JPH0738479A - Adaptive receiver - Google Patents
Adaptive receiverInfo
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- JPH0738479A JPH0738479A JP5197971A JP19797193A JPH0738479A JP H0738479 A JPH0738479 A JP H0738479A JP 5197971 A JP5197971 A JP 5197971A JP 19797193 A JP19797193 A JP 19797193A JP H0738479 A JPH0738479 A JP H0738479A
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は適応受信機に係り、特に
複数の適応整合フィルタによるダイバーシチ合成と判定
帰還形等化器による符号間干渉の除去を行う適応受信機
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an adaptive receiver, and more particularly to an adaptive receiver which performs diversity combining by a plurality of adaptive matched filters and cancels intersymbol interference by a decision feedback equalizer.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来より、複数の適応整合フィルタによ
るダイバーシチ合成と判定帰還形等化器による符号間干
渉の除去を行う適応受信機が知られている（渡辺孝次
郎：”マルチパス伝送路における適応受信方式”、電子
通信学会、通信方式研究会、１９７９年２月（ＣＳ７８
−２０３））。この従来の適応受信機は、図２に示す如
く、Ｎ個の適応整合フィルタ（ＡＭＦ）４０1 〜４０N
と、これらＮ個の適応整合フィルタ４０1 〜４０N の出
力信号をそれぞれ合成する合成器２０と、合成器２０の
出力合成信号が入力される判定帰還形等化器（ＤＦＥ）
３０とよりなり、判定帰還形等化器３０の出力信号によ
り適応整合フィルタ４０1 〜４０N のタップ係数を制御
する構成とされている。2. Description of the Related Art Conventionally, there is known an adaptive receiver which performs diversity combining by a plurality of adaptive matched filters and cancels intersymbol interference by a decision feedback equalizer (Kojiro Watanabe: "Adaptation in multipath transmission line". Reception system ", The Institute of Electronics and Communication Engineers, Communication System Study Group, February 1979 (CS78
-203)). As shown in FIG. 2, this conventional adaptive receiver has N adaptive matched filters (AMF) 40 1 to 40 N.
, A combiner 20 for combining the output signals of these N adaptive matched filters 40 1 to 40 N , and a decision feedback equalizer (DFE) to which the output combined signal of the combiner 20 is input.
30 and is configured to control the tap coefficients of the adaptive matched filters 40 1 to 40 N by the output signal of the decision feedback equalizer 30.
【０００３】この適応受信機は、電力制限系のマルチパ
ス回線にて最適受信を行うもので、各ダイバーシチブラ
ンチの適応整合フィルタ４０1 〜４０N により、ベース
バンド入力信号の信号対雑音電力比（ＳＮ比）を最大化
した後、合成器で最大比合成することにより信号強化を
行い、合成器２０によるダイバーシチ合成後の残留符号
間干渉を判定帰還形等化器３０により除去することがで
きるため、厳しいマルチパスフェージング回線でのディ
ジタル伝送を可能とする。この適応受信機は、典型的な
マルチパス回線となる対流圏散乱通信で既に実用化され
ている。This adaptive receiver performs optimum reception on a multipath line of a power limiting system, and the adaptive matched filters 40 1 to 40 N of each diversity branch cause the signal-to-noise power ratio of the baseband input signal ( Since the signal strength is enhanced by maximizing the S / N ratio) and then maximal ratio combining is performed by the combiner, the residual intersymbol interference after diversity combining by the combiner 20 can be removed by the decision feedback equalizer 30. Enables digital transmission over severe multipath fading lines. This adaptive receiver has already been put to practical use in tropospheric scatter communication, which is a typical multipath line.
【０００４】この適応受信機の要部をなす適応整合フィ
ルタ４０1 〜４０N はそれぞれ同一構成で、図２に示す
如く縦続接続された、各々遅延時間がＴ／２（Ｔはシン
ボル周期）の遅延素子４１1 〜４１4 と、これら遅延素
子４１1 〜４１4 の入力信号が分岐して入力される複素
乗算器４２1 〜４２4 及び遅延素子４１1 の出力信号が
入力される複素乗算器４２5 と、これら複素乗算器４２
1 〜４２5 の出力信号をそれぞれ合成する合成器４３
と、タップ係数修正回路４４とより構成されている。The adaptive matched filters 40 1 to 40 N, which are the main parts of this adaptive receiver, have the same structure and are connected in cascade as shown in FIG. 2 and each have a delay time of T / 2 (T is a symbol period). The delay elements 41 1 to 41 4 , the complex multipliers 42 1 to 42 4 into which the input signals of the delay elements 41 1 to 41 4 are branched and input, and the complex multipliers into which the output signals of the delay element 41 1 are input 42 5 and these complex multipliers 42
Combiner 43 for combining 1-42 5 output signals, respectively
And a tap coefficient correction circuit 44.
【０００５】次に、この適応整合フィルタ４０1 〜４０
N の動作について、図３と共に説明する。同図中、図２
と同一構成部分には同一符号を付してある。図３におい
て、４１は前記遅延素子４１1 〜４１4 に相当する遅延
素子、４２は前記複素乗算器４２1 〜４２4 に相当する
複素乗算器である。また、図３（Ａ）は伝送路インパル
ス応答の一例、同図（Ｂ）は適応整合フィルタのタップ
係数分布の一例、同図（Ｃ）は適応整合フィルタ出力に
おける伝送系インパルス応答の一例、同図（Ｄ）は適応
整合フィルタの基準タップがシフトした場合の適応整合
フィルタのタップ係数分布の一例、同図（Ｅ）は前記基
準タップがシフトした場合の適応整合フィルタ出力にお
ける伝送系インパルス応答の一例をそれぞれ示す。Next, the adaptive matched filters 40 1 to 40
The operation of N will be described with reference to FIG. In FIG.
The same reference numerals are given to the same components as. In FIG. 3, 41 is a delay element corresponding to the delay elements 41 1 to 41 4 , and 42 is a complex multiplier corresponding to the complex multipliers 42 1 to 42 4 . 3A is an example of a transmission path impulse response, FIG. 3B is an example of a tap coefficient distribution of an adaptive matched filter, and FIG. 3C is an example of a transmission system impulse response at the output of an adaptive matched filter. FIG. 6D shows an example of the tap coefficient distribution of the adaptive matched filter when the reference tap of the adaptive matched filter is shifted, and FIG. 6E shows the transmission system impulse response at the output of the adaptive matched filter when the reference tap is shifted. An example is shown respectively.
