JP3419448B2 - ３相交流−直流変換装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング回路
と絶縁トランスとを有して３相交流電力を直流電力に変
換する３相交流−直流変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】バッテリー充電器等に使用するための絶
縁型整流器を構成する場合に商用周波数側に絶縁トラン
スを設け、トランスの２次側に整流回路及び電圧調整用
のＰＷＭスイッチング回路を設けると、トランスが大き
くなる。この問題を解決するために、３相交流電源にＰ
ＷＭ整流器即ち交流−直流コンバータを接続し、このコ
ンバータの出力端子間に直流リンクコンデンサを接続
し、直流リンクコンデンサの出力段にトランスを有する
インバータを接続し、インバータの出力段に整流平滑回
路を設けることがある。この場合には、トランスを損失
の小さい高周波トランスとなるので、小型化を図ること
ができる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、コンバータ、
直流リンクコンデンサ、インバータ、トランス、整流平
滑回路が必要になるので、トランス以外の部分が大きく
なり、且つそれぞれの回路で損失が生じ、総合効率を高
めることが困難になる。

【０００４】そこで、本発明の目的は、絶縁トランスと
スイッチング回路とを有する３相交流−直流変換装置の
小型化を図ることにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、３相交流電源に接続さ
れる第１、第２及び第３の交流入力端子と、前記第１及
び第２の交流入力端子に接続された第１の交流−直流コ
ンバータと、前記第２及び第３の交流入力端子に接続さ
れた第２の交流−直流コンバータと、前記第１及び第３
の交流入力端子に接続された第３の交流−直流コンバー
タと、前記第１、第２及び第３の交流−直流コンバータ
の制御回路と、前記第１、第２及び第３の交流−直流コ
ンバータの直流出力端子に接続された共通の平滑用コン
デンサとを具備し、前記第１、第２及び第３の交流−直
流コンバータのそれぞれは、1次巻線及び2次巻線を有す
るトランスと、前記トランスの前記１次巻線に前記３相
交流電源の交流電圧を断続して印加するための交流スイ
ッチング回路と、前記トランスの前記２次巻線の電圧を
整流する全波整流回路とを備えた絶縁型コンバータであ
り、前記制御回路は、前記第１、第２及び第３の交流入
力端子における３相交流電力の力率を改善するように前
記交流スイッチング回路を制御するものであることを特
徴とする３相交流−直流変換装置に係るものである。

【０００６】なお、請求項２に示すように、前記第１、
第２及び第３の交流入力端子の第１、第２及び第３の線
間電圧を検出するための電圧検出回路を有し、前記制御
回路は、前記第１、第２及び第３の交流−直流コンバー
タの内で、最も低い線間電圧が入力する１台を選択的に
休止させる手段を有していることが望ましい。また、請
求項３に示すように、前記制御回路は、前記第１、第２
及び第３の交流−直流コンバータの内で動作する２台の
交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路のス
イッチングタイミングをずらす手段を有していることが
望ましい。また、請求項４に示すように、前記制御回路
は、前記第１、第２及び第３の交流−直流コンバ−タの
前記交流スイッチング回路の通電率を示す第１、第２及
び第３の通電率指令値を発生する第１、第２及び第３の
通電率指令発生器と、立上り傾斜の第１の鋸波と立下り
傾斜の第２の鋸波とを選択的に発生する鋸波発生手段
と、前記第１、第２及び第３の通電率指令値と前記第１
又は第２の鋸波とを比較して第１、第２及び第３のＰＷ
Ｍ制御信号を形成して前記第１、第２及び第３の交流−
直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路に供給する
第１、第２及び第３の比較器と、前記第１、第２及び第
３の交流−直流コンバ−タの内で動作する２台の内の一
方のための前記比較器に前記第１の鋸波を供給し、前記
２台の内の他方のための前記比較器に前記第２の鋸波を
供給するように前記鋸波発生手段を制御する手段とを有
していることが望ましい。また、請求項５に示すよう
に、前記制御回路は、前記第１、第２及び第３の交流−
直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路の通電率を
示す第１、第２及び第３の通電率指令値を発生する第
１、第２及び第３の通電率指令値発生器と、互いに位相
が１８０度異なる第１及び及び第２の鋸波を選択的に発
生する鋸波発生手段と、前記第１、第２及び第３の通電
率指令値と前記第１又は第２の鋸波とを比較して第１、
第２及び第３のＰＷＭ制御信号を形成して前記第１、第
２及び第３の交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチ
ング回路に供給する第１、第２及び第３の比較器と、前
記第１、第２及び第３の交流−直流コンバ−タの内で動
作する２台の内の一方のための前記比較器に前記第１の
鋸波を供給し、前記２台の内の他方のための前記比較器
に前記第２の鋸波を供給するように前記鋸波発生手段を
制御する手段とを有していることが望ましい。

【０００７】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、絶縁トランス
の１次側の交流スイッチング回路で交流電圧を断続し、
２次巻線の出力を整流平滑するのみで、交流−直流変換
を行うことができるので、交流−直流変換装置が全体と
して簡単な構成になり且つ効率が向上する。また、３相
交流の各線間電圧を第１、第２及び第３の交流−直流コ
ンバータで直流に変換し、これ等の出力端子を共通の平
滑用コンデンサに接続するので、各線間電圧の変化を互
いに補うような直流出力を得ることができ、平滑性が向
上する。また、入力力率を改善することができる。ま
た、請求項２の発明によれば、３相の線間電圧の内で最
も低い線間電圧が入力するコンバータが休止するので、
効率向上を図ることができる。即ち、入力電圧の低いコ
ンバータは効率が悪く、入力電圧の高いコンバータは効
率が良い。この請求項２の発明では効率の良い２台を選
択して動作させるので、全体の効率も高くなる。また、
入力電圧が低い領域でコンバータが動作することが不要
になるので、コンバータの入力電圧範囲を狭くすること
ができる。また、請求項３〜５の発明によれば、ＰＷＭ
制御信号によるスイッチングのタイミングがずれること
により、平滑性が向上し、負荷へ電力が供給される時に
生じる電力リップルを軽減することができる。

【０００８】

【実施形態】次に、図面を参照して本発明の実施形態を
説明する。

【０００９】

【第１の実施形態】図１に示す第１の実施形態の交流−
直流変換装置は、第１、第２及び第３の交流入力端子１
ｒ、１ｓ、１ｔと、第１、第２及び第３のコンバータ
２，３、４と、共通の制御回路５と、共通の平滑用コン
デンサ６と、対の直流出力端子７ａ、７ｂと、入力電圧
検出回路８と、出力電圧検出回路９と、電流検出器１
０、１１、１２と、高周波成分除去用のリアクトル１
３、１４、１５とから成る。

【００１０】第１、第２及び第３の交流入力端子１ｒ、
１ｓ、１ｔは商用周波数（５０Hz又は６０Hz）の３相交
流のＲ相、Ｓ相、Ｔ相電圧を入力させるものである。

【００１１】第１、第２及び第３のコンバータ２、３、
４は、ＰＷＭスイッチング回路と絶縁トランスと整流回
路とをそれぞれ有するＰＷＭ絶縁型コンバータである。
第１のコンバータ２の入力ライン１６、１７はリアクト
ル１３、１４を介して第１及び第２の交流入力端子１
ｒ、１ｓに接続されており、Ｒ相とＳ相との間の第１の
線間電圧Ｖrsを直流電圧に変換する。第２のコンバータ
３の入力ライン１８、１９はリアクトル１４、１５を介
して第２及び第３の交流入力端子１ｓ、１ｔに接続され
ており、Ｓ相とＴ相との間の第２の線間電圧Ｖstを直流
電圧に変換する。第３のコンバータ４の入力ライン２
０、２１はリアクトル１３、１５を介して第１及び第３
の交流入力端子１ｒ、１ｔに接続されており、Ｔ相とＲ
相との間の第３の線間電圧Ｖtrを直流電圧に変換する。
第１のコンバータ２の直流出力ライン２２、２３と第２
のコンバータの直流出力ライン２４、２５と第３のコン
バータ４の直流出力ライン２６、２７は互いに並列に接
続され且つ平滑用コンデンサ６に接続されている。平滑
用コンデンサ６は対の直流出力端子７ａ、７ｂに接続さ
れている。出力端子７ａ、７ｂ間の負荷７には平滑用コ
ンデンサ６を介して電力が供給される。図１には１対の
直流出力端子７ａ、７ｂと１つの負荷７とが示されてい
るが、複数の直流出力端子を設けて複数の負荷を接続す
ることもできる。

