JPH0740688B2 - デジタル信号伝送方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、市街地などにおける無線伝送のようなマルチ
パス伝送路において、デジタル信号を伝送するデジタル
信号伝送方法に関するものである。

従来の技術 近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高度
化、あるいは周辺の通信網との整合性からデジタル化が
進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中する
と考えられる市街地では、ビルなどの建造物による反射
や回折などによるマルチパスによって、通信品質が著し
く劣化する。デジタル伝送の場合、マルチパスを構成す
るそれぞれの波の伝播遅延時間差がデータタイムスロッ
トに対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追従
不良によって、符号誤り率特性が著しく劣化する。

以下、図面を参照しながら、上述した従来のデジタル信
号伝送方法の一例について説明する。

第８図の従来のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位相
遷移を示すものである。Ｔはデータの１タイムスロット
を示している。データが１の時、位相が180゜遷移し、
データが０の時は位相遷移を起さない。この信号様式は
差動符号化２相位相変調と呼ばれる。

このような伝送信号を検波するには、例えば１タイムス
ロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができる。
今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロットに
比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ２波のマル
チパス下において、検波出力信号がどのようになるかを
考えてみる。なお、時間的に先行して来る波を直接波、
遅れて来る波を遅延波と呼ぶことにする。

第９図は、２波マルチパルス下において、第８図に示し
たような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第９図（ａ）
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移
は、第９図（ｂ）のようになる。ある時点の検波出力、
その時の２波の合成位相と、１タイムスロット前の２波
の合成位相とのベクトル内積である。例えば、第６図
（ｃ）において、Ｂの区間の検波出力は、Ｂ′の時の２
波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の値にな
る。

第10図はＡ〜Ｃの各時点における検波出力を求めるた
め。直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。第10図より、第９図（ｃ）のＡ〜Ｃの各時点の検波
出力は次のようになる。

Ａ……不定 Ｂ……１＋ρ^２＋２ρcosα Ｃ……不定 区間ＡおよびＣでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通
常、不要な雑音成分を除去するため低域通過フィルタが
入るので、最終的な検波出力信号波形は、第９図（ｃ）
の実線の波形にフィルタがかかり、第９図（ｃ）の点線
で示したような波形になり、アイパターンの一部を構成
する。ところで、ρが１に近く、αが180゜近辺の場
合、有効な検波出力であるＢの区間の検波出力は、ほぼ
零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特性は劣化
する。また、この時、区間ＡおよびＣの無効な検波出力
が、区間Ｂの有効な検波出力よりはるかに大きいため、
アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロックが追従
できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する。（例え
ば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェー
ジングにおける符号誤り率特性”、信学技報、CS81−16
8、1982、あるいは、高井他、“多重波伝搬による瞬時
符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析”、信学技報、CS83−158、1984） 発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記のような方式では、前述のようにマル
チパスによる波形歪が著しく、符号誤り率の劣化が著し
い。特に、信号のS/N比と誤り率の関係を調べてみる
と、S/N比を向上させても誤り率が減少しない領域が存
在する。このような符号誤りは軽減不能誤りなどと呼ば
れている。このような、いわゆる軽減不能誤りのため
に、実際の市街地でのデータ伝送速度は大きく制限を受
け、高速伝送は不可能である。

本発明は上記問題点に鑑み、市街地などのマルチパス伝
送路において、高速デジタル伝送の行なえるデジタル信
号伝送方式を提供するものである。

問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために、本発明のデジタル信号伝
送方法は、データの１タイムスロットを所定の比率で前
半部分と後半部分に分け、前半部分と後半部分の間に、
隣合うタイムスロットで交互に進相方向あるいは遅相方
向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶数タイムス
ロットだけ後とのそれぞれ前半部分および後半部分どう
しの間の位相差に伝送される情報がある信号を伝送信号
として用いるものである。

作用 本発明は上記したような伝送信号を用いることにより、
遅延検波を行った時、２種類の有効な検波出力を得るこ
とができる。そして、これらの出力を合成することによ
る１種のダイバーシチ効果により、マルチパス下におけ
る符号誤り率は著しく改善される。以上のような効果に
より、マルチパス伝送路において従来より高速のデジタ
ル伝送が可能になる。

