JPH0740688B2 - デジタル信号伝送方法 - Google Patents
デジタル信号伝送方法Info
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- JPH0740688B2 JPH0740688B2 JP60293750A JP29375085A JPH0740688B2 JP H0740688 B2 JPH0740688 B2 JP H0740688B2 JP 60293750 A JP60293750 A JP 60293750A JP 29375085 A JP29375085 A JP 29375085A JP H0740688 B2 JPH0740688 B2 JP H0740688B2
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- Japan
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- digital signal
- phase
- transmission
- signal transmission
- transmission method
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、市街地などにおける無線伝送のようなマルチ
パス伝送路において、デジタル信号を伝送するデジタル
信号伝送方法に関するものである。
パス伝送路において、デジタル信号を伝送するデジタル
信号伝送方法に関するものである。
従来の技術 近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。デジタル伝送の場合、マルチパスを構成す
るそれぞれの波の伝播遅延時間差がデータタイムスロッ
トに対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追従
不良によって、符号誤り率特性が著しく劣化する。
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。デジタル伝送の場合、マルチパスを構成す
るそれぞれの波の伝播遅延時間差がデータタイムスロッ
トに対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追従
不良によって、符号誤り率特性が著しく劣化する。
以下、図面を参照しながら、上述した従来のデジタル信
号伝送方法の一例について説明する。
号伝送方法の一例について説明する。
第8図の従来のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位相
遷移を示すものである。Tはデータの1タイムスロット
を示している。データが1の時、位相が180゜遷移し、
データが0の時は位相遷移を起さない。この信号様式は
差動符号化2相位相変調と呼ばれる。
遷移を示すものである。Tはデータの1タイムスロット
を示している。データが1の時、位相が180゜遷移し、
データが0の時は位相遷移を起さない。この信号様式は
差動符号化2相位相変調と呼ばれる。
このような伝送信号を検波するには、例えば1タイムス
ロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができる。
今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロットに
比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ2波のマル
チパス下において、検波出力信号がどのようになるかを
考えてみる。なお、時間的に先行して来る波を直接波、
遅れて来る波を遅延波と呼ぶことにする。
ロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができる。
今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロットに
比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ2波のマル
チパス下において、検波出力信号がどのようになるかを
考えてみる。なお、時間的に先行して来る波を直接波、
遅れて来る波を遅延波と呼ぶことにする。
第9図は、2波マルチパルス下において、第8図に示し
たような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第9図(a)
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移
は、第9図(b)のようになる。ある時点の検波出力、
その時の2波の合成位相と、1タイムスロット前の2波
の合成位相とのベクトル内積である。例えば、第6図
(c)において、Bの区間の検波出力は、B′の時の2
波合成位相とBの時のそれとのベクトル内積の値にな
る。
たような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第9図(a)
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移
は、第9図(b)のようになる。ある時点の検波出力、
その時の2波の合成位相と、1タイムスロット前の2波
の合成位相とのベクトル内積である。例えば、第6図
(c)において、Bの区間の検波出力は、B′の時の2
波合成位相とBの時のそれとのベクトル内積の値にな
る。
第10図はA〜Cの各時点における検波出力を求めるた
