JP3419448B2 - 3相交流−直流変換装置 - Google Patents
3相交流−直流変換装置Info
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- JP3419448B2 JP3419448B2 JP2000393220A JP2000393220A JP3419448B2 JP 3419448 B2 JP3419448 B2 JP 3419448B2 JP 2000393220 A JP2000393220 A JP 2000393220A JP 2000393220 A JP2000393220 A JP 2000393220A JP 3419448 B2 JP3419448 B2 JP 3419448B2
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング回路
と絶縁トランスとを有して3相交流電力を直流電力に変
換する3相交流−直流変換装置に関する。
と絶縁トランスとを有して3相交流電力を直流電力に変
換する3相交流−直流変換装置に関する。
【0002】
【従来の技術】バッテリー充電器等に使用するための絶
縁型整流器を構成する場合に商用周波数側に絶縁トラン
スを設け、トランスの2次側に整流回路及び電圧調整用
のPWMスイッチング回路を設けると、トランスが大き
くなる。この問題を解決するために、3相交流電源にP
WM整流器即ち交流−直流コンバータを接続し、このコ
ンバータの出力端子間に直流リンクコンデンサを接続
し、直流リンクコンデンサの出力段にトランスを有する
インバータを接続し、インバータの出力段に整流平滑回
路を設けることがある。この場合には、トランスを損失
の小さい高周波トランスとなるので、小型化を図ること
ができる。
縁型整流器を構成する場合に商用周波数側に絶縁トラン
スを設け、トランスの2次側に整流回路及び電圧調整用
のPWMスイッチング回路を設けると、トランスが大き
くなる。この問題を解決するために、3相交流電源にP
WM整流器即ち交流−直流コンバータを接続し、このコ
ンバータの出力端子間に直流リンクコンデンサを接続
し、直流リンクコンデンサの出力段にトランスを有する
インバータを接続し、インバータの出力段に整流平滑回
路を設けることがある。この場合には、トランスを損失
の小さい高周波トランスとなるので、小型化を図ること
ができる。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】しかし、コンバータ、
直流リンクコンデンサ、インバータ、トランス、整流平
滑回路が必要になるので、トランス以外の部分が大きく
なり、且つそれぞれの回路で損失が生じ、総合効率を高
めることが困難になる。
直流リンクコンデンサ、インバータ、トランス、整流平
滑回路が必要になるので、トランス以外の部分が大きく
なり、且つそれぞれの回路で損失が生じ、総合効率を高
めることが困難になる。
【0004】そこで、本発明の目的は、絶縁トランスと
スイッチング回路とを有する3相交流−直流変換装置の
小型化を図ることにある。
スイッチング回路とを有する3相交流−直流変換装置の
小型化を図ることにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、3相交流電源に接続さ
れる第1、第2及び第3の交流入力端子と、前記第1及
び第2の交流入力端子に接続された第1の交流−直流コ
ンバータと、前記第2及び第3の交流入力端子に接続さ
れた第2の交流−直流コンバータと、前記第1及び第3
の交流入力端子に接続された第3の交流−直流コンバー
タと、前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバータ
の制御回路と、前記第1、第2及び第3の交流−直流コ
ンバータの直流出力端子に接続された共通の平滑用コン
デンサとを具備し、前記第1、第2及び第3の交流−直
流コンバータのそれぞれは、1次巻線及び2次巻線を有す
るトランスと、前記トランスの前記1次巻線に前記3相
交流電源の交流電圧を断続して印加するための交流スイ
ッチング回路と、前記トランスの前記2次巻線の電圧を
整流する全波整流回路とを備えた絶縁型コンバータであ
り、前記制御回路は、前記第1、第2及び第3の交流入
力端子における3相交流電力の力率を改善するように前
記交流スイッチング回路を制御するものであることを特
徴とする3相交流−直流変換装置に係るものである。
目的を達成するための本発明は、3相交流電源に接続さ
れる第1、第2及び第3の交流入力端子と、前記第1及
び第2の交流入力端子に接続された第1の交流−直流コ
ンバータと、前記第2及び第3の交流入力端子に接続さ
れた第2の交流−直流コンバータと、前記第1及び第3
の交流入力端子に接続された第3の交流−直流コンバー
タと、前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバータ
の制御回路と、前記第1、第2及び第3の交流−直流コ
ンバータの直流出力端子に接続された共通の平滑用コン
デンサとを具備し、前記第1、第2及び第3の交流−直
流コンバータのそれぞれは、1次巻線及び2次巻線を有す
るトランスと、前記トランスの前記1次巻線に前記3相
交流電源の交流電圧を断続して印加するための交流スイ
ッチング回路と、前記トランスの前記2次巻線の電圧を
整流する全波整流回路とを備えた絶縁型コンバータであ
り、前記制御回路は、前記第1、第2及び第3の交流入
力端子における3相交流電力の力率を改善するように前
記交流スイッチング回路を制御するものであることを特
徴とする3相交流−直流変換装置に係るものである。
【0006】なお、請求項2に示すように、前記第1、
第2及び第3の交流入力端子の第1、第2及び第3の線
間電圧を検出するための電圧検出回路を有し、前記制御
回路は、前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバー
タの内で、最も低い線間電圧が入力する1台を選択的に
休止させる手段を有していることが望ましい。また、請
求項3に示すように、前記制御回路は、前記第1、第2
及び第3の交流−直流コンバータの内で動作する2台の
交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路のス
イッチングタイミングをずらす手段を有していることが
望ましい。また、請求項4に示すように、前記制御回路
は、前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバ−タの
前記交流スイッチング回路の通電率を示す第1、第2及
び第3の通電率指令値を発生する第1、第2及び第3の
通電率指令発生器と、立上り傾斜の第1の鋸波と立下り
傾斜の第2の鋸波とを選択的に発生する鋸波発生手段
と、前記第1、第2及び第3の通電率指令値と前記第1
又は第2の鋸波とを比較して第1、第2及び第3のPW
M制御信号を形成して前記第1、第2及び第3の交流−
直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路に供給する
第1、第2及び第3の比較器と、前記第1、第2及び第
3の交流−直流コンバ−タの内で動作する2台の内の一
方のための前記比較器に前記第1の鋸波を供給し、前記
2台の内の他方のための前記比較器に前記第2の鋸波を
供給するように前記鋸波発生手段を制御する手段とを有
していることが望ましい。また、請求項5に示すよう
に、前記制御回路は、前記第1、第2及び第3の交流−
直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路の通電率を
示す第1、第2及び第3の通電率指令値を発生する第
1、第2及び第3の通電率指令値発生器と、互いに位相
が180度異なる第1及び及び第2の鋸波を選択的に発
生する鋸波発生手段と、前記第1、第2及び第3の通電
率指令値と前記第1又は第2の鋸波とを比較して第1、
第2及び第3のPWM制御信号を形成して前記第1、第
2及び第3の交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチ
ング回路に供給する第1、第2及び第3の比較器と、前
記第1、第2及び第3の交流−直流コンバ−タの内で動
作する2台の内の一方のための前記比較器に前記第1の
鋸波を供給し、前記2台の内の他方のための前記比較器
に前記第2の鋸波を供給するように前記鋸波発生手段を
制御する手段とを有していることが望ましい。
第2及び第3の交流入力端子の第1、第2及び第3の線
間電圧を検出するための電圧検出回路を有し、前記制御
回路は、前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバー
タの内で、最も低い線間電圧が入力する1台を選択的に
休止させる手段を有していることが望ましい。また、請
求項3に示すように、前記制御回路は、前記第1、第2
及び第3の交流−直流コンバータの内で動作する2台の
交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路のス
イッチングタイミングをずらす手段を有していることが
望ましい。また、請求項4に示すように、前記制御回路
は、前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバ−タの
前記交流スイッチング回路の通電率を示す第1、第2及
び第3の通電率指令値を発生する第1、第2及び第3の
通電率指令発生器と、立上り傾斜の第1の鋸波と立下り
傾斜の第2の鋸波とを選択的に発生する鋸波発生手段
と、前記第1、第2及び第3の通電率指令値と前記第1
又は第2の鋸波とを比較して第1、第2及び第3のPW
M制御信号を形成して前記第1、第2及び第3の交流−
直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路に供給する
第1、第2及び第3の比較器と、前記第1、第2及び第
3の交流−直流コンバ−タの内で動作する2台の内の一
方のための前記比較器に前記第1の鋸波を供給し、前記
2台の内の他方のための前記比較器に前記第2の鋸波を
供給するように前記鋸波発生手段を制御する手段とを有
していることが望ましい。また、請求項5に示すよう
に、前記制御回路は、前記第1、第2及び第3の交流−
直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路の通電率を
示す第1、第2及び第3の通電率指令値を発生する第
1、第2及び第3の通電率指令値発生器と、互いに位相
が180度異なる第1及び及び第2の鋸波を選択的に発
生する鋸波発生手段と、前記第1、第2及び第3の通電
率指令値と前記第1又は第2の鋸波とを比較して第1、
第2及び第3のPWM制御信号を形成して前記第1、第
2及び第3の交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチ
ング回路に供給する第1、第2及び第3の比較器と、前
記第1、第2及び第3の交流−直流コンバ−タの内で動
作する2台の内の一方のための前記比較器に前記第1の
鋸波を供給し、前記2台の内の他方のための前記比較器
に前記第2の鋸波を供給するように前記鋸波発生手段を
制御する手段とを有していることが望ましい。
【0007】
【発明の効果】各請求項の発明によれば、絶縁トランス
の1次側の交流スイッチング回路で交流電圧を断続し、
2次巻線の出力を整流平滑するのみで、交流−直流変換
を行うことができるので、交流−直流変換装置が全体と
して簡単な構成になり且つ効率が向上する。また、3相
交流の各線間電圧を第1、第2及び第3の交流−直流コ
ンバータで直流に変換し、これ等の出力端子を共通の平
滑用コンデンサに接続するので、各線間電圧の変化を互
いに補うような直流出力を得ることができ、平滑性が向
上する。また、入力力率を改善することができる。ま
た、請求項2の発明によれば、3相の線間電圧の内で最
も低い線間電圧が入力するコンバータが休止するので、
効率向上を図ることができる。即ち、入力電圧の低いコ
ンバータは効率が悪く、入力電圧の高いコンバータは効
率が良い。この請求項2の発明では効率の良い2台を選
択して動作させるので、全体の効率も高くなる。また、
入力電圧が低い領域でコンバータが動作することが不要
になるので、コンバータの入力電圧範囲を狭くすること
ができる。また、請求項3〜5の発明によれば、PWM
制御信号によるスイッチングのタイミングがずれること
により、平滑性が向上し、負荷へ電力が供給される時に
生じる電力リップルを軽減することができる。
の1次側の交流スイッチング回路で交流電圧を断続し、
2次巻線の出力を整流平滑するのみで、交流−直流変換
を行うことができるので、交流−直流変換装置が全体と
して簡単な構成になり且つ効率が向上する。また、3相
交流の各線間電圧を第1、第2及び第3の交流−直流コ
ンバータで直流に変換し、これ等の出力端子を共通の平
滑用コンデンサに接続するので、各線間電圧の変化を互
いに補うような直流出力を得ることができ、平滑性が向
上する。また、入力力率を改善することができる。ま
た、請求項2の発明によれば、3相の線間電圧の内で最
も低い線間電圧が入力するコンバータが休止するので、
効率向上を図ることができる。即ち、入力電圧の低いコ
ンバータは効率が悪く、入力電圧の高いコンバータは効
率が良い。この請求項2の発明では効率の良い2台を選
択して動作させるので、全体の効率も高くなる。また、
入力電圧が低い領域でコンバータが動作することが不要
になるので、コンバータの入力電圧範囲を狭くすること