【００１２】第１、第２及び第３の交流入力端子１ｒ、
１ｓ、１ｔに接続された入力電圧検出回路８は３相交流
電圧のＲ、Ｓ及びＴ相電圧Ｖr 、Ｖs 、Ｖt を検出し、
これをライン２８、２９、３０で制御回路５に送る。な
お、説明を容易にするために、入力電圧検出回路８の入
力と出力とを同一の記号で示す。

【００１３】対の直流出力端子７ａ、７ｂに接続された
出力電圧検出回路９は出力端子７ａ、７ｂ間の出力電圧
Ｖ0 を検出し、これをライン３１によって制御回路５に
送る。なお、説明を容易にするために、出力電圧検出回
路９の入力と出力とを同一の記号で示す。

【００１４】第１、第２及び第３の電流検出器１０、１
１、１２は第１、第２及び第３のコンバータ２、３、４
に内蔵され、各コンバータ入力電流Ｉrs、Ｉst、Ｉtrを
検出してライン３２、３３、３４で制御回路５に送る。
なお、説明を容易にするために電流検出器１０、１１、
１２の入力と出力とを同一の記号で示す。

【００１５】制御回路５は、３相交流入力端子１ｒ、１
ｓ、１ｔにおける力率を１に近づけるように第１、第２
及び第３のコンバータ２、３、４に含まれているスイッ
チング回路を制御するためのＰＷＭ制御信号を形成し、
ライン３５、３６、３７によってコンバータ２、３、４
に送る。

【００１６】図２は、図１の第１、第２及び第３のコン
バータ２、３、４の詳細を示す。第１、第２及び第３の
コンバータ２、３、４は同一の回路構成を有するので、
同一の回路素子には同一の参照数字を付し、添字ａ、
ｂ、ｃによって第１、第２及び第３のコンバータ２、
３、４を区別する。また、第１のコンバータ２の構成を
説明し、第２及び第３のコンバータ３、４の説明を省略
する。第１のコンバータ２は、１次巻線４１ａと２次巻
線４２ａとを有する絶縁トランス４０ａと、電界効果ト
ランジスタから成る第１及び第２のスイッチ４３ａ、４
４ａと、第１及び第２の１次側ダイオード４５ａ、４６
ａと、第１及び第２の２次側ダイオード４７ａ、４８ａ
と、交流コンデンサ４９ａとから成る。１次巻線４１ａ
と第１及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａとの直列回路
はＲ相入力ライン１６とＳ相入力ライン１７との間に接
続されている。第１及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａ
は互いに逆極性に接続されている。第１及び第２の１次
側ダイオード４５ａ、４６ａは第１及び第２のスイッチ
４３ａ、４４ａに逆方向並列に接続されている。第１及
び第２の１次側ダイオード４５ａ、４６ａはＦＥＴから
成る第１及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａの内蔵ダイ
オード又は寄生ダイオードとすることもできる。第１及
び第２のスイッチ４３ａ、４４ａと第１及び第２の１次
側ダイオード４５ａ、４６ａとの組み合せは交流スイッ
チ回路を構成しており、交流の正方向半波と負方向半波
との両方をオン・オフすることができるものである。交
流コンデンサ４９ａは対の交流入力ライン１６、１７間
に接続されており、第１及び第２のスイッチ４３ａ、４
４ａのオン・オフによって生じる高周波数成分を除去す
る。２次巻線４２ａはセンタタップを有し、センタタッ
プが負側の直流出力ライン２３に接続されている。第１
及び第２の２次側ダイオード４７ａ、４８ａは２次巻線
４２ａの一端及び他端と正側出力ライン２２との間に接
続されている。従って、第１及び第２の２次側ダイオー
ド４７ａ、４８ａは全波整流回路を構成している。

【００１７】第１及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａは
入力交流電圧の周波数よりも十分に高い周波数でオン・
オフする。入力交流電圧の正の半波の期間において第１
のスイッチ４３ａがオンしている時には、ライン１６、
１次巻線４１ａ、第１のスイッチ４３ａ、第２の１次側
ダイオード４６ａ、ライン１７の経路で電流が流れ、２
次側においては第１の２次側ダイオード４７ａが導通す
る。交流電圧の負の半波の期間において第２のスイッチ
４４ａがオンしている時には、ライン１７、第２のスイ
ッチ４４ａ、第１の１次側ダイオード４５ａ、１次巻線
４１ａ、ライン１６の経路で電流が流れ、２次側におい
ては第２の２次側ダイオード４８ａが導通する。第２及
び第３のコンバータ３、４も第１のコンバータ２と同様
に動作する。但し、第１、第２及び第３のコンバータ
２、３、４の入力電圧即ち第１、第２及び第３の線間電
圧Ｖrs、Ｖst、Ｖtrは、異なる位相を有するので、第
１、第２及び第３のコンバータ２、３、４からの電力供
給が時間と共に変化する。

【００１８】図３は図１の制御回路５を詳しく示す。こ
の制御回路５は、（１） 出力電圧Ｖ0 を一定に制御す
る機能、（２） 入力力率を１に制御する機能、（３）
第１、第２及び第３のコンバータ２、３、４を選択的
に駆動する機能を有する。

【００１９】定電圧制御を実行するために基準電圧発生
器５０と電圧変動検出用減算器５１と電流振幅指令演算
器５２とが設けられている。減算器５１は基準電圧発生
器５０の基準電圧Ｖ01からライン３１の直流出力電圧Ｖ
0 を減算する。減算器５１の出力に基づいて電流振幅指
令演算器５２は出力電圧Ｖ0 を一定にするための電流振
幅指令値Ｉ0 を発生する。なお、電流振幅指令値Ｉ0 を
出力電圧制御指令値と呼ぶこともできる。この実施形態
では、直流出力電圧を交流側の電流制御によって達成し
ているので、Ｉ0 が電流振幅指令値と呼ばれている。

【００２０】共通の電流振幅指令値Ｉ0 によって第１、
第２及び第３のコンバータ２、３、４を制御するため
に、第１、第２及び第３の乗算器５３、５４、５５が設
けられている。第１、第２及び第３の乗算器５３、５
４，５５は、ライン２８、２９、３０から供給される図
４（Ａ）に示す正弦波から成るＲ、Ｓ、Ｔ相電圧Ｖr 、
Ｖs 、Ｖt に電流振幅指令値Ｉ0 を乗算して図４（Ｃ）
に示す第１、第２及び第３の相電流指令値Ｉ0r、Ｉ0s，
Ｉ0tを出力する。この相電流指令値Ｉ0r、Ｉ0s、Ｉ0t
は、交流入力電流を正弦波に近似させ且つ力率を１にし
且つ出力電圧Ｖ0 を目標値にするための目標電流指令値
に相当する３相交流信号である。

【００２１】演算器５６は、Ｒ、Ｓ、Ｔ相電流指令値Ｉ
0r、Ｉ0s、Ｉ0tに対応する第１、第２及び第３のコンバ
ータ電流指令値Ｉa 、Ｉb 、Ｉc を求めるものである。
この演算器５６で使用される制御信号としてのフラグを
作成するために、第１、第２及び第３の減算器５７、５
８、５９と比較演算器６０とが設けられている。第１の
減算器５７はライン２８のＲ相電圧Ｖr からライン２９
のＳ相電圧Ｖs を減算してＲＳ間電圧即ち第１の線間電
圧Ｖrsを求める。第２の減算器２８は、ライン２９のＳ
相電圧Ｖs からライン３０のＴ相電圧Ｖt を減算してＳ
Ｔ間電圧即ち第２の線間電圧Ｖstを求める。第３の減算
器５９はライン３０のＴ相電圧Ｖt からライン２８のＲ
相電圧Ｖr を減算してＴＲ間電圧即ち第３の線間電圧Ｖ
trを求める。図４（Ｂ）は第１、第２及び第３の線間電
圧Ｖrs、Ｖst、Ｖtrを示す。

