JP2506748B2 - デイジタル信号伝送方法 - Google Patents
デイジタル信号伝送方法Info
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- JP2506748B2 JP2506748B2 JP9360687A JP9360687A JP2506748B2 JP 2506748 B2 JP2506748 B2 JP 2506748B2 JP 9360687 A JP9360687 A JP 9360687A JP 9360687 A JP9360687 A JP 9360687A JP 2506748 B2 JP2506748 B2 JP 2506748B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は市街地などにおける無線伝送のようなマルチ
パスフェージング伝送路において、ディジタル信号を伝
送するディジタル信号伝送方法に関するものである。
パスフェージング伝送路において、ディジタル信号を伝
送するディジタル信号伝送方法に関するものである。
従来の技術 近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高
度化、あるいは周辺の通信網との整合性からディジタル
化が進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中
すると考えられる市街地では、ビルなどの建造物による
反射や回折などによるマルチパスによって、通信品質が
著しく劣化する。ディジタル伝送の場合、マルチパスを
構成するそれぞれの波の伝播遅延時間差がタイムスロッ
ト長に対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追
従不良によって符号誤り率特性が著しく劣化する。
度化、あるいは周辺の通信網との整合性からディジタル
化が進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中
すると考えられる市街地では、ビルなどの建造物による
反射や回折などによるマルチパスによって、通信品質が
著しく劣化する。ディジタル伝送の場合、マルチパスを
構成するそれぞれの波の伝播遅延時間差がタイムスロッ
ト長に対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追
従不良によって符号誤り率特性が著しく劣化する。
以下、図面を参照しながら、上述した従来のディジタ
ル信号伝送方法の第1の例について説明する。
ル信号伝送方法の第1の例について説明する。
第17図は第1の従来例におけるディジタル信号伝送方
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。
Tは1データシンボルを送出する最小単位であるタイム
スロット長を示している。データが1の時、位相がπ遷
移し、データが0の時は位相遷移を起さない。この信号
様式は差動符号化2相位相変調と呼ばれる。
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。
Tは1データシンボルを送出する最小単位であるタイム
スロット長を示している。データが1の時、位相がπ遷
移し、データが0の時は位相遷移を起さない。この信号
様式は差動符号化2相位相変調と呼ばれる。
このような伝送信号を検波するには、例えば1タイム
スロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができ
る。今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロッ
ト長に比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ2波
マルチパス下において、検波出力信号がどのようになる
かを考える。なお、時間的に先行して来る波を直接波、
遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。
スロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができ
る。今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロッ
ト長に比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ2波
マルチパス下において、検波出力信号がどのようになる
かを考える。なお、時間的に先行して来る波を直接波、
遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。
第18図は、2波マルチパス下において、第17図に示し
たような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第18図(a)
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移
は、第18図(b)のようになる。ある時点の検波出力
は、その時の2波の合成位相と、1タイムスロット前の
2波の合成位相とのベクトル内積である。例えば、第18
図(c)において、Bの領域の検波出力は、B′の時の
2波合成位相とBの時のそれとのベクトル内積の値にな
る。
たような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第18図(a)
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移
は、第18図(b)のようになる。ある時点の検波出力
は、その時の2波の合成位相と、1タイムスロット前の
2波の合成位相とのベクトル内積である。例えば、第18
図(c)において、Bの領域の検波出力は、B′の時の
2波合成位相とBの時のそれとのベクトル内積の値にな
る。
第19図は、A〜Cの各時点における検波出力を求める
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差を
αとした。例えば、Bの時点における検波出力の絶対値
は、第19図において、ベクトルOB′とベクトルOBの内
積、すなわち、線分OBの自乗になる。従って、余弦定理
などを用いて、第18図(c)のA〜Cの各時点の検波出
力は次のようになる。
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差を
αとした。例えば、Bの時点における検波出力の絶対値
は、第19図において、ベクトルOB′とベクトルOBの内
積、すなわち、線分OBの自乗になる。従って、余弦定理
などを用いて、第18図(c)のA〜Cの各時点の検波出
力は次のようになる。
A……不定 B……an(1+ρ2+2ρcos α) C……不定 ただし、an(an=±1)は伝送されているデータ列であ
る。
る。
領域AおよびCでは、それぞれ前および後のタイムス
ロットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通
常、高調波成分および不要な雑音成分を除去するため低
域通過フィルタが入るので、最終的な検波出力信号波形
は、第18図(c)の実線の波形にフィルタがかかり、第
18図(c)の点線で示したような波形になり、アイパタ
ーンの一部を構成する。ここで、ρが1に近く、αがπ
近辺の場合、有効な検波出力であるBの領域の検波出力
はほぼ零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特性
は劣化する。また、この時、領域AおよびCの無効な検
波出力が、領域Bの有効な検波出力よりはるかに大きい
ため、アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロック
が追従できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する(例
えば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェ
ージングにおける符号誤り率特性”、信学技報、CS81−
168、1982、あるいは高井他、“多重波伝搬による瞬時
符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析”、信学技報、CS83−158、1984)。
ロットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通
常、高調波成分および不要な雑音成分を除去するため低
域通過フィルタが入るので、最終的な検波出力信号波形
は、第18図(c)の実線の波形にフィルタがかかり、第
18図(c)の点線で示したような波形になり、アイパタ
ーンの一部を構成する。ここで、ρが1に近く、αがπ
近辺の場合、有効な検波出力であるBの領域の検波出力
はほぼ零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特性
は劣化する。また、この時、領域AおよびCの無効な検
波出力が、領域Bの有効な検波出力よりはるかに大きい
ため、アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロック
が追従できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する(例