【０００６】いま、伝送路のインパルス応答が図３
（Ａ）に示すものであるとすると、この場合の遅延素子
４１、複素乗算器４２及び合成器４３から構成されるト
ランスバーサルフィルタ、すなわち適応整合フィルタ
は、同図（Ａ）のインパルス応答の時間反転複素共役な
応答である同図（Ｂ）に示すタップ係数分布を推定す
る。この複素共役時間反転の応答は、図３（Ａ）のイン
パルス応答のＴ／２間隔のサンプリング値をｈ-2、
ｈ-1、ｈ0 、ｈ1 、ｈ2 とおき、同様に、適応整合フィ
ルタのタップ係数分布のＴ／２間隔のサンプリング値を
同図（Ｂ）に示すように、Ｗ-2、Ｗ-1、Ｗ0 、Ｗ1 、Ｗ
2 とすると、次式で表される。Now, the impulse response of the transmission line is shown in FIG.
If it is shown in (A), the transversal filter composed of the delay element 41, the complex multiplier 42, and the combiner 43 in this case, that is, the adaptive matched filter, is the impulse response time of FIG. The tap coefficient distribution shown in FIG. 6B, which is an inverted complex conjugate response, is estimated. The response of complex conjugate time reversal, 3 a sampling value of T / 2 interval of the impulse response of (A) h -2,
h -1, h 0, h 1 , h 2 Distant, similarly, the sampling value of T / 2 interval of the tap coefficient distribution of the adaptive matched filter as shown in FIG. (B), W -2, W - 1 , W 0 , W 1 , W
If it is 2 , it is expressed by the following equation.
【０００７】 Ｗ-2＝ｈ2 * （１） Ｗ-1＝ｈ1 * （２） Ｗ0 ＝ｈ0 * （３） Ｗ1 ＝ｈ-1 * （４） Ｗ2 ＝ｈ-2 * （５） 上式において、＊は複素共役を表す。また、伝送路イン
パルス応答の主応答は、時刻ｔ＝０のｈ0 であり、エネ
ルギーが図３（Ａ）に示すように、最大となっている。
これに対応する適応整合フィルタ応答は、図３（Ｂ）の
Ｗ0 であり、これは適応整合フィルタのタップ係数とし
て、複数の複素乗算器４２のうち中央の複素乗算器（図
２の４２3 ）で乗じられる。この中央のタップは、イン
パルス応答の基準タイミングとなるため、基準タップと
呼ばれる。同様に、他のサンプリング値Ｗi （ｉ＝−
２，−１，１，２）も、複数の複素乗算器４２のうち対
応する順番の複素乗算器（図２の４２i ）でタップ係数
として乗じられる。W -2 = h 2 * (1) W -1 = h 1 * (2) W 0 = h 0 * (3) W 1 = h -1 * (4) W 2 = h -2 * ( 5) In the above formula, * represents a complex conjugate. The main response of the transmission path impulse response is h 0 at time t = 0 , and the energy is maximum as shown in FIG. 3 (A).
The corresponding adaptive matched filter response is W 0 in FIG. 3B, which is the tap coefficient of the adaptive matched filter, and is the central complex multiplier (42 3 in FIG. 2) of the complex multipliers 42. ). This center tap is referred to as a reference tap because it serves as a reference timing for impulse response. Similarly, other sampling values W i (i = −
2, -1, 1, 2) is also multiplied as a tap coefficient by a complex multiplier (42 i in FIG. 2) in a corresponding order among the plurality of complex multipliers 42.
【０００８】このように、入力伝送路のインパルス応答
（図３（Ａ））に時間反転複素共役な応答（図３
（Ｂ））を畳み込むことを通信理論では整合フィルタリ
ングと呼び、適応整合フィルタ出力でのインパルス応答
は、図３（Ｃ）に示すように対称な形状となる。すなわ
ち、時間分散したインパルス応答（図３（Ａ））が基準
時刻（ｔ＝０）に収束し、信号強化が行われる。これが
適応整合フィルタによるＳＮ比の最大化動作である。Thus, the impulse response of the input transmission line (FIG. 3A) is a time-reversed complex conjugate response (FIG. 3A).
The convolution of (B)) is called matched filtering in communication theory, and the impulse response at the output of the adaptive matched filter has a symmetrical shape as shown in FIG. That is, the time-dispersed impulse response (FIG. 3A) converges at the reference time (t = 0), and the signal is strengthened. This is the operation of maximizing the SN ratio by the adaptive matched filter.
【０００９】整合フィルタリングでの第１のポイント
は、そのタップ係数を推定することであり、通常の手法
は下記のようになる。The first point in matched filtering is to estimate its tap coefficient, and the usual method is as follows.
【００１０】まず、レプリカフィルタに判定データ信号
を入力し、受信入力信号を推定する。次に、この推定信
号と実際の入力信号との誤差をとり、この自乗平均を最
小とするアルゴリズムにより整合フィルタのタップ係数
を推定する。しかし、図２に示す適応受信機内の適応整
合フィルタ４０1 〜４０N のそれぞれは、もっと容易に
整合フィルタタップ係数を推定するために、レプリカフ
ィルタを用いるのではなく、判定データ信号による相関
法を用いている。First, the decision data signal is input to the replica filter and the received input signal is estimated. Next, the error between this estimated signal and the actual input signal is taken, and the tap coefficient of the matched filter is estimated by an algorithm that minimizes this root mean square. However, each of the adaptive matched filters 40 1 to 40 N in the adaptive receiver shown in FIG. 2 does not use a replica filter in order to more easily estimate the matched filter tap coefficient, but uses a correlation method based on the decision data signal. I am using.
【００１１】すなわち、この相関法について説明するに
送信側にて送信シンボル系列｛Ｓn｝を・・・，Ｓ-2,
Ｓ-1，Ｓ0 ，Ｓ1 ，Ｓ2 ，・・・の順でＴ周期毎に送信
した場合、受信信号はこの送信シンボル系列と伝送路イ
ンパルス応答（図３（Ａ））との畳み込み演算で与えら
れる。このときの図２の適応整合フィルタ４０1 の各タ
ップ上の受信信号ｒ-2，ｒ-1，ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 は次式
のようになる。That is, in order to explain this correlation method, the transmission side generates a transmission symbol sequence {S n } ..., S -2,
When transmitted every T cycle in the order of S -1 , S 0 , S 1 , S 2 , ..., the received signal is a convolution operation of this transmission symbol sequence and the channel impulse response (Fig. 3 (A)). Given in. At this time, the received signals r -2 , r -1 , r 0 , r 1 , r 2 on each tap of the adaptive matched filter 40 1 of FIG.