【００２２】フラグ作成手段としての比較演算器６０
は、第１、第２及び第３の減算器５７、５８、５９から
得られた第１、第２及び第３の線間電圧Ｖrs、Ｖst、Ｖ
trの絶対値を相互に比較し、第１の線間電圧Ｖrsが最も
低い時に第１のフラグ１を発生し、第２の線間電圧Ｖst
が最も低い時に第２のフラグ２を発生し、第３の線間電
圧Ｖtrが最も低い時に第３のフラグ３を発生する。図４
（Ｄ）は比較演算器６０から得られるフラグを示す。こ
れから明らかなようにｔ0 〜ｔ1 区間（０゜〜６０゜）
及びｔ3 〜ｔ4 区間（１８０゜〜２４０゜）において第
１のフラグ１が得られ、ｔ1 〜ｔ2 区間（６０゜〜１２
０゜）及びｔ4 〜ｔ5 区間（２４０゜〜３００゜）にお
いて第２のフラグ２が得られ、ｔ2 〜ｔ3 区間（１２０
゜〜１８０゜）及びｔ5 〜Ｔ6 区間（３００゜〜３６０
゜）において第３のフラグ３が得られる。即ち、第１、
第２及び第３の線間電圧Ｖrs、Ｖst、Ｖtrとフラグとの
関係は次の（１）式で示すことができる。 Ｖst＜Ｖrs＜Ｖtr又はＶst＞Ｖrs＞Ｖtrの時にフラグ＝１ Ｖrs＜Ｖst＜Ｖtr又はＶrs＞Ｖst＞Ｖtrの時にフラグ＝２ Ｖrs＜Ｖtr＜Ｖst又はＶrs＞Ｖtr＞Ｖstの時にフラグ＝３…（１）

【００２３】演算器５６は図４（Ｃ）に示す第１、第２
及び第３の相電流指令値Ｉ0r、Ｉ0s、Ｉ0tと図４（Ｄ）
のフラグに基づいて次の演算処理を実行し、図４（Ｅ）
に示す第１、第２及び第３のコンバータ電流指令値Ｉa
、Ｉb 、Ｉc を出力する。フラグが１の時には、 Ｉa ＝０ Ｉb ＝Ｉ0s Ｉc ＝−Ｉ0r フラグが２の時には、 Ｉa ＝−Ｉ0s Ｉb ＝０ Ｉc ＝Ｉ0t フラグが３の時には、 Ｉa ＝Ｉ0r Ｉb ＝−Ｉ0t Ｉc ＝０ ・・・・・・ （２）

【００２４】上記（２）式において、コンバータ電流指
令値Ｉa 、Ｉb 、Ｉc が零の時には、これに対応するコ
ンバータ２、３、４が休止制御される。

【００２５】演算器５６に接続された絶対値演算器６
１、６２、６３は第１、第２及び第３のインバータ電流
指令値Ｉa 、Ｉb 、Ｉc の絶対値Ｉa ′、Ｉb ′、Ｉc
′を求めるものである。

【００２６】力率１の制御を実行するために、第１、第
２及び第３のコンバータ電流検出信号ライン３２、３
３、３４に第１、第２及び第３のローパスフィルタ６
４、６５、６６が接続されている。ローパスフィルタ６
４、６５、６６は第１、第２及び第３のコンバータ電流
Ｉrs、Ｉst、Ｉtrに含まれているスイッチングに起因す
る高周波リップルを除去する。第１、第２及び第３のロ
ーパスフィルタ６４、６５、６６に接続された第１、第
２及び第３の絶対値演算器６７、６８、６９は、高周波
成分が除去された第１、第２及び第３のコンバータ電流
Ｉrs、Ｉst、Ｉtrの絶対値Ｉrs′、Ｉst′、Ｉtr′を求
めるものである。

【００２７】第４、第５及び第６の減算器７０、７１、
７２は、一方の側の絶対値演算器６１、６２、６３から
得られた第１、第２及び第３のコンバータ電流指令値Ｉ
a 、Ｉb 、Ｉc の絶対値Ｉa ′、Ｉb ′、Ｉc ′から他
方の側の絶対値演算器６７、６８，６９から得られた第
１、第２及び第３のコンバータ電流Ｉrs、Ｉst、Ｉtrの
絶対値Ｉrs′、Ｉst′、Ｉtr′を減算して誤差信号Ｉd
a、Ｉdb、Ｉdcを得るものである。即ち、第４、第５及
び第６の減算器７０、７１，７２は、 Ｉa ′−Ｉrs′＝Ｉda Ｉb ′−Ｉst′＝Ｉdb Ｉc ′−Ｉtr′＝Ｉdc を演算する誤差信号形成演算器である。

【００２８】第４、第５及び第６の減算器７０、７１、
７２に接続された第１、第２及び第３の通電率指令発生
器７３、７４、７５は、第１、第２及び第３の誤差信号
Ｉda、Ｉdb、Ｉdcを増幅又は演算して第１、第２及び第
３のコンバータ２、３、４のスイッチ４３ａ、４４ａ、
４３ｂ、４４ｂ、４３ｃ、４４ｃの通電率指令値Ｐa、
Ｐb 、Ｐc を求めるものである。第１、第２及び第３の
通電率指令値Ｐa 、Ｐb 、Ｐc は第１、第２及び第３の
誤差信号Ｉda、Ｉdb、Ｉdcに比例した値を有する。但
し、第１、第２及び第３の通電率指令発生器７３、７
４、７５は、フラグ発生器としての比較演算器６０の出
力によって制御され、フラグが１の時には第１の通電率
指令値Ｐa は零になり、フラグが２の時には第２の通電
率指令値Ｐbが零になり、フラグが３の時には第３の通
電率指令値Ｐc が零になる。通電率指令値が零の時には
コンバータ２、３、４がオフ制御される。

【００２９】鋸波発生器７６は、ＰＷＭパルスを形成す
るための鋸波Ｖa を図５（Ａ）に概略的に示すように入
力交流電圧Ｖr 、Ｖs 、Ｖt よりも十分高い周波数（例
えば２０〜１５０kHz ）で発生する。図５（Ａ）では鋸
波Ｖa の最低が零に設定され、最大が通電率指令値Ｐa
，Ｐb 、Ｐc よりも大きく設定されている。

【００３０】第１、第２及び第３のＰＷＭ用比較器７
７、７８、７９は、第１、第２及び第３の通電率指令発
生器７３、７４、７５から得られた指令値Ｐa 、Ｐb 、
Ｐc と鋸波発生器７６の鋸波Ｖa とを図５（Ａ）に示す
ように比較し、図５（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）に示すＰＷＭ制
御信号Ｇa 、Ｇb 、Ｇc を形成し、これ等をライン３
５、３６、３７によって図２のスイッチ４３ａ、４４
ａ、４３ｂ、４４ｂ、４３ｃ、４４ｃの制御端子に送
る。この実施形態では、Ｐa 、Ｐb 、Ｐc が鋸波Ｖa よ
りも大きい時にスイッチ４３ａ、４４ａ等をオンにする
ための高レベルのＰＷＭパルスが発生する。第１のＰＷ
Ｍ制御信号Ｇa はライン３５によって第１のコンバータ
２の第１及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａの両方の制
御端子に供給される。第２のＰＷＭ制御信号Ｇb はライ
ン３６によって第２のコンバータ３の第１及び第２のス
イッチ４３ｂ、４４ｂの両方の制御端子に供給される。
第３のＰＷＭ制御信号Ｇc はライン３７によって第３の
コンバータ４の第１及び第２のスイッチ４３ｃ、４４ｃ
の両方の制御端子に供給される。なお、ライン３５、３
６、３７は図示されていない周知のスイッチ駆動回路を
介してスイッチ４３ａ〜４４ｃに接続される。