えば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェ
ージングにおける符号誤り率特性”、信学技報、CS81−
168、1982、あるいは高井他、“多重波伝搬による瞬時
符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析”、信学技報、CS83−158、1984)。
このように、アイパターンの劣化とアイの時間軸方向
の揺らぎにより、誤り率特性が劣化するのを軽減するた
めに、複数種類の検波出力を生じるように伝送信号の位
相遷移波形を工夫し、これらの複数種類の検波出力を合
成することによるダイバーシチ効果により改善する方法
が提案された。以下、図面を参照しながら、このような
第2の従来例におけるディジタル信号伝送方法の一例に
ついて説明する。
の揺らぎにより、誤り率特性が劣化するのを軽減するた
めに、複数種類の検波出力を生じるように伝送信号の位
相遷移波形を工夫し、これらの複数種類の検波出力を合
成することによるダイバーシチ効果により改善する方法
が提案された。以下、図面を参照しながら、このような
第2の従来例におけるディジタル信号伝送方法の一例に
ついて説明する。
第20図は第2の従来例におけるディジタル信号伝送方
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。
データの1タイムスロットは前半部分と後半部分に分
れ、階段状の波形をしている。1タイムスロットの時間
をT、前半部分の時間をT1、後半部分の時間をT2、前半
部分と後半部分の間の位相遷移をφとして示した。伝送
される情報は、第1の従来例と同様に、隣合うタイムス
ロットの位相差にあり、例えば、この位相差のとりうる
値として0およびπを用い、それぞれに対応して0と1
を割り当てることにより、1ビットの情報が伝送され
る。
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。
データの1タイムスロットは前半部分と後半部分に分
れ、階段状の波形をしている。1タイムスロットの時間
をT、前半部分の時間をT1、後半部分の時間をT2、前半
部分と後半部分の間の位相遷移をφとして示した。伝送
される情報は、第1の従来例と同様に、隣合うタイムス
ロットの位相差にあり、例えば、この位相差のとりうる
値として0およびπを用い、それぞれに対応して0と1
を割り当てることにより、1ビットの情報が伝送され
る。
次に、第2の従来例におけるディジタル信号伝送方法
がマルチパスフェージング下において良好な誤り率特性
を示すことを説明する。
がマルチパスフェージング下において良好な誤り率特性
を示すことを説明する。
第2の従来例のディジタル信号伝送方法も、一種の差
動符号化位相変調であるので、1タイムスロットの遅延
線を用いた遅延検波によって検波される。第21図は、2
波マルチパス下において、第20図の伝送信号が遅延検波
器で検波された時の検波出力信号がどのようになるかを
説明した図である。第21図(a)は、直接波の任意のタ
イムスロットと、その隣合うタイムスロットの位相遷移
の様子を示したものである。これに対して、伝播遅延時
間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第21図
(b)のようになる。第1の従来例と同様、ある時点の
検波出力は、その時の2波の合成位相と、1タイムスロ
ット前の2波の合成位相とのベクトル内積である。
動符号化位相変調であるので、1タイムスロットの遅延
線を用いた遅延検波によって検波される。第21図は、2
波マルチパス下において、第20図の伝送信号が遅延検波
器で検波された時の検波出力信号がどのようになるかを
説明した図である。第21図(a)は、直接波の任意のタ
イムスロットと、その隣合うタイムスロットの位相遷移
の様子を示したものである。これに対して、伝播遅延時
間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第21図
(b)のようになる。第1の従来例と同様、ある時点の
検波出力は、その時の2波の合成位相と、1タイムスロ
ット前の2波の合成位相とのベクトル内積である。
第22図は、A〜Eの各時点における検波出力を求める
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、直接波の
搬送波から見た遅延波の搬送波の位相をαとした。第22
図より、検波後の低域通過フィルタによる波形の変形が
ない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速度に比べて
充分高い場合、第21図(c)のA〜Eの各時点の検波出
力は次のようになる。
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、直接波の
搬送波から見た遅延波の搬送波の位相をαとした。第22
図より、検波後の低域通過フィルタによる波形の変形が
ない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速度に比べて
充分高い場合、第21図(c)のA〜Eの各時点の検波出
力は次のようになる。
A,E……不定 B,D……1+ρ2+2ρcos α C……1+ρ2+2ρcos(α−φ) 領域AおよびEでは、それぞれ前後のタイムスロットの
データ値によって不定になる。実際には、低域通過フィ
ルタの遮断周波数は符号間干渉が生じない程度に低く選
ばれ、低域通過フィルタを通過した後の検波出力信号
は、第21図(c)の実線の波形にフィルタがかかり、第
21図(c)の点線に示したようにアイパターンの一部を
形成する。領域B、Dと領域Cの検波出力は相補的で、
いかなるρあるいはαに関しても同時に零になることは
なく、アイが閉じることはない。また、これらの有効な
検波出力の少なくとも一方は、領域AまたはEの無効な
検波出力に比べて小さくなることはないので、アイの時
間軸方向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良
による符号誤り率の劣化も少ない。従って、符号誤り率
特性は著しく改善され、高速のディジタル伝送が可能に
なる。
データ値によって不定になる。実際には、低域通過フィ
ルタの遮断周波数は符号間干渉が生じない程度に低く選
ばれ、低域通過フィルタを通過した後の検波出力信号
は、第21図(c)の実線の波形にフィルタがかかり、第
21図(c)の点線に示したようにアイパターンの一部を
形成する。領域B、Dと領域Cの検波出力は相補的で、
いかなるρあるいはαに関しても同時に零になることは
なく、アイが閉じることはない。また、これらの有効な
検波出力の少なくとも一方は、領域AまたはEの無効な
検波出力に比べて小さくなることはないので、アイの時
間軸方向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良
による符号誤り率の劣化も少ない。従って、符号誤り率
特性は著しく改善され、高速のディジタル伝送が可能に
なる。
一般に、2波マルチパス下におけるB〜D各領域にお
ける検波出力は、伝送データ列an(an=±1)、多相化
数をm(m=2,4,8…)、フェージングを伴う直接波お
よび遅延波の受信ベクトルを表す複素乗積雑音をS
1(t)、S2(t)として、次のように表せる。
ける検波出力は、伝送データ列an(an=±1)、多相化
数をm(m=2,4,8…)、フェージングを伴う直接波お
よび遅延波の受信ベクトルを表す複素乗積雑音をS
1(t)、S2(t)として、次のように表せる。
B,D…ansin(π/m)・(|S1+S2|2) C…ansin(π/m)・(|S1exp(jφ)+S2|2)… 領域Cの検波出力は、直接波の搬送波位相をさらにφだ
け移相したものになっている。従って、第2の従来例に
おけるディジタル信号伝送方法の改善原理は、このよう
な異種の検波出力を合成する一種のダイバーシチであ
る。なお、適当なダイバーシチモデルを仮定し、直接波
と遅延波のフェージングが独立で、両者の平均が等しい
場合の平均誤り率Peを計算すると、 となり、帯域制限を受けない場合のφの最適値はπであ
る(例えば高井、“耐多重波変復調方式の一提案”、信
学技報、SAT86−23、1986)。
け移相したものになっている。従って、第2の従来例に
おけるディジタル信号伝送方法の改善原理は、このよう
な異種の検波出力を合成する一種のダイバーシチであ
る。なお、適当なダイバーシチモデルを仮定し、直接波
と遅延波のフェージングが独立で、両者の平均が等しい
場合の平均誤り率Peを計算すると、 となり、帯域制限を受けない場合のφの最適値はπであ
る(例えば高井、“耐多重波変復調方式の一提案”、信
学技報、SAT86−23、1986)。
発明が解決しようとする問題点 しかし、この第2の従来例におけるディジタル信号伝
送方法は、タイムスロット内にさらに位相不連続点を有
するため、帯域制限を受けると包絡線変動が著しく、非
線形歪に弱い。包絡線変動を抑えるため、位相遷移φを
πより小さくすると改善効果が減少し、耐非線形性と改
善効果は両立しない。また、この第2の従来例における
ディジタル信号伝送方法は、T1=T2の場合、遅延時間差
τがτ/Tにして0.5を超えると、領域Bおよび領域Dが
消滅し、改善効果を失う。T1≠T2とすることによって、