実施例 以下本発明の一実施例のデジタル信号伝送方法につい
て、図面を参照しながら説明する。

第１図は本発明のデジタル信号伝送方法の伝送進の位相
遷移を示すものである。以下、第１図を用いて本発明の
デジタル信号伝送方法の伝送信号について説明する。

第１図に示したように、データの１タイムスロットは前
半部分と後半部分に分かれる。１タイムスロットの時間
をＴ、前半部分の時間T₁、後半部分の時間をT₂として示
した。そして、前半部分と後半部分の間には、必ずφで
示したような位相遷移がある。この位相遷移φの遷移量
は、すべてのタイムスロットで一定であるが、遷移方向
は、隣合うタイムスロットで必ず異なる。つまり、第１
図において、位相軸の正は進相であっても遅相であって
も構わないが、偶数番目のタイムスロットにおける位相
遷移φの遷移方向と、奇数番目の位相遷移φの遷移方向
とは異なる。なお、T₁およびT₂の比率およびφは任意に
とって良い。勿論T₁、T₂が等しくても良い。

あるタイムスロットの前半部分とその2nタイムスロット
だけ後の前半部分との位相差、および、同様に後半部分
どうしの位相差は等しいが、この位相量を、第１図にお
いてはθ_１、θ_２で示した。このようなタイムスロット
間の位相遷移θの値によってデジタル情報が伝送され
る。例えば、θのとりうる値として０゜および180゜を
用いれば、それぞれに対応して０と１を割り当てること
により、１ビットの情報が伝送される。また、θとして
０゜、90゜、180゜、270゜を用いれば、２ビットの情報
が伝送される。さらに、θの値としては、０゜、45゜、
90゜……の８相、同様に０゜、22.5゜、45゜、67.5゜…
…の16相などの２のべき乗の多相のものや、さらに２の
べき乗でない多相のもの、および、θのとりうる値の間
隔が一定でないものでも良く、θの値は、その値と伝送
される情報が対応しておれば、任意の値で良い。なお、
ｎの値は自然数であれば、任意で良い。

以上のように、本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移は、T₁、T₂、φ、θ、ｎの値により、様々
なものがあるが、以下、第２図から第４図に例を示す。

第２図は、ｎ＝１、φ＝90゜の時、θ＝０゜、180゜に
対応して、１タイムスロットについて１ビットのデータ
を伝送する伝送信号の位相遷移の例を示している。

第３図は、第２図の場合と同様にｎ＝１、φ＝90゜の
時、θ＝０゜、180゜に対応して、１タイムスロットに
ついて１ビットのデータを伝送する伝送信号の位相遷移
の例を示している。本発明のデジタル伝送方法の伝送信
号においては、隣合うタイムスロットの前半部分および
後半部分どうしの位相差、正確には初期位相差は、自由
に選ぶことができる。第３図の場合の初期位相差は、第
２図の場合の初期位相差より、45゜あるいは135゜ずれ
ている。

第４図は、ｎ＝１、φ＝90゜の時、θ＝０゜、90゜、18
0゜、270゜に対応して、それぞれ、（0,0）、（1,0）、
（1,1）、（0,1）のように１タイムスロットについて２
ビットのデータを伝送する伝送信号の位相遷移の例を示
している。

次に、本発明のデジタル信号伝送方式がマルチパス歪に
対して強い理由を例を用いて説明する。

以下の説明においては、本発明のデジタル信号伝送方式
の伝送信号の位相遷移の一例として、ｎ＝１、φ＝90
゜、φ＝０゜、180゜つまり第２図の伝送信号を用いて
説明する。また、マルチパスのモデルとしては、代表的
な２波モデルを考える。時間的に先行して来る波を直接
波、遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

本発明のデジタル信号伝送方式は、一種の差動符号化位
相変調であるので、2nタイムスロットの遅延線を用いた
遅延検波によって検波される。第２図に示した伝送信号
の例では、２タイムスロットの遅延線を用いた遅延検波
によって検波される。検波回路の構成の一例を第５図に
示した。ただし、第５図において、１は入力端子、２は
乗算器、３は２タイムスロット遅延器、４は低域通過フ
ィルタ、５は検波出力端子である。

第６図は、２波マルチパス下において、第２図の伝送信
号が第５図の検波回路で検波された時の検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第６図（ａ）
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、タイムスロットに比べて無視できない、伝播遅延時
間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第６図
（ｂ）のようになる。ある時点の検波出力は、その時の
２波の合成位相と、２タイムスロット前の２波の合成位
相とのベクトル内積である。例えば、第６図（ｃ）にお
いて、Ｂの区間の検波出力は、Ｂ′の時の２波合成位相
とＢの時のそれとのベクトル内積の値になる。