ができる。また、請求項3〜5の発明によれば、PWM
制御信号によるスイッチングのタイミングがずれること
により、平滑性が向上し、負荷へ電力が供給される時に
生じる電力リップルを軽減することができる。
【0008】
【実施形態】次に、図面を参照して本発明の実施形態を
説明する。
説明する。
【0009】
【第1の実施形態】図1に示す第1の実施形態の交流−
直流変換装置は、第1、第2及び第3の交流入力端子1
r、1s、1tと、第1、第2及び第3のコンバータ
2,3、4と、共通の制御回路5と、共通の平滑用コン
デンサ6と、対の直流出力端子7a、7bと、入力電圧
検出回路8と、出力電圧検出回路9と、電流検出器1
0、11、12と、高周波成分除去用のリアクトル1
3、14、15とから成る。
直流変換装置は、第1、第2及び第3の交流入力端子1
r、1s、1tと、第1、第2及び第3のコンバータ
2,3、4と、共通の制御回路5と、共通の平滑用コン
デンサ6と、対の直流出力端子7a、7bと、入力電圧
検出回路8と、出力電圧検出回路9と、電流検出器1
0、11、12と、高周波成分除去用のリアクトル1
3、14、15とから成る。
【0010】第1、第2及び第3の交流入力端子1r、
1s、1tは商用周波数(50Hz又は60Hz)の3相交
流のR相、S相、T相電圧を入力させるものである。
1s、1tは商用周波数(50Hz又は60Hz)の3相交
流のR相、S相、T相電圧を入力させるものである。
【0011】第1、第2及び第3のコンバータ2、3、
4は、PWMスイッチング回路と絶縁トランスと整流回
路とをそれぞれ有するPWM絶縁型コンバータである。
第1のコンバータ2の入力ライン16、17はリアクト
ル13、14を介して第1及び第2の交流入力端子1
r、1sに接続されており、R相とS相との間の第1の
線間電圧Vrsを直流電圧に変換する。第2のコンバータ
3の入力ライン18、19はリアクトル14、15を介
して第2及び第3の交流入力端子1s、1tに接続され
ており、S相とT相との間の第2の線間電圧Vstを直流
電圧に変換する。第3のコンバータ4の入力ライン2
0、21はリアクトル13、15を介して第1及び第3
の交流入力端子1r、1tに接続されており、T相とR
相との間の第3の線間電圧Vtrを直流電圧に変換する。
第1のコンバータ2の直流出力ライン22、23と第2
のコンバータの直流出力ライン24、25と第3のコン
バータ4の直流出力ライン26、27は互いに並列に接
続され且つ平滑用コンデンサ6に接続されている。平滑
用コンデンサ6は対の直流出力端子7a、7bに接続さ
れている。出力端子7a、7b間の負荷7には平滑用コ
ンデンサ6を介して電力が供給される。図1には1対の
直流出力端子7a、7bと1つの負荷7とが示されてい
るが、複数の直流出力端子を設けて複数の負荷を接続す
ることもできる。
4は、PWMスイッチング回路と絶縁トランスと整流回
路とをそれぞれ有するPWM絶縁型コンバータである。
第1のコンバータ2の入力ライン16、17はリアクト
ル13、14を介して第1及び第2の交流入力端子1
r、1sに接続されており、R相とS相との間の第1の
線間電圧Vrsを直流電圧に変換する。第2のコンバータ
3の入力ライン18、19はリアクトル14、15を介
して第2及び第3の交流入力端子1s、1tに接続され
ており、S相とT相との間の第2の線間電圧Vstを直流
電圧に変換する。第3のコンバータ4の入力ライン2
0、21はリアクトル13、15を介して第1及び第3
の交流入力端子1r、1tに接続されており、T相とR
相との間の第3の線間電圧Vtrを直流電圧に変換する。
第1のコンバータ2の直流出力ライン22、23と第2
のコンバータの直流出力ライン24、25と第3のコン
バータ4の直流出力ライン26、27は互いに並列に接
続され且つ平滑用コンデンサ6に接続されている。平滑
用コンデンサ6は対の直流出力端子7a、7bに接続さ
れている。出力端子7a、7b間の負荷7には平滑用コ
ンデンサ6を介して電力が供給される。図1には1対の
直流出力端子7a、7bと1つの負荷7とが示されてい
るが、複数の直流出力端子を設けて複数の負荷を接続す
ることもできる。
【0012】第1、第2及び第3の交流入力端子1r、
1s、1tに接続された入力電圧検出回路8は3相交流
電圧のR、S及びT相電圧Vr 、Vs 、Vt を検出し、
これをライン28、29、30で制御回路5に送る。な
お、説明を容易にするために、入力電圧検出回路8の入
力と出力とを同一の記号で示す。
1s、1tに接続された入力電圧検出回路8は3相交流
電圧のR、S及びT相電圧Vr 、Vs 、Vt を検出し、
これをライン28、29、30で制御回路5に送る。な
お、説明を容易にするために、入力電圧検出回路8の入
力と出力とを同一の記号で示す。
【0013】対の直流出力端子7a、7bに接続された
出力電圧検出回路9は出力端子7a、7b間の出力電圧
V0 を検出し、これをライン31によって制御回路5に
送る。なお、説明を容易にするために、出力電圧検出回
路9の入力と出力とを同一の記号で示す。
出力電圧検出回路9は出力端子7a、7b間の出力電圧
V0 を検出し、これをライン31によって制御回路5に
送る。なお、説明を容易にするために、出力電圧検出回
路9の入力と出力とを同一の記号で示す。
【0014】第1、第2及び第3の電流検出器10、1
1、12は第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4
に内蔵され、各コンバータ入力電流Irs、Ist、Itrを
検出してライン32、33、34で制御回路5に送る。
なお、説明を容易にするために電流検出器10、11、
12の入力と出力とを同一の記号で示す。
1、12は第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4
に内蔵され、各コンバータ入力電流Irs、Ist、Itrを
検出してライン32、33、34で制御回路5に送る。
なお、説明を容易にするために電流検出器10、11、
12の入力と出力とを同一の記号で示す。
【0015】制御回路5は、3相交流入力端子1r、1
s、1tにおける力率を1に近づけるように第1、第2
及び第3のコンバータ2、3、4に含まれているスイッ
チング回路を制御するためのPWM制御信号を形成し、
ライン35、36、37によってコンバータ2、3、4
に送る。
s、1tにおける力率を1に近づけるように第1、第2
及び第3のコンバータ2、3、4に含まれているスイッ
チング回路を制御するためのPWM制御信号を形成し、
ライン35、36、37によってコンバータ2、3、4
に送る。
【0016】図2は、図1の第1、第2及び第3のコン
バータ2、3、4の詳細を示す。第1、第2及び第3の
コンバータ2、3、4は同一の回路構成を有するので、
同一の回路素子には同一の参照数字を付し、添字a、
b、cによって第1、第2及び第3のコンバータ2、
3、4を区別する。また、第1のコンバータ2の構成を
説明し、第2及び第3のコンバータ3、4の説明を省略
する。第1のコンバータ2は、1次巻線41aと2次巻
線42aとを有する絶縁トランス40aと、電界効果ト
ランジスタから成る第1及び第2のスイッチ43a、4
4aと、第1及び第2の1次側ダイオード45a、46
aと、第1及び第2の2次側ダイオード47a、48a
と、交流コンデンサ49aとから成る。1次巻線41a
と第1及び第2のスイッチ43a、44aとの直列回路
はR相入力ライン16とS相入力ライン17との間に接
続されている。第1及び第2のスイッチ43a、44a
は互いに逆極性に接続されている。第1及び第2の1次
側ダイオード45a、46aは第1及び第2のスイッチ
43a、44aに逆方向並列に接続されている。第1及
び第2の1次側ダイオード45a、46aはFETから
成る第1及び第2のスイッチ43a、44aの内蔵ダイ
オード又は寄生ダイオードとすることもできる。第1及
び第2のスイッチ43a、44aと第1及び第2の1次
側ダイオード45a、46aとの組み合せは交流スイッ
チ回路を構成しており、交流の正方向半波と負方向半波
との両方をオン・オフすることができるものである。交
流コンデンサ49aは対の交流入力ライン16、17間
に接続されており、第1及び第2のスイッチ43a、4
4aのオン・オフによって生じる高周波数成分を除去す
る。2次巻線42aはセンタタップを有し、センタタッ
プが負側の直流出力ライン23に接続されている。第1
及び第2の2次側ダイオード47a、48aは2次巻線
42aの一端及び他端と正側出力ライン22との間に接
続されている。従って、第1及び第2の2次側ダイオー
ド47a、48aは全波整流回路を構成している。
バータ2、3、4の詳細を示す。第1、第2及び第3の
コンバータ2、3、4は同一の回路構成を有するので、
同一の回路素子には同一の参照数字を付し、添字a、
b、cによって第1、第2及び第3のコンバータ2、
3、4を区別する。また、第1のコンバータ2の構成を
説明し、第2及び第3のコンバータ3、4の説明を省略
する。第1のコンバータ2は、1次巻線41aと2次巻
線42aとを有する絶縁トランス40aと、電界効果ト
ランジスタから成る第1及び第2のスイッチ43a、4
4aと、第1及び第2の1次側ダイオード45a、46
aと、第1及び第2の2次側ダイオード47a、48a
と、交流コンデンサ49aとから成る。1次巻線41a
と第1及び第2のスイッチ43a、44aとの直列回路
はR相入力ライン16とS相入力ライン17との間に接
続されている。第1及び第2のスイッチ43a、44a
は互いに逆極性に接続されている。第1及び第2の1次
側ダイオード45a、46aは第1及び第2のスイッチ
43a、44aに逆方向並列に接続されている。第1及
び第2の1次側ダイオード45a、46aはFETから
成る第1及び第2のスイッチ43a、44aの内蔵ダイ
オード又は寄生ダイオードとすることもできる。第1及
び第2のスイッチ43a、44aと第1及び第2の1次
側ダイオード45a、46aとの組み合せは交流スイッ
チ回路を構成しており、交流の正方向半波と負方向半波
との両方をオン・オフすることができるものである。交
流コンデンサ49aは対の交流入力ライン16、17間
に接続されており、第1及び第2のスイッチ43a、4
4aのオン・オフによって生じる高周波数成分を除去す
る。2次巻線42aはセンタタップを有し、センタタッ
プが負側の直流出力ライン23に接続されている。第1
及び第2の2次側ダイオード47a、48aは2次巻線
42aの一端及び他端と正側出力ライン22との間に接
続されている。従って、第1及び第2の2次側ダイオー
ド47a、48aは全波整流回路を構成している。
【0017】第1及び第2のスイッチ43a、44aは
入力交流電圧の周波数よりも十分に高い周波数でオン・
オフする。入力交流電圧の正の半波の期間において第1
のスイッチ43aがオンしている時には、ライン16、
1次巻線41a、第1のスイッチ43a、第2の1次側
ダイオード46a、ライン17の経路で電流が流れ、2
次側においては第1の2次側ダイオード47aが導通す
る。交流電圧の負の半波の期間において第2のスイッチ
44aがオンしている時には、ライン17、第2のスイ
ッチ44a、第1の1次側ダイオード45a、1次巻線
41a、ライン16の経路で電流が流れ、2次側におい
ては第2の2次側ダイオード48aが導通する。第2及
び第3のコンバータ3、4も第1のコンバータ2と同様
に動作する。但し、第1、第2及び第3のコンバータ
2、3、4の入力電圧即ち第1、第2及び第3の線間電
圧Vrs、Vst、Vtrは、異なる位相を有するので、第
1、第2及び第3のコンバータ2、3、4からの電力供
給が時間と共に変化する。
入力交流電圧の周波数よりも十分に高い周波数でオン・
オフする。入力交流電圧の正の半波の期間において第1
のスイッチ43aがオンしている時には、ライン16、
1次巻線41a、第1のスイッチ43a、第2の1次側
ダイオード46a、ライン17の経路で電流が流れ、2
次側においては第1の2次側ダイオード47aが導通す
る。交流電圧の負の半波の期間において第2のスイッチ
44aがオンしている時には、ライン17、第2のスイ
ッチ44a、第1の1次側ダイオード45a、1次巻線
41a、ライン16の経路で電流が流れ、2次側におい
ては第2の2次側ダイオード48aが導通する。第2及
び第3のコンバータ3、4も第1のコンバータ2と同様
に動作する。但し、第1、第2及び第3のコンバータ
2、3、4の入力電圧即ち第1、第2及び第3の線間電
圧Vrs、Vst、Vtrは、異なる位相を有するので、第
1、第2及び第3のコンバータ2、3、4からの電力供
給が時間と共に変化する。
【0018】図3は図1の制御回路5を詳しく示す。こ
の制御回路5は、(1) 出力電圧V0 を一定に制御す
る機能、(2) 入力力率を1に制御する機能、(3)
第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4を選択的
に駆動する機能を有する。
の制御回路5は、(1) 出力電圧V0 を一定に制御す
る機能、(2) 入力力率を1に制御する機能、(3)
第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4を選択的
に駆動する機能を有する。
【0019】定電圧制御を実行するために基準電圧発生
器50と電圧変動検出用減算器51と電流振幅指令演算
器52とが設けられている。減算器51は基準電圧発生
器50の基準電圧V01からライン31の直流出力電圧V
0 を減算する。減算器51の出力に基づいて電流振幅指