さらに大きなτに対しても改善が可能であるが、占有帯
域幅がさらに拡大し、帯域制限を受けると、誤り率特性
の劣化が大きくなる。また、包絡線変動もさらに大きく
なり、非線形歪に対しても弱くなるという問題点を有し
ていた。
送方法は、タイムスロット内にさらに位相不連続点を有
するため、帯域制限を受けると包絡線変動が著しく、非
線形歪に弱い。包絡線変動を抑えるため、位相遷移φを
πより小さくすると改善効果が減少し、耐非線形性と改
善効果は両立しない。また、この第2の従来例における
ディジタル信号伝送方法は、T1=T2の場合、遅延時間差
τがτ/Tにして0.5を超えると、領域Bおよび領域Dが
消滅し、改善効果を失う。T1≠T2とすることによって、
さらに大きなτに対しても改善が可能であるが、占有帯
域幅がさらに拡大し、帯域制限を受けると、誤り率特性
の劣化が大きくなる。また、包絡線変動もさらに大きく
なり、非線形歪に対しても弱くなるという問題点を有し
ていた。
本発明は、上記問題点に鑑み、帯域制限及び非線形歪
に強く、しかも、より大きなτ/Tに対しても良好な特性
を示すディジタル信号伝送方法を提供するものである。
に強く、しかも、より大きなτ/Tに対しても良好な特性
を示すディジタル信号伝送方法を提供するものである。
問題点を解決するための手段 上記問題点を解決するために本発明のディジタル信号
伝送方法は、データの1タイムスロット内の位相遷移波
形が放物線波形をしており、任意のタイムスロット内の
位相遷移波形と、所定のタイムスロットだけ後のタイム
スロット内の位相遷移波形とは、伝送される情報にかか
わらず同一の形状であり、所定のタイムスロットだけ離
れた、これら両者のタイムスロットの同位置どうしの間
の位相差に伝送される情報がある伝送信号を用いるもの
である。
伝送方法は、データの1タイムスロット内の位相遷移波
形が放物線波形をしており、任意のタイムスロット内の
位相遷移波形と、所定のタイムスロットだけ後のタイム
スロット内の位相遷移波形とは、伝送される情報にかか
わらず同一の形状であり、所定のタイムスロットだけ離
れた、これら両者のタイムスロットの同位置どうしの間
の位相差に伝送される情報がある伝送信号を用いるもの
である。
作用 本発明は上記した伝送信号を用い、タイムスロット内
の位相不連続点をなくすることにより、帯域制限時の包
絡線変動を抑えることができる。また、より大きな遅延
時間τに対しても複数種類の検波出力を得ることがで
き、帯域制限および非線形歪に強く、しかも、より大き
なτ/Tに対しても良好な誤り率特性を示すこととなる。
の位相不連続点をなくすることにより、帯域制限時の包
絡線変動を抑えることができる。また、より大きな遅延
時間τに対しても複数種類の検波出力を得ることがで
き、帯域制限および非線形歪に強く、しかも、より大き
なτ/Tに対しても良好な誤り率特性を示すこととなる。
実施例 以下、本発明の一実施例のディジタル信号伝送方法に
ついて、図面を参照しながら説明する。
ついて、図面を参照しながら説明する。
第1図は、本発明のディジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図である。
データの1タイムスロット内の位相遷移波形ψ(t)
(0<t<T)は、式で示されるような放物線状の波
形をしている所が、従来の位相変調方式とは異なる。
号の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図である。
データの1タイムスロット内の位相遷移波形ψ(t)
(0<t<T)は、式で示されるような放物線状の波
形をしている所が、従来の位相変調方式とは異なる。
そして、所定のnタイムスロット離れた、第1タイム
スロットと第n+1タイムスロットのそれぞれのタイム
スロット内の位相遷移波形は、形状が同一であり、伝送
される情報に従ってθだけ全体がシフトされている。す
なわち、nタイムスロットの差動符号化が行われてい
る。例えば、θとして0とπの2相系を用いれば、タイ
ムスロットあたり1ビット、θとして0、π/2、π、3
π/2の4相系を用いれば、タイムスロットあたり2ビッ
トの情報を送ることができる。θを一般的に示せば、次
式のようになる。
スロットと第n+1タイムスロットのそれぞれのタイム
スロット内の位相遷移波形は、形状が同一であり、伝送
される情報に従ってθだけ全体がシフトされている。す
なわち、nタイムスロットの差動符号化が行われてい
る。例えば、θとして0とπの2相系を用いれば、タイ
ムスロットあたり1ビット、θとして0、π/2、π、3
π/2の4相系を用いれば、タイムスロットあたり2ビッ
トの情報を送ることができる。θを一般的に示せば、次
式のようになる。
ただし、iの値は伝送するグレイ符号化されたデータ
値を示しており、0≦i≦m,i∈Integerである。従っ
て、第1タイムスロットの位相遷移波形が、ψ(t)で
あれば、第n+1タイムスロットの位相遷移波形は、ψ
(t−nT)+θと表される。
値を示しており、0≦i≦m,i∈Integerである。従っ
て、第1タイムスロットの位相遷移波形が、ψ(t)で
あれば、第n+1タイムスロットの位相遷移波形は、ψ
(t−nT)+θと表される。
なお、情報を担う位相シフト量を、絶対位相からの位
相シフト量θa(t)として表すと、位相シフト量θa
(t)は各タイムスロット内で一定の値を持つ階段状の
関数であり、伝送するグレイ符号化されたデータ値列iq
(q∈Integer)をnタイムスロット差動符号化したデ
ータ値列idqを用いて次式のように表せる。
相シフト量θa(t)として表すと、位相シフト量θa
(t)は各タイムスロット内で一定の値を持つ階段状の
関数であり、伝送するグレイ符号化されたデータ値列iq
(q∈Integer)をnタイムスロット差動符号化したデ
ータ値列idqを用いて次式のように表せる。
一方、タイムスロット内位相遷移波形ψ(t)は複数
種類あっても良い。nタイムスロット差動符号化の場合
は、最大n種類のタイムスロット内位相遷移波形ψ
1(t)、…、ψn(t)を選ぶことができる。
種類あっても良い。nタイムスロット差動符号化の場合
は、最大n種類のタイムスロット内位相遷移波形ψ
1(t)、…、ψn(t)を選ぶことができる。
ψr(t)=0(t≦0,t≧T,r=1〜n)… とすると、本発明のディジタル信号伝送方法における伝
送信号の位相遷移波形Ψ(t)の一般式は、式を用い
て で表される、本発明における伝送信号の位相遷移波形
の特徴は、式の第1項にあり、第2項は従来の差動符
号化位相変調と同じものである。なお、タイムスロット
内位相遷移波形ψ1(t)、ψ2(t)、…、ψ
n(t)の中には、同一のものがあっても良いし、特別
な場合として総てが同一であっても良い。ともかく、n
タイムスロットだけ離れたタイムスロット内位相遷移波
形ψ(t)が一致しておれば良い。また、nの値は1で
あっても良く、この場合はタイムスロット内位相遷移波
形ψ(t)は一種類であり、すべてのタイムスロットの
タイムスロット内位相遷移波形は同一形状である。タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ(t)が一種類の場合、伝
送信号の位相遷移波形Ψ(t)は、式は次式のように
なる。
送信号の位相遷移波形Ψ(t)の一般式は、式を用い
て で表される、本発明における伝送信号の位相遷移波形
の特徴は、式の第1項にあり、第2項は従来の差動符
号化位相変調と同じものである。なお、タイムスロット
内位相遷移波形ψ1(t)、ψ2(t)、…、ψ
n(t)の中には、同一のものがあっても良いし、特別
な場合として総てが同一であっても良い。ともかく、n
タイムスロットだけ離れたタイムスロット内位相遷移波
形ψ(t)が一致しておれば良い。また、nの値は1で
あっても良く、この場合はタイムスロット内位相遷移波
形ψ(t)は一種類であり、すべてのタイムスロットの
タイムスロット内位相遷移波形は同一形状である。タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ(t)が一種類の場合、伝
送信号の位相遷移波形Ψ(t)は、式は次式のように
なる。
タイムスロット内位相遷移波形ψ(t)は、前述のよ
うに、複数種類あっても良い。第2図はψ(t)の最大
位相遷移量ψmaxに複数種類ある場合、第3図は、位相
の遷移方向が進相遅相交互の場合である。ただし、後者
の場合、対応するタイムスロット間の距離nは偶数であ
る。また、この複数種類の中には、放物線波形以外の、
例えば階段状波形などが含まれていても良い。
うに、複数種類あっても良い。第2図はψ(t)の最大
位相遷移量ψmaxに複数種類ある場合、第3図は、位相
の遷移方向が進相遅相交互の場合である。ただし、後者
の場合、対応するタイムスロット間の距離nは偶数であ
る。また、この複数種類の中には、放物線波形以外の、
例えば階段状波形などが含まれていても良い。
第4図は、一例として、タイムスロット内位相遷移波
形ψ(t)が一種類のψmax=225°放物線波形であり、
n=1つまり1タイムスロット差動符号化された、多相
化数m=4で1タイムスロットあたり2ビット伝送し得
る本発明のディジタル信号伝送方法の伝送信号の位相遷
移波形の具体例を示した位相遷移波形図である。
形ψ(t)が一種類のψmax=225°放物線波形であり、
n=1つまり1タイムスロット差動符号化された、多相
化数m=4で1タイムスロットあたり2ビット伝送し得
る本発明のディジタル信号伝送方法の伝送信号の位相遷