【００３１】Ｒ相を基準にして、０゜〜６０゜区間及び
１８０゜〜２４０゜区間では、第１のコンバータ２のＰ
ＷＭ制御信号Ｇa は零に保たれるので、スイッチ４３
ａ、４４ａはオン制御されない。同様に、６０゜〜１２
０゜区間及び２４０゜〜３００゜区間では第２のコンバ
ータ３のＰＷＭ制御信号Ｇb が零に保たれ、スイッチ４
３ｂ、４４ｂがオン制御されない。また、１２０゜〜１
８０゜区間及び３００゜〜３６０゜区間では第３のコン
バータ４のＰＷＭ制御信号Ｇc が零に保たれ、スイッチ
４３ｃ、４４ｃがオン制御されない。第１、第２及び第
３のコンバータ２、３、４の休止区間はいずれもこれ等
の入力電圧が動作中のコンバータの入力電圧よりも低い
区間であるので、コンバータ２、３、４の休止は直流電
力の供給性能の低下を招かない。動作中の２台のコンバ
ータの中の入力電圧の高い方のコンバータは、低い方の
コンバータよりも高い直流電圧を発生するので、スイッ
チが同時にオンしている時には、平滑用コンデンサ６及
び負荷７に対する電流の供給は高い方のコンバータから
なされる。第１、第２及び第３のコンバータ２、３、４
は交流入力電圧の正の半波と負の半波とのいずれにおい
ても交流−直流変換するので、第１、第２及び第３のコ
ンバータ２、３、４の合成出力は３相全波整流波形と同
様にリップルの小さい波形となる。

【００３２】コンバータ２、３、４の入力電流Ｉrs、Ｉ
st、Ｉtrは、コンバータ２、３、４の正弦波入力電圧波
形Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔと同相の正弦波のコンバータ電流指
令値Ｉa 、Ｉb 、Ｉc に追従するように制御される。従
って、各コンバータ２、３、４の入力力率及び全体の入
力端子１ｒ、１ｓ、１ｔにおける力率が１に近づくよう
に制御され、且つ入力電流波形が高調波成分の少ない近
似正弦波になる。

【００３３】直流出力電圧Ｖ0 が例えば目標値Ｖ01より
も高くなると、出力電圧制御用減算器５１の出力が低く
なり、電流振幅指令値Ｉ0 が低下し、この結果として通
電率指令値Ｐa 、Ｐb 、Ｐc も低下し、ＰＷＭパルスの
幅が狭くなり、コンバータ２、３、４の出力電圧が低下
し、直流出力端子７ａ、７ｂの電圧Ｖ0 が目標値に戻さ
れる。出力電圧Ｖ0 が目標値Ｖ01よりも低くなった時に
は、上記の高くなった時と逆の動作になる。

【００３４】本実施形態は次の利点を有する。 （１） 第１、第２及び第３のコンバータ２、３、４の
高周波トランス４０ａ、４０ｂ、４０ｃによって交流側
と直流側とを電気的に絶縁するので、トランス４０ａ、
４０ｂ、４０ｃを低周波トランスに比べて小型化するこ
とができる。 （２） 第１、第２及び第３のコンバータ２、３、４を
３相交流入力端子１ｒ、１ｓ、１ｔの各線間に分散して
接続し、これ等の直流出力端子は互いに並列接続したの
で、第１、第２及び第３の線間電圧Ｖrs、Ｖst、Ｖtrの
変化に応じて第１、第２及び第３のコンバータ２、３、
４から順次に直流電力を供給することができる。結果と
して、１台のコンバータの電力容量の３倍の電力を供給
することができる。従って、電力容量の比較的小さい小
型のコンバータを３台用意し、１個のコンバータの３倍
の電力を供給することができる。例えば、３ＫＷの交流
−直流変換装置を従来方式に従って構成する場合には、
３ＫＷの３相コンバータと３ＫＷの絶縁型３相又は単相
インバータと３ＫＷの整流回路とが必要になり、全体と
して大型になった。これに対して本実施形態では、１Ｋ
Ｗの絶縁型コンバータ３台で３ＫＷの直流電力を供給す
ることができるので、全体として小型化及び低コスト化
を図ることができる。 （３） 第１、第２及び第３のコンバータ２、３、４
は、交流電圧の正の半波と負の半波との両方をスイッチ
ングするように構成され、且つトランス４０ａ、４０
ｂ、４０ｃの２次側に全波整流回路が設けられているの
で、１台のコンバータで整流とＰＷＭ制御との両方を実
行することができ、交流−直流変換装置の全体の構成を
大幅に単純化及び小型化することができる。 （４） 第１、第２及び第３のコンバータ２、３、４を
正弦波入力交流電圧の６０度間隔で順次に休止制御する
ので、電力損失を低減することができる。

【００３５】

【第２の実施形態】次に、図６及び図４を参照して第２
の実施形態の交流−直流変換装置を説明する。但し、図
６及び図７及び後述する別の実施形態を示す図８〜図１
８において図１〜図５と同一の部分又は相互に同一の部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、
第２及びこれよりも後の実施形態においても共通する部
分は図１〜図５を参照する。

【００３６】図６の交流−直流変換装置は、図１におい
て第１、第２及び第３のコンバータ２、３、４の入力ラ
インに設けられていた第１、第２及び第３の電流検出器
１０、１１、１２を、第１、第２及び第３の交流入力端
子１ｒ、１ｓ、１ｔに接続されたＲ、Ｓ、Ｔ相の主電源
ラインに移動し、変形された制御回路５ａを設け、この
他は図１と同一に形成したものである。

【００３７】図６において第１、第２及び第３の電流検
出器１０、１１，１２は第１、第２及び第３の交流入力
端子１ｒ、１ｓ、１ｔを通るＲ、Ｓ、Ｔ相電流Ｉr 、Ｉ
s 、Ｉt を検出してライン３２、３３、３４によって制
御回路５ａに送る。なお、図面を簡略化するために図６
ではライン３２、３３，３４が分断されている。

【００３８】制御回路５ａは、図７に詳しく示すよう
に、図３のローパスフィルタ６４、６５、６６の代りに
第１、第２及び第３のコンバータ電流Ｉrs、Ｉst、Ｉtr
を得るための第１、第２及び第３のコンバータ電流演算
器６４′、６５′、６６′を有し、この他は図３と同一
に構成されている。第１のコンバータ電流演算器６４′
はライン３２及び３３に接続され、第２のコンバータ電
流演算器６５′はライン３３及び３５に接続され、第３
のコンバータ電流演算器６６′はライン３２及び３５に
接続されている。また、図４（Ｄ）と同一のフラグに基
づいて電流検出信号を選択的に得るために、第１、第２
及び第３のコンバータ電流演算器６４′、６５′、６
６′にフラグ発生用の比較演算器６０が接続されてい
る。

【００３９】第１のコンバータ電流演算器６４′はフラ
グの値に応じて次に示す第１のコンバータ電流Ｉrsを出
力する。即ち、演算器６４′は、フラグ＝１の時にＩrs
＝０、フラグ＝２の時にＩrs＝−Ｉs 、フラグ＝３の時
にＩrs＝Ｉrを出力する。

【００４０】第２のコンバータ電流演算器６５′は、フ
ラグの値に応じて次に示す第２のコンバータ電流Ｉstを
出力する。即ち、演算器６５′は、フラグ＝１の時にＩ
st＝Ｉs 、フラグ＝２の時にＩst＝０、フラグ＝３の時
にＩst＝−Ｉtを出力する。

【００４１】第３のコンバータ電流演算器６６′は、フ
ラグの値に応じて次に示す第３のコンバータ電流Ｉtrを
出力する。即ち、演算器６６′は、フラグ＝１の時にＩ
tr＝−Ｉr 、フラグ＝２の時にＩtr＝Ｉt 、フラグ＝３
の時にＩtr＝０を出力する。

【００４２】演算器６４′、６５′、６６′から得られ
た第１、第２及び第３のコンバータ電流Ｉrs、Ｉst、Ｉ
trは図３と同一の絶対値演算器６７、６８、６９に送ら
れる。これにより、図７の第２の実施形態の制御回路５
ａは、図３の第１の実施形態の制御回路５と同様な制御
を行うことが可能になる。この結果、第２の実施形態に
よっても第１の実施形態と同一の効果を得ることができ
る。