令演算器52は出力電圧V0 を一定にするための電流振
幅指令値I0 を発生する。なお、電流振幅指令値I0 を
出力電圧制御指令値と呼ぶこともできる。この実施形態
では、直流出力電圧を交流側の電流制御によって達成し
ているので、I0 が電流振幅指令値と呼ばれている。
器50と電圧変動検出用減算器51と電流振幅指令演算
器52とが設けられている。減算器51は基準電圧発生
器50の基準電圧V01からライン31の直流出力電圧V
0 を減算する。減算器51の出力に基づいて電流振幅指
令演算器52は出力電圧V0 を一定にするための電流振
幅指令値I0 を発生する。なお、電流振幅指令値I0 を
出力電圧制御指令値と呼ぶこともできる。この実施形態
では、直流出力電圧を交流側の電流制御によって達成し
ているので、I0 が電流振幅指令値と呼ばれている。
【0020】共通の電流振幅指令値I0 によって第1、
第2及び第3のコンバータ2、3、4を制御するため
に、第1、第2及び第3の乗算器53、54、55が設
けられている。第1、第2及び第3の乗算器53、5
4,55は、ライン28、29、30から供給される図
4(A)に示す正弦波から成るR、S、T相電圧Vr 、
Vs 、Vt に電流振幅指令値I0 を乗算して図4(C)
に示す第1、第2及び第3の相電流指令値I0r、I0s,
I0tを出力する。この相電流指令値I0r、I0s、I0t
は、交流入力電流を正弦波に近似させ且つ力率を1にし
且つ出力電圧V0 を目標値にするための目標電流指令値
に相当する3相交流信号である。
第2及び第3のコンバータ2、3、4を制御するため
に、第1、第2及び第3の乗算器53、54、55が設
けられている。第1、第2及び第3の乗算器53、5
4,55は、ライン28、29、30から供給される図
4(A)に示す正弦波から成るR、S、T相電圧Vr 、
Vs 、Vt に電流振幅指令値I0 を乗算して図4(C)
に示す第1、第2及び第3の相電流指令値I0r、I0s,
I0tを出力する。この相電流指令値I0r、I0s、I0t
は、交流入力電流を正弦波に近似させ且つ力率を1にし
且つ出力電圧V0 を目標値にするための目標電流指令値
に相当する3相交流信号である。
【0021】演算器56は、R、S、T相電流指令値I
0r、I0s、I0tに対応する第1、第2及び第3のコンバ
ータ電流指令値Ia 、Ib 、Ic を求めるものである。
この演算器56で使用される制御信号としてのフラグを
作成するために、第1、第2及び第3の減算器57、5
8、59と比較演算器60とが設けられている。第1の
減算器57はライン28のR相電圧Vr からライン29
のS相電圧Vs を減算してRS間電圧即ち第1の線間電
圧Vrsを求める。第2の減算器28は、ライン29のS
相電圧Vs からライン30のT相電圧Vt を減算してS
T間電圧即ち第2の線間電圧Vstを求める。第3の減算
器59はライン30のT相電圧Vt からライン28のR
相電圧Vr を減算してTR間電圧即ち第3の線間電圧V
trを求める。図4(B)は第1、第2及び第3の線間電
圧Vrs、Vst、Vtrを示す。
0r、I0s、I0tに対応する第1、第2及び第3のコンバ
ータ電流指令値Ia 、Ib 、Ic を求めるものである。
この演算器56で使用される制御信号としてのフラグを
作成するために、第1、第2及び第3の減算器57、5
8、59と比較演算器60とが設けられている。第1の
減算器57はライン28のR相電圧Vr からライン29
のS相電圧Vs を減算してRS間電圧即ち第1の線間電
圧Vrsを求める。第2の減算器28は、ライン29のS
相電圧Vs からライン30のT相電圧Vt を減算してS
T間電圧即ち第2の線間電圧Vstを求める。第3の減算
器59はライン30のT相電圧Vt からライン28のR
相電圧Vr を減算してTR間電圧即ち第3の線間電圧V
trを求める。図4(B)は第1、第2及び第3の線間電
圧Vrs、Vst、Vtrを示す。
【0022】フラグ作成手段としての比較演算器60
は、第1、第2及び第3の減算器57、58、59から
得られた第1、第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、V
trの絶対値を相互に比較し、第1の線間電圧Vrsが最も
低い時に第1のフラグ1を発生し、第2の線間電圧Vst
が最も低い時に第2のフラグ2を発生し、第3の線間電
圧Vtrが最も低い時に第3のフラグ3を発生する。図4
(D)は比較演算器60から得られるフラグを示す。こ
れから明らかなようにt0 〜t1 区間(0゜〜60゜)
及びt3 〜t4 区間(180゜〜240゜)において第
1のフラグ1が得られ、t1 〜t2 区間(60゜〜12
0゜)及びt4 〜t5 区間(240゜〜300゜)にお
いて第2のフラグ2が得られ、t2 〜t3 区間(120
゜〜180゜)及びt5 〜T6 区間(300゜〜360
゜)において第3のフラグ3が得られる。即ち、第1、
第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、Vtrとフラグとの
関係は次の(1)式で示すことができる。 Vst<Vrs<Vtr又はVst>Vrs>Vtrの時にフラグ=1 Vrs<Vst<Vtr又はVrs>Vst>Vtrの時にフラグ=2 Vrs<Vtr<Vst又はVrs>Vtr>Vstの時にフラグ=3…(1)
は、第1、第2及び第3の減算器57、58、59から
得られた第1、第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、V
trの絶対値を相互に比較し、第1の線間電圧Vrsが最も
低い時に第1のフラグ1を発生し、第2の線間電圧Vst
が最も低い時に第2のフラグ2を発生し、第3の線間電
圧Vtrが最も低い時に第3のフラグ3を発生する。図4
(D)は比較演算器60から得られるフラグを示す。こ
れから明らかなようにt0 〜t1 区間(0゜〜60゜)
及びt3 〜t4 区間(180゜〜240゜)において第
1のフラグ1が得られ、t1 〜t2 区間(60゜〜12
0゜)及びt4 〜t5 区間(240゜〜300゜)にお
いて第2のフラグ2が得られ、t2 〜t3 区間(120
゜〜180゜)及びt5 〜T6 区間(300゜〜360
゜)において第3のフラグ3が得られる。即ち、第1、
第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、Vtrとフラグとの
関係は次の(1)式で示すことができる。 Vst<Vrs<Vtr又はVst>Vrs>Vtrの時にフラグ=1 Vrs<Vst<Vtr又はVrs>Vst>Vtrの時にフラグ=2 Vrs<Vtr<Vst又はVrs>Vtr>Vstの時にフラグ=3…(1)
【0023】演算器56は図4(C)に示す第1、第2
及び第3の相電流指令値I0r、I0s、I0tと図4(D)
のフラグに基づいて次の演算処理を実行し、図4(E)
に示す第1、第2及び第3のコンバータ電流指令値Ia
、Ib 、Ic を出力する。フラグが1の時には、 Ia =0 Ib =I0s Ic =−I0r フラグが2の時には、 Ia =−I0s Ib =0 Ic =I0t フラグが3の時には、 Ia =I0r Ib =−I0t Ic =0 ・・・・・・ (2)
及び第3の相電流指令値I0r、I0s、I0tと図4(D)
のフラグに基づいて次の演算処理を実行し、図4(E)
に示す第1、第2及び第3のコンバータ電流指令値Ia
、Ib 、Ic を出力する。フラグが1の時には、 Ia =0 Ib =I0s Ic =−I0r フラグが2の時には、 Ia =−I0s Ib =0 Ic =I0t フラグが3の時には、 Ia =I0r Ib =−I0t Ic =0 ・・・・・・ (2)
【0024】上記(2)式において、コンバータ電流指
令値Ia 、Ib 、Ic が零の時には、これに対応するコ
ンバータ2、3、4が休止制御される。
令値Ia 、Ib 、Ic が零の時には、これに対応するコ
ンバータ2、3、4が休止制御される。
【0025】演算器56に接続された絶対値演算器6
1、62、63は第1、第2及び第3のインバータ電流
指令値Ia 、Ib 、Ic の絶対値Ia ′、Ib ′、Ic
′を求めるものである。
1、62、63は第1、第2及び第3のインバータ電流
指令値Ia 、Ib 、Ic の絶対値Ia ′、Ib ′、Ic
′を求めるものである。
【0026】力率1の制御を実行するために、第1、第
2及び第3のコンバータ電流検出信号ライン32、3
3、34に第1、第2及び第3のローパスフィルタ6
4、65、66が接続されている。ローパスフィルタ6
4、65、66は第1、第2及び第3のコンバータ電流
Irs、Ist、Itrに含まれているスイッチングに起因す
る高周波リップルを除去する。第1、第2及び第3のロ
ーパスフィルタ64、65、66に接続された第1、第
2及び第3の絶対値演算器67、68、69は、高周波
成分が除去された第1、第2及び第3のコンバータ電流
Irs、Ist、Itrの絶対値Irs′、Ist′、Itr′を求
めるものである。
2及び第3のコンバータ電流検出信号ライン32、3
3、34に第1、第2及び第3のローパスフィルタ6
4、65、66が接続されている。ローパスフィルタ6
4、65、66は第1、第2及び第3のコンバータ電流
Irs、Ist、Itrに含まれているスイッチングに起因す
る高周波リップルを除去する。第1、第2及び第3のロ
ーパスフィルタ64、65、66に接続された第1、第
2及び第3の絶対値演算器67、68、69は、高周波
成分が除去された第1、第2及び第3のコンバータ電流
Irs、Ist、Itrの絶対値Irs′、Ist′、Itr′を求
めるものである。
【0027】第4、第5及び第6の減算器70、71、
72は、一方の側の絶対値演算器61、62、63から
得られた第1、第2及び第3のコンバータ電流指令値I
a 、Ib 、Ic の絶対値Ia ′、Ib ′、Ic ′から他
方の側の絶対値演算器67、68,69から得られた第
1、第2及び第3のコンバータ電流Irs、Ist、Itrの
絶対値Irs′、Ist′、Itr′を減算して誤差信号Id
a、Idb、Idcを得るものである。即ち、第4、第5及
び第6の減算器70、71,72は、 Ia ′−Irs′=Ida Ib ′−Ist′=Idb Ic ′−Itr′=Idc を演算する誤差信号形成演算器である。
72は、一方の側の絶対値演算器61、62、63から
得られた第1、第2及び第3のコンバータ電流指令値I
a 、Ib 、Ic の絶対値Ia ′、Ib ′、Ic ′から他
方の側の絶対値演算器67、68,69から得られた第
1、第2及び第3のコンバータ電流Irs、Ist、Itrの
絶対値Irs′、Ist′、Itr′を減算して誤差信号Id
a、Idb、Idcを得るものである。即ち、第4、第5及
び第6の減算器70、71,72は、 Ia ′−Irs′=Ida Ib ′−Ist′=Idb Ic ′−Itr′=Idc を演算する誤差信号形成演算器である。
【0028】第4、第5及び第6の減算器70、71、
72に接続された第1、第2及び第3の通電率指令発生
器73、74、75は、第1、第2及び第3の誤差信号
Ida、Idb、Idcを増幅又は演算して第1、第2及び第
3のコンバータ2、3、4のスイッチ43a、44a、
43b、44b、43c、44cの通電率指令値Pa、
Pb 、Pc を求めるものである。第1、第2及び第3の
通電率指令値Pa 、Pb 、Pc は第1、第2及び第3の
誤差信号Ida、Idb、Idcに比例した値を有する。但
し、第1、第2及び第3の通電率指令発生器73、7
4、75は、フラグ発生器としての比較演算器60の出
力によって制御され、フラグが1の時には第1の通電率
指令値Pa は零になり、フラグが2の時には第2の通電
率指令値Pbが零になり、フラグが3の時には第3の通
電率指令値Pc が零になる。通電率指令値が零の時には
コンバータ2、3、4がオフ制御される。
72に接続された第1、第2及び第3の通電率指令発生
器73、74、75は、第1、第2及び第3の誤差信号
Ida、Idb、Idcを増幅又は演算して第1、第2及び第
3のコンバータ2、3、4のスイッチ43a、44a、
43b、44b、43c、44cの通電率指令値Pa、
Pb 、Pc を求めるものである。第1、第2及び第3の
通電率指令値Pa 、Pb 、Pc は第1、第2及び第3の
誤差信号Ida、Idb、Idcに比例した値を有する。但
し、第1、第2及び第3の通電率指令発生器73、7
4、75は、フラグ発生器としての比較演算器60の出
力によって制御され、フラグが1の時には第1の通電率
指令値Pa は零になり、フラグが2の時には第2の通電
率指令値Pbが零になり、フラグが3の時には第3の通
電率指令値Pc が零になる。通電率指令値が零の時には
コンバータ2、3、4がオフ制御される。
【0029】鋸波発生器76は、PWMパルスを形成す
るための鋸波Va を図5(A)に概略的に示すように入
力交流電圧Vr 、Vs 、Vt よりも十分高い周波数(例
えば20〜150kHz )で発生する。図5(A)では鋸
波Va の最低が零に設定され、最大が通電率指令値Pa
,Pb 、Pc よりも大きく設定されている。
るための鋸波Va を図5(A)に概略的に示すように入
力交流電圧Vr 、Vs 、Vt よりも十分高い周波数(例
えば20〜150kHz )で発生する。図5(A)では鋸
波Va の最低が零に設定され、最大が通電率指令値Pa
,Pb 、Pc よりも大きく設定されている。
【0030】第1、第2及び第3のPWM用比較器7
7、78、79は、第1、第2及び第3の通電率指令発
