンタ１３６に送られる。該アップダウンカウンタ１４０は、アップ方向（１のパ ルスを受信すると１だけカウンタ値が増加する）又はダウン方向（１のパルスを 受信すると１だけカウンタ値が減少する）にパルスの数をカウントする。アップ 方向かダウン方向かは線１０６の同期信号により決定される。即ち、線１０６の 同期信号が高位であればカウンタ１３８はカウントアツプし低位であればカウン トダウンする。アップランプ波形（第４図Ｃ参照）が正方向に傾斜する間は、線 １０６の同期信号は高位であり該アップダウンカウンタ１３８はパルス整形回路 １３４からの線１３６上に信号が現れる１つのパルス毎にカウントアツプする。

同様に、アップランプ波形がゼロの傾斜部分にある時線１０６上の同期信号が低 位となり該波形に沿って１つのパルスを受信する毎にカウントダウンする。従っ て、アップランプ波形の１つの掃引周期後のカウンタのカウント数は、線１１２ 上の目標物２６までの距離と速度を示す入力信号（第４図Ｃ参照）の正方向傾斜 部分のパルス数と同じ信号（目標物２８の速度を示す）の平坦な部分のパルスの 数との間の差である。

従って、該カウンタにより以前説明したように目標物２６までの距離りに比例す るデジタル２進化信号Ｎを出力する。即ち、Ｌ−Ｎｃ　／　２△Ｆで現される。

所望ならば、カウンタの進数は別なものでよい。但し、カウンタの進数を決める 際には発生するパルスの最大数と波形の各掃引につき時間周期を考慮する必要が ある。

上記カウンタのデジタル２進化信号は、例えば７４ＬＳ１７４の入力バッファと アナログデバイス社製部品番号ＤＡＣ８ＧＰであるＤ／Ａ変換器１４２に１２線 からなり１ビツトに１線入れる形で複数の線１４０に送る。Ｄ／Ａ変換器１４２ は、アップダウンカウンタ１３８からの線１４０上の２進化信号を線１４４にそ の値を示すアナログ信号に変換する。Ｄ／Ａ変換器１４２は、ランプ発生器１０ ０からの線１０６上の（第４図Ｃ参照）同期信号の立ち上がり縁を受信する毎に 変換作動する。同期信号の立ち上がりが発生すると線１４０のデジタル２進化信 号がＤ／Ａ変換器１４２のバッファにラッチされ次の同期信号の立ち上がりまで Ｄ／Ａ変換に影響を与えないようにアップダウンカウンタ１３８に於ける次に起 こる変化を防止するようになっている。

Ｄ／Ａ変換器１４２からのアナログ信号は、公知のＬＰＦ　（ローパスフィルタ ）１４６に接続された線１４４に供給される。ＬＰＦ１４６は、公知の負帰還回 路構成をしたオペアンプ、抵抗、及びコンデンサからなる。このＬＰＦ　１４６ の遮断周波数ｉｔ　３　ＨＺであるが、所望ならば別の周波数値でもよい。該Ｌ ＰＦ　１４６＋よ、線１４８に線１４４のアナログ信号の平均値を示す信号を送 る。その結果、目標物２６までの距離りに比例する平均化したアナログ電圧信号 力（出力されることとなる。

線１４８上の信号は、例えば、ｃ　／　２△Ｆの所定値分線１４８上の信号の大 きさを乗算する利得段１５０に送られる。該利得段１５０により目標物２６まで の距離りを例えば単位フィートで正規イヒするような信号を線１５２に送る。

第８図に示すように、レーザダイオード１０を駆動する一定の（ｄＣ）電流駆動 信号では（即ち、一定の光学周波数で自走する場合）スペックル雑音の光学フィ ートノ＜・ツクの大きさく単位ｄ　ｂ　／　ｈ　ｚ　）は、その周波数が増加す ると減少する。即ち、線３２（第１図）上のフィードバック信号の雑音成分が低 い周波数では高（為振幅のエネルギを有し高周波数では低い振幅のエネルギを示 す周波数スペクトラムとなる。

電流ランプ波形の掃引周波数を増加させることによりスペツクル雑音の振幅は低 下する（上記周波数スペクトラムと同じ）。スペツクル雑音が減少するとフィー トノ＜・ツク信号の雑音床全体が低下する。

そして、このことにより、上記コンパレータ１２８　（第２図）力（目標物の距 離及びランプの速度又はいずれか一方又はフィードバック波形の平坦な部分によ り正確にパルスの数を検出することを可能にする。

例えば、アップダウンランプ駆動信号を使用する電流使用ではＩＱ　ＱＨｚより 低い掃引周波数を使用する。ここで使用するランプの掃引周波数はＩＫＨｚであ るが所望ならばよりスペックル雑音を減らすために２０ＫＨｚまで増加させても よい。ランプ周波数が高くなるとスペックル雑音は減少することとなりより精度 の高い距離測定が可能となる。電子回路の速度のみが掃引周波数の増大に制限を 加えるパラメータである。第８図に示すスペックル雑音は、ハニング窓関数を介 してサンプルを平均化する時間連続なスペクトル解析器を使用することで得た。

第９図に示すように、本発明は、無反射性表面３０４を有する格子３０２を使用 し光を横方向に放散することで複数の目標物３００の１つまでの距離を検出する ことに適用することは容易に理解されよう。この場合、レンズ２２を、レーザダ イオードから成る距離上に置いて格子３００にコリメートなビーム３０６を与え る。この格子３００は、光を複数の横方向に放散する集束ビーム３０８に変換す る。レンズ２２までに最も近接する目標物は光学フィードバック信号に最も大き い強度のパルスを発生する。従って、可変スレショールドを有するコンパレータ 又は異なるスレショールドを有する複数のコンパレータが最も近い距離の目標物 を演算するのに使用してよい。（これは、衝突検出器の使用に理想的である）。