第７図は、Ａ〜Ｅの各時点における検波出力を求めるた
め、直接波と遅延波の合成位相を図示したものである。
なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差をαとし
た。また、第６図（ａ）および第６図（ｂ）の位相軸
は、正が進相であっても、遅相であっても良いが、進相
方向とした。第７図より、低域通過フィルタ４による波
形の変形がない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速
度に比べて充分高い場合、第６図（ｃ）のＡ〜Ｅの各時
点の復調出力は次のようになる。

Ａ……不定 Ｂ……１＋ρ^２＋２ρcosα …… Ｃ……１＋ρ^２＋２ρcos（α−90） … Ｄ……１＋ρ^２＋２ρcosα …… Ｅ……不定 区間ＡおよびＥでは、それぞれ前および後のタイムスロ
ットのデータ値によって不定になる。ρおよびαの値に
より、Ｂ、ＤおよびＣの区間のいずれかの検波信号が零
になっても、他方は零になることはない。実際には、低
域通過フィルタ４の遮断周波数は符号間干渉が生じない
程度に低く選ばれる。従って、低域通過フィルタ４を通
過した後の検波出力信号は、第６図（ｃ）の実線の波形
にフィルタがかかり、第６図（ｃ）の点線に示したよう
にアイパターンの一部を形成する。前述のように、区間
ＢおよびＤと区間Ｃの相補的の検波出力を生じるので、
アイが閉じることはない。また、これらの有効な検波出
力の少なくとも一方は、区間ＡまたはＥの無効な検波出
力に比べて小さくなることはないので、アイの時間軸方
向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良による
符号誤り率の劣化も少ない。

以上のように、本発明のデジタル信号伝送方法は、区間
ＢおよびＤと区間Ｃの互いに異なった検波出力を合成す
ることによる、一種のダイバーシチ効果により、マルチ
パスによる波形歪は受けにくい。このようにして、マル
チパス伝送路において、従来の方法より符号誤り率特性
は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能になる。

なお、この説明においては、第２図のように、ｎ＝１、
φ＝90゜、θ＝０゜、180゜の時の伝送信号を例にして
説明したが、他の値の伝送信号においてもまったく同様
な原理によって符号誤り率特性は著しく改善される。例
えば、ｎが１以外であれば、第５図の２タイムスロット
遅延器３の遅延時間を2nタイムスロットにすれば、以上
の発明はまったく同様である。φが90゜でない時は、
式、式、式に相当する式はそれぞれ Ｂ……１＋ρ^２＋２ρcosα …… Ｃ……１＋ρ^２＋２ρcos（α±φ） …… Ｄ……１＋ρ^２＋２ρcosα…… となって、やはり、区間ＢおよびＤと区間Ｃは互いに異
なった検波出力を持ち、両者を合成することによる一種
のダイバーシチ効果により、マルチパスによる波形歪は
受けにくく、符号誤り率特性は著しく改善される。な
お、式の複号は、位相遷移φが遅相の時＋、進相の時
−である。θが４相、８相など多相の場合は、第５図の
１タイムスロット遅延器３の出力にさらに90゜位相器を
接続し、この出力信号を参照信号として直交軸について
も遅延検波を行う必要がある。しかし、検波回路の構成
は複雑になるが、それぞれの検波軸の検波出力は以上の
説明とまったく同様、やはり、２種の有効な検波出力を
持ち、両者を合成することによる一種のダイバーシチ効
果により、符号誤り率特性は著しく改善される。T₁とT₂
の比率に関しても、区間Ｂ、Ｃ、Ｄの長さが変化する
が、そのこと以外は以上の説明とまったく同様である。

なお、４相、８相と多値化することにより、同一タイム
スロット長に対して、それぞれ伝送速度を２倍、３倍に
上げることができ、より高速の伝送において、良好な誤
り率特性を発揮させることができる。また、T₁とT₂の比
率を意図的に1:1から変えることにより、より長い遅延
時間差を有するマルチパス伝送路に対し、区間Ｂあるい
は区間Ｄのどちらかと、区間Ｃとが存在するようにで
き、誤り率特性を改善できる（電子通信学会技術研究報
告SAT86−23参照）。これは、逆に言えば、同一の伝送
路（遅延時間差一定）に対し、より高速の伝送ができる
ことを意味する。