【００１２】 ｒ-2＝．．．＋ｈ2 ・Ｓ0 ＋ｈ0 ・Ｓ1 ＋ｈ-2・Ｓ2 ＋．．． （６） ｒ-1＝．．．＋ｈ3 ・Ｓ-1＋ｈ1 ・Ｓ0 ＋ｈ-1・Ｓ1 ＋．．． （７） ｒ0 ＝．．．＋ｈ2 ・Ｓ-1＋ｈ0 ・Ｓ0 ＋ｈ-2・Ｓ1 ＋．．． （８） ｒ1 ＝．．．＋ｈ1 ・Ｓ-1＋ｈ-1・Ｓ0 ＋ｈ-3・Ｓ1 ＋．．． （９） ｒ2 ＝．．．＋ｈ2 ・Ｓ-2＋ｈ0 ・Ｓ-1＋ｈ-2・Ｓ0 ＋．．． （１０） 図２のタップ係数修正回路４４は、上記整合フィルタ・
タップ上の受信信号ｒi （ｉ＝−２，−１，０，１，
２）と判定帰還形等化器３０からの判定データ信号Ｓと
相関演算を行い、得られた相関値を該当するタップのタ
ップ係数とする。すなわち、ｉ番目のタップ係数Ｗｉは
次式で表される。R −2 =. ． ． + H 2 · S 0 + h 0 · S 1 + h −2 · S 2 +. ． ． (6) r −1 =. ． ． + H 3 · S −1 + h 1 · S 0 + h −1 · S 1 +. ． ． (7) r 0 =. ． ． + H 2 · S −1 + h 0 · S 0 + h −2 · S 1 +. ． ． (8) r 1 =. ． ． + H 1 · S −1 + h −1 · S 0 + h -3 · S 1 +. ． ． (9) r 2 =. ． ． + H 2 · S −2 + h 0 · S −1 + h −2 · S 0 +. ． ． (10) The tap coefficient correction circuit 44 of FIG.
Received signal r i on the tap (i = -2, -1, 0, 1,
2) and the decision data signal S from the decision feedback equalizer 30 are subjected to correlation calculation, and the obtained correlation value is used as the tap coefficient of the corresponding tap. That is, the i-th tap coefficient Wi is expressed by the following equation.
【００１３】 Ｗi ＝Ｅ［ｒi *・Ｓ］ （１１） ここで、Ｅ［ ］は時間平均（期待値）処理を示し、＊
は複素共役を示す。また、判定帰還形等化器３０からの
判定データ信号Ｓが時刻ｔ＝０のＳ0 のときには、上記
のタップ係数Ｗi は次式で表される。W i = E [r i * · S] (11) Here, E [] indicates time average (expected value) processing, and *
Indicates a complex conjugate. Further, when the decision data signal S from the decision feedback equalizer 30 is S 0 at time t = 0, the above tap coefficient W i is expressed by the following equation.
【００１４】 Ｗi ＝Ｅ［ｒi *・Ｓ0 ］ （１２） 上記の（１２）式に前記（６）式〜（１０）式を代入
し、Ｓに関する自己相関電力を”１”とし、また１シン
ボル以上離れた場合の自己相関を”０”とおいて計算を
進めると、次式のようになる。W i = E [r i * · S 0 ] (12) Substituting equations (6) to (10) into equation (12) above, the autocorrelation power for S is set to “1”, If the autocorrelation when one symbol or more is separated is set to "0" and the calculation is advanced, the following equation is obtained.
【００１５】 Ｗ-2＝Ｅ［（．．．＋ｈ2 Ｓ0 ＋ｈ0 Ｓ1 ＋ｈ-2Ｓ2 ＋．．．）* ・Ｓ0 ］ ＝ｈ2 （１３） Ｗ-1＝Ｅ［（．．．＋ｈ3 Ｓ-1＋ｈ1 Ｓ0 ＋ｈ-1Ｓ1 ＋．．．）* ・Ｓ0 ］ ＝ｈ1 （１４） Ｗ0 ＝Ｅ［（．．．＋ｈ2 Ｓ-1＋ｈ0 Ｓ0 ＋ｈ-2Ｓ1 ＋．．．）* ・Ｓ0 ］ ＝ｈ0 （１５） Ｗ1 ＝Ｅ［（．．．＋ｈ1 Ｓ-1＋ｈ-1Ｓ0 ＋ｈ-3Ｓ1 ＋．．．）* ・Ｓ0 ］ ＝ｈ-1 （１６） Ｗ2 ＝Ｅ［（．．．＋ｈ2 Ｓ-2＋ｈ0 Ｓ-1＋ｈ-2Ｓ0 ＋．．．）* ・Ｓ0 ］ ＝ｈ-2 （１７） 上記の（１３）式から（１７）式の相関演算結果は、整
合フィルタとして動作するためのタップ係数を示す
（１）式から（５）式と一致することが分る。従って、
レプリカフィルタを用いなくても、タップ修正回路４４
における相関演算式（（１１）式）により適応整合フィ
ルタのタップ係数が求められる。W −2 = E [(... + h 2 S 0 + h 0 S 1 + h −2 S 2 + ...) * · S 0 ] = h 2 (13) W −1 = E [(. .. + h 3 S -1 + h 1 S 0 + h -1 S 1 + ...) * · S 0] = h 1 (14) W 0 = E [(... + h 2 S -1 + h 0 S 0 + H −2 S 1 + ...) * · S 0 ] = h 0 (15) W 1 = E [(... + h 1 S −1 + h −1 S 0 + h −3 S 1 + ...) * · S 0 ] = h −1 (16) W 2 = E [(... + h 2 S −2 + h 0 S −1 + h −2 S 0 + ...) * · S 0 ] = h −2 (17) It can be seen that the correlation calculation results of the above equations (13) to (17) match the equations (1) to (5) indicating the tap coefficient for operating as a matched filter. Therefore,
Even if the replica filter is not used, the tap correction circuit 44
The tap coefficient of the adaptive matched filter is obtained by the correlation calculation expression ((11) expression) in.
【００１６】整合フィルタリングでの第２のポイント
は、タイミング制御機能を有していることである。この
タイミング機能はトランスバーサルフィルタを分数間隔
にすることで実現されることが良く知られている。ここ
で、分数間隔とは図２の遅延素子４１1 〜４１4 の遅延
時間をシンボル周期Ｔの半分の値に設定することを示
す。The second point in matched filtering is that it has a timing control function. It is well known that this timing function is realized by setting transversal filters at fractional intervals. Here, the fractional interval means that the delay time of the delay elements 41 1 to 41 4 in FIG. 2 is set to a value which is half the symbol period T.
【００１７】また、タイミング制御機能とは、伝搬路で
変動を受けた受信信号タイミングを受信機のクロックタ
イミング位相に合わせることをいう。具体的には、送信
したシンボルはそれぞれ独立なダイバーシチブランチを
伝搬する。各ブランチの伝搬経路は時間変動しており、
伝搬遅延時間は刻々と変動している。そのため、各ダイ
バーシチブランチの受信シンボルの受信タイミングは独
立な変動を受け、一致しない。The timing control function means to match the received signal timing which has been changed in the propagation path with the clock timing phase of the receiver. Specifically, the transmitted symbols propagate in independent diversity branches. The propagation path of each branch changes with time,
The propagation delay time is changing every moment. Therefore, the reception timing of the reception symbol of each diversity branch undergoes independent fluctuation and does not match.