め。直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。第10図より、第9図(c)のA〜Cの各時点の検波
出力は次のようになる。
め。直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。第10図より、第9図(c)のA〜Cの各時点の検波
出力は次のようになる。
A……不定 B……1+ρ2+2ρcosα C……不定 区間AおよびCでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通
常、不要な雑音成分を除去するため低域通過フィルタが
入るので、最終的な検波出力信号波形は、第9図(c)
の実線の波形にフィルタがかかり、第9図(c)の点線
で示したような波形になり、アイパターンの一部を構成
する。ところで、ρが1に近く、αが180゜近辺の場
合、有効な検波出力であるBの区間の検波出力は、ほぼ
零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特性は劣化
する。また、この時、区間AおよびCの無効な検波出力
が、区間Bの有効な検波出力よりはるかに大きいため、
アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロックが追従
できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する。(例え
ば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェー
ジングにおける符号誤り率特性”、信学技報、CS81−16
8、1982、あるいは、高井他、“多重波伝搬による瞬時
符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析”、信学技報、CS83−158、1984) 発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような方式では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のS/N比と誤り率の関係を調べてみる
と、S/N比を向上させても誤り率が減少しない領域が存
在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼ば
れている。このような、いわゆる軽減不能誤りのため
に、実際の市街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受
け、高速伝送は不可能である。
ットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通
常、不要な雑音成分を除去するため低域通過フィルタが
入るので、最終的な検波出力信号波形は、第9図(c)
の実線の波形にフィルタがかかり、第9図(c)の点線
で示したような波形になり、アイパターンの一部を構成
する。ところで、ρが1に近く、αが180゜近辺の場
合、有効な検波出力であるBの区間の検波出力は、ほぼ
零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特性は劣化
する。また、この時、区間AおよびCの無効な検波出力
が、区間Bの有効な検波出力よりはるかに大きいため、
アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロックが追従
できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する。(例え
ば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェー
ジングにおける符号誤り率特性”、信学技報、CS81−16
8、1982、あるいは、高井他、“多重波伝搬による瞬時
符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析”、信学技報、CS83−158、1984) 発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような方式では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のS/N比と誤り率の関係を調べてみる
と、S/N比を向上させても誤り率が減少しない領域が存
在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼ば
れている。このような、いわゆる軽減不能誤りのため
に、実際の市街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受
け、高速伝送は不可能である。
本発明は上記問題点に鑑み、市街地などのマルチパス伝
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送方式を提供するものである。
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送方式を提供するものである。
問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために、本発明のデジタル信号伝
送方法は、データの1タイムスロットを所定の比率で前
半部分と後半部分に分け、前半部分と後半部分の間に、
隣合うタイムスロットで交互に進相方向あるいは遅相方
向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶数タイムス
ロットだけ後とのそれぞれ前半部分および後半部分どう