移波形の具体例を示した位相遷移波形図である。
次に、上記に述べたような伝送信号を得る方法につい
て実施例を示して説明する。
て実施例を示して説明する。
第5図は、本発明の第1の実施例におけるディジタル
信号伝送方法の伝送信号の生成回路の構成図である。第
5図において、501はデータ入力端子、502は差動符号化
回路、503は発振器、504は波形発生回路、505は直交変
調器、506は伝送信号出力端子である。伝送されるディ
ジタルデータは、データ入力端子501から入力され、差
動符号化回路502で差動符号化される。そして、波形発
生回路504では、差動符号化されたデータに応じて、I
軸、Q軸それぞれの変調信号を発生する。一方、発振器
503では搬送波を発生し、この搬送波は、直交変調器505
で前述のI軸、Q軸それぞれの変調信号によって変調さ
れ、伝送信号となり、伝送信号出力端子506から出力さ
れる。
信号伝送方法の伝送信号の生成回路の構成図である。第
5図において、501はデータ入力端子、502は差動符号化
回路、503は発振器、504は波形発生回路、505は直交変
調器、506は伝送信号出力端子である。伝送されるディ
ジタルデータは、データ入力端子501から入力され、差
動符号化回路502で差動符号化される。そして、波形発
生回路504では、差動符号化されたデータに応じて、I
軸、Q軸それぞれの変調信号を発生する。一方、発振器
503では搬送波を発生し、この搬送波は、直交変調器505
で前述のI軸、Q軸それぞれの変調信号によって変調さ
れ、伝送信号となり、伝送信号出力端子506から出力さ
れる。
第6図は、第5図における直交変調器505の内部の回
路構成図の一例を示したものである。第6図において、
601は90°移相器、602および603は平衡変調器、604は合
成器である。発振器503より供給された搬送波信号は、
平衡変調器602を用いて、波形発生回路504からのI軸変
調信号で変調され、I軸被変調信号となる。一方、前述
の搬送波信号は、90°移相器で90°移相され、平衡変調
器603を用いて、波形発生回路504からのQ軸変調信号で
変調され、Q軸被変調信号となる。このようにして得ら
れたI軸およびQ軸の両被変調信号は、合成器604で合
成され、被変調信号である伝送信号となり、伝送信号出
力端子506から出力される。
路構成図の一例を示したものである。第6図において、
601は90°移相器、602および603は平衡変調器、604は合
成器である。発振器503より供給された搬送波信号は、
平衡変調器602を用いて、波形発生回路504からのI軸変
調信号で変調され、I軸被変調信号となる。一方、前述
の搬送波信号は、90°移相器で90°移相され、平衡変調
器603を用いて、波形発生回路504からのQ軸変調信号で
変調され、Q軸被変調信号となる。このようにして得ら
れたI軸およびQ軸の両被変調信号は、合成器604で合
成され、被変調信号である伝送信号となり、伝送信号出
力端子506から出力される。
第7図は、第5図における差動符号化回路502の内部
の回路構成図の一例を示したものである。701および704
はグレイ符号変換回路、702は加算器、703は遅延器であ
る。多相化数m(m=2,4,8)、すなわち、m相の場
合、式に示したように、pビットのパラレルデータ値
列として、グレイ符号変換回路701に入力される。グレ
イコード化されたデータ値列iqは、加算器702に入り、
加算器702の出力を遅延器703においてnタイムスロット
分すなわちnクロック分遅延させたデータとmを法とし
た加算が行われる。そして、加算器702の出力をさらに
グレイ符号変換回路704で変換することによって、入力
のpビットのパラレルデータ値列をグレイ符号化し、n
タイムスロットの差動符号化したpビットのパラレルデ
ータ値列idqが得られる。
の回路構成図の一例を示したものである。701および704
はグレイ符号変換回路、702は加算器、703は遅延器であ
る。多相化数m(m=2,4,8)、すなわち、m相の場
合、式に示したように、pビットのパラレルデータ値
列として、グレイ符号変換回路701に入力される。グレ
イコード化されたデータ値列iqは、加算器702に入り、
加算器702の出力を遅延器703においてnタイムスロット
分すなわちnクロック分遅延させたデータとmを法とし
た加算が行われる。そして、加算器702の出力をさらに
グレイ符号変換回路704で変換することによって、入力
のpビットのパラレルデータ値列をグレイ符号化し、n
タイムスロットの差動符号化したpビットのパラレルデ
ータ値列idqが得られる。
第8図は、位相遷移波形Ψ(t)が式で示される4
相系の場合を例にとり、第5図の波形発生回路504の内
部の回路構成図の一例を示したものである。801はI軸
データ入力端子、802はデータクロツク出力端子、803は
Q軸データ入力端子、804および806はシフトレジスタ、
805は2進カウンタ、807はリード・オンリー・メモリー
(以下、ROMと略す)、808はクロック発生器、809およ
び810はデジタル・アナログ変換器(以下、D/A変換器と
略す)、811および812は低域通過フィルタ、813はI軸
変調出力端子、814はQ軸変調出力端子である。4相系
の場合、差動符号化回路502の出力idqは2ビットのパラ
レルデータであり、その上位ビットおよび下位ビットが
それぞれI軸データ入力端子801およびQ軸データ入力
端子803から入力される。入力されたそれぞれのデータ
列は、シフトレジスタ804および806で遅延され、現在の
タイムスロットの変調データおよびその前後のタイムス
ロットの変調データが得られる。つまり、第8図の例で
は、シフトレジスタ804および806のQdが現在のタイムス
ロットの変調データであり、Qe〜QgおよびQa〜Qcの前後
3タイムスロット分の変調データが得られる。一方、RO
M807には、I軸およびQ軸の変調波形が変調データに従
って書かれており、第8図の例ではそれぞれの1タイム
スロットは16サンプル点で構成される。ROM807のアドレ
スA4〜A17はどの変調波形を選ぶかを決定するセレクト
信号として使われており、前述の現在および前後3タイ
ムスロット分の変調データが入力される。ROM807のアド
レスA0〜A3には、クロック発生器808で発生された基準
クロックを2進カウンタ805で分周したものが加えら
れ、変調波形の読み取り信号となる。ROM807の出力X0〜
X7およびY0〜Y7は、それぞれD/A変換器809および810と
折り返し成分を除去する低域通過フィルタ811および812
によってアナログ信号に変換され、I軸およびQ軸の変
調信号となる。なお、8相系などさらに多相の変調の時
は、式のpの数だけのシフトレジスタを用意し、それ
に見合うROMのアドレスを必要とする。
相系の場合を例にとり、第5図の波形発生回路504の内
部の回路構成図の一例を示したものである。801はI軸
データ入力端子、802はデータクロツク出力端子、803は
Q軸データ入力端子、804および806はシフトレジスタ、
805は2進カウンタ、807はリード・オンリー・メモリー
(以下、ROMと略す)、808はクロック発生器、809およ
び810はデジタル・アナログ変換器(以下、D/A変換器と
略す)、811および812は低域通過フィルタ、813はI軸
変調出力端子、814はQ軸変調出力端子である。4相系
の場合、差動符号化回路502の出力idqは2ビットのパラ
レルデータであり、その上位ビットおよび下位ビットが
それぞれI軸データ入力端子801およびQ軸データ入力
端子803から入力される。入力されたそれぞれのデータ
列は、シフトレジスタ804および806で遅延され、現在の
タイムスロットの変調データおよびその前後のタイムス
ロットの変調データが得られる。つまり、第8図の例で
は、シフトレジスタ804および806のQdが現在のタイムス
ロットの変調データであり、Qe〜QgおよびQa〜Qcの前後
3タイムスロット分の変調データが得られる。一方、RO
M807には、I軸およびQ軸の変調波形が変調データに従
って書かれており、第8図の例ではそれぞれの1タイム
スロットは16サンプル点で構成される。ROM807のアドレ
スA4〜A17はどの変調波形を選ぶかを決定するセレクト
信号として使われており、前述の現在および前後3タイ
ムスロット分の変調データが入力される。ROM807のアド
レスA0〜A3には、クロック発生器808で発生された基準
クロックを2進カウンタ805で分周したものが加えら
れ、変調波形の読み取り信号となる。ROM807の出力X0〜
X7およびY0〜Y7は、それぞれD/A変換器809および810と
折り返し成分を除去する低域通過フィルタ811および812
によってアナログ信号に変換され、I軸およびQ軸の変
調信号となる。なお、8相系などさらに多相の変調の時
は、式のpの数だけのシフトレジスタを用意し、それ
に見合うROMのアドレスを必要とする。
次に、ROM807に書き込むタイムスロットごとの変調波
形について説明する。基本的には、差動符号化された伝
送するデータ値列idqから式より求まる伝送信号の位
相遷移波形Ψ(t)より、次式によってI軸およびQ軸
の変調波形MI(t)、MQ(t)を得れば良い。
形について説明する。基本的には、差動符号化された伝
送するデータ値列idqから式より求まる伝送信号の位
相遷移波形Ψ(t)より、次式によってI軸およびQ軸
の変調波形MI(t)、MQ(t)を得れば良い。