代替えとして、格子３００が１つの組立体としてレンズと一体の部品としてもよ い。又、格子３００の代わりに、１以上のプリズム、分光器（ビームスプリッタ ）、又は回転素子を使用して光を分散させてよい。

又、光学的スイッチ、例えば、電子制御偏光器をビームインビームアウトするた めに個々のビームの光路に置いてもよい。

上記したように、目標物の移動方向は微分化した信号（即ち、パルスが正方向又 は負方向に延長しているか否か）のパルスの極性を決定する。より具体的には、 目標物がレーザ側に移動する時、その速度によりパルスが正方向に現れ目標物が レーザから離れると負方向に現れる。従って、実施例では目標物が単一の方向即 ちレーザ側に移動する場合を考慮しているがいずれかの方向に移動する場合にも 正方向負方向のパルスを検出する電子回路を変更するだけで達成することが出来 る。

距離測定回路１８によって行われる信号処理機能を果たす、即ち、パルスを分離 しランプサイクル当たりのパルスの数を特徴化することは別の回路構成にしても 可能である。又、実施例では、ハードウェアの電子デバイスを用いて本発明を説 明しているが、上記ハードウェア回路１００．１１４．１１８．１２２．１２８ ．１３４．１３８がコンピュータのソフトウェアにより同様に実行し得ることは 容易に理解されよう。その際には、Ａ／Ｄ変換器を追加し線１１２上の信号をデ ジタルのビットに変換する。

本発明に係る距離測定装置を半導体ダイオードを使用して説明しているが、本発 明に於いては、受容可能な範囲に渡り変化する又は（チャーブｃｈｉ　ｒｐする ）光学的動作周波数と距離測定に適する特性を有するいずれのレーザでも同様に 動作することが可能である。

アップランプ波形を使用する代わりに、本発明に於いては、スペックル雑音及び ／又は信号の消去に高い掃引周波数を使用していずれのレーザ駆動波形を使用し てもよい。又、微分化信号の矩形波部分を除去する代わりに微分のような別の信 号調整を行う前にパルスを駆動波形形状から分離させてもよい。

更に、パルスをカウントする代わりに、フィードバック信号を機知の周波数スペ クトル解析器を使用して解析しその後その結果生じた周波数をフィードバック信 号上のパルス数に変換し、信号を解析した時間を見ることをしてもよい。しかし ながら、パルスには同一の間隔が無いので広い周波数スペクトルとなりそこから パルス周波数を抽出する必要がある。

光学コヒーレント距離測定に関する他の特許として米国特許第４゜７３３．６０ ９号（グツドウィン等）があることを述べておく。

本発明に係る距離測定装置を実施例に沿って説明してきたが、該実施例の種々の 変更、省略、及び追加は本発明の精神及び範囲を逸脱しないかぎり可能である。

国際調査報告　。、□７．１゜。つ７．、。ＱＡＡｌ−−１１Ｎ＋ＰＣＴ／ＵＳ ９２１０９８４４

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. １．可変である光学的動作周波数を有し、又、第１の面と第２の面とを有し、目 標物に向け該第１の面から第１の出力光を放出し、該第２の面から第２の出力光 を放出し、該第１の出力光は該目標物に入射し且つ該目標物により元に戻るよう に放散できるような波長を有し、又、第２の出力光は該第１の面から該目標物ま での距離に関連する該目標物からの放散光とその内部の光との間のコヒーレント な干渉による強度を有するように構成されたレーザと、前記レーザに可変なレー ザ駆動信号を供給し前記レーザの光学的動作周波数を変え、該レーザ駆動信号に 対しスペックル雑音を最小限に抑えるように設定された所定周期の掃引周波数を 有するように設定された所定周期の掃引周波数を有するように構成されたレーザ 駆動手段と、 前記第２の出力光に応動して、前記第２の出力光の強度を示すフィードバック信 号を供給する光学検出手段と、前記フィードバック信号に応動して、前記光学検 出手段からの前記第１の面から目標物までの距離に比例する信号を発生する距離 測定手段とからなることを特徴とする目標物までの距離を測定するレーザに基づ く距離測定装置。
2. ２．前記レーザ駆動信号は、段下がりの平坦な傾斜部分が離散して存在する単一 なランプ部分列からなることを特徴とする請求項第１項記載の装置。
3. ３．前記距離測定手段は、更に、前記レーザ駆動信号の不連続部分と一致する前 記フィードバック信号の一部を消去する手段からなることを特徴とする請求項第 １項記載の装置。
4. ４．前記距離測定手段は、更に、前記レーザ駆動信号の前記フィードバック信号 を処理することにより生じる不連続部分と一致する前記フィードバック信号の一 部を消去する手段からなることを特徴とする請求項第１項記載の装置。
5. ５．前記距離測定手段は、更に、前記フィードバック信号のパルスの数をカウン トする手段からなることを特徴とする請求項１記載の装置。
6. ６．前記距離測定手段は、更に、前記第１の出力光の光路に置かれ、前記第１の 出力光を前記集束手段からの所定距離で第１の出力光を集束可能にする集束手段 からなることを特徴とする請求項第１項記載の装置。
7. ７．前記レーザは、レーザダイオードからなることを特徴とする請求項第１項記 載の装置。