しの間の位相差に伝送される情報がある信号を伝送信号
として用いるものである。
送方法は、データの1タイムスロットを所定の比率で前
半部分と後半部分に分け、前半部分と後半部分の間に、
隣合うタイムスロットで交互に進相方向あるいは遅相方
向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶数タイムス
ロットだけ後とのそれぞれ前半部分および後半部分どう
しの間の位相差に伝送される情報がある信号を伝送信号
として用いるものである。
作用 本発明は上記したような伝送信号を用いることにより、
遅延検波を行った時、2種類の有効な検波出力を得るこ
とができる。そして、これらの出力を合成することによ
る1種のダイバーシチ効果により、マルチパス下におけ
る符号誤り率は著しく改善される。以上のような効果に
より、マルチパス伝送路において従来より高速のデジタ
ル伝送が可能になる。
遅延検波を行った時、2種類の有効な検波出力を得るこ
とができる。そして、これらの出力を合成することによ
る1種のダイバーシチ効果により、マルチパス下におけ
る符号誤り率は著しく改善される。以上のような効果に
より、マルチパス伝送路において従来より高速のデジタ
ル伝送が可能になる。
実施例 以下本発明の一実施例のデジタル信号伝送方法につい
て、図面を参照しながら説明する。
て、図面を参照しながら説明する。
第1図は本発明のデジタル信号伝送方法の伝送進の位相
遷移を示すものである。以下、第1図を用いて本発明の
デジタル信号伝送方法の伝送信号について説明する。
遷移を示すものである。以下、第1図を用いて本発明の
デジタル信号伝送方法の伝送信号について説明する。
第1図に示したように、データの1タイムスロットは前
半部分と後半部分に分かれる。1タイムスロットの時間
をT、前半部分の時間T1、後半部分の時間をT2として示
した。そして、前半部分と後半部分の間には、必ずφで
示したような位相遷移がある。この位相遷移φの遷移量
は、すべてのタイムスロットで一定であるが、遷移方向
は、隣合うタイムスロットで必ず異なる。つまり、第1
図において、位相軸の正は進相であっても遅相であって
も構わないが、偶数番目のタイムスロットにおける位相
遷移φの遷移方向と、奇数番目の位相遷移φの遷移方向
とは異なる。なお、T1およびT2の比率およびφは任意に
とって良い。勿論T1、T2が等しくても良い。
半部分と後半部分に分かれる。1タイムスロットの時間
をT、前半部分の時間T1、後半部分の時間をT2として示
した。そして、前半部分と後半部分の間には、必ずφで
示したような位相遷移がある。この位相遷移φの遷移量
は、すべてのタイムスロットで一定であるが、遷移方向
は、隣合うタイムスロットで必ず異なる。つまり、第1
図において、位相軸の正は進相であっても遅相であって
も構わないが、偶数番目のタイムスロットにおける位相
遷移φの遷移方向と、奇数番目の位相遷移φの遷移方向
とは異なる。なお、T1およびT2の比率およびφは任意に
とって良い。勿論T1、T2が等しくても良い。
あるタイムスロットの前半部分とその2nタイムスロット
だけ後の前半部分との位相差、および、同様に後半部分
どうしの位相差は等しいが、この位相量を、第1図にお
いてはθ1、θ2で示した。このようなタイムスロット
間の位相遷移θの値によってデジタル情報が伝送され
る。例えば、θのとりうる値として0゜および180゜を
用いれば、それぞれに対応して0と1を割り当てること
により、1ビットの情報が伝送される。また、θとして
0゜、90゜、180゜、270゜を用いれば、2ビットの情報
が伝送される。さらに、θの値としては、0゜、45゜、
90゜……の8相、同様に0゜、22.5゜、45゜、67.5゜…
…の16相などの2のべき乗の多相のものや、さらに2の
べき乗でない多相のもの、および、θのとりうる値の間
隔が一定でないものでも良く、θの値は、その値と伝送
される情報が対応しておれば、任意の値で良い。なお、
nの値は自然数であれば、任意で良い。
だけ後の前半部分との位相差、および、同様に後半部分
どうしの位相差は等しいが、この位相量を、第1図にお
いてはθ1、θ2で示した。このようなタイムスロット
間の位相遷移θの値によってデジタル情報が伝送され
る。例えば、θのとりうる値として0゜および180゜を
用いれば、それぞれに対応して0と1を割り当てること
により、1ビットの情報が伝送される。また、θとして
0゜、90゜、180゜、270゜を用いれば、2ビットの情報
が伝送される。さらに、θの値としては、0゜、45゜、
90゜……の8相、同様に0゜、22.5゜、45゜、67.5゜…
…の16相などの2のべき乗の多相のものや、さらに2の
べき乗でない多相のもの、および、θのとりうる値の間
隔が一定でないものでも良く、θの値は、その値と伝送
される情報が対応しておれば、任意の値で良い。なお、
nの値は自然数であれば、任意で良い。
以上のように、本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移は、T1、T2、φ、θ、nの値により、様々
なものがあるが、以下、第2図から第4図に例を示す。
号の位相遷移は、T1、T2、φ、θ、nの値により、様々
なものがあるが、以下、第2図から第4図に例を示す。
第2図は、n=1、φ=90゜の時、θ=0゜、180゜に
対応して、1タイムスロットについて1ビットのデータ
を伝送する伝送信号の位相遷移の例を示している。
対応して、1タイムスロットについて1ビットのデータ
を伝送する伝送信号の位相遷移の例を示している。
第3図は、第2図の場合と同様にn=1、φ=90゜の