【００４３】

【第３の実施形態】第３の実施形態の交流−直流変換装
置は、図１に示す第１の実施形態の交流−直流変換装置
の制御回路５を図８示す制御回路５ｂに変形し、この他
は図１と同一に構成したものである。

【００４４】図８の制御回路５ｂは、図３の制御回路５
に第１、第２及び第３の鋸波補正器８１、８２、８３を
付加し、この他は図３と同一に構成したものである。鋸
波発生手段の一部として機能する第１、第２及び第３の
鋸波補正器８１、８２、８３は鋸波発生器７６と第１、
第２及び第３の比較器７７、７８、７９との間に接続さ
れている。また、フラグ発生手段としての比較演算器６
０が第１、第２及び第３の鋸波補正器８１、８２、８３
に接続されている。

【００４５】第１の鋸波補正器８１は、図４（Ｄ）に示
すフラグが１となるｔ0 〜ｔ1 （０゜〜６０゜）区間及
びｔ3 〜ｔ4 （１８０゜〜２４０゜）区間で鋸波Ｖa の
発生を中止し、フラグが２となるｔ1 〜ｔ2 （６０゜〜
１２０゜）区間及びｔ4 〜ｔ5 （２４０゜〜３００゜）
区間で図９（Ａ）に示す立上り傾斜の鋸波Ｖa を発生
し、フラグが３となるｔ2 〜ｔ3 （１２０゜〜１８０
゜）区間及びｔ5 〜ｔ6 （３００゜〜３６０゜）区間で
図９（Ｃ）に示す立下り傾斜の鋸波Ｖb を発生する。第
２の鋸波補正器８２は、フラグが１となるｔ0 〜ｔ1 区
間及びｔ3 〜ｔ4 区間で図９（Ｃ）の立下り傾斜の鋸波
Ｖb を発生し、フラグが２となるｔ1 〜ｔ2区間及びｔ4
〜ｔ5 区間で鋸波の発生を中止し、フラグが３となる
ｔ2 〜ｔ3 区間及びｔ5 〜ｔ6 区間で立上り傾斜の鋸波
Ｖa を発生する。第３の鋸波補正器８３は、フラグが１
となるｔ0 〜ｔ1 区間及びｔ3 〜ｔ4 区間で立上り傾斜
の鋸波Ｖa を発生し、フラグが２となるｔ1 〜ｔ2 区間
及びｔ4〜ｔ5 区間で立下り傾斜の鋸波Ｖb を発生し、
フラグが３となるｔ2 〜ｔ3 区間及びｔ5 〜ｔ6 区間で
鋸波の発生を中止する。第１、第２及び第３の鋸波補正
器８１、８２、８３の出力Ｈ1 、Ｈ2 、Ｈ3 と各区間の
鋸波との関係は次の通りである。フラグ１のｔ0 〜ｔ1
及びｔ3 〜ｔ4 区間 Ｈ1 ＝０ Ｈ2 ＝Ｖb Ｈ3 ＝Ｖa フラグ２のｔ1 〜ｔ2 及びｔ4 〜ｔ5 区間 Ｈ1 ＝Ｖa Ｈ2 ＝０ Ｈ3 ＝Ｖb フラグ３のｔ2 〜ｔ3 及びｔ5 〜ｔ6 区間 Ｈ1 ＝Ｖb Ｈ2 ＝Ｖa Ｈ3 ＝０ なお、Ｖa とＶb はＶb ＝−Ｖa の関係を有する。ま
た、鋸波補正器８１、８２、８３の出力Ｈ1 、Ｈ2 、Ｈ
3 を零とする代りに、鋸波Ｖa 又はＶb を発生するよう
に変形することができる。出力Ｈ1 、Ｈ2 、Ｈ3 の零は
コンバータの休止を意味するが、これに同期して通電率
指令値Ｐa 、Ｐb 、Ｐc も零になっているので、比較器
７７、７８、７９からＰＷＭ制御パルスが発生しない。

【００４６】図８の比較器７７、７８、７９は図３のこ
れ等と同様に動作し、ライン３５、３６、３７にＰＷＭ
制御信号を送出する。図９は図４のｔ1 〜ｔ2 （６０゜
〜１２０゜）区間の一部における第１及び第３の比較器
７７、７９の入力及び出力を示す。図９（Ａ）に示す立
上り傾斜の鋸波Ｖa と図９（Ｃ）に示す立下り傾斜の鋸
波Ｖb とは同期して発生し、互いに逆の傾きを有する。
各比較器７７、７８、７９は通電率指令値Ｐa 、Ｐb ，
Ｐc が鋸波Ｖa 又はＶb よりも高い時に正パルスを発生
するように形成されている。従って、図９（Ａ）の立上
り傾斜の鋸波Ｖa の場合には図９（Ｂ）に示すように傾
斜電圧の立上りに同期したｔ1 、ｔ3 、ｔ5 等でＰＷＭ
パルスの発生が開始し、図９（Ｃ）に示す立下り傾斜の
鋸波Ｖbの場合には図９（Ｄ）に示すように立下り傾斜
の途中のｔ2 、ｔ4 等からＰＷＭパルスの発生を開始
し、傾斜の終了に同期したｔ3 、ｔ5 等でＰＷＭパルス
が終了する。図９（Ｂ）と図９（Ｄ）との比較から明ら
かなように一方の比較器７７の出力パルスと他方の比較
器７９の出力パルスとの重複期間がなくなるか又は減少
する。ＰＷＭパルスの発生期間はコンバータ２、３、４
の電力供給期間に対応するので、図１の平滑用コンデン
サ６に対する電力供給を分散させることができ、第１の
実施形態に比べてリップルが小さくなる。即ち、第１の
実施形態では、第１、第２及び第３の比較器７７、７
８、７９に同一の立上り傾斜の鋸波Ｖa が入力していた
ので、第１、第２及び第３のＰＷＭ制御信号Ｇa 、Ｇb
，Ｇc のパルスが同期して立上り、ＰＷＭパルスの重
なりが大きくなり、平滑用コンデンサ６の電圧のリップ
ルが大きくなる。これに対して、第３の実施形態では、
図９（Ｂ）（Ｄ）から明らかなようにＰＷＭ制御パルス
の時間軸上の重なりが抑制され、平滑用コンデンサ６へ
の電力供給が休止期間の少ない状態で行われ、リップル
が少なくなる。図９に示す図４のｔ1 〜ｔ2 区間とは別
の区間においてもｔ1 〜ｔ2 区間と同様な効果を得るこ
とができる。また、第３の実施形態によっても第１の実
施形態と同一の効果も得ることができる。

【００４７】

【第４の実施形態】第３の実施形態の交流−直流変換装
置は、図１に示す第１の実施形態の交流−直流変換装置
の制御回路５を図１０に示す制御回路５ｃに変形し、こ
の他は図１と同一に構成したものである。

【００４８】図１０の制御回路５ｃは、図３の制御回路
５に第１、第２及び第３の鋸波選択器８１′、８２′、
８３′を付加し、この他は図３と同一に構成したもので
ある。第１、第２及び第３の鋸波選択器８１′、８
２′、８３′は、第１及び第２の鋸波発生器７６及び７
６ａと第１、第２及び第３の比較器７７、７８、７９と
の間に接続されている。また、フラグ発生手段としての
比較演算器６０が第１、第２及び第３の鋸波選択器８
１′、８２′、８３′に接続されている。

【００４９】第１の鋸波発生器７６は、第１〜第３の実
施形態と同様に図１１（Ａ）に示す第１の鋸波Ｖa を発
生する。第２の鋸波発生器７６ａは、図１１（Ｃ）に示
す第２の鋸波Ｖb ′を発生する。この第２の鋸波Ｖb ′
は第１の鋸波Ｖa を１８０度位相シフトしたものに相当
する。