【００１８】従って、そのままダイバーシチ合成したの
では、各ブランチの主応答が一致せず、合成インパルス
応答はマルチパスによる遅延分散だけでなく、このブラ
ンチ間のタイミングずれによる分散が加算されることに
なる。このことは、合成インパルス応答がナイキストの
無歪条件から更に外れることを意味する。従って、各ブ
ランチ間のタイミングずれを吸収する必要がある。そこ
で、分数間隔トランスバーサルフィルタである図２の適
応整合フィルタ４０1 〜４０N は下記の動作によりタイ
ミング位相ずれを吸収する。Therefore, if the diversity combining is performed as it is, the main responses of the respective branches do not coincide with each other, and the combined impulse response includes not only the delay dispersion due to the multipath but also the dispersion due to the timing deviation between the branches. . This means that the combined impulse response deviates further from the Nyquist distortion free condition. Therefore, it is necessary to absorb the timing deviation between the branches. Therefore, the adaptive matched filters 40 1 to 40 N of FIG. 2 which are fractionally spaced transversal filters absorb the timing phase shift by the following operation.
【００１９】遅延素子４１1 〜４１4 で構成された各タ
ップ上には、受信信号ｒ-2，ｒ-1，ｒ0 ，ｒ1 ，ｒ2 の
順に分布している。これらは互いにＴ／２間隔でサンプ
リングされた受信信号である。従って、中央タップの受
信信号ｒ0 に着目した場合、（８）式中のシンボルＳ0
は（７）式及び（９）式に示すように前後のタップ上の
受信信号ｒ-1とｒ1 にも分布している。The received signals r -2 , r -1 , r 0 , r 1 and r 2 are distributed in this order on each tap composed of the delay elements 41 1 to 41 4 . These are received signals sampled at T / 2 intervals with respect to each other. Therefore, when focusing on the received signal r 0 of the center tap, the symbol S 0 in the equation (8) is
Is also distributed in the received signals r −1 and r 1 on the front and rear taps as shown in Expressions (7) and (9).
【００２０】ここで、（７）式で示される受信信号ｒ-1
中のＳ0 は、中央タップの受信信号ｒ0 中のＳ0 よりも
Ｔ／２だけ時間的に遅れている。一方、（９）式で示さ
れる受信信号ｒ1 中のＳ0 は、中央タップの受信信号ｒ
0 中のＳ0 よりもＴ／２だけ時間的に進んでいる。この
場合、タップ係数Ｗ1 の方をタップ係数Ｗ0 よりも大き
くすると、合成器４３の出力ではＳ0 のタイミングを等
価的に進めることが可能である。逆に、タップ係数Ｗ-1
の方をＷ0 よりも大きくした場合、中央タップよりも時
間的に遅れたＳ0 が合成器４３から出力されるため、等
価的にＳ0 のタイミングを遅らせることが可能である。Here, the received signal r -1 shown in equation (7)
S 0 in is only a time delay T / 2 than S 0 in the received signal r 0 of the center tap. On the other hand, S 0 in the received signal r 1 expressed by the equation (9) is the received signal r of the center tap.
It has advanced only in time T / 2 than the S 0 in 0. In this case, if the tap coefficient W 1 is made larger than the tap coefficient W 0 , the timing of S 0 can be advanced equivalently at the output of the combiner 43. Conversely, tap coefficient W -1
When is larger than W 0 , S 0 delayed in time from the center tap is output from the combiner 43, so that the timing of S 0 can be delayed equivalently.
【００２１】従って、適応整合フィルタはこの性質を利
用してタイミング制御を行い、各ダイバーシチブランチ
の受信シンボルの受信タイミングを一致させ、効果的な
ダイバーシチ合成を可能とするものである。Therefore, the adaptive matched filter utilizes this property to perform timing control to match the reception timings of the reception symbols of the diversity branches and enable effective diversity combining.
【００２２】ところで、タイミング制御のためのタップ
係数Ｗi は、前記第１のポイントの相関法により求めら
れている。前記した相関法では、判定帰還形等化器３０
の出力判定データＳを利用している。この判定データＳ
のタイミングは、判定帰還形等化器３０に内蔵されてい
るクロック再生回路のタイミングに基づいている。従っ
て、適応整合フィルタの相関処理はすべてこの判定デー
タＳから抽出した受信クロック、すなわち判定帰還形等
化器３０内のクロック再生回路のクロック位相のタイミ
ングに支配されることになる。By the way, the tap coefficient W i for timing control is obtained by the correlation method of the first point. In the correlation method described above, the decision feedback equalizer 30
The output determination data S of is used. This judgment data S
Is based on the timing of the clock recovery circuit built in the decision feedback equalizer 30. Therefore, all the correlation processing of the adaptive matched filter is governed by the received clock extracted from the decision data S, that is, the timing of the clock phase of the clock recovery circuit in the decision feedback equalizer 30.
【００２３】このことを図３にて説明すると、受信クロ
ックの立ち上がりタイミングは、図３（Ｂ）の時刻ｔ＝
０に対応する。また、これを中心としてＴ／２間隔に配
列された各タップによる整合フィルタリングにより、整
合フィルタ出力では図３（Ｃ）に示すように、正常動作
時には前記したように、主応答が基準タイミング（ｔ＝
０）に位置するようになる。この動作がまさしく適応整
合フィルタによるＳＮ比の最大化であると同時に、タイ
ミングを基準タイミング（ｔ＝０）に位相合わせするタ
イミング機能である。Explaining this with reference to FIG. 3, the rising timing of the reception clock is the time t = in FIG.
Corresponds to 0. In addition, as shown in FIG. 3C, in the matched filter output, the main response is the reference timing (t) as described above in the normal operation by the matched filtering by the taps arranged at T / 2 intervals around this. =
0). This operation is exactly the maximization of the SN ratio by the adaptive matched filter, and at the same time, it is the timing function of adjusting the phase with the reference timing (t = 0).
【００２４】[0024]
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の適応受信機は、上記のように受信クロックでリタイミ
ングされた判定データを帰還して適応整合フィルタ４０
1 〜４０N を動作させており、判定帰還形等化器３０内
のクロック再生回路のクロック位相に支配されているた
め、クロックを媒体としたフィードバック系が構成され
ていることから、上記クロック再生回路のクロック位相
がフェージングその他何らかの原因で多少ずれたとき、
適応整合フィルタ４０1 〜４０N に帰還されている判定
データＳのクロック位相も多少ずれ、適応整合フィルタ
４０1 〜４０N それぞれのタイミング制御をずらせてし
まう。However, the conventional adaptive receiver described above feeds back the judgment data retimed by the reception clock as described above to feed back the adaptive matched filter 40.