生器73、74、75から得られた指令値Pa 、Pb 、
Pc と鋸波発生器76の鋸波Va とを図5(A)に示す
ように比較し、図5(B)(C)(D)に示すPWM制
御信号Ga 、Gb 、Gc を形成し、これ等をライン3
5、36、37によって図2のスイッチ43a、44
a、43b、44b、43c、44cの制御端子に送
る。この実施形態では、Pa 、Pb 、Pc が鋸波Va よ
りも大きい時にスイッチ43a、44a等をオンにする
ための高レベルのPWMパルスが発生する。第1のPW
M制御信号Ga はライン35によって第1のコンバータ
2の第1及び第2のスイッチ43a、44aの両方の制
御端子に供給される。第2のPWM制御信号Gb はライ
ン36によって第2のコンバータ3の第1及び第2のス
イッチ43b、44bの両方の制御端子に供給される。
第3のPWM制御信号Gc はライン37によって第3の
コンバータ4の第1及び第2のスイッチ43c、44c
の両方の制御端子に供給される。なお、ライン35、3
6、37は図示されていない周知のスイッチ駆動回路を
介してスイッチ43a〜44cに接続される。
7、78、79は、第1、第2及び第3の通電率指令発
生器73、74、75から得られた指令値Pa 、Pb 、
Pc と鋸波発生器76の鋸波Va とを図5(A)に示す
ように比較し、図5(B)(C)(D)に示すPWM制
御信号Ga 、Gb 、Gc を形成し、これ等をライン3
5、36、37によって図2のスイッチ43a、44
a、43b、44b、43c、44cの制御端子に送
る。この実施形態では、Pa 、Pb 、Pc が鋸波Va よ
りも大きい時にスイッチ43a、44a等をオンにする
ための高レベルのPWMパルスが発生する。第1のPW
M制御信号Ga はライン35によって第1のコンバータ
2の第1及び第2のスイッチ43a、44aの両方の制
御端子に供給される。第2のPWM制御信号Gb はライ
ン36によって第2のコンバータ3の第1及び第2のス
イッチ43b、44bの両方の制御端子に供給される。
第3のPWM制御信号Gc はライン37によって第3の
コンバータ4の第1及び第2のスイッチ43c、44c
の両方の制御端子に供給される。なお、ライン35、3
6、37は図示されていない周知のスイッチ駆動回路を
介してスイッチ43a〜44cに接続される。
【0031】R相を基準にして、0゜〜60゜区間及び
180゜〜240゜区間では、第1のコンバータ2のP
WM制御信号Ga は零に保たれるので、スイッチ43
a、44aはオン制御されない。同様に、60゜〜12
0゜区間及び240゜〜300゜区間では第2のコンバ
ータ3のPWM制御信号Gb が零に保たれ、スイッチ4
3b、44bがオン制御されない。また、120゜〜1
80゜区間及び300゜〜360゜区間では第3のコン
バータ4のPWM制御信号Gc が零に保たれ、スイッチ
43c、44cがオン制御されない。第1、第2及び第
3のコンバータ2、3、4の休止区間はいずれもこれ等
の入力電圧が動作中のコンバータの入力電圧よりも低い
区間であるので、コンバータ2、3、4の休止は直流電
力の供給性能の低下を招かない。動作中の2台のコンバ
ータの中の入力電圧の高い方のコンバータは、低い方の
コンバータよりも高い直流電圧を発生するので、スイッ
チが同時にオンしている時には、平滑用コンデンサ6及
び負荷7に対する電流の供給は高い方のコンバータから
なされる。第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4
は交流入力電圧の正の半波と負の半波とのいずれにおい
ても交流−直流変換するので、第1、第2及び第3のコ
ンバータ2、3、4の合成出力は3相全波整流波形と同
様にリップルの小さい波形となる。
180゜〜240゜区間では、第1のコンバータ2のP
WM制御信号Ga は零に保たれるので、スイッチ43
a、44aはオン制御されない。同様に、60゜〜12
0゜区間及び240゜〜300゜区間では第2のコンバ
ータ3のPWM制御信号Gb が零に保たれ、スイッチ4
3b、44bがオン制御されない。また、120゜〜1
80゜区間及び300゜〜360゜区間では第3のコン
バータ4のPWM制御信号Gc が零に保たれ、スイッチ
43c、44cがオン制御されない。第1、第2及び第
3のコンバータ2、3、4の休止区間はいずれもこれ等
の入力電圧が動作中のコンバータの入力電圧よりも低い
区間であるので、コンバータ2、3、4の休止は直流電
力の供給性能の低下を招かない。動作中の2台のコンバ
ータの中の入力電圧の高い方のコンバータは、低い方の
コンバータよりも高い直流電圧を発生するので、スイッ
チが同時にオンしている時には、平滑用コンデンサ6及
び負荷7に対する電流の供給は高い方のコンバータから
なされる。第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4
は交流入力電圧の正の半波と負の半波とのいずれにおい
ても交流−直流変換するので、第1、第2及び第3のコ
ンバータ2、3、4の合成出力は3相全波整流波形と同
様にリップルの小さい波形となる。
【0032】コンバータ2、3、4の入力電流Irs、I
st、Itrは、コンバータ2、3、4の正弦波入力電圧波
形Vr、Vs、Vtと同相の正弦波のコンバータ電流指
令値Ia 、Ib 、Ic に追従するように制御される。従
って、各コンバータ2、3、4の入力力率及び全体の入
力端子1r、1s、1tにおける力率が1に近づくよう
に制御され、且つ入力電流波形が高調波成分の少ない近
似正弦波になる。
st、Itrは、コンバータ2、3、4の正弦波入力電圧波
形Vr、Vs、Vtと同相の正弦波のコンバータ電流指
令値Ia 、Ib 、Ic に追従するように制御される。従
って、各コンバータ2、3、4の入力力率及び全体の入
力端子1r、1s、1tにおける力率が1に近づくよう
に制御され、且つ入力電流波形が高調波成分の少ない近
似正弦波になる。
【0033】直流出力電圧V0 が例えば目標値V01より
も高くなると、出力電圧制御用減算器51の出力が低く
なり、電流振幅指令値I0 が低下し、この結果として通
電率指令値Pa 、Pb 、Pc も低下し、PWMパルスの
幅が狭くなり、コンバータ2、3、4の出力電圧が低下
し、直流出力端子7a、7bの電圧V0 が目標値に戻さ
れる。出力電圧V0 が目標値V01よりも低くなった時に
は、上記の高くなった時と逆の動作になる。
も高くなると、出力電圧制御用減算器51の出力が低く
なり、電流振幅指令値I0 が低下し、この結果として通
電率指令値Pa 、Pb 、Pc も低下し、PWMパルスの
幅が狭くなり、コンバータ2、3、4の出力電圧が低下
し、直流出力端子7a、7bの電圧V0 が目標値に戻さ
れる。出力電圧V0 が目標値V01よりも低くなった時に
は、上記の高くなった時と逆の動作になる。
【0034】本実施形態は次の利点を有する。
(1) 第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4の
高周波トランス40a、40b、40cによって交流側
と直流側とを電気的に絶縁するので、トランス40a、
40b、40cを低周波トランスに比べて小型化するこ
とができる。 (2) 第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4を
3相交流入力端子1r、1s、1tの各線間に分散して
接続し、これ等の直流出力端子は互いに並列接続したの
で、第1、第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、Vtrの
変化に応じて第1、第2及び第3のコンバータ2、3、
4から順次に直流電力を供給することができる。結果と
して、1台のコンバータの電力容量の3倍の電力を供給
することができる。従って、電力容量の比較的小さい小
型のコンバータを3台用意し、1個のコンバータの3倍
の電力を供給することができる。例えば、3KWの交流
−直流変換装置を従来方式に従って構成する場合には、
3KWの3相コンバータと3KWの絶縁型3相又は単相
インバータと3KWの整流回路とが必要になり、全体と
して大型になった。これに対して本実施形態では、1K
Wの絶縁型コンバータ3台で3KWの直流電力を供給す
ることができるので、全体として小型化及び低コスト化
を図ることができる。 (3) 第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4
は、交流電圧の正の半波と負の半波との両方をスイッチ
ングするように構成され、且つトランス40a、40
b、40cの2次側に全波整流回路が設けられているの
で、1台のコンバータで整流とPWM制御との両方を実
行することができ、交流−直流変換装置の全体の構成を
大幅に単純化及び小型化することができる。 (4) 第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4を
正弦波入力交流電圧の60度間隔で順次に休止制御する
ので、電力損失を低減することができる。
高周波トランス40a、40b、40cによって交流側
と直流側とを電気的に絶縁するので、トランス40a、
40b、40cを低周波トランスに比べて小型化するこ
とができる。 (2) 第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4を
3相交流入力端子1r、1s、1tの各線間に分散して
接続し、これ等の直流出力端子は互いに並列接続したの
で、第1、第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、Vtrの
変化に応じて第1、第2及び第3のコンバータ2、3、
4から順次に直流電力を供給することができる。結果と
して、1台のコンバータの電力容量の3倍の電力を供給
することができる。従って、電力容量の比較的小さい小
型のコンバータを3台用意し、1個のコンバータの3倍
の電力を供給することができる。例えば、3KWの交流
−直流変換装置を従来方式に従って構成する場合には、
3KWの3相コンバータと3KWの絶縁型3相又は単相
インバータと3KWの整流回路とが必要になり、全体と
して大型になった。これに対して本実施形態では、1K
Wの絶縁型コンバータ3台で3KWの直流電力を供給す
ることができるので、全体として小型化及び低コスト化
を図ることができる。 (3) 第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4
は、交流電圧の正の半波と負の半波との両方をスイッチ
ングするように構成され、且つトランス40a、40
b、40cの2次側に全波整流回路が設けられているの
で、1台のコンバータで整流とPWM制御との両方を実
行することができ、交流−直流変換装置の全体の構成を
大幅に単純化及び小型化することができる。 (4) 第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4を
正弦波入力交流電圧の60度間隔で順次に休止制御する
ので、電力損失を低減することができる。
【0035】
【第2の実施形態】次に、図6及び図4を参照して第2
の実施形態の交流−直流変換装置を説明する。但し、図
6及び図7及び後述する別の実施形態を示す図8〜図1
8において図1〜図5と同一の部分又は相互に同一の部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、
第2及びこれよりも後の実施形態においても共通する部
分は図1〜図5を参照する。
の実施形態の交流−直流変換装置を説明する。但し、図
6及び図7及び後述する別の実施形態を示す図8〜図1
8において図1〜図5と同一の部分又は相互に同一の部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、
第2及びこれよりも後の実施形態においても共通する部
分は図1〜図5を参照する。
【0036】図6の交流−直流変換装置は、図1におい
て第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4の入力ラ
インに設けられていた第1、第2及び第3の電流検出器
10、11、12を、第1、第2及び第3の交流入力端
子1r、1s、1tに接続されたR、S、T相の主電源
ラインに移動し、変形された制御回路5aを設け、この
他は図1と同一に形成したものである。
て第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4の入力ラ
インに設けられていた第1、第2及び第3の電流検出器
10、11、12を、第1、第2及び第3の交流入力端
子1r、1s、1tに接続されたR、S、T相の主電源
ラインに移動し、変形された制御回路5aを設け、この
他は図1と同一に形成したものである。
【0037】図6において第1、第2及び第3の電流検
出器10、11,12は第1、第2及び第3の交流入力
端子1r、1s、1tを通るR、S、T相電流Ir 、I
s 、It を検出してライン32、33、34によって制
御回路5aに送る。なお、図面を簡略化するために図6
ではライン32、33,34が分断されている。
出器10、11,12は第1、第2及び第3の交流入力
端子1r、1s、1tを通るR、S、T相電流Ir 、I
s 、It を検出してライン32、33、34によって制
御回路5aに送る。なお、図面を簡略化するために図6
ではライン32、33,34が分断されている。
【0038】制御回路5aは、図7に詳しく示すよう
に、図3のローパスフィルタ64、65、66の代りに
第1、第2及び第3のコンバータ電流Irs、Ist、Itr