MI(t)=cosΨ(t) MQ(t)=sinΨ(t) … しかし、このままでは広帯域の信号となるので、帯域制
限フィルタのインパルス応答をh(t)として、このフ
ィルタで帯域制限を行うと式は次式のようになる。
限フィルタのインパルス応答をh(t)として、このフ
ィルタで帯域制限を行うと式は次式のようになる。
帯域制限フィルタの周波数特性には、余弦自乗型、ガ
ウス型など、低域通過型であれば種々のものが使える。
それに従って、インパルス応答h(t)もわかる。一例
として、カットオフ角周波数ω0、ロールオフ係数γの
余剰自乗型フィルタのインパルス応答h(t)を示す。
ウス型など、低域通過型であれば種々のものが使える。
それに従って、インパルス応答h(t)もわかる。一例
として、カットオフ角周波数ω0、ロールオフ係数γの
余剰自乗型フィルタのインパルス応答h(t)を示す。
第8図のROM807には、式に従って1タイムスロット
分のI軸およびQ軸の変調波形MI(t)、MQ(t)が書
き込まれている。式の積分範囲(-t0,t0)は、インパ
ルス応答h(t)の拡がり範囲程度に選ばれ、第8図の
例では前後3タイムスロットであり、式から位相遷移
波形Ψ(t)を算出するには前後3タイムスロットの変
調データを必要とする。従って、ROM807には、式より
現在および前後3タイムスロットの変調データパターン
すべてについて計算して書き込んであり、これらの現在
および前後3タイムスロット分の変調データである、RO
M807のアドレスA4〜A17によって、どの変調波形を選ぶ
かがセレクトされる。
分のI軸およびQ軸の変調波形MI(t)、MQ(t)が書
き込まれている。式の積分範囲(-t0,t0)は、インパ
ルス応答h(t)の拡がり範囲程度に選ばれ、第8図の
例では前後3タイムスロットであり、式から位相遷移
波形Ψ(t)を算出するには前後3タイムスロットの変
調データを必要とする。従って、ROM807には、式より
現在および前後3タイムスロットの変調データパターン
すべてについて計算して書き込んであり、これらの現在
および前後3タイムスロット分の変調データである、RO
M807のアドレスA4〜A17によって、どの変調波形を選ぶ
かがセレクトされる。
位相遷移波形Ψ(t)が式で示されるように、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ(t)に複数種類ある場合
もほとんど同様であり、式によって1タイムスロット
分のI軸およびQ軸の変調波形MI(t)、MQ(t)をRO
Mに書き込めば良い。ただし、式のΨ(t)を式よ
り求める際に、現在のタイムスロット内位相遷移波形ψ
r(t)のr(1≦r≦)が如何なる値であるかがさら
に必要となる。従って、ROMに書き込む波形データは、
現在および前後数タイムスロットの変調データパターン
についてだけではなく、現在のタイムスロット内位相遷
移波形ψr(t)が何番目であるかを示すrについても
すべて計算して書き込む。これに従って、第5図の波形
発生回路504の内部の回路構成図は、第9図のようにす
る必要がある。第9図において、801はI軸データ入力
端子、802はデータクロック出力端子、803はQ軸データ
入力端子、804および806はシフトレジスタ、805は2進
カウンタ、808はクロック発生器、809および810はD/A変
換器、811および812は低域通過フィルタ、813はI軸変
調出力端子、814はQ軸変調出力端子であり、以上は第
8図の構成と全く同様である。第8図の構成と異なって
いるのは、現在のrの値を示す901の2進カウンタが追
加され、このrの値によって波形をセレクトするため
に、902のROMにA18、A19のアドレスが追加されているこ
とである。なお、2進カウンタ901の周期はnであり、
第9図の例では、n=4である。
ムスロット内位相遷移波形ψ(t)に複数種類ある場合
もほとんど同様であり、式によって1タイムスロット
分のI軸およびQ軸の変調波形MI(t)、MQ(t)をRO
Mに書き込めば良い。ただし、式のΨ(t)を式よ
り求める際に、現在のタイムスロット内位相遷移波形ψ
r(t)のr(1≦r≦)が如何なる値であるかがさら
に必要となる。従って、ROMに書き込む波形データは、
現在および前後数タイムスロットの変調データパターン
についてだけではなく、現在のタイムスロット内位相遷
移波形ψr(t)が何番目であるかを示すrについても
すべて計算して書き込む。これに従って、第5図の波形
発生回路504の内部の回路構成図は、第9図のようにす
る必要がある。第9図において、801はI軸データ入力
端子、802はデータクロック出力端子、803はQ軸データ
入力端子、804および806はシフトレジスタ、805は2進
カウンタ、808はクロック発生器、809および810はD/A変
換器、811および812は低域通過フィルタ、813はI軸変
調出力端子、814はQ軸変調出力端子であり、以上は第
8図の構成と全く同様である。第8図の構成と異なって
いるのは、現在のrの値を示す901の2進カウンタが追
加され、このrの値によって波形をセレクトするため
に、902のROMにA18、A19のアドレスが追加されているこ
とである。なお、2進カウンタ901の周期はnであり、
第9図の例では、n=4である。
次に、上記したような本発明のディジタル信号伝送方
法における伝送信号の検波方法について説明する。
法における伝送信号の検波方法について説明する。
本発明のディジタル信号伝送方法においては、検波方
法はnタイムスロットの遅延線を有する遅延検波器によ
る。以下に、簡単に説明する。
法はnタイムスロットの遅延線を有する遅延検波器によ
る。以下に、簡単に説明する。
第10図は、2相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第10図において、1001は入力端子、
1002は乗算器、1003は低域通過フィルタ、1004はnタイ
ムスロット遅延器、1005は出力端子である。nタイムス
ロット遅延器1004では、信号はnタイムスロット分遅延
されるが、搬送波の位相は入力と出力で同相である。低
域通過フィルタ1003は、乗算器1002で生じる搬送波の2
倍の周波数の成分を除去するのみでなく、後述する複数
種類の検波出力を合成する役目も果す。低域通過フィル
タ1003の周波数特性は、シンボル伝送速度1/Tの半分、
すなわち、1/2Tのカットオフ周波数を持ち、この周波数
について寄対称な減衰特性を有する、いわゆるナイキス
トフィルタが望ましい。
示したものである。第10図において、1001は入力端子、
1002は乗算器、1003は低域通過フィルタ、1004はnタイ
ムスロット遅延器、1005は出力端子である。nタイムス
ロット遅延器1004では、信号はnタイムスロット分遅延
されるが、搬送波の位相は入力と出力で同相である。低
域通過フィルタ1003は、乗算器1002で生じる搬送波の2
倍の周波数の成分を除去するのみでなく、後述する複数
種類の検波出力を合成する役目も果す。低域通過フィル
タ1003の周波数特性は、シンボル伝送速度1/Tの半分、
すなわち、1/2Tのカットオフ周波数を持ち、この周波数
について寄対称な減衰特性を有する、いわゆるナイキス
トフィルタが望ましい。
第11図は、4相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第11図において、1101は入力端子、
1102および1106は乗算器、1103は−45°移相器、1105は
+45°移相器、1104はnタイムスロット遅延器、1107お
よび1108は低域通過フィルタ、1109は出力端子A、1110
は出力端子Bである。第10図の場合と異なっているの
は、−45°移相器1103および+45°移相器1105を用い、
互いに直交する2軸について遅延検波を行い、2ビット
のパラレルデータを復調する点であり、その他の動作は
第10図の場合と同様である。
示したものである。第11図において、1101は入力端子、
1102および1106は乗算器、1103は−45°移相器、1105は
+45°移相器、1104はnタイムスロット遅延器、1107お
よび1108は低域通過フィルタ、1109は出力端子A、1110
は出力端子Bである。第10図の場合と異なっているの
は、−45°移相器1103および+45°移相器1105を用い、
互いに直交する2軸について遅延検波を行い、2ビット
のパラレルデータを復調する点であり、その他の動作は
第10図の場合と同様である。
第12図は、8相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第12図において、1201は入力端子、
1202〜1205は乗算器、1206はnタイムスロット遅延器、
1207は−22.5°移相器、1208は22.5°移相器、1209は+
67.5°移相器、1210は−67.5°移相器、1211〜1214は低
域通過フィルタ、1215は比較器、1216は出力端子A、12
17は出力端子C、1218は出力端子Bである。この場合は
さらに、移相器1207〜1210によって、45°ずれた3軸に
ついて遅延検波を行い、3ビットのパラレルデータを復
調する。なお、比較器1215では、両入力の極性の一致、
不一致を検出する。
示したものである。第12図において、1201は入力端子、
1202〜1205は乗算器、1206はnタイムスロット遅延器、
1207は−22.5°移相器、1208は22.5°移相器、1209は+