Since 1 to 40 N are operated and controlled by the clock phase of the clock recovery circuit in the decision feedback equalizer 30, a feedback system using a clock as a medium is constructed. When the clock phase of the circuit is slightly shifted due to fading or some other reason,
The clock phase of the determination data S fed back to the adaptive matched filters 40 1 to 40 N is also slightly shifted, and the timing control of each of the adaptive matched filters 40 1 to 40 N is shifted.
【００２５】このタイミング制御のずれは、主応答であ
るところの基準タップ係数Ｗ0 を多少小さくし、その代
わり前後のタップ係数Ｗ-1及びＷ1 のいずれか一方のタ
ップ係数を本来の値よりも多少大きくする。すると、適
応整合フィルタ４０1 〜４０N の出力における伝送系イ
ンパルス応答の主応答が図３（Ｃ）に示した時刻ｔ＝０
から前後いずれかの方向に多少ずれる。すると、このず
れが判定帰還形等化器３０内部のクロック再生回路に入
力され、受信クロック位相がまたずれる。This timing control deviation causes the reference tap coefficient W 0, which is the main response, to be made slightly smaller, and instead, one of the preceding and following tap coefficients W -1 and W 1 is set to be smaller than the original value. Also make it a little larger. Then, the main response of the transmission system impulse response at the outputs of the adaptive matched filters 40 1 to 40 N is time t = 0 shown in FIG.
There is some deviation from the front or back. Then, this shift is input to the clock recovery circuit inside the decision feedback equalizer 30, and the reception clock phase shifts again.
【００２６】このように、従来の適応受信機ではクロッ
クを媒体としたフィードバックループ系が構成されてい
るため、クロック再生回路のクロック位相のずれはルー
プを伝搬して再びクロック再生回路に帰還され、クロッ
ク位相ずれの増大現象が発生する。適応整合フィルタ４
０1 〜４０N それぞれはＴ／２間隔でタップが構成され
ているので、タイミング制御はエンドレスな動作が可能
である。従って、上記クロック位相ずれの増大現象は、
主応答が整合フィルタの片端に落ち着くまで続くことが
ある。As described above, in the conventional adaptive receiver, since the feedback loop system using the clock as a medium is constructed, the deviation of the clock phase of the clock recovery circuit propagates through the loop and is fed back to the clock recovery circuit again. An increase phenomenon of clock phase shift occurs. Adaptive matched filter 4
Since each of 0 1 to 40 N has taps formed at T / 2 intervals, endless timing control operation is possible. Therefore, the phenomenon of increasing the clock phase shift is
It may continue until the main response settles on one end of the matched filter.
【００２７】図３（Ｄ）は上記のクロック位相ずれによ
り、クロック位相がＴだけずれた場合の適応整合フィル
タの出力における伝送系インパルス応答の一例を示す。
同図（Ｄ）に示すように、基準タップがトランスバーサ
ルフィルタ中央ではなく、第１タップ目のＷ-2に位置す
る場合を示している。FIG. 3D shows an example of the transmission system impulse response at the output of the adaptive matched filter when the clock phase is shifted by T due to the clock phase shift.
As shown in FIG. 6D, the reference tap is located not at the center of the transversal filter but at W −2 of the first tap.
【００２８】この場合、図３（Ｄ）のインパルス応答は
ｈ* （−ｔ＋Ｔ）となり、適応整合フィルタのための本
来の時間反転複素共役ｈ* （−ｔ）よりもＴだけずれて
いる。従って、伝送路応答の後縁（Ｐｏｓｔｃｕｒｓｏ
ｒ）であるｈ1 、ｈ2 の情報が図３（Ｄ）のインパルス
応答に含まれておらず、複素乗算器で乗ずることができ
ない。このため、正しい整合フィルタリングが行われ
ず、適応整合フィルタ出力では図３（Ｅ）に示すよう
に、インパルス応答の対称化及び時間分散エネルギーの
収束が行われないこととなる。この動作は伝搬によるマ
ルチパス歪みの影響以上に悪影響を自ら作り出してしま
う。In this case, the impulse response of FIG. 3D is h * (-t + T), which is offset by T from the original time-reversed complex conjugate h * (-t) for the adaptive matched filter. Therefore, the trailing edge of the transmission line response (Postcurso
The information of h 1 and h 2 which is r) is not included in the impulse response of FIG. 3D and cannot be multiplied by the complex multiplier. Therefore, correct matched filtering is not performed, and the output of the adaptive matched filter does not perform symmetrization of the impulse response and convergence of time-dispersed energy, as shown in FIG. This action creates a bad effect by itself, more than the effect of multipath distortion due to propagation.
【００２９】このように、従来の適応受信機は、受信ク
ロック位相を媒体としたフィードバック系が構成され、
適応整合フィルタ４０1 〜４０N のタイミング機能との
相互作用により適応整合フィルタ４０1 〜４０N の基準
タップ位置が不安定となり、中央タップからシフトし、
正常な整合フィルタ機能が損なわれることがあるという
問題がある。As described above, in the conventional adaptive receiver, the feedback system using the reception clock phase as a medium is constructed,
Adaptive matched filter 40 1 to 40 N reference tap position of the adaptive matched filter 40 1 to 40 N by the interaction of the timing functions may become unstable, and the shift from the center tap,
There is a problem that the normal matched filter function may be impaired.
【００３０】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
基準タップ位置の複素乗算器を適応整合フィルタの最終
出力段に設けることにより、上記の課題を解決した適応
受信機を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above points,
An object of the present invention is to provide an adaptive receiver that solves the above problems by providing a complex multiplier at the reference tap position in the final output stage of an adaptive matched filter.
【００３１】[0031]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明は別々に受信された入力信号が供給される複
数の適応整合フィルタにより信号対雑音電力比を最大化
した信号を、合成器を通して判定帰還形等化器に入力
し、判定帰還形等化器により符号間干渉の除去された判
定データを取り出すと共に、判定データにより前記複数
の適応整合フィルタのタップ係数を修正する構成の適応
受信機において、前記複数の適応整合フィルタのそれぞ
れを、遅延手段、第１の乗算手段、合成手段、第２の乗
算手段、及びタップ係数修正回路を有する構成としたも
のである。SUMMARY OF THE INVENTION To achieve the above object, the present invention combines signals with maximized signal to noise power ratio by a plurality of adaptive matched filters supplied with separately received input signals. Is input to the decision feedback equalizer through the input / output unit, the decision feedback equalizer removes the decision data from which intersymbol interference is removed, and the tap coefficient of the plurality of adaptive matched filters is corrected by the decision data. In the receiver, each of the plurality of adaptive matched filters includes a delay unit, a first multiplication unit, a combination unit, a second multiplication unit, and a tap coefficient correction circuit.