を得るための第1、第2及び第3のコンバータ電流演算
器64′、65′、66′を有し、この他は図3と同一
に構成されている。第1のコンバータ電流演算器64′
はライン32及び33に接続され、第2のコンバータ電
流演算器65′はライン33及び35に接続され、第3
のコンバータ電流演算器66′はライン32及び35に
接続されている。また、図4(D)と同一のフラグに基
づいて電流検出信号を選択的に得るために、第1、第2
及び第3のコンバータ電流演算器64′、65′、6
6′にフラグ発生用の比較演算器60が接続されてい
る。
に、図3のローパスフィルタ64、65、66の代りに
第1、第2及び第3のコンバータ電流Irs、Ist、Itr
を得るための第1、第2及び第3のコンバータ電流演算
器64′、65′、66′を有し、この他は図3と同一
に構成されている。第1のコンバータ電流演算器64′
はライン32及び33に接続され、第2のコンバータ電
流演算器65′はライン33及び35に接続され、第3
のコンバータ電流演算器66′はライン32及び35に
接続されている。また、図4(D)と同一のフラグに基
づいて電流検出信号を選択的に得るために、第1、第2
及び第3のコンバータ電流演算器64′、65′、6
6′にフラグ発生用の比較演算器60が接続されてい
る。
【0039】第1のコンバータ電流演算器64′はフラ
グの値に応じて次に示す第1のコンバータ電流Irsを出
力する。即ち、演算器64′は、フラグ=1の時にIrs
=0、フラグ=2の時にIrs=−Is 、フラグ=3の時
にIrs=Irを出力する。
グの値に応じて次に示す第1のコンバータ電流Irsを出
力する。即ち、演算器64′は、フラグ=1の時にIrs
=0、フラグ=2の時にIrs=−Is 、フラグ=3の時
にIrs=Irを出力する。
【0040】第2のコンバータ電流演算器65′は、フ
ラグの値に応じて次に示す第2のコンバータ電流Istを
出力する。即ち、演算器65′は、フラグ=1の時にI
st=Is 、フラグ=2の時にIst=0、フラグ=3の時
にIst=−Itを出力する。
ラグの値に応じて次に示す第2のコンバータ電流Istを
出力する。即ち、演算器65′は、フラグ=1の時にI
st=Is 、フラグ=2の時にIst=0、フラグ=3の時
にIst=−Itを出力する。
【0041】第3のコンバータ電流演算器66′は、フ
ラグの値に応じて次に示す第3のコンバータ電流Itrを
出力する。即ち、演算器66′は、フラグ=1の時にI
tr=−Ir 、フラグ=2の時にItr=It 、フラグ=3
の時にItr=0を出力する。
ラグの値に応じて次に示す第3のコンバータ電流Itrを
出力する。即ち、演算器66′は、フラグ=1の時にI
tr=−Ir 、フラグ=2の時にItr=It 、フラグ=3
の時にItr=0を出力する。
【0042】演算器64′、65′、66′から得られ
た第1、第2及び第3のコンバータ電流Irs、Ist、I
trは図3と同一の絶対値演算器67、68、69に送ら
れる。これにより、図7の第2の実施形態の制御回路5
aは、図3の第1の実施形態の制御回路5と同様な制御
を行うことが可能になる。この結果、第2の実施形態に
よっても第1の実施形態と同一の効果を得ることができ
る。
た第1、第2及び第3のコンバータ電流Irs、Ist、I
trは図3と同一の絶対値演算器67、68、69に送ら
れる。これにより、図7の第2の実施形態の制御回路5
aは、図3の第1の実施形態の制御回路5と同様な制御
を行うことが可能になる。この結果、第2の実施形態に
よっても第1の実施形態と同一の効果を得ることができ
る。
【0043】
【第3の実施形態】第3の実施形態の交流−直流変換装
置は、図1に示す第1の実施形態の交流−直流変換装置
の制御回路5を図8示す制御回路5bに変形し、この他
は図1と同一に構成したものである。
置は、図1に示す第1の実施形態の交流−直流変換装置
の制御回路5を図8示す制御回路5bに変形し、この他
は図1と同一に構成したものである。
【0044】図8の制御回路5bは、図3の制御回路5
に第1、第2及び第3の鋸波補正器81、82、83を
付加し、この他は図3と同一に構成したものである。鋸
波発生手段の一部として機能する第1、第2及び第3の
鋸波補正器81、82、83は鋸波発生器76と第1、
第2及び第3の比較器77、78、79との間に接続さ
れている。また、フラグ発生手段としての比較演算器6
0が第1、第2及び第3の鋸波補正器81、82、83
に接続されている。
に第1、第2及び第3の鋸波補正器81、82、83を
付加し、この他は図3と同一に構成したものである。鋸
波発生手段の一部として機能する第1、第2及び第3の
鋸波補正器81、82、83は鋸波発生器76と第1、
第2及び第3の比較器77、78、79との間に接続さ
れている。また、フラグ発生手段としての比較演算器6
0が第1、第2及び第3の鋸波補正器81、82、83
に接続されている。
【0045】第1の鋸波補正器81は、図4(D)に示
すフラグが1となるt0 〜t1 (0゜〜60゜)区間及
びt3 〜t4 (180゜〜240゜)区間で鋸波Va の
発生を中止し、フラグが2となるt1 〜t2 (60゜〜
120゜)区間及びt4 〜t5 (240゜〜300゜)
区間で図9(A)に示す立上り傾斜の鋸波Va を発生
し、フラグが3となるt2 〜t3 (120゜〜180
゜)区間及びt5 〜t6 (300゜〜360゜)区間で
図9(C)に示す立下り傾斜の鋸波Vb を発生する。第
2の鋸波補正器82は、フラグが1となるt0 〜t1 区
間及びt3 〜t4 区間で図9(C)の立下り傾斜の鋸波
Vb を発生し、フラグが2となるt1 〜t2区間及びt4
〜t5 区間で鋸波の発生を中止し、フラグが3となる
t2 〜t3 区間及びt5 〜t6 区間で立上り傾斜の鋸波
Va を発生する。第3の鋸波補正器83は、フラグが1
となるt0 〜t1 区間及びt3 〜t4 区間で立上り傾斜
の鋸波Va を発生し、フラグが2となるt1 〜t2 区間
及びt4〜t5 区間で立下り傾斜の鋸波Vb を発生し、
フラグが3となるt2 〜t3 区間及びt5 〜t6 区間で
鋸波の発生を中止する。第1、第2及び第3の鋸波補正
器81、82、83の出力H1 、H2 、H3 と各区間の
鋸波との関係は次の通りである。フラグ1のt0 〜t1
及びt3 〜t4 区間 H1 =0 H2 =Vb H3 =Va フラグ2のt1 〜t2 及びt4 〜t5 区間 H1 =Va H2 =0 H3 =Vb フラグ3のt2 〜t3 及びt5 〜t6 区間 H1 =Vb H2 =Va H3 =0 なお、Va とVb はVb =−Va の関係を有する。ま
た、鋸波補正器81、82、83の出力H1 、H2 、H
3 を零とする代りに、鋸波Va 又はVb を発生するよう
に変形することができる。出力H1 、H2 、H3 の零は
コンバータの休止を意味するが、これに同期して通電率
指令値Pa 、Pb 、Pc も零になっているので、比較器
77、78、79からPWM制御パルスが発生しない。
すフラグが1となるt0 〜t1 (0゜〜60゜)区間及
びt3 〜t4 (180゜〜240゜)区間で鋸波Va の
発生を中止し、フラグが2となるt1 〜t2 (60゜〜
120゜)区間及びt4 〜t5 (240゜〜300゜)
区間で図9(A)に示す立上り傾斜の鋸波Va を発生
し、フラグが3となるt2 〜t3 (120゜〜180
゜)区間及びt5 〜t6 (300゜〜360゜)区間で
図9(C)に示す立下り傾斜の鋸波Vb を発生する。第
2の鋸波補正器82は、フラグが1となるt0 〜t1 区
間及びt3 〜t4 区間で図9(C)の立下り傾斜の鋸波
Vb を発生し、フラグが2となるt1 〜t2区間及びt4
〜t5 区間で鋸波の発生を中止し、フラグが3となる
t2 〜t3 区間及びt5 〜t6 区間で立上り傾斜の鋸波
Va を発生する。第3の鋸波補正器83は、フラグが1
となるt0 〜t1 区間及びt3 〜t4 区間で立上り傾斜
の鋸波Va を発生し、フラグが2となるt1 〜t2 区間
及びt4〜t5 区間で立下り傾斜の鋸波Vb を発生し、
フラグが3となるt2 〜t3 区間及びt5 〜t6 区間で
鋸波の発生を中止する。第1、第2及び第3の鋸波補正
器81、82、83の出力H1 、H2 、H3 と各区間の
鋸波との関係は次の通りである。フラグ1のt0 〜t1
及びt3 〜t4 区間 H1 =0 H2 =Vb H3 =Va フラグ2のt1 〜t2 及びt4 〜t5 区間 H1 =Va H2 =0 H3 =Vb フラグ3のt2 〜t3 及びt5 〜t6 区間 H1 =Vb H2 =Va H3 =0 なお、Va とVb はVb =−Va の関係を有する。ま
た、鋸波補正器81、82、83の出力H1 、H2 、H
3 を零とする代りに、鋸波Va 又はVb を発生するよう
に変形することができる。出力H1 、H2 、H3 の零は
コンバータの休止を意味するが、これに同期して通電率
指令値Pa 、Pb 、Pc も零になっているので、比較器
77、78、79からPWM制御パルスが発生しない。
【0046】図8の比較器77、78、79は図3のこ
れ等と同様に動作し、ライン35、36、37にPWM
制御信号を送出する。図9は図4のt1 〜t2 (60゜
〜120゜)区間の一部における第1及び第3の比較器
77、79の入力及び出力を示す。図9(A)に示す立
上り傾斜の鋸波Va と図9(C)に示す立下り傾斜の鋸
波Vb とは同期して発生し、互いに逆の傾きを有する。
各比較器77、78、79は通電率指令値Pa 、Pb ,
Pc が鋸波Va 又はVb よりも高い時に正パルスを発生
するように形成されている。従って、図9(A)の立上
り傾斜の鋸波Va の場合には図9(B)に示すように傾
斜電圧の立上りに同期したt1 、t3 、t5 等でPWM
パルスの発生が開始し、図9(C)に示す立下り傾斜の
鋸波Vbの場合には図9(D)に示すように立下り傾斜
の途中のt2 、t4 等からPWMパルスの発生を開始
し、傾斜の終了に同期したt3 、t5 等でPWMパルス
が終了する。図9(B)と図9(D)との比較から明ら
かなように一方の比較器77の出力パルスと他方の比較
器79の出力パルスとの重複期間がなくなるか又は減少
する。PWMパルスの発生期間はコンバータ2、3、4
の電力供給期間に対応するので、図1の平滑用コンデン
サ6に対する電力供給を分散させることができ、第1の
実施形態に比べてリップルが小さくなる。即ち、第1の
実施形態では、第1、第2及び第3の比較器77、7
8、79に同一の立上り傾斜の鋸波Va が入力していた
ので、第1、第2及び第3のPWM制御信号Ga 、Gb
,Gc のパルスが同期して立上り、PWMパルスの重
なりが大きくなり、平滑用コンデンサ6の電圧のリップ
ルが大きくなる。これに対して、第3の実施形態では、
図9(B)(D)から明らかなようにPWM制御パルス
の時間軸上の重なりが抑制され、平滑用コンデンサ6へ
の電力供給が休止期間の少ない状態で行われ、リップル
が少なくなる。図9に示す図4のt1 〜t2 区間とは別
の区間においてもt1 〜t2 区間と同様な効果を得るこ
とができる。また、第3の実施形態によっても第1の実
施形態と同一の効果も得ることができる。
れ等と同様に動作し、ライン35、36、37にPWM
制御信号を送出する。図9は図4のt1 〜t2 (60゜
〜120゜)区間の一部における第1及び第3の比較器
77、79の入力及び出力を示す。図9(A)に示す立
上り傾斜の鋸波Va と図9(C)に示す立下り傾斜の鋸
波Vb とは同期して発生し、互いに逆の傾きを有する。
各比較器77、78、79は通電率指令値Pa 、Pb ,
Pc が鋸波Va 又はVb よりも高い時に正パルスを発生
するように形成されている。従って、図9(A)の立上
り傾斜の鋸波Va の場合には図9(B)に示すように傾
斜電圧の立上りに同期したt1 、t3 、t5 等でPWM
パルスの発生が開始し、図9(C)に示す立下り傾斜の
鋸波Vbの場合には図9(D)に示すように立下り傾斜
の途中のt2 、t4 等からPWMパルスの発生を開始
し、傾斜の終了に同期したt3 、t5 等でPWMパルス
が終了する。図9(B)と図9(D)との比較から明ら
かなように一方の比較器77の出力パルスと他方の比較
器79の出力パルスとの重複期間がなくなるか又は減少
する。PWMパルスの発生期間はコンバータ2、3、4
の電力供給期間に対応するので、図1の平滑用コンデン
サ6に対する電力供給を分散させることができ、第1の
実施形態に比べてリップルが小さくなる。即ち、第1の
実施形態では、第1、第2及び第3の比較器77、7
8、79に同一の立上り傾斜の鋸波Va が入力していた
ので、第1、第2及び第3のPWM制御信号Ga 、Gb
,Gc のパルスが同期して立上り、PWMパルスの重
なりが大きくなり、平滑用コンデンサ6の電圧のリップ
ルが大きくなる。これに対して、第3の実施形態では、
図9(B)(D)から明らかなようにPWM制御パルス
の時間軸上の重なりが抑制され、平滑用コンデンサ6へ
の電力供給が休止期間の少ない状態で行われ、リップル
が少なくなる。図9に示す図4のt1 〜t2 区間とは別
の区間においてもt1 〜t2 区間と同様な効果を得るこ
とができる。また、第3の実施形態によっても第1の実
施形態と同一の効果も得ることができる。
【0047】
【第4の実施形態】第3の実施形態の交流−直流変換装
置は、図1に示す第1の実施形態の交流−直流変換装置
の制御回路5を図10に示す制御回路5cに変形し、こ
の他は図1と同一に構成したものである。
置は、図1に示す第1の実施形態の交流−直流変換装置