67.5°移相器、1210は−67.5°移相器、1211〜1214は低
域通過フィルタ、1215は比較器、1216は出力端子A、12
17は出力端子C、1218は出力端子Bである。この場合は
さらに、移相器1207〜1210によって、45°ずれた3軸に
ついて遅延検波を行い、3ビットのパラレルデータを復
調する。なお、比較器1215では、両入力の極性の一致、
不一致を検出する。
次に、本発明のディジタル信号伝送方法がマルチパス
フェージング下において良好な誤り率特性を示すことを
説明する。
フェージング下において良好な誤り率特性を示すことを
説明する。
まず、第2の従来例のディジタル信号伝送方法として
紹介した方法はタイムスロット内位相遷移波形ψ(t)
として、階段状の波形の場合であったが、この改善原理
は、任意の位相変化波形にも適用されることを示す。
紹介した方法はタイムスロット内位相遷移波形ψ(t)
として、階段状の波形の場合であったが、この改善原理
は、任意の位相変化波形にも適用されることを示す。
第13図は、任意のタイムスロット内位相遷移波形ψ
(t)について、第21図と同様に、2波マルチパス下に
おいて、検波出力信号がどのようになるかを説明した図
である。第21図の場合と同様に、大別して検波出力はF,
G,Hの3領域に分類され、領域FおよびHは、伝送され
るデータ値と必ずしも極性の一致しない無効検波出力の
領域である。そして、第21図における領域B,C,Dの領域
Gが対応し、この領域は伝送されるデータ値と必ず極性
の一致する有効検波出力の領域であり、領域G内には明
確な領域区分は無いが、第13図(c)の実線に示したよ
うに、異なる種類の検波出力が現れる。第21図の場合と
同様、さらに、第13図(c)の実線の波形にフィルタが
かかり、第13図(c)の点線に示したようにアイパター
ンの一部を形成する。
(t)について、第21図と同様に、2波マルチパス下に
おいて、検波出力信号がどのようになるかを説明した図
である。第21図の場合と同様に、大別して検波出力はF,
G,Hの3領域に分類され、領域FおよびHは、伝送され
るデータ値と必ずしも極性の一致しない無効検波出力の
領域である。そして、第21図における領域B,C,Dの領域
Gが対応し、この領域は伝送されるデータ値と必ず極性
の一致する有効検波出力の領域であり、領域G内には明
確な領域区分は無いが、第13図(c)の実線に示したよ
うに、異なる種類の検波出力が現れる。第21図の場合と
同様、さらに、第13図(c)の実線の波形にフィルタが
かかり、第13図(c)の点線に示したようにアイパター
ンの一部を形成する。
領域Gにおける検波出力は、式と同様にして、zを
パラメータとして、 領域G; ansin(π/m)・(|s1exp{jψ(z)}+s2exp{j
ψ(z−τ)|2)=ansin(π/m)・(|s1exp{jψ
(z)−ψ(Z−τ)}〕+s2|2)ただし、τ≦z≦
T … と表せる。従って、 ψ(z)−ψ(Z−τ)≠const.(τ≦z≦T)… の条件が満たされるタイムスロット内位相遷移波形ψ
(t)を用いる限り、式は一定値ではなく、やはり、
異なる検波出力を合成することによる一種のダイバーシ
チ効果によってマルチパスフェージング下において誤り
率特性が改善されることがわかる。式の条件は、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ(t)が、その位相変化率
が変化する、あるいは、不連続である波形であることを
示している。
パラメータとして、 領域G; ansin(π/m)・(|s1exp{jψ(z)}+s2exp{j
ψ(z−τ)|2)=ansin(π/m)・(|s1exp{jψ
(z)−ψ(Z−τ)}〕+s2|2)ただし、τ≦z≦
T … と表せる。従って、 ψ(z)−ψ(Z−τ)≠const.(τ≦z≦T)… の条件が満たされるタイムスロット内位相遷移波形ψ
(t)を用いる限り、式は一定値ではなく、やはり、
異なる検波出力を合成することによる一種のダイバーシ
チ効果によってマルチパスフェージング下において誤り
率特性が改善されることがわかる。式の条件は、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ(t)が、その位相変化率
が変化する、あるいは、不連続である波形であることを
示している。
次に、本発明のディジタル信号伝送方法の代表例をと
り、遅延時間差を有する2波レイリーフェージング下に
おける平均誤り率特性の一例を示す。
り、遅延時間差を有する2波レイリーフェージング下に
おける平均誤り率特性の一例を示す。
第14図は、タイムスロット内位相遷移波形が、第1図
あるいは式のψmaxをパラメタとして、4相系の場合
の平均誤り率特性をS/N比に対して示したものである。
なお、比較のために従来のディジタル信号伝送方法であ
る4相位相変調の場合も同一グラフに示した。第14図の
ように、4相位相変調ではS/N比を増加しても軽減され
ない、軽減不能誤りを生じるが、本発明のディジタル信
号伝送方法においてはそのような現象は現れず、著しく
誤り率特性が改善されることがわかる。
あるいは式のψmaxをパラメタとして、4相系の場合
の平均誤り率特性をS/N比に対して示したものである。
なお、比較のために従来のディジタル信号伝送方法であ
る4相位相変調の場合も同一グラフに示した。第14図の
ように、4相位相変調ではS/N比を増加しても軽減され
ない、軽減不能誤りを生じるが、本発明のディジタル信
号伝送方法においてはそのような現象は現れず、著しく
誤り率特性が改善されることがわかる。
第15図は、同様に、ψmaxをパラメタとして、4相系
の場合の平均誤り率特性を遅延時間差τに対して示した
ものである。ψmaxが180°〜360°の時、0<τ/T<0.7
の範囲で著しく改善され、ψmaxが225〜270°の時、最
大τ/Tが0.8程度まで改善されることが判る。ψmaxを大
きくすると、占有帯域幅の増加を招くので、ψmaxは225
°程度に選ぶのが適当である。なお、τ/T=0あるいは
τ/T≧0.7においては、改善効果がなくなり、ほぼ4相
位相変調の特性に近い。
の場合の平均誤り率特性を遅延時間差τに対して示した
ものである。ψmaxが180°〜360°の時、0<τ/T<0.7
の範囲で著しく改善され、ψmaxが225〜270°の時、最
大τ/Tが0.8程度まで改善されることが判る。ψmaxを大
きくすると、占有帯域幅の増加を招くので、ψmaxは225
°程度に選ぶのが適当である。なお、τ/T=0あるいは
τ/T≧0.7においては、改善効果がなくなり、ほぼ4相
位相変調の特性に近い。
以上のように、本実施例によれば、タイムスロット内
位相遷移波形を放物線状にすることにより、より大きな
τに対しても改善効果が得られ、かつ、タイムスロット
内に位相不連続点がないので帯域制限時の包絡線変動を
軽減でき、帯域制限および非線形歪に対する特性が向上
する。
位相遷移波形を放物線状にすることにより、より大きな
τに対しても改善効果が得られ、かつ、タイムスロット
内に位相不連続点がないので帯域制限時の包絡線変動を
軽減でき、帯域制限および非線形歪に対する特性が向上
する。
以下、本発明の第2の実施例について図面を参照しな
がら、説明する。
がら、説明する。
第16図は、本発明の第2の実施例におけるディジタル
信号伝送方法の送信回路の構成図である。第16図におい
て、501はデータ入力端子、1601は伝送信号生成回路で
あり、以上は、第1の実施例における第5図の構成と全
く同じものである。1602〜1604はk系統の第1空中線〜
第k空中線、1605〜1607はk系統のレベル調節器、1608
〜1610はk−1系統の第1遅延器〜第k−1遅延器であ
る。なお、レベル調節器1605〜1607は、増幅作用を有し
ても良い。また、受信側における検波方法は、第1の実
施例として示した第10図〜第12図のようなnタイムスロ
ットの遅延検波を行う。
信号伝送方法の送信回路の構成図である。第16図におい
て、501はデータ入力端子、1601は伝送信号生成回路で
あり、以上は、第1の実施例における第5図の構成と全
く同じものである。1602〜1604はk系統の第1空中線〜
第k空中線、1605〜1607はk系統のレベル調節器、1608
〜1610はk−1系統の第1遅延器〜第k−1遅延器であ
る。なお、レベル調節器1605〜1607は、増幅作用を有し
ても良い。また、受信側における検波方法は、第1の実
施例として示した第10図〜第12図のようなnタイムスロ
ットの遅延検波を行う。
以上のように構成されたディジタル信号伝送方法につ
いて、以下、第15図、第16図、および、式を用いて説
明する。
いて、以下、第15図、第16図、および、式を用いて説
明する。
第15図は、伝送信号生成回路1601の出力信号である本
発明の伝送信号が遅延時間差τを持つ2波のレイリーフ
ェージング経路を伝搬し、受信検波された場合の平均誤
り率特性であることは前述した。今、伝搬経路の遅延時
間差τ、いわゆる、遅延分散がタイムスロット長Tに比
べて小さい場合を想定する。この条件は、構内などで遅
延分散が小さい場合、あるいは、伝送速度が遅い場合に
相当する。このようにτ/Tが0に近い時、式左辺はz
の変化に対して変化が少なくなり、第1の実施例で述べ
たような異種の検波出力を合成することによるダイバー
シチ効果が減少する。このために、第15図のように、τ
/Tが0に近くなるにつれて、誤り率特性は改善されなく
なる。従って、τ/Tの改善範囲である、0〜0.8の範囲