時、θ=0゜、180゜に対応して、1タイムスロットに
ついて1ビットのデータを伝送する伝送信号の位相遷移
の例を示している。本発明のデジタル伝送方法の伝送信
号においては、隣合うタイムスロットの前半部分および
後半部分どうしの位相差、正確には初期位相差は、自由
に選ぶことができる。第3図の場合の初期位相差は、第
2図の場合の初期位相差より、45゜あるいは135゜ずれ
ている。
時、θ=0゜、180゜に対応して、1タイムスロットに
ついて1ビットのデータを伝送する伝送信号の位相遷移
の例を示している。本発明のデジタル伝送方法の伝送信
号においては、隣合うタイムスロットの前半部分および
後半部分どうしの位相差、正確には初期位相差は、自由
に選ぶことができる。第3図の場合の初期位相差は、第
2図の場合の初期位相差より、45゜あるいは135゜ずれ
ている。
第4図は、n=1、φ=90゜の時、θ=0゜、90゜、18
0゜、270゜に対応して、それぞれ、(0,0)、(1,0)、
(1,1)、(0,1)のように1タイムスロットについて2
ビットのデータを伝送する伝送信号の位相遷移の例を示
している。
0゜、270゜に対応して、それぞれ、(0,0)、(1,0)、
(1,1)、(0,1)のように1タイムスロットについて2
ビットのデータを伝送する伝送信号の位相遷移の例を示
している。
次に、本発明のデジタル信号伝送方式がマルチパス歪に
対して強い理由を例を用いて説明する。
対して強い理由を例を用いて説明する。
以下の説明においては、本発明のデジタル信号伝送方式
の伝送信号の位相遷移の一例として、n=1、φ=90
゜、φ=0゜、180゜つまり第2図の伝送信号を用いて
説明する。また、マルチパスのモデルとしては、代表的
な2波モデルを考える。時間的に先行して来る波を直接
波、遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。
の伝送信号の位相遷移の一例として、n=1、φ=90
゜、φ=0゜、180゜つまり第2図の伝送信号を用いて
説明する。また、マルチパスのモデルとしては、代表的
な2波モデルを考える。時間的に先行して来る波を直接
波、遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。
本発明のデジタル信号伝送方式は、一種の差動符号化位
相変調であるので、2nタイムスロットの遅延線を用いた
遅延検波によって検波される。第2図に示した伝送信号
の例では、2タイムスロットの遅延線を用いた遅延検波
によって検波される。検波回路の構成の一例を第5図に
示した。ただし、第5図において、1は入力端子、2は
乗算器、3は2タイムスロット遅延器、4は低域通過フ
ィルタ、5は検波出力端子である。
相変調であるので、2nタイムスロットの遅延線を用いた
遅延検波によって検波される。第2図に示した伝送信号
の例では、2タイムスロットの遅延線を用いた遅延検波
によって検波される。検波回路の構成の一例を第5図に
示した。ただし、第5図において、1は入力端子、2は
乗算器、3は2タイムスロット遅延器、4は低域通過フ
ィルタ、5は検波出力端子である。
第6図は、2波マルチパス下において、第2図の伝送信
号が第5図の検波回路で検波された時の検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第6図(a)
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、タイムスロットに比べて無視できない、伝播遅延時
間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第6図
(b)のようになる。ある時点の検波出力は、その時の
2波の合成位相と、2タイムスロット前の2波の合成位
相とのベクトル内積である。例えば、第6図(c)にお
いて、Bの区間の検波出力は、B′の時の2波合成位相
とBの時のそれとのベクトル内積の値になる。
号が第5図の検波回路で検波された時の検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第6図(a)
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、タイムスロットに比べて無視できない、伝播遅延時
間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第6図
(b)のようになる。ある時点の検波出力は、その時の
2波の合成位相と、2タイムスロット前の2波の合成位
相とのベクトル内積である。例えば、第6図(c)にお
いて、Bの区間の検波出力は、B′の時の2波合成位相
とBの時のそれとのベクトル内積の値になる。
第7図は、A〜Eの各時点における検波出力を求めるた
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。また、第6図(a)および第6図(b)の位相軸
は、正が進相であっても、遅相であっても良いが、進相
方向とした。第7図より、低域通過フィルタ4による波
形の変形がない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速
度に比べて充分高い場合、第6図(c)のA〜Eの各時
点の復調出力は次のようになる。
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。また、第6図(a)および第6図(b)の位相軸
は、正が進相であっても、遅相であっても良いが、進相
方向とした。第7図より、低域通過フィルタ4による波
形の変形がない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速