【００５０】第１、第２及び第３の鋸波選択器８１′、
８２′、８３′は比較演算器６０から供給される図４
（Ｄ）に示すフラグに応答して第１及び第２の鋸波Ｖa
、Ｖb′を選択する。図４（Ｄ）のフラグと第１及び第
２の鋸波Ｖa 、Ｖb ′との関係は次の通りである。フラ
グが１となるｔ0 〜ｔ1 、及びｔ3 〜ｔ4 区間では、第
１の鋸波選択器８１′が零を出力するか又は第１及び第
２の鋸波Ｖa 、Ｖb ′のいずれかを選択し、第２の鋸波
選択器８２′が第２の鋸波Ｖb ′を選択し、第３の鋸波
選択器８３′が第１の鋸波Ｖa を選択する。フラグが２
となるｔ1 〜ｔ2 及びｔ4 〜ｔ5 区間では、第１の鋸波
選択器８２′が第１の鋸波Ｖa を選択し、第２の鋸波選
択器８２′が零を出力するか又は第１及び第２の鋸波Ｖ
a 、Ｖb ′のいずれかを選択し、第３の鋸波選択器８
３′が第２の鋸波Ｖb ′を選択する。フラグが３となる
ｔ2 〜ｔ3 及びｔ5 〜ｔ6 区間では、第１の鋸波選択器
８１′が第２の鋸波Ｖb ′を選択し、第２の鋸波選択器
８２′が第１の鋸波Ｖa を選択し、第３の鋸波選択器８
３′が零を出力するか又は第１及び第２の鋸波Ｖa 、Ｖ
b ′のいずれかを選択する。

【００５１】図１１は図４のｔ1 〜ｔ2 区間の一部にお
ける第１及び第３の比較器７７、７９の入力及び出力を
示す。第１の比較器７７は、図１１（Ａ）に示すように
第１の鋸波Ｖa と第１の通電率指令値Ｐa とを比較して
図１１（Ｂ）の第１のＰＷＭ制御信号Ｇa を出力する。
第３の比較器７９は図１１（Ｃ）に示すように第２の鋸
波Ｖb ′と第３の通電率指令値Ｐc とを比較し、図１１
（Ｄ）に示す第３のＰＷＭ制御信号Ｇc を出力する。第
１のＰＷＭ制御信号Ｇa のパルスは第１の鋸波Ｖa に同
期してｔ1 、ｔ4 等で立上り、第２のＰＷＭ制御信号Ｇ
b のパルスは第２の鋸波Ｖb ′に同期してｔ3 、ｔ5 等
で立上る。従って、第４の実施形態においても第３の実
施形態と同様に複数のＰＷＭ制御信号間におけるＰＷＭ
パルスのずれが生じ、第３の実施形態と同様に出力電圧
Ｖ0 のリップル低減効果を得ることができる。勿論、第
４の実施形態は第１の実施形態と同一の効果も有する。

【００５２】

【第５の実施形態】第５の実施形態の交流−直流変換装
置は、図１に示す第１の実施形態の交流−直流変換装置
の制御回路５を図１２に示す制御回路５ｄに変形し、こ
の他は図１と同一に構成したものである。

【００５３】図１２の制御回路５ｄは、図３の制御回路
５に第１、第２及び第３の鋸波補正器８１、８２、８３
を付加し、この他は図３と同一に構成したものである。
図１２の第１、第２及び第３の鋸波補正器８１、８２、
８３は鋸波発生器７６と第１、第２及び第３の比較器７
７、７８、７９との間に接続されている。また、第１、
第２及び第３の線間電圧Ｖrs、Ｖst、Ｖtrを得るための
第１、第２及び第３の減算器５７、５８、５９が第１、
第２及び第３の鋸波補正器８１、８２、８３に接続され
ている。

【００５４】第１、第２及び第３の鋸波補正器８１、８
２、８３は、第３の実施形態を示す図８で同一の符号で
示すものと同様に立下り傾斜鋸波Ｖb を選択的に送出す
る。しかし、図１２の第１、第２及び第３の鋸波補正器
８１、８２、８３はフラグを使用しないで、第１、第２
及び第３の減算器５７、５８、５９から得られる第１、
第２及び第３の線間電圧Ｖrs、Ｖst、Ｖtrを使用して立
上り傾斜及び立下り傾斜の鋸波Ｖa 、Ｖb の選択を決定
する。

【００５５】図１３は第１、第２及び第３の鋸波補正器
８１、８２、８３による立上り傾斜及び立下り傾斜鋸波
Ｖa 、Ｖb の選択を説明するものである。図１３（Ａ）
〜（Ｆ）は図４（Ａ）〜（Ｆ）と同一であり、図１３
（Ｇ）（Ｈ）（Ｉ）が第１、第２及び第３の鋸波補正器
８１、８２、８３の出力Ｈ1 、Ｈ2 、Ｈ3 を示す。第１
の鋸波補正器８１は、図１３（Ｇ）に示すように、第１
の線間電圧Ｖrsが正の半波において第２及び第３の線間
電圧Ｖst、Ｖtrよりも高い期間ｔ1 〜ｔ3（６０゜〜１
８０゜）で立上り傾斜鋸波Ｖa を発生し、第１の線間電
圧Ｖrsが負の半波においてその絶対値が第２及び第３の
線間電圧Ｖst、Ｖtrの絶対値よりも高い期間ｔ4 〜ｔ6
（２４０゜〜３６０゜）で立下り傾斜鋸波Ｖb を発生す
る。第２の鋸波補正器８２は、図１３（Ｈ）示すよう
に、第２の線間電圧Ｖstが正の半波において第１及び第
３の線間電圧Ｖrs、Ｖtrよりも高い期間ｔ0 〜ｔ2 （０
゜〜６０゜）及びｔ5 〜ｔ6 （３００゜〜３６０゜）で
立上り傾斜鋸波Ｖaを発生し、第２の線間電圧Ｖrsが負
の半波においてその絶対値が第１及び第３の線間電圧Ｖ
rs、Ｖtrの絶対値よりも高い期間ｔ2 〜ｔ4 （１２０゜
〜２４０゜）で立下り傾斜鋸波Ｖb を発生する。第３の
鋸波補正器８３は、図１３（Ｉ）に示すように、第３の
線間電圧Ｖtsが正の半波において第１及び第２の線間電
圧Ｖrs、Ｖstよりも高い期間ｔ3 〜ｔ5（１８０゜〜３
００゜）で立上り傾斜鋸波Ｖa を発生し、第３の線間電
圧Ｖtrが負の半波においてその絶対値が第１及び第２の
線間電圧Ｖrs、Ｖstの絶対値よりも高い期間ｔ0 〜ｔ2
（０゜〜１２０゜）で立下り傾斜鋸波Ｖb を発生する。
第５の実施形態の立上り傾斜鋸波Ｖa は図９（Ａ）に示
すものと同一であり、立下り傾斜鋸波Ｖb は図９（Ｃ）
に示すものと同一である。

【００５６】第５の実施形態によっても２つの鋸波Ｖa
、Ｖb を使用するので、図９と同様にＰＷＭパルスの
重なりが抑制され、出力電圧Ｖ0 のリップルを低減する
ことができる。また、第５の実施形態は第１の実施形態
と同一の効果も有する。

【００５７】

【第６の実施形態】第６の実施形態の交流−直流変換装
置は、図１の第１、第２及び第３のコンバータ２、３、
４を図１４の第１、第２及び第３のコンバータ２ａ、３
ａ、４ａに変形し、図１及び図３の制御回路５を図１５
の制御回路５ｅに変形し、この他は図１に示す第１の実
施形態と同一に形成したものである。