の制御回路5を図10に示す制御回路5cに変形し、こ
の他は図1と同一に構成したものである。
【0048】図10の制御回路5cは、図3の制御回路
5に第1、第2及び第3の鋸波選択器81′、82′、
83′を付加し、この他は図3と同一に構成したもので
ある。第1、第2及び第3の鋸波選択器81′、8
2′、83′は、第1及び第2の鋸波発生器76及び7
6aと第1、第2及び第3の比較器77、78、79と
の間に接続されている。また、フラグ発生手段としての
比較演算器60が第1、第2及び第3の鋸波選択器8
1′、82′、83′に接続されている。
5に第1、第2及び第3の鋸波選択器81′、82′、
83′を付加し、この他は図3と同一に構成したもので
ある。第1、第2及び第3の鋸波選択器81′、8
2′、83′は、第1及び第2の鋸波発生器76及び7
6aと第1、第2及び第3の比較器77、78、79と
の間に接続されている。また、フラグ発生手段としての
比較演算器60が第1、第2及び第3の鋸波選択器8
1′、82′、83′に接続されている。
【0049】第1の鋸波発生器76は、第1〜第3の実
施形態と同様に図11(A)に示す第1の鋸波Va を発
生する。第2の鋸波発生器76aは、図11(C)に示
す第2の鋸波Vb ′を発生する。この第2の鋸波Vb ′
は第1の鋸波Va を180度位相シフトしたものに相当
する。
施形態と同様に図11(A)に示す第1の鋸波Va を発
生する。第2の鋸波発生器76aは、図11(C)に示
す第2の鋸波Vb ′を発生する。この第2の鋸波Vb ′
は第1の鋸波Va を180度位相シフトしたものに相当
する。
【0050】第1、第2及び第3の鋸波選択器81′、
82′、83′は比較演算器60から供給される図4
(D)に示すフラグに応答して第1及び第2の鋸波Va
、Vb′を選択する。図4(D)のフラグと第1及び第
2の鋸波Va 、Vb ′との関係は次の通りである。フラ
グが1となるt0 〜t1 、及びt3 〜t4 区間では、第
1の鋸波選択器81′が零を出力するか又は第1及び第
2の鋸波Va 、Vb ′のいずれかを選択し、第2の鋸波
選択器82′が第2の鋸波Vb ′を選択し、第3の鋸波
選択器83′が第1の鋸波Va を選択する。フラグが2
となるt1 〜t2 及びt4 〜t5 区間では、第1の鋸波
選択器82′が第1の鋸波Va を選択し、第2の鋸波選
択器82′が零を出力するか又は第1及び第2の鋸波V
a 、Vb ′のいずれかを選択し、第3の鋸波選択器8
3′が第2の鋸波Vb ′を選択する。フラグが3となる
t2 〜t3 及びt5 〜t6 区間では、第1の鋸波選択器
81′が第2の鋸波Vb ′を選択し、第2の鋸波選択器
82′が第1の鋸波Va を選択し、第3の鋸波選択器8
3′が零を出力するか又は第1及び第2の鋸波Va 、V
b ′のいずれかを選択する。
82′、83′は比較演算器60から供給される図4
(D)に示すフラグに応答して第1及び第2の鋸波Va
、Vb′を選択する。図4(D)のフラグと第1及び第
2の鋸波Va 、Vb ′との関係は次の通りである。フラ
グが1となるt0 〜t1 、及びt3 〜t4 区間では、第
1の鋸波選択器81′が零を出力するか又は第1及び第
2の鋸波Va 、Vb ′のいずれかを選択し、第2の鋸波
選択器82′が第2の鋸波Vb ′を選択し、第3の鋸波
選択器83′が第1の鋸波Va を選択する。フラグが2
となるt1 〜t2 及びt4 〜t5 区間では、第1の鋸波
選択器82′が第1の鋸波Va を選択し、第2の鋸波選
択器82′が零を出力するか又は第1及び第2の鋸波V
a 、Vb ′のいずれかを選択し、第3の鋸波選択器8
3′が第2の鋸波Vb ′を選択する。フラグが3となる
t2 〜t3 及びt5 〜t6 区間では、第1の鋸波選択器
81′が第2の鋸波Vb ′を選択し、第2の鋸波選択器
82′が第1の鋸波Va を選択し、第3の鋸波選択器8
3′が零を出力するか又は第1及び第2の鋸波Va 、V
b ′のいずれかを選択する。
【0051】図11は図4のt1 〜t2 区間の一部にお
ける第1及び第3の比較器77、79の入力及び出力を
示す。第1の比較器77は、図11(A)に示すように
第1の鋸波Va と第1の通電率指令値Pa とを比較して
図11(B)の第1のPWM制御信号Ga を出力する。
第3の比較器79は図11(C)に示すように第2の鋸
波Vb ′と第3の通電率指令値Pc とを比較し、図11
(D)に示す第3のPWM制御信号Gc を出力する。第
1のPWM制御信号Ga のパルスは第1の鋸波Va に同
期してt1 、t4 等で立上り、第2のPWM制御信号G
b のパルスは第2の鋸波Vb ′に同期してt3 、t5 等
で立上る。従って、第4の実施形態においても第3の実
施形態と同様に複数のPWM制御信号間におけるPWM
パルスのずれが生じ、第3の実施形態と同様に出力電圧
V0 のリップル低減効果を得ることができる。勿論、第
4の実施形態は第1の実施形態と同一の効果も有する。
ける第1及び第3の比較器77、79の入力及び出力を
示す。第1の比較器77は、図11(A)に示すように
第1の鋸波Va と第1の通電率指令値Pa とを比較して
図11(B)の第1のPWM制御信号Ga を出力する。
第3の比較器79は図11(C)に示すように第2の鋸
波Vb ′と第3の通電率指令値Pc とを比較し、図11
(D)に示す第3のPWM制御信号Gc を出力する。第
1のPWM制御信号Ga のパルスは第1の鋸波Va に同
期してt1 、t4 等で立上り、第2のPWM制御信号G
b のパルスは第2の鋸波Vb ′に同期してt3 、t5 等
で立上る。従って、第4の実施形態においても第3の実
施形態と同様に複数のPWM制御信号間におけるPWM
パルスのずれが生じ、第3の実施形態と同様に出力電圧
V0 のリップル低減効果を得ることができる。勿論、第
4の実施形態は第1の実施形態と同一の効果も有する。
【0052】
【第5の実施形態】第5の実施形態の交流−直流変換装
置は、図1に示す第1の実施形態の交流−直流変換装置
の制御回路5を図12に示す制御回路5dに変形し、こ
の他は図1と同一に構成したものである。
置は、図1に示す第1の実施形態の交流−直流変換装置
の制御回路5を図12に示す制御回路5dに変形し、こ
の他は図1と同一に構成したものである。
【0053】図12の制御回路5dは、図3の制御回路
5に第1、第2及び第3の鋸波補正器81、82、83
を付加し、この他は図3と同一に構成したものである。
図12の第1、第2及び第3の鋸波補正器81、82、
83は鋸波発生器76と第1、第2及び第3の比較器7
7、78、79との間に接続されている。また、第1、
第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、Vtrを得るための
第1、第2及び第3の減算器57、58、59が第1、
第2及び第3の鋸波補正器81、82、83に接続され
ている。
5に第1、第2及び第3の鋸波補正器81、82、83
を付加し、この他は図3と同一に構成したものである。
図12の第1、第2及び第3の鋸波補正器81、82、
83は鋸波発生器76と第1、第2及び第3の比較器7
7、78、79との間に接続されている。また、第1、
第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、Vtrを得るための
第1、第2及び第3の減算器57、58、59が第1、
第2及び第3の鋸波補正器81、82、83に接続され
ている。
【0054】第1、第2及び第3の鋸波補正器81、8
2、83は、第3の実施形態を示す図8で同一の符号で
示すものと同様に立下り傾斜鋸波Vb を選択的に送出す
る。しかし、図12の第1、第2及び第3の鋸波補正器
81、82、83はフラグを使用しないで、第1、第2
及び第3の減算器57、58、59から得られる第1、
第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、Vtrを使用して立
上り傾斜及び立下り傾斜の鋸波Va 、Vb の選択を決定
する。
2、83は、第3の実施形態を示す図8で同一の符号で
示すものと同様に立下り傾斜鋸波Vb を選択的に送出す
る。しかし、図12の第1、第2及び第3の鋸波補正器
81、82、83はフラグを使用しないで、第1、第2
及び第3の減算器57、58、59から得られる第1、
第2及び第3の線間電圧Vrs、Vst、Vtrを使用して立
上り傾斜及び立下り傾斜の鋸波Va 、Vb の選択を決定
する。
【0055】図13は第1、第2及び第3の鋸波補正器
81、82、83による立上り傾斜及び立下り傾斜鋸波
Va 、Vb の選択を説明するものである。図13(A)
〜(F)は図4(A)〜(F)と同一であり、図13
(G)(H)(I)が第1、第2及び第3の鋸波補正器
81、82、83の出力H1 、H2 、H3 を示す。第1
の鋸波補正器81は、図13(G)に示すように、第1
の線間電圧Vrsが正の半波において第2及び第3の線間
電圧Vst、Vtrよりも高い期間t1 〜t3(60゜〜1
80゜)で立上り傾斜鋸波Va を発生し、第1の線間電
圧Vrsが負の半波においてその絶対値が第2及び第3の
線間電圧Vst、Vtrの絶対値よりも高い期間t4 〜t6
(240゜〜360゜)で立下り傾斜鋸波Vb を発生す
る。第2の鋸波補正器82は、図13(H)示すよう
に、第2の線間電圧Vstが正の半波において第1及び第
3の線間電圧Vrs、Vtrよりも高い期間t0 〜t2 (0
゜〜60゜)及びt5 〜t6 (300゜〜360゜)で
立上り傾斜鋸波Vaを発生し、第2の線間電圧Vrsが負
の半波においてその絶対値が第1及び第3の線間電圧V
rs、Vtrの絶対値よりも高い期間t2 〜t4 (120゜
〜240゜)で立下り傾斜鋸波Vb を発生する。第3の
鋸波補正器83は、図13(I)に示すように、第3の
線間電圧Vtsが正の半波において第1及び第2の線間電
圧Vrs、Vstよりも高い期間t3 〜t5(180゜〜3
00゜)で立上り傾斜鋸波Va を発生し、第3の線間電
圧Vtrが負の半波においてその絶対値が第1及び第2の
線間電圧Vrs、Vstの絶対値よりも高い期間t0 〜t2
(0゜〜120゜)で立下り傾斜鋸波Vb を発生する。
第5の実施形態の立上り傾斜鋸波Va は図9(A)に示
すものと同一であり、立下り傾斜鋸波Vb は図9(C)
に示すものと同一である。
81、82、83による立上り傾斜及び立下り傾斜鋸波
Va 、Vb の選択を説明するものである。図13(A)
〜(F)は図4(A)〜(F)と同一であり、図13
(G)(H)(I)が第1、第2及び第3の鋸波補正器
81、82、83の出力H1 、H2 、H3 を示す。第1
の鋸波補正器81は、図13(G)に示すように、第1
の線間電圧Vrsが正の半波において第2及び第3の線間
電圧Vst、Vtrよりも高い期間t1 〜t3(60゜〜1
80゜)で立上り傾斜鋸波Va を発生し、第1の線間電
圧Vrsが負の半波においてその絶対値が第2及び第3の
線間電圧Vst、Vtrの絶対値よりも高い期間t4 〜t6
(240゜〜360゜)で立下り傾斜鋸波Vb を発生す
る。第2の鋸波補正器82は、図13(H)示すよう
に、第2の線間電圧Vstが正の半波において第1及び第
3の線間電圧Vrs、Vtrよりも高い期間t0 〜t2 (0
゜〜60゜)及びt5 〜t6 (300゜〜360゜)で
立上り傾斜鋸波Vaを発生し、第2の線間電圧Vrsが負
の半波においてその絶対値が第1及び第3の線間電圧V
rs、Vtrの絶対値よりも高い期間t2 〜t4 (120゜
〜240゜)で立下り傾斜鋸波Vb を発生する。第3の
鋸波補正器83は、図13(I)に示すように、第3の
線間電圧Vtsが正の半波において第1及び第2の線間電
圧Vrs、Vstよりも高い期間t3 〜t5(180゜〜3
00゜)で立上り傾斜鋸波Va を発生し、第3の線間電
圧Vtrが負の半波においてその絶対値が第1及び第2の
線間電圧Vrs、Vstの絶対値よりも高い期間t0 〜t2
(0゜〜120゜)で立下り傾斜鋸波Vb を発生する。
第5の実施形態の立上り傾斜鋸波Va は図9(A)に示
すものと同一であり、立下り傾斜鋸波Vb は図9(C)
に示すものと同一である。
【0056】第5の実施形態によっても2つの鋸波Va
、Vb を使用するので、図9と同様にPWMパルスの
重なりが抑制され、出力電圧V0 のリップルを低減する
ことができる。また、第5の実施形態は第1の実施形態
と同一の効果も有する。
、Vb を使用するので、図9と同様にPWMパルスの
重なりが抑制され、出力電圧V0 のリップルを低減する
ことができる。また、第5の実施形態は第1の実施形態
と同一の効果も有する。
【0057】
【第6の実施形態】第6の実施形態の交流−直流変換装
置は、図1の第1、第2及び第3のコンバータ2、3、
4を図14の第1、第2及び第3のコンバータ2a、3
a、4aに変形し、図1及び図3の制御回路5を図15
の制御回路5eに変形し、この他は図1に示す第1の実
施形態と同一に形成したものである。
置は、図1の第1、第2及び第3のコンバータ2、3、
4を図14の第1、第2及び第3のコンバータ2a、3
a、4aに変形し、図1及び図3の制御回路5を図15
の制御回路5eに変形し、この他は図1に示す第1の実
施形態と同一に形成したものである。
【0058】図14の第1、第2及び第3のコンバータ
2a、3a、4aはプッシュプルコンバータである。第
1のコンバータ2aを例にとって説明すると、第1のコ
ンバータ2aは、トランス40a′の1次巻線はセンタ
タップを有し、巻線41aと巻線41a′とに分割され
ている。プッシュプル回路の一方の半分を構成する巻線