度に比べて充分高い場合、第6図(c)のA〜Eの各時
点の復調出力は次のようになる。
A……不定 B……1+ρ2+2ρcosα …… C……1+ρ2+2ρcos(α−90) … D……1+ρ2+2ρcosα …… E……不定 区間AおよびEでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。ρおよびαの値に
より、B、DおよびCの区間のいずれかの検波信号が零
になっても、他方は零になることはない。実際には、低
域通過フィルタ4の遮断周波数は符号間干渉が生じない
程度に低く選ばれる。従って、低域通過フィルタ4を通
過した後の検波出力信号は、第6図(c)の実線の波形
にフィルタがかかり、第6図(c)の点線に示したよう
にアイパターンの一部を形成する。前述のように、区間
BおよびDと区間Cの相補的の検波出力を生じるので、
アイが閉じることはない。また、これらの有効な検波出
力の少なくとも一方は、区間AまたはEの無効な検波出
力に比べて小さくなることはないので、アイの時間軸方
向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良による
符号誤り率の劣化も少ない。
ットのデータ値によって不定になる。ρおよびαの値に
より、B、DおよびCの区間のいずれかの検波信号が零
になっても、他方は零になることはない。実際には、低
域通過フィルタ4の遮断周波数は符号間干渉が生じない
程度に低く選ばれる。従って、低域通過フィルタ4を通
過した後の検波出力信号は、第6図(c)の実線の波形
にフィルタがかかり、第6図(c)の点線に示したよう
にアイパターンの一部を形成する。前述のように、区間
BおよびDと区間Cの相補的の検波出力を生じるので、
アイが閉じることはない。また、これらの有効な検波出
力の少なくとも一方は、区間AまたはEの無効な検波出
力に比べて小さくなることはないので、アイの時間軸方
向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良による
符号誤り率の劣化も少ない。
以上のように、本発明のデジタル信号伝送方法は、区間
BおよびDと区間Cの互いに異なった検波出力を合成す
ることによる、一種のダイバーシチ効果により、マルチ
パスによる波形歪は受けにくい。このようにして、マル
チパス伝送路において、従来の方法より符号誤り率特性
は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。
BおよびDと区間Cの互いに異なった検波出力を合成す
ることによる、一種のダイバーシチ効果により、マルチ
パスによる波形歪は受けにくい。このようにして、マル
チパス伝送路において、従来の方法より符号誤り率特性
は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。
なお、この説明においては、第2図のように、n=1、
φ=90゜、θ=0゜、180゜の時の伝送信号を例にして
説明したが、他の値の伝送信号においてもまったく同様
な原理によって符号誤り率特性は著しく改善される。例
えば、nが1以外であれば、第5図の2タイムスロット
遅延器3の遅延時間を2nタイムスロットにすれば、以上
の発明はまったく同様である。φが90゜でない時は、
式、式、式に相当する式はそれぞれ B……1+ρ2+2ρcosα …… C……1+ρ2+2ρcos(α±φ) …… D……1+ρ2+2ρcosα…… となって、やはり、区間BおよびDと区間Cは互いに異
なった検波出力を持ち、両者を合成することによる一種
のダイバーシチ効果により、マルチパスによる波形歪は
受けにくく、符号誤り率特性は著しく改善される。な
お、式の複号は、位相遷移φが遅相の時+、進相の時
−である。θが4相、8相など多相の場合は、第5図の
1タイムスロット遅延器3の出力にさらに90゜位相器を
接続し、この出力信号を参照信号として直交軸について
も遅延検波を行う必要がある。しかし、検波回路の構成
は複雑になるが、それぞれの検波軸の検波出力は以上の
説明とまったく同様、やはり、2種の有効な検波出力を
持ち、両者を合成することによる一種のダイバーシチ効
果により、符号誤り率特性は著しく改善される。T1とT2
の比率に関しても、区間B、C、Dの長さが変化する
が、そのこと以外は以上の説明とまったく同様である。
φ=90゜、θ=0゜、180゜の時の伝送信号を例にして
説明したが、他の値の伝送信号においてもまったく同様
な原理によって符号誤り率特性は著しく改善される。例
えば、nが1以外であれば、第5図の2タイムスロット
遅延器3の遅延時間を2nタイムスロットにすれば、以上
の発明はまったく同様である。φが90゜でない時は、
式、式、式に相当する式はそれぞれ B……1+ρ2+2ρcosα …… C……1+ρ2+2ρcos(α±φ) …… D……1+ρ2+2ρcosα…… となって、やはり、区間BおよびDと区間Cは互いに異
なった検波出力を持ち、両者を合成することによる一種
のダイバーシチ効果により、マルチパスによる波形歪は
受けにくく、符号誤り率特性は著しく改善される。な
お、式の複号は、位相遷移φが遅相の時+、進相の時
−である。θが4相、8相など多相の場合は、第5図の
1タイムスロット遅延器3の出力にさらに90゜位相器を
接続し、この出力信号を参照信号として直交軸について
も遅延検波を行う必要がある。しかし、検波回路の構成
は複雑になるが、それぞれの検波軸の検波出力は以上の
説明とまったく同様、やはり、2種の有効な検波出力を
持ち、両者を合成することによる一種のダイバーシチ効