また、位相遷移φは、前述のように自由に選べるが、伝
送帯域幅（帯域制限）と誤り率特性のトレードオフで決
めるべきである。つまり、誤り率特性からは、φは180
゜に近い方が良い。なぜならば、４式あるいは６式と、
５式との相関が小さい方がダイバーシチ効果は大きくな
るが、φが180゜の時、５式の第３項の符号が４式ある
いは６式のそれと逆符号となって最小の相関値を示すこ
とになるからである（同様、電子通信学会技術研究報告
SAT86−23参照）。反面、位相遷移φが大きいほど、帯
域制限に対して特性劣化が著しくなる。

つまり、第１図に示したような位相遷移をする伝送信号
を用いる本発明のデジタル信号伝送方法は、T₁、T₂、
φ、θ、ｎを自由に選べ、それらの各値の違いにかかわ
らずすべて、互いに異なった２種の有効な検波出力を合
成することによる、一種のダイバーシチ効果により、マ
ルチパス伝送路において、従来の方式より符号誤り率特
性は著しく改善され、高速のデジタル伝送が可能にな
る。

発明の効果 以上のように本発明は、データの１タイムスロットを所
定の比率で前半部分と後半部分に分け、前半部分と後半
部分の間に隣合うタイムスロットで交互に進相方向ある
いは遅相方向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶
数タイムスロットだけ後とのそれぞれ前半部分および後
半部分どうしの間の位相差に伝送される情報がある信号
を伝送信号として用いることにより、マルチパス伝送路
において、従来より高速のデジタル伝送が可能になる。

特に、本発明は、マルチパス伝送路での特性改善に寄与
する、タイムスロット内の所定の角度の位相遷移の大き
さ、および、所定の比率で表されるタイムスロット内で
の位置を各々任意に選ぶことができて、伝送路条件等他
の制約条件に合わせて最適のパラメタに設定することが
可能であり、さらには情報位相の多相化と併せて、より
高速で、より高品質の伝送が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のデジタル信号伝送方法の伝送信号の位
相遷移図、第２図から第４図はその伝送信号の一例の位
相遷移図、第５図は第４図に示した伝送信号に対応する
検波回路の一例の構成図、第６図と第７図は本発明のデ
ジタル信号伝送方法がマルチパス歪に強いことを説明す
る、検波出力信号の波形図およびマルチパス波の合成位
相を示すベクトル図、第８図は従来のデジタル信号伝送
方法の伝送信号の位相遷移図、第９図および第10図は従
来のデジタル信号伝送方法がマルチパス歪に弱いことを
説明する検波出力信号の波形図およびマルチパス波の合
成位相を示すベクトル図である。 １……入力端子、２……乗算器、３……２タイムスロッ
ト遅延器、４……低域通過フィルタ、５……検波出力端
子。

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】デジタルデータを伝送する伝送装置におい
   て、データの１タイムスロットを所定の比率で前半部分
   と後半部分に分け、上記前半部分と上記後半部分の間
   に、隣合うタイムスロットで交互に進相方向あるいは遅
   相方向に所定の角度の位相遷移を有し、所定の偶数タイ
   ムスロットだけ後とのそれぞれ上記前半部分および上記
   後半部分どうしの間の位相差に伝送される情報がある伝
   送信号を用い、前記所定の偶数タイムスロットだけ信号
   を遅延させることのできる遅延線を用いる遅延検波によ
   って検波されることを特徴とするデジタル信号伝送方
   法。
2. 【請求項２】所定の比率は、１対１であることを特徴と
   する特許請求の範囲第（１）項記載のデジタル信号伝送
   方法。
3. 【請求項３】所定の比率は、前半部分と後半部分が異な
   ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記載のデ
   ジタル信号伝送方法。
4. 【請求項４】位相差は０゜および180゜であることを特
   徴とする特許請求の範囲第（１）項から第（３）項のい
   ずれかに記載のデジタル信号伝送方法。
5. 【請求項５】位相差は０゜、90゜、180゜、270゜である
   ことを特徴とする特許請求の範囲第（１）項から第
   （３）項のいずれかに記載のデジタル信号伝送方法。
6. 【請求項６】位相差は360゜を８分割した角度のいずれ
   かであることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項か
   ら第（３）項のいずれかに記載のデジタル信号伝送方
   法。
7. 【請求項７】位相差は360゜を16分割した角度のいずれ
   かであることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項か
   ら第（３）項のいずれかに記載のデジタル信号伝送方
   法。