【００５８】図１４の第１、第２及び第３のコンバータ
２ａ、３ａ、４ａはプッシュプルコンバータである。第
１のコンバータ２ａを例にとって説明すると、第１のコ
ンバータ２ａは、トランス４０ａ′の１次巻線はセンタ
タップを有し、巻線４１ａと巻線４１ａ′とに分割され
ている。プッシュプル回路の一方の半分を構成する巻線
４１ａと第１及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａと第１
及び第２のダイオード４５ａ、４６ａとは図２で同一符
号で示すものと同様に形成され、コンバータ入力ライン
１６、１７間に図２と同様に接続されている。プッシュ
プル回路の他方の半分を構成する巻線４１ａ′と第３及
び第４のスイッチ４３ａ′、４４ａ′と第３及び第４の
ダイオード４５ａ′、４６ａ′とから成る回路も一方の
半分と同様に形成され、入力ライン１６、１７間に接続
されている。第１及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａと
第３及び第４のスイッチ４３ａ′、４４ａ′とは交互に
オン・オフ制御される。入力ライン１６、１７間に第１
の線間電圧Ｖrsの正の半波が入力している時に、第１及
び第２のスイッチ４３ａ、４４ａがオン制御されると、
ライン１６、第２のスイッチ４４ａ、第１のダイオード
４５ａ、巻線４１ａ、ライン１７の経路に電流が流れ、
２次巻線４２ａにはダイオード４７ａが導通する方向の
電圧が発生する。上記正の半波期間で第３及び第４のス
イッチ４３ａ′、４４ａ′がオン制御されると、ライン
１６、第４のスイッチ４４ａ′、第３のダイオード４５
ａ′、巻線４１ａ′、ライン１７の経路に電流が流れ、
２次巻線４２ａにはダイオード４８ａが導通する方向の
電圧が発生する。入力電圧Ｖrsの負の半波の期間には２
次巻線４２ａに上記の正の半波の時と逆の向きの電圧が
発生する。トランス４０ａ′の２次側は、平滑用のリア
クトル８０ａを有する他は図２と同一に構成されてい
る。第２及び第３のコンバータ３ａ、４ａは第１のコン
バータ２ａと同一に形成されている。

【００５９】プッシュプル回路を制御するための制御回
路５ｅは、図１５に示すように新たに第２の鋸波発生器
７６ａと第４、第５及び第６の比較器７７′、７８′、
７９′を設け、この他は図３と実質的に同一に形成した
ものである。但し、図１５の第１の鋸波発生器７６は図
５（Ａ）に示す鋸波Ｖa の奇数番目の鋸波に相当する第
１の鋸波Ｖa ′を図１６（Ａ）に示すように発生し、図
１５の第２の鋸波発生器７６ａは図５の鋸波Ｖa の偶数
番目の鋸波に相当する第２の鋸波Ｖb ′を発生するよう
に形成されている。第１、第２及び第３の比較器７７、
７８、７９は、第１、第２及び第３の通電率指令値Ｐa
、Ｐb 、Ｐc と第１の鋸波Ｖa ′とを比較して第１、
第２及び第３のコンバータ２ａ、３ａ、４ａの第１及び
第２のスイッチ４３ａ、４４ａ、４３ｂ、４４ｂ、４３
ｃ、４４ｃを制御するためのＰＷＭ制御信号Ｇa 、Ｇb
、Ｇcを発生する。第４、第５及び第６の比較器７
７′、７８′、７９′は、第１、第２及び第３の通電率
指令発生器７３、７４、７５と第２の鋸波発生器７６ａ
とに接続され、第１、第２及び第３の通電率指令値Ｐa
、Ｐb 、Ｐc と第２の鋸波Ｖb ′とを比較して第１、
第２及び第３のコンバータ２ａ、３ａ、４ａの第３及び
第４のスイッチ４３ａ′、４４ａ′、４３ｂ′、４４
ｂ′、４３ｃ′、４４ｃ′を制御するためのＰＷＭ制御
信号Ｇａ′、Ｇb ′、Ｇc ′を発生する。図１６には図
１５の第１及び第４の比較器７７、７７′の入力及び出
力が示されているが、この他の比較器も同様に動作す
る。

【００６０】図１４〜図１６示すように第１、第２及び
第３のコンバータ２ａ、３ａ、４ａをプッシュプル型コ
ンバータとする第６の実施形態によっても第１の実施形
態と同様な効果を得ることができる。

【００６１】

【第７の実施形態】第７の実施形態の交流−直流変換装
置は、図１の第１、第２及び第３のコンバータ２、３、
４を図１７の第１、第２及び第３のコンバータ２ｂ、３
ｂ、４ｂに変形し、且つ変形された制御回路５ｆを設
け、この他は図１に示す第１の実施形態と同一に形成し
たものである。

【００６２】図１７の第１、第２及び第３のコンバータ
２ｂ、３ｂ、４ｂはハーフブリッジ型コンバータであ
る。第１のコンバータ２ｂを例にとって説明すると、第
１のコンバータ２ｂはトランス４０ａの１次巻線４１ａ
の一端は、第１及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａと第
１及び第２のダイオード４５ａ、４６ａとから成る一方
の交流スイッチ回路を介して一方の入力ライン１６に接
続されていると共に第３及び第４のスイッチ４３ａ′、
４４ａ′と第３及び第４のダイオード４５ａ′、４６
ａ′とから成る他方の交流スイッチ回路を介して他方の
入力ライン１７に接続されている。１次巻線４１ａの他
端は一方の共振用の第１のコンデンサ８１ａを介して一
方の入力ライン１６に接続されていると共に共振用の第
２のコンデンサ８２ａを介して他方の入力ライン１７に
接続されている。トランス４１ａの２次側は図２と同一
である。入力交流電圧の正の半波期間において第１及び
第２のスイッチ４３ａ、４４ａがオン制御されると、第
１のコンデンサ８１ａ、第１のスイッチ４３ａ、第１の
ダイオード４６ａ、１次巻線４１ａの経路に第１の方向
の電流が流れる。また、正の半波期間において第３及び
第４のスイッチ４３ａ′、４４ａ′がオン制御される
と、第２のコンデンサ８２ａ、１次巻線４１ａ、第３の
スイッチ４３ａ′、第４のダイオード４６ａ′の経路に
第２の方向の電流が流れる。入力交流電圧の負の半波期
間において第１及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａがオ
ン制御されると、第１のコンデンサ８１ａ、１次巻線４
１ａ、第２のスイッチ４４ａ、第１のダイオード４５ａ
の経路に第２の方向の電流が流れる。また、負の半波期
間に第３及び第４のスイッチ４３ａ′、４４ａ′がオン
制御されると、第２のコンデンサ８２ａ、第４のスイッ
チ４４ａ′、第３のダイオード４５ａ′、１次巻線４１
ａの経路に第１の方向の電流が流れる。従って、入力交
流電圧の正の半波と負の半波との両方において２次巻線
４２ａに電圧を得ることができる。第２及び第３のコン
バータ３ｂ、４ｂも第１のコンバータ２ｂと同様に動作
する。

【００６３】図１８の制御回路５ｆは、図３の制御回路
５の通電率指令演算器７３、７４、７５を周波数指令演
算器７３′、７４′、７５′に変形し、この出力段に第
１、第２及び第３のゲート信号発生器９１、９２、９３
を設け、更にＮＯＴ回路９４、９５、９６を設け、この
他は図３と同一に構成したものである。図１７の第１、
第２及び第３のコンバータ２ｂ、３ｂ、４ｂは、１次巻
線４１ａ〜４１ｃのインダクタンスとコンデンサ８１ａ
〜８１ｃ、８２ａ〜８２ｃとの共振を使用した共振型コ
ンバータであるので、第１〜第４のスイッチのデューテ
ィ比が５０％一定に保たれていてもスイッチング周波数
を変えることによって２次巻線側に供給する電力量が変
化する。従って、直流出力電圧Ｖ0 の制御をスイッチン
グ周波数の制御によって達成することができる。また、
コンバータ入力電流の大きさをスイッチング周波数の制
御によって達成することができる。周波数制御を実行す
るための周波数指令演算器７３′、７４′、７５′は図
３の通電率指令演算器７３、７４、７５と同様に前段の
減算器７０、７１、７２の出力に基づいて周波数指令値
Ｆa 、Ｆb 、Ｆc を作成する。第１、第２及び第３のゲ
ート信号発生器９１、９２、９３は周波数指令値Ｆa、
Ｆb 、Ｆc で指定された周波数でデューティ比５０％の
制御パルスを発生する。制御パルスの繰返し周波数は例
えば２０〜１５０kHz である。制御パルスを含む第１、
第２及び第３の制御信号Ｇa 、Ｇb 、Ｇc は図１７の第
１、第２及び第３のコンバータ２ｂ、３ｂ、４ｂの第１
及び第２のスイッチ４３ａ、４４ａ、４３ｂ、４４ｂ、
４３ｃ、４４ｃのゲートに供給される。ゲート信号発生
器９１、９２、９３に接続された第１、第２及び第３の
ＮＯＴ回路９４、９５、９６は第１、第２及び第３の制
御信号Ｇa 、Ｇb 、Ｇc の位相反転信号Ｇa ′、Ｇb
′、Ｇc ′を形成し、第１〜第３のコンバータ２ｂ、
３ｂ、４ｂの第３及び第４のスイッチ４３ａ′、４４
ａ′、４３ｂ′、４４ｂ′、４３ｃ′、４４ｃ′のゲー
トに供給する。