果により、符号誤り率特性は著しく改善される。T1とT2
の比率に関しても、区間B、C、Dの長さが変化する
が、そのこと以外は以上の説明とまったく同様である。
なお、4相、8相と多値化することにより、同一タイム
スロット長に対して、それぞれ伝送速度を2倍、3倍に
上げることができ、より高速の伝送において、良好な誤
り率特性を発揮させることができる。また、T1とT2の比
率を意図的に1:1から変えることにより、より長い遅延
時間差を有するマルチパス伝送路に対し、区間Bあるい
は区間Dのどちらかと、区間Cとが存在するようにで
き、誤り率特性を改善できる(電子通信学会技術研究報
告SAT86−23参照)。これは、逆に言えば、同一の伝送
路(遅延時間差一定)に対し、より高速の伝送ができる
ことを意味する。
スロット長に対して、それぞれ伝送速度を2倍、3倍に
上げることができ、より高速の伝送において、良好な誤
り率特性を発揮させることができる。また、T1とT2の比
率を意図的に1:1から変えることにより、より長い遅延
時間差を有するマルチパス伝送路に対し、区間Bあるい
は区間Dのどちらかと、区間Cとが存在するようにで
き、誤り率特性を改善できる(電子通信学会技術研究報
告SAT86−23参照)。これは、逆に言えば、同一の伝送
路(遅延時間差一定)に対し、より高速の伝送ができる
ことを意味する。
また、位相遷移φは、前述のように自由に選べるが、伝
送帯域幅(帯域制限)と誤り率特性のトレードオフで決
めるべきである。つまり、誤り率特性からは、φは180
゜に近い方が良い。なぜならば、4式あるいは6式と、
5式との相関が小さい方がダイバーシチ効果は大きくな
るが、φが180゜の時、5式の第3項の符号が4式ある
いは6式のそれと逆符号となって最小の相関値を示すこ
とになるからである(同様、電子通信学会技術研究報告
SAT86−23参照)。反面、位相遷移φが大きいほど、帯
域制限に対して特性劣化が著しくなる。
送帯域幅(帯域制限)と誤り率特性のトレードオフで決
めるべきである。つまり、誤り率特性からは、φは180
゜に近い方が良い。なぜならば、4式あるいは6式と、
5式との相関が小さい方がダイバーシチ効果は大きくな
るが、φが180゜の時、5式の第3項の符号が4式ある
いは6式のそれと逆符号となって最小の相関値を示すこ
とになるからである(同様、電子通信学会技術研究報告
SAT86−23参照)。反面、位相遷移φが大きいほど、帯
域制限に対して特性劣化が著しくなる。
つまり、第1図に示したような位相遷移をする伝送信号
を用いる本発明のデジタル信号伝送方法は、T1、T2、
φ、θ、nを自由に選べ、それらの各値の違いにかかわ
らずすべて、互いに異なった2種の有効な検波出力を合
成することによる、一種のダイバーシチ効果により、マ
ルチパス伝送路において、従来の方式より符号誤り率特
性は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能にな
る。
を用いる本発明のデジタル信号伝送方法は、T1、T2、
φ、θ、nを自由に選べ、それらの各値の違いにかかわ
らずすべて、互いに異なった2種の有効な検波出力を合
成することによる、一種のダイバーシチ効果により、マ
ルチパス伝送路において、従来の方式より符号誤り率特
性は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能にな
る。
発明の効果 以上のように本発明は、データの1タイムスロットを所
定の比率で前半部分と後半部分に分け、前半部分と後半
部分の間に隣合うタイムスロットで交互に進相方向ある
いは遅相方向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶
数タイムスロットだけ後とのそれぞれ前半部分および後
半部分どうしの間の位相差に伝送される情報がある信号
を伝送信号として用いることにより、マルチパス伝送路
において、従来より高速のデジタル伝送が可能になる。
定の比率で前半部分と後半部分に分け、前半部分と後半
部分の間に隣合うタイムスロットで交互に進相方向ある
いは遅相方向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶
数タイムスロットだけ後とのそれぞれ前半部分および後
半部分どうしの間の位相差に伝送される情報がある信号
を伝送信号として用いることにより、マルチパス伝送路
において、従来より高速のデジタル伝送が可能になる。
特に、本発明は、マルチパス伝送路での特性改善に寄与
する、タイムスロット内の所定の角度の位相遷移の大き
さ、および、所定の比率で表されるタイムスロット内で
の位置を各々任意に選ぶことができて、伝送路条件等他
の制約条件に合わせて最適のパラメタに設定することが
可能であり、さらには情報位相の多相化と併せて、より
高速で、より高品質の伝送が可能となる。
する、タイムスロット内の所定の角度の位相遷移の大き
さ、および、所定の比率で表されるタイムスロット内で
の位置を各々任意に選ぶことができて、伝送路条件等他
の制約条件に合わせて最適のパラメタに設定することが
可能であり、さらには情報位相の多相化と併せて、より
高速で、より高品質の伝送が可能となる。
第1図は本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位
相遷移図、第2図から第4図はその伝送信号の一例の位
相遷移図、第5図は第4図に示した伝送信号に対応する
検波回路の一例の構成図、第6図と第7図は本発明のデ
ジタル信号伝送方法がマルチパス歪に強いことを説明す
る、検波出力信号の波形図およびマルチパス波の合成位
相を示すベクトル図、第8図は従来のデジタル信号伝送