に入る程度の遅延を予め送信側で与えておけば、ダイバ
ーシチ効果によって、かえって誤り率特性が改善され
る。
発明の伝送信号が遅延時間差τを持つ2波のレイリーフ
ェージング経路を伝搬し、受信検波された場合の平均誤
り率特性であることは前述した。今、伝搬経路の遅延時
間差τ、いわゆる、遅延分散がタイムスロット長Tに比
べて小さい場合を想定する。この条件は、構内などで遅
延分散が小さい場合、あるいは、伝送速度が遅い場合に
相当する。このようにτ/Tが0に近い時、式左辺はz
の変化に対して変化が少なくなり、第1の実施例で述べ
たような異種の検波出力を合成することによるダイバー
シチ効果が減少する。このために、第15図のように、τ
/Tが0に近くなるにつれて、誤り率特性は改善されなく
なる。従って、τ/Tの改善範囲である、0〜0.8の範囲
に入る程度の遅延を予め送信側で与えておけば、ダイバ
ーシチ効果によって、かえって誤り率特性が改善され
る。
第16図において、1608〜1610の遅延器は以上のような
送信側での遅延を与えるもので、各空中線からの行路差
による遅延を含め、受信側において、最初に到達する波
と最後に到達する波の時間差τmがτm/Tにして、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψmaxによって決るτ/Tの最
大改善範囲(0.8程度)を超えないように設定しなけれ
ばならない。レベル調節器1605〜1607は、各空中線から
のフェージングを伴う波の平均レベルは受信点において
ほぼ等しく設定する。第1〜第k空中線は、各空線から
受信点までの経路のそれぞれのフェージングが互いに無
相関になるように、離して設置するかあるいは偏波面の
異なる空中線を用いる必要がある。なお、最も単純で有
用な場合として、k=2の場合が考えられるが、この場
合は2つの空中線から到達する波の時間差τmがτm/T
にして、ψmaxによって決る誤り率の最良点である、0.3
〜0.4程度に選ぶのが望ましい。
送信側での遅延を与えるもので、各空中線からの行路差
による遅延を含め、受信側において、最初に到達する波
と最後に到達する波の時間差τmがτm/Tにして、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψmaxによって決るτ/Tの最
大改善範囲(0.8程度)を超えないように設定しなけれ
ばならない。レベル調節器1605〜1607は、各空中線から
のフェージングを伴う波の平均レベルは受信点において
ほぼ等しく設定する。第1〜第k空中線は、各空線から
受信点までの経路のそれぞれのフェージングが互いに無
相関になるように、離して設置するかあるいは偏波面の
異なる空中線を用いる必要がある。なお、最も単純で有
用な場合として、k=2の場合が考えられるが、この場
合は2つの空中線から到達する波の時間差τmがτm/T
にして、ψmaxによって決る誤り率の最良点である、0.3
〜0.4程度に選ぶのが望ましい。
以上のように、本発明の第2の実施例においては、同
一の伝送信号を時間差をもって異なる空中線から送信す
ることにより、τ/Tが小さい時もダイバーシチ効果を得
ることができ、誤り率特性を改善することができる。こ
のダイバーシチは、受信側の空中線が一つで済むので受
信側機器の小型化、携帯化に有利である。
一の伝送信号を時間差をもって異なる空中線から送信す
ることにより、τ/Tが小さい時もダイバーシチ効果を得
ることができ、誤り率特性を改善することができる。こ
のダイバーシチは、受信側の空中線が一つで済むので受
信側機器の小型化、携帯化に有利である。
発明の効果 以上のように本発明は、伝送信号のタイムスロット内
位相遷移波形に放物線波形を用いることにより、タイム
スロット内の位相不連続点をなくし、帯域制限時の包絡
線変動を抑え、帯域制限および非線形歪に対して特性が
向上する。また、より大きな遅延時間τに対しても複数
種類の検波出力を得ることができ、所要帯域幅あるいは
帯域制限との両立を図りながら、より大きなτ/Tに対し
ても良好な誤り率特性を得ることができる。
位相遷移波形に放物線波形を用いることにより、タイム
スロット内の位相不連続点をなくし、帯域制限時の包絡
線変動を抑え、帯域制限および非線形歪に対して特性が
向上する。また、より大きな遅延時間τに対しても複数
種類の検波出力を得ることができ、所要帯域幅あるいは
帯域制限との両立を図りながら、より大きなτ/Tに対し
ても良好な誤り率特性を得ることができる。
第1図〜第4図は本発明のディジタル信号伝送方法の伝
送信号の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図、第
5図は本発明の第1の実施例におけるディジタル信号伝
送方法の伝送信号の生成回路の回路構成図、第6図は第
5図の直交変調器505の回路構成図、第7図は第5図の
差動符号化回路502の回路構成図、第8図および第9図
は第5図の波形発生回路504の回路構成図、第10図〜第1
2図は本発明の実施例におけるディジタル信号伝送方法
の検波器の回路構成図、第13図は本発明のディジタル信
号伝送方法の2波マルチパス下における検波出力信号を
説明した説明図、第14図〜第15図は2波レイリーフェー
ジング下における本発明のディジタル信号伝送方法の平
均誤り率特性を示した特性図、第16図は本発明の第2の
実施例におけるディジタル信号伝送方法の伝送回路の回
路構成図、第17図は第1の従来例におけるディジタル信
号伝送方法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形
図、第18図は第1の従来例におけるディジタル信号伝送
方法の2波マルチパス下における検波出力信号を説明し
た説明図、第19図は第18図の検波出力を求めるために直
接波と遅延波の合成位相を示したベクトル図、第20図は
第2の従来例におけるディジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移を示す位相遷移波形図、第21図は第2の従
来例におけるディジタル信号伝送方法の2波マルチパス
下における検波出力信号を説明した説明図、第22図は第
21図の検波出力を求めるために直接波と遅延波の合成位
相を示したベクトル図である。 501……データ入力端子、502……差動符号化回路、503
……発振器、504……波形発生回路、505……直交変調
器、506……伝送信号出力端子、601……90°移相器、60
2,603……平衡変調器、604……合成器、701……グレイ
符号変換回路、702……加算器、703……遅延器、704…
…グレイ符号変換回路、801……I軸データ入力端子、8
02……データクロック出力端子、803……Q軸データ入
力端子、804,806……シフトレジスタ、805,901……2進
カウンタ、807,902……リード・オンリー・メモリー(R
OM)、808……クロック発生器、809,810……デジタル・
アナログ変換器(D/A変換器)、811,812,1003,1107,110
8,1211〜1214……低域通過フィルタ、813……I軸変調
出力端子、814……Q軸変調出力端子、1001,1101,1201
……入力端子、1002,1102,1106,1202〜1205……乗算
器、1004,1104,1206……nタイムスロット遅延器、1005
……出力端子、1109,1216……出力端子A、1110,1218…
…出力端子B、1217……出力端子C、1103……−45°移
相器、1105……+45°移相器、1207……−2.25°移相
器、1208……+22.5°移相器、1209……+67.5°移相
器、1210……−67.5°移相器、1215……比較器、1601…
…伝送信号生成回路、1602……第1空中線、1603……第
2空中線、1604……第k空中線、1605〜1607……レベル
調節器、1608……第1遅延器、1609……第2遅延器、16
10……第k−1遅延器。
送信号の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図、第
5図は本発明の第1の実施例におけるディジタル信号伝
送方法の伝送信号の生成回路の回路構成図、第6図は第
5図の直交変調器505の回路構成図、第7図は第5図の
差動符号化回路502の回路構成図、第8図および第9図
は第5図の波形発生回路504の回路構成図、第10図〜第1
2図は本発明の実施例におけるディジタル信号伝送方法
の検波器の回路構成図、第13図は本発明のディジタル信
号伝送方法の2波マルチパス下における検波出力信号を
説明した説明図、第14図〜第15図は2波レイリーフェー
ジング下における本発明のディジタル信号伝送方法の平
均誤り率特性を示した特性図、第16図は本発明の第2の
実施例におけるディジタル信号伝送方法の伝送回路の回
路構成図、第17図は第1の従来例におけるディジタル信
号伝送方法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形
図、第18図は第1の従来例におけるディジタル信号伝送
方法の2波マルチパス下における検波出力信号を説明し
た説明図、第19図は第18図の検波出力を求めるために直
接波と遅延波の合成位相を示したベクトル図、第20図は
第2の従来例におけるディジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移を示す位相遷移波形図、第21図は第2の従