41aと第1及び第2のスイッチ43a、44aと第1
及び第2のダイオード45a、46aとは図2で同一符
号で示すものと同様に形成され、コンバータ入力ライン
16、17間に図2と同様に接続されている。プッシュ
プル回路の他方の半分を構成する巻線41a′と第3及
び第4のスイッチ43a′、44a′と第3及び第4の
ダイオード45a′、46a′とから成る回路も一方の
半分と同様に形成され、入力ライン16、17間に接続
されている。第1及び第2のスイッチ43a、44aと
第3及び第4のスイッチ43a′、44a′とは交互に
オン・オフ制御される。入力ライン16、17間に第1
の線間電圧Vrsの正の半波が入力している時に、第1及
び第2のスイッチ43a、44aがオン制御されると、
ライン16、第2のスイッチ44a、第1のダイオード
45a、巻線41a、ライン17の経路に電流が流れ、
2次巻線42aにはダイオード47aが導通する方向の
電圧が発生する。上記正の半波期間で第3及び第4のス
イッチ43a′、44a′がオン制御されると、ライン
16、第4のスイッチ44a′、第3のダイオード45
a′、巻線41a′、ライン17の経路に電流が流れ、
2次巻線42aにはダイオード48aが導通する方向の
電圧が発生する。入力電圧Vrsの負の半波の期間には2
次巻線42aに上記の正の半波の時と逆の向きの電圧が
発生する。トランス40a′の2次側は、平滑用のリア
クトル80aを有する他は図2と同一に構成されてい
る。第2及び第3のコンバータ3a、4aは第1のコン
バータ2aと同一に形成されている。
2a、3a、4aはプッシュプルコンバータである。第
1のコンバータ2aを例にとって説明すると、第1のコ
ンバータ2aは、トランス40a′の1次巻線はセンタ
タップを有し、巻線41aと巻線41a′とに分割され
ている。プッシュプル回路の一方の半分を構成する巻線
41aと第1及び第2のスイッチ43a、44aと第1
及び第2のダイオード45a、46aとは図2で同一符
号で示すものと同様に形成され、コンバータ入力ライン
16、17間に図2と同様に接続されている。プッシュ
プル回路の他方の半分を構成する巻線41a′と第3及
び第4のスイッチ43a′、44a′と第3及び第4の
ダイオード45a′、46a′とから成る回路も一方の
半分と同様に形成され、入力ライン16、17間に接続
されている。第1及び第2のスイッチ43a、44aと
第3及び第4のスイッチ43a′、44a′とは交互に
オン・オフ制御される。入力ライン16、17間に第1
の線間電圧Vrsの正の半波が入力している時に、第1及
び第2のスイッチ43a、44aがオン制御されると、
ライン16、第2のスイッチ44a、第1のダイオード
45a、巻線41a、ライン17の経路に電流が流れ、
2次巻線42aにはダイオード47aが導通する方向の
電圧が発生する。上記正の半波期間で第3及び第4のス
イッチ43a′、44a′がオン制御されると、ライン
16、第4のスイッチ44a′、第3のダイオード45
a′、巻線41a′、ライン17の経路に電流が流れ、
2次巻線42aにはダイオード48aが導通する方向の
電圧が発生する。入力電圧Vrsの負の半波の期間には2
次巻線42aに上記の正の半波の時と逆の向きの電圧が
発生する。トランス40a′の2次側は、平滑用のリア
クトル80aを有する他は図2と同一に構成されてい
る。第2及び第3のコンバータ3a、4aは第1のコン
バータ2aと同一に形成されている。
【0059】プッシュプル回路を制御するための制御回
路5eは、図15に示すように新たに第2の鋸波発生器
76aと第4、第5及び第6の比較器77′、78′、
79′を設け、この他は図3と実質的に同一に形成した
ものである。但し、図15の第1の鋸波発生器76は図
5(A)に示す鋸波Va の奇数番目の鋸波に相当する第
1の鋸波Va ′を図16(A)に示すように発生し、図
15の第2の鋸波発生器76aは図5の鋸波Va の偶数
番目の鋸波に相当する第2の鋸波Vb ′を発生するよう
に形成されている。第1、第2及び第3の比較器77、
78、79は、第1、第2及び第3の通電率指令値Pa
、Pb 、Pc と第1の鋸波Va ′とを比較して第1、
第2及び第3のコンバータ2a、3a、4aの第1及び
第2のスイッチ43a、44a、43b、44b、43
c、44cを制御するためのPWM制御信号Ga 、Gb
、Gcを発生する。第4、第5及び第6の比較器7
7′、78′、79′は、第1、第2及び第3の通電率
指令発生器73、74、75と第2の鋸波発生器76a
とに接続され、第1、第2及び第3の通電率指令値Pa
、Pb 、Pc と第2の鋸波Vb ′とを比較して第1、
第2及び第3のコンバータ2a、3a、4aの第3及び
第4のスイッチ43a′、44a′、43b′、44
b′、43c′、44c′を制御するためのPWM制御
信号Ga′、Gb ′、Gc ′を発生する。図16には図
15の第1及び第4の比較器77、77′の入力及び出
力が示されているが、この他の比較器も同様に動作す
る。
路5eは、図15に示すように新たに第2の鋸波発生器
76aと第4、第5及び第6の比較器77′、78′、
79′を設け、この他は図3と実質的に同一に形成した
ものである。但し、図15の第1の鋸波発生器76は図
5(A)に示す鋸波Va の奇数番目の鋸波に相当する第
1の鋸波Va ′を図16(A)に示すように発生し、図
15の第2の鋸波発生器76aは図5の鋸波Va の偶数
番目の鋸波に相当する第2の鋸波Vb ′を発生するよう
に形成されている。第1、第2及び第3の比較器77、
78、79は、第1、第2及び第3の通電率指令値Pa
、Pb 、Pc と第1の鋸波Va ′とを比較して第1、
第2及び第3のコンバータ2a、3a、4aの第1及び
第2のスイッチ43a、44a、43b、44b、43
c、44cを制御するためのPWM制御信号Ga 、Gb
、Gcを発生する。第4、第5及び第6の比較器7
7′、78′、79′は、第1、第2及び第3の通電率
指令発生器73、74、75と第2の鋸波発生器76a
とに接続され、第1、第2及び第3の通電率指令値Pa
、Pb 、Pc と第2の鋸波Vb ′とを比較して第1、
第2及び第3のコンバータ2a、3a、4aの第3及び
第4のスイッチ43a′、44a′、43b′、44
b′、43c′、44c′を制御するためのPWM制御
信号Ga′、Gb ′、Gc ′を発生する。図16には図
15の第1及び第4の比較器77、77′の入力及び出
力が示されているが、この他の比較器も同様に動作す
る。
【0060】図14〜図16示すように第1、第2及び
第3のコンバータ2a、3a、4aをプッシュプル型コ
ンバータとする第6の実施形態によっても第1の実施形
態と同様な効果を得ることができる。
第3のコンバータ2a、3a、4aをプッシュプル型コ
ンバータとする第6の実施形態によっても第1の実施形
態と同様な効果を得ることができる。
【0061】
【第7の実施形態】第7の実施形態の交流−直流変換装
置は、図1の第1、第2及び第3のコンバータ2、3、
4を図17の第1、第2及び第3のコンバータ2b、3
b、4bに変形し、且つ変形された制御回路5fを設
け、この他は図1に示す第1の実施形態と同一に形成し
たものである。
置は、図1の第1、第2及び第3のコンバータ2、3、
4を図17の第1、第2及び第3のコンバータ2b、3
b、4bに変形し、且つ変形された制御回路5fを設
け、この他は図1に示す第1の実施形態と同一に形成し
たものである。
【0062】図17の第1、第2及び第3のコンバータ
2b、3b、4bはハーフブリッジ型コンバータであ
る。第1のコンバータ2bを例にとって説明すると、第
1のコンバータ2bはトランス40aの1次巻線41a
の一端は、第1及び第2のスイッチ43a、44aと第
1及び第2のダイオード45a、46aとから成る一方
の交流スイッチ回路を介して一方の入力ライン16に接
続されていると共に第3及び第4のスイッチ43a′、
44a′と第3及び第4のダイオード45a′、46
a′とから成る他方の交流スイッチ回路を介して他方の
入力ライン17に接続されている。1次巻線41aの他
端は一方の共振用の第1のコンデンサ81aを介して一
方の入力ライン16に接続されていると共に共振用の第
2のコンデンサ82aを介して他方の入力ライン17に
接続されている。トランス41aの2次側は図2と同一
である。入力交流電圧の正の半波期間において第1及び
第2のスイッチ43a、44aがオン制御されると、第
1のコンデンサ81a、第1のスイッチ43a、第1の
ダイオード46a、1次巻線41aの経路に第1の方向
の電流が流れる。また、正の半波期間において第3及び
第4のスイッチ43a′、44a′がオン制御される
と、第2のコンデンサ82a、1次巻線41a、第3の
スイッチ43a′、第4のダイオード46a′の経路に
第2の方向の電流が流れる。入力交流電圧の負の半波期
間において第1及び第2のスイッチ43a、44aがオ
ン制御されると、第1のコンデンサ81a、1次巻線4
1a、第2のスイッチ44a、第1のダイオード45a
の経路に第2の方向の電流が流れる。また、負の半波期
間に第3及び第4のスイッチ43a′、44a′がオン
制御されると、第2のコンデンサ82a、第4のスイッ
チ44a′、第3のダイオード45a′、1次巻線41
aの経路に第1の方向の電流が流れる。従って、入力交
流電圧の正の半波と負の半波との両方において2次巻線
42aに電圧を得ることができる。第2及び第3のコン
バータ3b、4bも第1のコンバータ2bと同様に動作
する。
2b、3b、4bはハーフブリッジ型コンバータであ
る。第1のコンバータ2bを例にとって説明すると、第
1のコンバータ2bはトランス40aの1次巻線41a
の一端は、第1及び第2のスイッチ43a、44aと第
1及び第2のダイオード45a、46aとから成る一方
の交流スイッチ回路を介して一方の入力ライン16に接
続されていると共に第3及び第4のスイッチ43a′、
44a′と第3及び第4のダイオード45a′、46
a′とから成る他方の交流スイッチ回路を介して他方の
入力ライン17に接続されている。1次巻線41aの他
端は一方の共振用の第1のコンデンサ81aを介して一
方の入力ライン16に接続されていると共に共振用の第
2のコンデンサ82aを介して他方の入力ライン17に
接続されている。トランス41aの2次側は図2と同一
である。入力交流電圧の正の半波期間において第1及び
第2のスイッチ43a、44aがオン制御されると、第
1のコンデンサ81a、第1のスイッチ43a、第1の
ダイオード46a、1次巻線41aの経路に第1の方向
の電流が流れる。また、正の半波期間において第3及び
第4のスイッチ43a′、44a′がオン制御される
と、第2のコンデンサ82a、1次巻線41a、第3の
スイッチ43a′、第4のダイオード46a′の経路に
第2の方向の電流が流れる。入力交流電圧の負の半波期
間において第1及び第2のスイッチ43a、44aがオ
ン制御されると、第1のコンデンサ81a、1次巻線4
1a、第2のスイッチ44a、第1のダイオード45a
の経路に第2の方向の電流が流れる。また、負の半波期
間に第3及び第4のスイッチ43a′、44a′がオン
制御されると、第2のコンデンサ82a、第4のスイッ
チ44a′、第3のダイオード45a′、1次巻線41
aの経路に第1の方向の電流が流れる。従って、入力交
流電圧の正の半波と負の半波との両方において2次巻線
42aに電圧を得ることができる。第2及び第3のコン
バータ3b、4bも第1のコンバータ2bと同様に動作
する。
【0063】図18の制御回路5fは、図3の制御回路
5の通電率指令演算器73、74、75を周波数指令演
算器73′、74′、75′に変形し、この出力段に第
1、第2及び第3のゲート信号発生器91、92、93
を設け、更にNOT回路94、95、96を設け、この
他は図3と同一に構成したものである。図17の第1、
第2及び第3のコンバータ2b、3b、4bは、1次巻
線41a〜41cのインダクタンスとコンデンサ81a
〜81c、82a〜82cとの共振を使用した共振型コ
ンバータであるので、第1〜第4のスイッチのデューテ
ィ比が50%一定に保たれていてもスイッチング周波数
を変えることによって2次巻線側に供給する電力量が変
化する。従って、直流出力電圧V0 の制御をスイッチン
グ周波数の制御によって達成することができる。また、
コンバータ入力電流の大きさをスイッチング周波数の制
御によって達成することができる。周波数制御を実行す
るための周波数指令演算器73′、74′、75′は図
3の通電率指令演算器73、74、75と同様に前段の
減算器70、71、72の出力に基づいて周波数指令値
Fa 、Fb 、Fc を作成する。第1、第2及び第3のゲ
ート信号発生器91、92、93は周波数指令値Fa、
Fb 、Fc で指定された周波数でデューティ比50%の
制御パルスを発生する。制御パルスの繰返し周波数は例
えば20〜150kHz である。制御パルスを含む第1、
第2及び第3の制御信号Ga 、Gb 、Gc は図17の第
1、第2及び第3のコンバータ2b、3b、4bの第1
及び第2のスイッチ43a、44a、43b、44b、
43c、44cのゲートに供給される。ゲート信号発生
器91、92、93に接続された第1、第2及び第3の
NOT回路94、95、96は第1、第2及び第3の制
御信号Ga 、Gb 、Gc の位相反転信号Ga ′、Gb
′、Gc ′を形成し、第1〜第3のコンバータ2b、
3b、4bの第3及び第4のスイッチ43a′、44
a′、43b′、44b′、43c′、44c′のゲー
トに供給する。
5の通電率指令演算器73、74、75を周波数指令演