【００３２】ここで、上記の遅延手段は入力信号をＴ／
２（ただし、Ｔは入力信号のシンボル周期）単位で遅延
して互いに異なる遅延時間の複数の遅延信号を出力す
る。また、第１の乗算手段は、前記入力信号と複数の遅
延信号のうち、遅延時間が中央値である基準タップの遅
延信号を除く他の遅延信号と前記入力信号に対し、それ
ぞれ対応する第１のタップ係数を別々に乗ずる。また、
上記合成手段は第１の乗算手段の出力信号及び前記基準
タップの遅延信号をそれぞれ合成する。第２の乗算手段
は合成手段の出力信号に対して前記基準タップの遅延信
号に乗ずるべき第２のタップ係数を乗じて前記合成器へ
出力する。更に、前記タップ係数修正回路は前記判定デ
ータと前記複数の遅延信号との相関演算により前記第１
及び第２のタップ係数を逐次算出する。Here, the above delay means outputs the input signal T /
It delays by 2 (where T is the symbol period of the input signal) and outputs a plurality of delayed signals having different delay times. Further, the first multiplication means respectively corresponds to the input signal and the other delayed signals except the delayed signal of the reference tap whose delay time is the median value among the plurality of delayed signals and the input signal. Multiply the tap coefficient of separately. Also,
The synthesizing means synthesizes the output signal of the first multiplying means and the delayed signal of the reference tap, respectively. The second multiplication means multiplies the output signal of the combining means by a second tap coefficient to be multiplied by the delay signal of the reference tap, and outputs the multiplied signal to the combiner. Further, the tap coefficient correction circuit calculates the first value by performing a correlation calculation between the determination data and the plurality of delay signals.
And the second tap coefficient are sequentially calculated.
【００３３】[0033]
【作用】本発明では、前記遅延手段からの複数の遅延信
号及び入力信号のうち基準タップの遅延信号に対して乗
ずるべき第２のタップ係数は、前記第２の乗算手段によ
り前記合成手段の出力合成信号に乗ずることにより、各
ダイバーシチブランチの最大比合成を実現するようにし
ている。また、前記第１の乗算手段により前記複数の遅
延信号のうち基準タップ以外のタップ位置の遅延信号に
対して、従来のタップ係数を上記第２のタップ係数で正
規化した第１のタップ係数を乗ずることにより、各ダイ
バーシチブランチにおける整合フィルタリングを実現す
るようにしている。According to the present invention, the second tap coefficient to be multiplied by the delay signal of the reference tap among the plurality of delay signals from the delay means and the input signal is output by the second multiplying means to the output of the synthesizing means. By multiplying the combined signal, the maximum ratio combining of each diversity branch is realized. Further, a first tap coefficient obtained by normalizing the conventional tap coefficient with the second tap coefficient is applied to the delay signal at the tap position other than the reference tap among the plurality of delay signals by the first multiplication means. By multiplying, the matched filtering in each diversity branch is realized.
【００３４】従って、本発明では第１の乗算手段により
乗算される第１のタップ係数は、前記第２の乗算手段に
より乗算される第２のタップ係数よりも小さな値とする
ことができるため、基準タップ位置を常に適応整合フィ
ルタの中央タップ位置に保持することができる。Therefore, in the present invention, the first tap coefficient multiplied by the first multiplying means can be set to a value smaller than the second tap coefficient multiplied by the second multiplying means. The reference tap position can always be held at the center tap position of the adaptive matched filter.
【００３５】[0035]
【実施例】次に、本発明の一実施例について説明する。
図１は本発明の一実施例の構成図を示す。同図中、図２
と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図１において、Ｎ個（Ｎは２以上の自然数で、通常
は２のべき乗）の適応整合フィルタ１０1 〜１０N がＮ
個の入力信号に１対１に対応して設けられている。この
入力信号は、例えばマイクロ波帯のＮ基の受信アンテナ
で受信された信号を別々に周波数変換して得たベースバ
ンド信号である。Next, an embodiment of the present invention will be described.
FIG. 1 shows a block diagram of an embodiment of the present invention. In FIG.
The same components as in FIG. In FIG. 1, N (N is a natural number of 2 or more, usually a power of 2) adaptive matched filters 10 1 to 10 N are N.
Each input signal is provided in a one-to-one correspondence. The input signal is, for example, a baseband signal obtained by separately frequency-converting signals received by N receiving antennas in the microwave band.
【００３６】この適応受信機は各ダイバーシチブランチ
の適応整合フィルタ１０1 〜１０Nにより、ベースバン
ド入力信号の信号対雑音電力比（ＳＮ比）を最大化した
後、合成器で最大比合成することにより信号強化を行
い、合成器２０によるダイバーシチ合成後の残留符号間
干渉を判定帰還形等化器３０により除去し、判定帰還形
等化器３０からダイバーシチ合成及び復調されたデータ
（判定データ）を出力する構成である基本動作は従来と
同様であるが、適応整合フィルタ１０1 〜１０Nの構成
が従来の適応整合フィルタ４０1 〜４０N と異なる。In this adaptive receiver, the signal-to-noise power ratio (SN ratio) of the baseband input signal is maximized by the adaptive matched filters 10 1 to 10 N of each diversity branch, and then the maximum ratio combining is performed by the combiner. The decision feedback equalizer 30 removes residual intersymbol interference after diversity combining by the combiner 20, and the diversity combined and demodulated data (decision data) from the decision feedback equalizer 30 is removed. the basic operation is configured to output is the same as the conventional configuration of the adaptive matched filter 10 1 to 10 N is different from the conventional adaptive matched filter 40 1 to 40 N.
【００３７】適応整合フィルタ１０1 〜１０N はそれぞ
れ同一構成であるため、適応整合フィルタ１０1 につい
て代表して説明すると、図１に示すように、適応整合フ
ィルタ１０1 は縦続接続された、各々遅延時間がＴ／２
（Ｔはシンボル周期）の遅延素子１１1 〜１１4 と、遅
延素子１１1 及び１１2 の入力信号が分岐して入力され
る複素乗算器１２1 及び１２2 と、遅延素子１１4 の入
出力信号がそれぞれ入力される複素乗算器１２3 及び１
２4 と、これら複素乗算器１２1 〜１２4 の出力信号と
遅延素子１１2 の出力信号とをそれぞれ合成する合成器
１３と、合成器１３の出力側に設けられた複素乗算器１
４と、タップ係数修正回路１５とより構成されている。Since the adaptive matched filters 10 1 to 10 N have the same configuration, the adaptive matched filter 10 1 will be described as a representative example. As shown in FIG. 1, the adaptive matched filters 10 1 are connected in cascade. Delay time is T / 2
(T is a symbol period) delay elements 11 1 to 11 4 , complex multipliers 12 1 and 12 2 into which input signals of the delay elements 11 1 and 11 2 are branched, and input / output of the delay element 11 4 . Complex multipliers 12 3 and 1 to which signals are respectively input
2 4 , a combiner 13 for combining the output signals of the complex multipliers 12 1 to 12 4 and the output signal of the delay element 11 2 , respectively, and a complex multiplier 1 provided on the output side of the combiner 13.