来例におけるディジタル信号伝送方法の2波マルチパス
下における検波出力信号を説明した説明図、第22図は第
21図の検波出力を求めるために直接波と遅延波の合成位
相を示したベクトル図である。 501……データ入力端子、502……差動符号化回路、503
……発振器、504……波形発生回路、505……直交変調
器、506……伝送信号出力端子、601……90°移相器、60
2,603……平衡変調器、604……合成器、701……グレイ
符号変換回路、702……加算器、703……遅延器、704…
…グレイ符号変換回路、801……I軸データ入力端子、8
02……データクロック出力端子、803……Q軸データ入
力端子、804,806……シフトレジスタ、805,901……2進
カウンタ、807,902……リード・オンリー・メモリー(R
OM)、808……クロック発生器、809,810……デジタル・
アナログ変換器(D/A変換器)、811,812,1003,1107,110
8,1211〜1214……低域通過フィルタ、813……I軸変調
出力端子、814……Q軸変調出力端子、1001,1101,1201
……入力端子、1002,1102,1106,1202〜1205……乗算
器、1004,1104,1206……nタイムスロット遅延器、1005
……出力端子、1109,1216……出力端子A、1110,1218…
…出力端子B、1217……出力端子C、1103……−45°移
相器、1105……+45°移相器、1207……−2.25°移相
器、1208……+22.5°移相器、1209……+67.5°移相
器、1210……−67.5°移相器、1215……比較器、1601…
…伝送信号生成回路、1602……第1空中線、1603……第
2空中線、1604……第k空中線、1605〜1607……レベル
調節器、1608……第1遅延器、1609……第2遅延器、16
10……第k−1遅延器。
Claims (3)
- 【請求項1】ディジタルデータを伝送する伝送方法にお
いて、データの1タイムスロット内の位相遷移波形が放
物線波形をしており、任意のタイムスロット内の前記位
相遷移波形と、所定のタイムスロットだけ後のタイムス
ロット内の前記位相遷移波形とは、伝送される情報にか
かわらず同一の形状であり、前記所定のタイムスロット
だけ離れた、これら両者のタイムスロットの同位置どお
しの間の位相差に伝送される情報がある伝送信号を用
い、前記伝送信号は前記所定のタイムスロットに相当す
る遅延を得ることのできる遅延線を用いる遅延検波によ
って検波されることを特徴とするディジタル信号伝送方
法。 - 【請求項2】位相差は2πを2の累乗の数で均等に分割
した角度のいずれかであることを特徴とする特許請求の
範囲第(1)項記載のディジタル信号伝送方法。 - 【請求項3】伝送信号は、伝送される情報が、任意のタ
イムスロット内の位相遷移波形と、1タイムスロットだ
け離れた位相遷移波形の同位置どおしの間の位相差にあ
って成ることを特徴とする特許請求の範囲第(1)項記
載のディジタル信号伝送方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9360687A JP2506748B2 (ja) | 1987-04-16 | 1987-04-16 | デイジタル信号伝送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP9360687A JP2506748B2 (ja) | 1987-04-16 | 1987-04-16 | デイジタル信号伝送方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63260245A JPS63260245A (ja) | 1988-10-27 |
JP2506748B2 true JP2506748B2 (ja) | 1996-06-12 |
Family
ID=14086988
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP9360687A Expired - Lifetime JP2506748B2 (ja) | 1987-04-16 | 1987-04-16 | デイジタル信号伝送方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2506748B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006030988A1 (en) | 2004-09-17 | 2006-03-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wireless transmission system and wireless transmission method and wireless station and transmitting station for use therein |
US8170130B2 (en) | 2005-03-28 | 2012-05-01 | Panasonic Corporation | Transmission method and transmission system |
US8229015B2 (en) | 2006-03-17 | 2012-07-24 | Panasonic Corporation | Wireless transmission system, wireless transmitting method, and wireless station and transmitting station used therein |
US8675759B2 (en) | 2006-03-29 | 2014-03-18 | Panasonic Corporation | Wireless transmission system, and wireless station and method used for same |
-
1987
- 1987-04-16 JP JP9360687A patent/JP2506748B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
1.電子通信学会技術研究報告CS86−48(信学技報Vol.86No.164),(昭61−9−25)P.63−70 |
2.電子通信学会技術研究報告CS85−108(信学技報Vol.85No.219),(昭60−11−22)P.17−24 |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006030988A1 (en) | 2004-09-17 | 2006-03-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wireless transmission system and wireless transmission method and wireless station and transmitting station for use therein |
EP2009831A2 (en) | 2004-09-17 | 2008-12-31 | Panasonic Corporation | Wireless transmission system and wireless transmission method and wireless station and transmitting station for use therein |
US7756218B2 (en) | 2004-09-17 | 2010-07-13 | Panasonic Corporation | Wireless transmission system and wireless transmission method and wireless station and transmitting station for use therein |
US8170130B2 (en) | 2005-03-28 | 2012-05-01 | Panasonic Corporation | Transmission method and transmission system |
US8229015B2 (en) | 2006-03-17 | 2012-07-24 | Panasonic Corporation | Wireless transmission system, wireless transmitting method, and wireless station and transmitting station used therein |
US8675759B2 (en) | 2006-03-29 | 2014-03-18 | Panasonic Corporation | Wireless transmission system, and wireless station and method used for same |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS63260245A (ja) | 1988-10-27 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
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