方法の伝送信号の位相遷移図、第9図および第10図は従
来のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に弱いことを
説明する検波出力信号の波形図およびマルチパス波の合
成位相を示すベクトル図である。 1……入力端子、2……乗算器、3……2タイムスロッ
ト遅延器、4……低域通過フィルタ、5……検波出力端
子。
相遷移図、第2図から第4図はその伝送信号の一例の位
相遷移図、第5図は第4図に示した伝送信号に対応する
検波回路の一例の構成図、第6図と第7図は本発明のデ
ジタル信号伝送方法がマルチパス歪に強いことを説明す
る、検波出力信号の波形図およびマルチパス波の合成位
相を示すベクトル図、第8図は従来のデジタル信号伝送
方法の伝送信号の位相遷移図、第9図および第10図は従
来のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に弱いことを
説明する検波出力信号の波形図およびマルチパス波の合
成位相を示すベクトル図である。 1……入力端子、2……乗算器、3……2タイムスロッ
ト遅延器、4……低域通過フィルタ、5……検波出力端
子。
Claims (7)
- 【請求項1】デジタルデータを伝送する伝送装置におい
て、データの1タイムスロットを所定の比率で前半部分
と後半部分に分け、上記前半部分と上記後半部分の間
に、隣合うタイムスロットで交互に進相方向あるいは遅
相方向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶数タイ
ムスロットだけ後とのそれぞれ上記前半部分および上記
後半部分どうしの間の位相差に伝送される情報がある伝
送信号を用い、前記所定の偶数タイムスロットだけ信号
を遅延させることのできる遅延線を用いる遅延検波によ
って検波されることを特徴とするデジタル信号伝送方
法。 - 【請求項2】所定の比率は、1対1であることを特徴と
する特許請求の範囲第(1)項記載のデジタル信号伝送
方法。 - 【請求項3】所定の比率は、前半部分と後半部分が異な
ることを特徴とする特許請求の範囲第(1)項記載のデ
ジタル信号伝送方法。 - 【請求項4】位相差は0゜および180゜であることを特
徴とする特許請求の範囲第(1)項から第(3)項のい
ずれかに記載のデジタル信号伝送方法。 - 【請求項5】位相差は0゜、90゜、180゜、270゜である
ことを特徴とする特許請求の範囲第(1)項から第
(3)項のいずれかに記載のデジタル信号伝送方法。 - 【請求項6】位相差は360゜を8分割した角度のいずれ
かであることを特徴とする特許請求の範囲第(1)項か
ら第(3)項のいずれかに記載のデジタル信号伝送方
法。 - 【請求項7】位相差は360゜を16分割した角度のいずれ
かであることを特徴とする特許請求の範囲第(1)項か
ら第(3)項のいずれかに記載のデジタル信号伝送方
法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60293750A JPH0740688B2 (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | デジタル信号伝送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60293750A JPH0740688B2 (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | デジタル信号伝送方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62152233A JPS62152233A (ja) | 1987-07-07 |
JPH0740688B2 true JPH0740688B2 (ja) | 1995-05-01 |
Family
ID=17798748
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60293750A Expired - Lifetime JPH0740688B2 (ja) | 1985-12-26 | 1985-12-26 | デジタル信号伝送方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0740688B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP5068668B2 (ja) * | 2005-12-20 | 2012-11-07 | シャープ株式会社 | 送信機 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61261946A (ja) * | 1985-05-15 | 1986-11-20 | Fumio Ikegami | デイジタル通信方式 |
-
1985
- 1985-12-26 JP JP60293750A patent/JPH0740688B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
電子通信学会技術研究報告84[129(1984−8−30)P.41−47 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS62152233A (ja) | 1987-07-07 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
EXPY | Cancellation because of completion of term |