【００６４】第７の実施形態によっても第１の実施形態
と同一の効果を得ることができる。

【００６５】

【変形例】本発明は上述の実施形態に限定されるもので
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 第１、第２及び第３のコンバータ２、３、４、
２ａ、３ａ、４ａ、２ｂ、３ｂ、４ｂ以外の型式のコン
バータを使用することができる。例えば、図１７の第１
及び第２のコンデンサ８１ａ〜８１ｃ、８２ａ〜８２ｃ
を電圧分割用コンデンサとし、第１〜第４のスイッチ４
３ａ〜４４ａ′４３ｂ〜４４ｂ′、４３ｃ〜４４ｃ′を
ＰＷＭ制御することができる。また、第１及び第２のコ
ンデンサ８１ａ、８２ａの位置に第１〜第４のスイッチ
と同様な対の交流スイッチを接続し、ブリッジ型コンバ
ータとすることができる。 （２） 図１４のプッシュプル型コンバータ２ａ、３
ａ、４ａ及び図１７のハーフブリッジ型コンバータ２
ｂ、３ｂ、４ｂにおいても、電流検出を図６と同様に
Ｒ、Ｓ、Ｔ相電流検出とし、図７と同様に制御回路側で
コンバータ電流に変換することができる。 （３） 図１４のプッシュプル型コンバータ２ａ、３
ａ、４ａにおいても、図８と同様に立上り傾斜の鋸波と
立下り傾斜の鋸波とをを組み合せてＰＷＭ制御信号を作
成することができる。 （４） 図１４のプッシュプル型コンバータ２ａ、３
ａ、４ａにおいても図１０に示すように位相の異なる２
つの鋸波を使用してＰＷＭ信号を形成することができ
る。また、図１７の共振型コンバータ２ｂ、３ｂ、４ｂ
又はブリッジ型コンバータにおいても、Ｒ、Ｓ、Ｔ相の
スイッチングの位相をずらすことができる。 （５） 制御回路５〜５ｆの入力段にアナログ・ディジ
タル変換器（ＡＤＣ）を設け、制御回路をディジタル回
路構成とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態の交流−直流変換装置を示す回
路図である。

【図２】図１の第１、第２及び第３のコンバータを詳し
く示す回路図である。

【図３】図１の制御回路を詳しく示す回路図である。

【図４】図３の各部の状態を示す波形図である。

【図５】図３の比較器の入力及び出力を概略的に示す波
形図である。

【図６】第２の実施形態の交流−直流変換装置を示す回
路図である。

【図７】図６の制御回路を示す回路図である。

【図８】第３の実施形態の制御回路を示す回路図であ
る。

【図９】図８の比較器の入力及び出力を概略的に示す波
形図である。

【図１０】第４の実施形態の制御回路を示す回路図であ
る。

【図１１】図１０の比較器の入力及び出力を概略的に示
す波形図である。

【図１２】第５の実施形態の制御回路を示す回路図であ
る。

【図１３】図１２の各部の状態を示す波形図である。

【図１４】第６の実施形態の交流−直流変換装置を示す
回路図である。

【図１５】図１４の制御回路を詳しく示す回路図であ
る。

【図１６】図１５の比較器の入力及び出力を概略的に示
す波形図である。

【図１７】第７の実施形態の交流−直流変換装置を示す
回路図である。

【図１８】図１７の制御回路を詳しく示す回路図であ
る。

【符号の説明】

１ｒ、１ｓ、１ｔ ３相交流入力端子 ２〜２ｂ、３〜３ｂ、４〜４ｂ 第１、第２及び第３の
コンバータ ５〜５ｆ 制御回路 ６ 平滑用コンデンサ

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相交流電源に接続される第１、第２及
   び第３の交流入力端子と、 前記第１及び第２の交流入力端子に接続された第１の交
   流−直流コンバータと、 前記第２及び第３の交流入力端子に接続された第２の交
   流−直流コンバータと、 前記第１及び第３の交流入力端子に接続された第３の交
   流−直流コンバータと、 前記第１、第２及び第３の交流−直流コンバータの制御
   回路と、 前記第１、第２及び第３の交流−直流コンバータの直流
   出力端子に接続された共通の平滑用コンデンサとを具備
   し、 前記第１、第２及び第３の交流−直流コンバータのそれ
   ぞれは、1次巻線及び2次巻線を有する トランスと、 前記トランスの前記１次巻線に前記３相交流電源の交流
   電圧を断続して印加するための交流スイッチング回路
   と、 前記トランスの前記２次巻線の電圧を整流する全波整流
   回路とを備えた絶縁型コンバータであり、 前記制御回路は、前記第１、第２及び第３の交流入力端
   子における３相交流電力の力率を改善するように前記交
   流スイッチング回路を制御するものであることを特徴と
   する３相交流−直流変換装置。
2. 【請求項２】 前記第１、第２及び第３の交流入力端子
   の第１、第２及び第３の線間電圧を検出するための電圧
   検出回路を有し、前記制御回路は、前記第１、第２及び
   第３の交流−直流コンバータの内で、最も低い線間電圧
   が入力する１台を選択的に休止させる手段を有している
   ことを特徴とする請求項１記載の３相交流−直流変換装
   置。
3. 【請求項３】 前記制御回路は、前記第１、第２及び第
   ３の交流−直流コンバータの内で動作する２台の交流−
   直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路のスイッチ
   ングタイミングをずらす手段を有していることを特徴と
   する請求項２記載の３相交流−直流変換装置。
4. 【請求項４】 前記制御回路は、前記第１、第２及び第
   ３の交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路
   の通電率を示す第１、第２及び第３の通電率指令値を発
   生する第１、第２及び第３の通電率指令値発生器と、 立上り傾斜の第１の鋸波と立下り傾斜の第２の鋸波とを
   選択的に発生する鋸波発生手段と、 前記第１、第２及び第３の通電率指令値と前記第１又は
   第２の鋸波とを比較して第１、第２及び第３のＰＷＭ制
   御信号を形成して前記第１、第２及び第３の交流−直流
   コンバ−タの前記交流スイッチング回路に供給する第
   １、第２及び第３の比較器と、 前記第１、第２及び第３の交流−直流コンバ−タの内で
   動作する２台の内の一方のための前記比較器に前記第１
   の鋸波を供給し、前記２台の内の他方のための前記比較
   器に前記第２の鋸波を供給するように前記鋸波発生手段
   を制御する手段とを有していることを特徴とする請求項
   ２記載の３相交流−直流変換装置。
5. 【請求項５】 前記制御回路は、前記第１、第２及び第
   ３の交流−直流コンバ−タの前記交流スイッチング回路
   の通電率を示す第１、第２及び第３の通電率指令値を発
   生する第１、第２及び第３の通電率指令値発生器と、 互いに位相が１８０度異なる第１及び及び第２の鋸波を
   選択的に発生する鋸波発生手段と、 前記第１、第２及び第３の通電率指令値と前記第１又は
   第２の鋸波とを比較して第１、第２及び第３のＰＷＭ制
   御信号を形成して前記第１、第２及び第３の交流−直流
   コンバ−タの前記交流スイッチング回路に供給する第
   １、第２及び第３の比較器と、 前記第１、第２及び第３の交流−直流コンバ−タの内で
   動作する２台の内の一方のための前記比較器に前記第１
   の鋸波を供給し、前記２台の内の他方のための前記比較
   器に前記第２の鋸波を供給するように前記鋸波発生手段
   を制御する手段とを有していることを特徴とする請求項
   ２記載の３相交流−直流変換装置。