算器73′、74′、75′に変形し、この出力段に第
1、第2及び第3のゲート信号発生器91、92、93
を設け、更にNOT回路94、95、96を設け、この
他は図3と同一に構成したものである。図17の第1、
第2及び第3のコンバータ2b、3b、4bは、1次巻
線41a〜41cのインダクタンスとコンデンサ81a
〜81c、82a〜82cとの共振を使用した共振型コ
ンバータであるので、第1〜第4のスイッチのデューテ
ィ比が50%一定に保たれていてもスイッチング周波数
を変えることによって2次巻線側に供給する電力量が変
化する。従って、直流出力電圧V0 の制御をスイッチン
グ周波数の制御によって達成することができる。また、
コンバータ入力電流の大きさをスイッチング周波数の制
御によって達成することができる。周波数制御を実行す
るための周波数指令演算器73′、74′、75′は図
3の通電率指令演算器73、74、75と同様に前段の
減算器70、71、72の出力に基づいて周波数指令値
Fa 、Fb 、Fc を作成する。第1、第2及び第3のゲ
ート信号発生器91、92、93は周波数指令値Fa、
Fb 、Fc で指定された周波数でデューティ比50%の
制御パルスを発生する。制御パルスの繰返し周波数は例
えば20〜150kHz である。制御パルスを含む第1、
第2及び第3の制御信号Ga 、Gb 、Gc は図17の第
1、第2及び第3のコンバータ2b、3b、4bの第1
及び第2のスイッチ43a、44a、43b、44b、
43c、44cのゲートに供給される。ゲート信号発生
器91、92、93に接続された第1、第2及び第3の
NOT回路94、95、96は第1、第2及び第3の制
御信号Ga 、Gb 、Gc の位相反転信号Ga ′、Gb
′、Gc ′を形成し、第1〜第3のコンバータ2b、
3b、4bの第3及び第4のスイッチ43a′、44
a′、43b′、44b′、43c′、44c′のゲー
トに供給する。
【0064】第7の実施形態によっても第1の実施形態
と同一の効果を得ることができる。
と同一の効果を得ることができる。
【0065】
【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるもので
なく、例えば次の変形が可能なものである。 (1) 第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4、
2a、3a、4a、2b、3b、4b以外の型式のコン
バータを使用することができる。例えば、図17の第1
及び第2のコンデンサ81a〜81c、82a〜82c
を電圧分割用コンデンサとし、第1〜第4のスイッチ4
3a〜44a′43b〜44b′、43c〜44c′を
PWM制御することができる。また、第1及び第2のコ
ンデンサ81a、82aの位置に第1〜第4のスイッチ
と同様な対の交流スイッチを接続し、ブリッジ型コンバ
ータとすることができる。 (2) 図14のプッシュプル型コンバータ2a、3
a、4a及び図17のハーフブリッジ型コンバータ2
b、3b、4bにおいても、電流検出を図6と同様に
R、S、T相電流検出とし、図7と同様に制御回路側で
コンバータ電流に変換することができる。 (3) 図14のプッシュプル型コンバータ2a、3
a、4aにおいても、図8と同様に立上り傾斜の鋸波と
立下り傾斜の鋸波とをを組み合せてPWM制御信号を作
成することができる。 (4) 図14のプッシュプル型コンバータ2a、3
a、4aにおいても図10に示すように位相の異なる2
つの鋸波を使用してPWM信号を形成することができ
る。また、図17の共振型コンバータ2b、3b、4b
又はブリッジ型コンバータにおいても、R、S、T相の
スイッチングの位相をずらすことができる。 (5) 制御回路5〜5fの入力段にアナログ・ディジ
タル変換器(ADC)を設け、制御回路をディジタル回
路構成とすることができる。
なく、例えば次の変形が可能なものである。 (1) 第1、第2及び第3のコンバータ2、3、4、
2a、3a、4a、2b、3b、4b以外の型式のコン
バータを使用することができる。例えば、図17の第1
及び第2のコンデンサ81a〜81c、82a〜82c
を電圧分割用コンデンサとし、第1〜第4のスイッチ4
3a〜44a′43b〜44b′、43c〜44c′を
PWM制御することができる。また、第1及び第2のコ
ンデンサ81a、82aの位置に第1〜第4のスイッチ
と同様な対の交流スイッチを接続し、ブリッジ型コンバ
ータとすることができる。 (2) 図14のプッシュプル型コンバータ2a、3
a、4a及び図17のハーフブリッジ型コンバータ2
b、3b、4bにおいても、電流検出を図6と同様に
R、S、T相電流検出とし、図7と同様に制御回路側で
コンバータ電流に変換することができる。 (3) 図14のプッシュプル型コンバータ2a、3
a、4aにおいても、図8と同様に立上り傾斜の鋸波と
立下り傾斜の鋸波とをを組み合せてPWM制御信号を作
成することができる。 (4) 図14のプッシュプル型コンバータ2a、3
a、4aにおいても図10に示すように位相の異なる2
つの鋸波を使用してPWM信号を形成することができ
る。また、図17の共振型コンバータ2b、3b、4b
又はブリッジ型コンバータにおいても、R、S、T相の
スイッチングの位相をずらすことができる。 (5) 制御回路5〜5fの入力段にアナログ・ディジ
タル変換器(ADC)を設け、制御回路をディジタル回
路構成とすることができる。
【図1】第1の実施形態の交流−直流変換装置を示す回
路図である。
路図である。
【図2】図1の第1、第2及び第3のコンバータを詳し
く示す回路図である。
く示す回路図である。
【図3】図1の制御回路を詳しく示す回路図である。
【図4】図3の各部の状態を示す波形図である。
【図5】図3の比較器の入力及び出力を概略的に示す波
形図である。
形図である。
【図6】第2の実施形態の交流−直流変換装置を示す回
路図である。
路図である。
【図7】図6の制御回路を示す回路図である。
【図8】第3の実施形態の制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図9】図8の比較器の入力及び出力を概略的に示す波
形図である。
形図である。
【図10】第4の実施形態の制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図11】図10の比較器の入力及び出力を概略的に示
す波形図である。
す波形図である。
【図12】第5の実施形態の制御回路を示す回路図であ
る。
る。
【図13】図12の各部の状態を示す波形図である。
【図14】第6の実施形態の交流−直流変換装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図15】図14の制御回路を詳しく示す回路図であ
る。
る。
【図16】図15の比較器の入力及び出力を概略的に示
す波形図である。
す波形図である。
【図17】第7の実施形態の交流−直流変換装置を示す
回路図である。
回路図である。
【図18】図17の制御回路を詳しく示す回路図であ
る。
る。
1r、1s、1t 3相交流入力端子
2〜2b、3〜3b、4〜4b 第1、第2及び第3の
コンバータ 5〜5f 制御回路 6 平滑用コンデンサ
コンバータ 5〜5f 制御回路 6 平滑用コンデンサ
Claims (5)
- 【請求項1】 3相交流電源に接続される第1、第2及
び第3の交流入力端子と、 前記第1及び第2の交流入力端子に接続された第1の交
流−直流コンバータと、 前記第2及び第3の交流入力端子に接続された第2の交
流−直流コンバータと、 前記第1及び第3の交流入力端子に接続された第3の交
流−直流コンバータと、 前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバータの制御
回路と、 前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバータの直流
出力端子に接続された共通の平滑用コンデンサとを具備
し、 前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバータのそれ
ぞれは、1次巻線及び2次巻線を有する トランスと、 前記トランスの前記1次巻線に前記3相交流電源の交流
電圧を断続して印加するための交流スイッチング回路
と、 前記トランスの前記2次巻線の電圧を整流する全波整流
回路とを備えた絶縁型コンバータであり、 前記制御回路は、前記第1、第2及び第3の交流入力端
子における3相交流電力の力率を改善するように前記交
流スイッチング回路を制御するものであることを特徴と
する3相交流−直流変換装置。 - 【請求項2】 前記第1、第2及び第3の交流入力端子
の第1、第2及び第3の線間電圧を検出するための電圧
検出回路を有し、前記制御回路は、前記第1、第2及び
第3の交流−直流コンバータの内で、最も低い線間電圧
が入力する1台を選択的に休止させる手段を有している
ことを特徴とする請求項1記載の3相交流−直流変換装
置。 - 【請求項3】 前記制御回路は、前記第1、第2及び第
3の交流−直流コンバータの内で動作する2台の交流−
直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路のスイッチ
ングタイミングをずらす手段を有していることを特徴と
する請求項2記載の3相交流−直流変換装置。 - 【請求項4】 前記制御回路は、前記第1、第2及び第
3の交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路
の通電率を示す第1、第2及び第3の通電率指令値を発
生する第1、第2及び第3の通電率指令値発生器と、 立上り傾斜の第1の鋸波と立下り傾斜の第2の鋸波とを
選択的に発生する鋸波発生手段と、 前記第1、第2及び第3の通電率指令値と前記第1又は
第2の鋸波とを比較して第1、第2及び第3のPWM制
御信号を形成して前記第1、第2及び第3の交流−直流
コンバ−タの前記交流スイッチング回路に供給する第
1、第2及び第3の比較器と、 前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバ−タの内で
動作する2台の内の一方のための前記比較器に前記第1
の鋸波を供給し、前記2台の内の他方のための前記比較
器に前記第2の鋸波を供給するように前記鋸波発生手段
を制御する手段とを有していることを特徴とする請求項
2記載の3相交流−直流変換装置。 - 【請求項5】 前記制御回路は、前記第1、第2及び第
3の交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路
の通電率を示す第1、第2及び第3の通電率指令値を発
生する第1、第2及び第3の通電率指令値発生器と、 互いに位相が180度異なる第1及び及び第2の鋸波を
選択的に発生する鋸波発生手段と、 前記第1、第2及び第3の通電率指令値と前記第1又は
第2の鋸波とを比較して第1、第2及び第3のPWM制
御信号を形成して前記第1、第2及び第3の交流−直流
コンバ−タの前記交流スイッチング回路に供給する第
1、第2及び第3の比較器と、 前記第1、第2及び第3の交流−直流コンバ−タの内で
動作する2台の内の一方のための前記比較器に前記第1
の鋸波を供給し、前記2台の内の他方のための前記比較
器に前記第2の鋸波を供給するように前記鋸波発生手段
を制御する手段とを有していることを特徴とする請求項
2記載の3相交流−直流変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000393220A JP3419448B2 (ja) | 2000-12-25 | 2000-12-25 | 3相交流−直流変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000393220A JP3419448B2 (ja) | 2000-12-25 | 2000-12-25 | 3相交流−直流変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002199731A JP2002199731A (ja) | 2002-07-12 |
JP3419448B2 true JP3419448B2 (ja) | 2003-06-23 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000393220A Expired - Fee Related JP3419448B2 (ja) | 2000-12-25 | 2000-12-25 | 3相交流−直流変換装置 |
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JP (1) | JP3419448B2 (ja) |
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JPWO2005124988A1 (ja) * | 2004-06-21 | 2008-04-17 | 東芝キヤリア株式会社 | 空気調和機 |
JP6817894B2 (ja) * | 2017-05-19 | 2021-01-20 | Ntn株式会社 | 三相交流用絶縁型スイッチング電源 |
JP6800098B2 (ja) * | 2017-06-23 | 2020-12-16 | Ntn株式会社 | 三相交流用絶縁型スイッチング電源 |
-
2000
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