4 and a tap coefficient correction circuit 15.
【００３８】すなわち、本実施例の適応整合フィルタ１
０1 では、前記遅延手段を構成する遅延素子１１1 〜１
１4 の入力信号あるいは出力信号が入力される前記第１
の乗算手段を構成する複素演算器は１２1 〜１２4 から
なり、基準タップとなるべき中央タップには設けられて
いず、基準タップの遅延信号である遅延素子１１2 の出
力信号は常時そのまま合成器１３に入力されるため、基
準タップが確保されることになる。That is, the adaptive matched filter 1 of the present embodiment.
0 1 , delay elements 11 1 to 1 1 constituting the delay means
1 wherein the fourth input signal or output signal is input first
The complex arithmetic unit constituting the multiplication means of No. 1 is composed of 12 1 to 12 4 and is not provided in the center tap to be the reference tap, and the output signal of the delay element 11 2 which is the delay signal of the reference tap is always combined as it is. Since it is input to the device 13, the reference tap is secured.
【００３９】しかし、このまま基準タップから複素乗算
器を外したままであると、基準タップに該当する信号に
対して振幅位相の制御をかけられず、整合フィルタとし
て機能しないばかりか、ダイバーシチの最大合成すら不
可能となる。However, if the complex multiplier is left removed from the reference tap as it is, the amplitude and phase of the signal corresponding to the reference tap cannot be controlled and the signal does not function as a matched filter, or even the maximum diversity synthesis is performed. It will be impossible.
【００４０】そこで、本実施例では基準タップから複素
乗算器を外した代わりに、複素乗算器１４を適応整合フ
ィルタの最終出力段、すなわち合成器１３の出力側に設
けている。この複素乗算器１４は前記第２の乗算手段を
構成し、乗算する第２のタップ係数Ｗ0 がタップ係数修
正回路１５により次式により求められる。Therefore, in this embodiment, instead of removing the complex multiplier from the reference tap, the complex multiplier 14 is provided at the final output stage of the adaptive matched filter, that is, the output side of the combiner 13. The complex multiplier 14 constitutes the second multiplication means, and the second tap coefficient W 0 to be multiplied is obtained by the tap coefficient correction circuit 15 by the following equation.
【００４１】 Ｗ0 ＝Ｅ［ｒ0 *・Ｓ］ （１８） （ただし、上式中、ｒ0 は基準タップの遅延信号）これ
により、基準タップのみに着目した場合、従来通りの振
幅位相制御が可能となる。W 0 = E [r 0 * · S] (18) (where, r 0 is a delay signal of the reference tap) Therefore, when only the reference tap is focused, the amplitude / phase control as in the conventional case is performed. Is possible.
【００４２】ただし、複素乗算器１４は合成器１３の出
力合成信号に対して（１８）式のタップ係数Ｗ0 を乗算
するため、基準タップ以外のタップからの信号に対して
も上記のタップ係数Ｗ0 が共通に乗算されてしまう。す
なわち、適応整合フィルタ１０1 のタップ係数Ｗk （た
だしｋ＝−２，−１，１，２）にＷ0 を乗じたタップ係
数を各タップの信号に乗じることになり、そのままでは
正常な適応整合フィルタリングが不可能となってしま
う。However, since the complex multiplier 14 multiplies the output combined signal of the combiner 13 by the tap coefficient W 0 of equation (18), the tap coefficient described above is applied to signals from taps other than the reference tap. W 0 is commonly multiplied. That is, the tap coefficients of the adaptive matched filter 10 1 W k (except k = -2, -1, 1) will be multiplied by a tap coefficient multiplied by W 0 on the signal of each tap to, the intact normal adaptive Matched filtering becomes impossible.
【００４３】そこで、本実施例では複素乗算器１２1 〜
１２4 で乗ずるべき第１のタップ係数Ｗk は、タップ係
数修正回路１５により次式に基づいて算出される。Therefore, in this embodiment, the complex multipliers 12 1 ...
The first tap coefficient W k to be multiplied by 12 4 is calculated by the tap coefficient correction circuit 15 based on the following equation.
【００４４】 Ｗk ＝Ｅ［ｒk *・Ｓ］／ Ｗ0 （１９） 上式から分るように、第１のタップ係数Ｗk は第２のタ
ップ係数Ｗ0 で正規化されている。W k = E [r k * · S] / W 0 (19) As can be seen from the above equation, the first tap coefficient W k is normalized by the second tap coefficient W 0 .
【００４５】これにより、基準タップ以外の信号に対し
ては、複素乗算器１２1 〜１２4 では（１９）式で表さ
れるタップ係数Ｗk が乗じられ、更に複素乗算器１４で
タップ係数Ｗ0 を乗じられることにより、最終的に正規
の適応フィルタリングのためのタップ係数を乗じられた
のと等価となる。As a result, the signals other than the reference taps are multiplied by the tap coefficient W k expressed by the equation (19) in the complex multipliers 12 1 to 12 4 , and the complex multiplier 14 further calculates the tap coefficient W k. Multiplying by 0 is equivalent to finally being multiplied by the tap coefficient for regular adaptive filtering.
【００４６】上記のタップ係数Ｗ0 は（１８）式に示す
ように、基準タップの遅延信号ｒ0と判定データＳとの
相関値であり、本来伝送路インパルス応答の主応答成分
を含む。従って、この相関値は他のタップ係数による値
よりも大きくなる。また、タップ係数Ｗk は（１９）式
に示すように、基準タップ以外の信号ｒk と判定データ
Ｓとの相関値をＷ0 で正規化した値である。従って、複
素乗算器１２1 〜１２4 の各出力信号は、基準タップの
遅延信号ｒ0 よりも振幅が小さくなる。The tap coefficient W 0 is a correlation value between the delay signal r 0 of the reference tap and the judgment data S, as shown in the equation (18), and originally includes the main response component of the transmission path impulse response. Therefore, this correlation value is larger than the values of other tap coefficients. Further, the tap coefficient W k is a value obtained by normalizing the correlation value between the signal r k other than the reference tap and the determination data S by W 0 as shown in the equation (19). Therefore, the output signals of the complex multipliers 12 1 to 12 4 have smaller amplitudes than the delay signal r 0 of the reference tap.
【００４７】このことは、基準タップ位置が常に適応整
合フィルタ１０1 の中央タップ位置に保持され、また他
のタップは主応答以外のインパルス応答の前縁（Ｐｒｅ
ｃｕｒｓｏｒ）又は後縁に時間反転複素共役で対応する
ことを意味する。従って、本実施例によれば、判定帰還
形等化器３０内のクロック再生回路の出力クロックの位
相が多少ずれたとしても、基準タップ位置が適応整合フ
ィルタの中央位置からシフトすることはなく、常に適応
整合フィルタ出力のインパルス応答の主応答を、基準タ
イミング位置に保持することができるため、前記したク
ロック位相ずれの増大現象を未然に防止することができ
る。This means that the reference tap position is always held at the center tap position of the adaptive matched filter 10 1 , and the other taps are the leading edge (Pre) of the impulse response other than the main response.
current) or the trailing edge with a time-reversed complex conjugate. Therefore, according to this embodiment, even if the phase of the output clock of the clock recovery circuit in the decision feedback equalizer 30 is slightly shifted, the reference tap position does not shift from the central position of the adaptive matched filter. Since the main response of the impulse response of the adaptive matched filter output can always be held at the reference timing position, it is possible to prevent the above phenomenon of increasing the clock phase shift.
【００４８】[0048]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
判定帰還形等化器内のクロック再生回路の出力クロック
の位相が多少ずれたとしても、基準タップ位置を常に適
応整合フィルタの中央タップ位置に保持することができ
るため、クロック位相ずれの増大現象を未然に防止する
ことができ、従って常に安定した適応整合フィルタリン
グをさせることができる。従って、本発明によれば、最
小位相推移又は非最小位相推移フェージングなどの厳し
いマルチパスに対しても、安定した適応等化とタイミン
グ制御ができ、厳しいマルチパスフェージング回線でも
従来に比しより一層安定な受信動作ができるものであ
る。As described above, according to the present invention,
Even if the phase of the output clock of the clock recovery circuit in the decision feedback equalizer is slightly deviated, the reference tap position can always be held at the center tap position of the adaptive matched filter. This can be prevented in advance, so that stable adaptive matched filtering can always be performed. Therefore, according to the present invention, stable adaptive equalization and timing control can be performed even for severe multipaths such as minimum phase transition or non-minimum phase transition fading, and even in severe multipath fading lines, it is even more effective than before. A stable reception operation can be performed.
【図１】本発明の一実施例の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of an embodiment of the present invention.
【図２】従来の一例の構成図である。FIG. 2 is a configuration diagram of a conventional example.
【図３】適応整合フィルタの動作と従来の課題を説明す
るための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining the operation of an adaptive matched filter and conventional problems.
【符号の説明】 １０1 〜１０N 適応整合フィルタ １１1 〜１１4 遅延素子 １２1 〜１２4 第１の複素乗算器 １３、２０ 合成器 １４ 第２の複素乗算器 １５ タップ係数修正回路 ３０ 判定帰還形等化器[Explanation of Codes] 10 1 to 10 N Adaptive Matched Filter 11 1 to 11 4 Delay Element 12 1 to 12 4 First Complex Multiplier 13, 20 Combiner 14 Second Complex Multiplier 15 Tap Coefficient Correction Circuit 30 Judgment Feedback equalizer
Claims (2)
複数の適応整合フィルタにより信号対雑音電力比を最大
化した信号を、合成器を通して判定帰還形等化器に入力
し、該判定帰還形等化器により符号間干渉の除去された
判定データを取り出すと共に、該判定データにより前記
複数の適応整合フィルタのタップ係数を修正する構成の
適応受信機において、 前記複数の適応整合フィルタのそれぞれを、 入力信号をＴ／２（ただし、Ｔは該入力信号のシンボル
周期）単位で遅延して互いに異なる遅延時間の複数の遅
延信号を出力する遅延手段と、 該遅延手段からの複数の遅延信号及び前記入力信号のう
ち、遅延時間が中央値である基準タップの遅延信号を除
く他の遅延信号と前記入力信号に対し、それぞれ対応す
る第１のタップ係数を別々に乗ずる第１の乗算手段と、 該第１の乗算手段の出力信号及び前記基準タップの遅延
信号をそれぞれ合成する合成手段と、 該合成手段の出力信号に対して前記基準タップの遅延信
号に乗ずるべき第２のタップ係数を乗じて前記合成器へ
出力する第２の乗算手段と、 前記判定データと前記複数の遅延信号との相関演算によ
り前記第１及び第２のタップ係数を逐次算出するタップ
係数修正回路とを有する構成としたことを特徴とする適
応受信機。1. A decision feedback equalizer is provided with a signal whose signal-to-noise power ratio is maximized by a plurality of adaptive matched filters to which separately received input signals are supplied, and which is input to the decision feedback equalizer. In the adaptive receiver configured to correct the tap coefficients of the plurality of adaptive matched filters according to the determination data while extracting the determination data from which the intersymbol interference is removed by the form equalizer, each of the plurality of adaptive matched filters is A delay unit for delaying the input signal in units of T / 2 (where T is a symbol period of the input signal) and outputting a plurality of delay signals having different delay times; and a plurality of delay signals from the delay unit, Of the input signals, other delay signals except the delay signal of the reference tap whose delay time is the median value and the input signal are respectively multiplied by the corresponding first tap coefficients. Deviating first multiplying means, combining means for respectively combining the output signal of the first multiplying means and the delay signal of the reference tap, and the output signal of the combining means should be multiplied by the delay signal of the reference tap Second multiplication means for multiplying by a second tap coefficient and outputting to the combiner, and a tap coefficient for sequentially calculating the first and second tap coefficients by a correlation calculation between the determination data and the plurality of delay signals. An adaptive receiver having a configuration including a correction circuit.
段によるタップ位置ｋ（ただし、ｋは０以外の正又は負
の整数）の信号ｒk に対して Ｗk ＝Ｅ［ｒk *・Ｓ］／Ｗ0 （ただし、上式中、Ｅ［ ］は時間平均処理、＊は複素
共役、Ｓは前記判定データ、Ｗ0 は前記第２のタップ係
数を示す。）なる式に基づき前記第１のタップ係数Ｗk
を求め、 Ｗ0 ＝Ｅ［ｒ0 *・Ｓ］ （ただし、上式中、ｒ0 は基準タップの遅延信号）なる
式に基づき前記第２のタップ係数Ｗ0 を求めることを特
徴とする適応受信機。2. The tap coefficient correction circuit is configured such that W k = E [r k * · S for a signal r k at a tap position k (where k is a positive or negative integer other than 0) by the delay means. ] / W 0 (where E [] is the time averaging process, * is the complex conjugate, S is the determination data, and W 0 is the second tap coefficient.) Tap coefficient of W k
And W 0 = E [r 0 * · S] (where, r 0 is a delay signal of the reference tap), and the second tap coefficient W 0 is calculated based on the formula Receiving machine.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5197971A JP2885618B2 (en) | 1993-07-15 | 1993-07-15 | Adaptive receiver |
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| JP5197971A JP2885618B2 (en) | 1993-07-15 | 1993-07-15 | Adaptive receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0738479A true JPH0738479A (en) | 1995-02-07 |
| JP2885618B2 JP2885618B2 (en) | 1999-04-26 |
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ID=16383374
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