JPH07303644A - 超音波診断装置 - Google Patents

超音波診断装置

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JPH07303644A
JPH07303644A JP6191588A JP19158894A JPH07303644A JP H07303644 A JPH07303644 A JP H07303644A JP 6191588 A JP6191588 A JP 6191588A JP 19158894 A JP19158894 A JP 19158894A JP H07303644 A JPH07303644 A JP H07303644A
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勇 山田
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Abstract

(57)【要約】 【目的】本発明は、被検体内に超音波を送波し、被検体
内で反射した超音波を受信することにより得られた受信
信号に基づいて断層像を得る超音波診断装置に関し、被
検体内の組織の、速度もしくは速度勾配を高精度に検出
する。 【構成】複素信号変換回路４から出力された複素信号
（直交検波信号）［ｈci（ｔ）＋ｊｈsi（ｔ）］から互
いに時間差Δτだけ離れた２つのディジタルの複素信号
［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）］，［Ｒi （ｔ＋Δτ）＋
ｊＩi （ｔ＋Δτ）］を求め、この２つの複素信号の複
素相関値Ｃi,i （ｔ，Δτ）から位相差Δθ i,i+1
（ｔ）を求め、また超音波パルスの送波を繰り返す間の
信号どうしの複素相関値Ｃi,i+1 （ｔ）から位相差Δθ
i,i+1 （ｔ）を求め、それらの位相差を用い、被検体内
の動き量に対応する時間差Δｔを、 Δｔ＝Δθi,i+1 （ｔ）・Δτ／｛Δθi,i （ｔ，Δ
τ）−ω0 Δτ｝ に従って算出する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、被検体内に超音波を送
波し、被検体内で反射した超音波を受信することにより
得られた受信信号に基づいて被検体内の組織の、例えば
速度もしくは速度勾配等を得る超音波診断装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】人体内に超音波ビームを送信し、人体内
の組織で反射されて戻ってくる超音波を受信して人体の
内臓等の疾患の診断を行う超音波診断装置が従来より用
いられており、この超音波診断装置の一態様として、も
しくはＢモード（断層像）表示を行う超音波診断装置の
オプションとして、体内を流れる血流の速度や内部組織
の動きを検出する機能を備えたものがある。
【０００３】この超音波診断装置には、体内を流れる血
流で反射された超音波を受信して血流の速度、分散、パ
ワー等の血流情報を得ることができるように構成された
ものがある。また近年では、例えば狭心症や心筋梗塞等
の虚血性心疾患の診断に役立たせるため、あるいは、組
織内の硬いガン組織等を発見するために、心筋やその他
の組織の動きや硬さを観察することが提案されている。
この組織の動きや硬さは、生体に外的に振動を与えたと
きの振動伝播性状や、内的な心拍に起因する臓器の動き
等を超音波を用いて観察することにより知ることができ
る。
【０００４】組織の硬さに関連する量を検出する手法と
して、例えば、日本超音波医学会第５３回研究発表会講
演論文集（２７１−２７２頁）「低周波加振による軟組
織内部の振動の振幅と位相の同時映像系」（昭和６３年
１１月発行）には、組織の硬さや弾力性等に関連したズ
レ粘弾性パラメータに密接に結びつく物理量としての被
検体内部組織の低周波振動の伝播速度を、位相変化から
求めることが提案されている。
【０００５】また、近年では、組織の動き（速度）を検
出するだけでなく、その速度を被検体内の、例えば深さ
方向について微分して速度勾配を求めることで組織の伸
縮度に関連する量（硬さ）を得ることも提案されている
（例えば特公平５−４３３８１号公報参照）。血流速度
や内部組織の動きを検出するには、被検体内に延びる各
走査線方向それぞれに複数回ずつ超音波パルスを送信
し、パルスペア法によってドプラ遷移周波数を検出し、
このようにして検出されたドプラ遷移周波数に基づいて
その被検体内の血流速度或いはその被検体組織の動きを
検出することができる。
【０００６】図３７は、従来の超音波診断装置における
血流速度の検出のための構成を表わしたブロック図であ
る。送信部１１０は、図示しない制御部からの制御信号
に従って、超音波プローブ先端に配列されたトランスデ
ューサアレイ１１２に送信信号を送り、トランスデュー
サアレイ１１２から被検体（図示せず）の内部に超音波
を送信する。被検体内部で反射された超音波はトランス
デューサアレイ１１２で受信され、その受信された信号
はビームフォーマ１１４に入力され、このビームフォー
マ１１４によって特定方向に収束されたエコー信号が生
成される。この特定の方向は走査線と呼ばれる。ビーム
フォーマ１１４で生成されたエコー信号は、直交検波部
１１６に入力される。この直交検波部１１６では、図示
しない制御部から送出される、超音波の中心周波数と同
一の周波数を有するとともに位相が互いに９０°異なる
２つの参照信号によって直交検波され、実数部Ｒj
（ｉ）、虚数部Ｉj （ｉ）の２つの信号が生成される。
ここで符号ｊは、各走査線に付した走査線番号、符号ｉ
は、同一走査線方向について行なった複数回の超音波の
送受信にそれぞれ付した繰り返し番号である。
【０００７】直交検波部１１６で得られた実数部Ｒj
（ｉ）と虚数部Ｉj （ｉ）からなる直交検波信号は、そ
れぞれＡ／Ｄコンバータ１１８，１２０でディジタル信
号に変換されて各メモリ１２２，１２４に一旦格納さ
れ、その後各メモリ１２２，１２４から読み出されてＭ
ＴＩフィルタ１２６に入力される。ＭＴＩフィルタ１２
６に入力された信号は、血流情報と生体組織の動きの情
報との双方を担持しているため、このＭＴＩフィルタ１
２６で例えば入力信号の低周波数成分をカットすること
等により血流情報のみを担持する信号が抽出される。
【０００８】ＭＴＩフィルタ１２６の出力信号は複素自
己相関演算部１２８に送られ、さらにその出力信号はａ
ｔａｎ演算部１３０に送られる。これら複素自己相関演
算部１２８、ａｔａｎ演算部１３０における演算内容に
ついては後述する。ａｔａｎ演算部１３０では血流速度
が求められる。ａｔａｎ演算部１３０から出力された血
流速度を表わす信号は、ディジタルスキャンコンバータ
１３２に入力されて表示用に適した信号に変換され、例
えばＣＲＴ等のディスプレイ１３４に、その血流速度を
表わす画像が、例えば、被検体内からトランスデューサ
アレイ１１４に向かう方向の血流が赤、遠ざかる方向の
血流が青でカラー表示される。
【０００９】図３８は、血流速度を求める場合の、被検
体内部の走査線を模式的に表わした図、図３９は従来例
の動作説明図、図４０は従来例の演算アルゴリズムを表
わした図である。図３８に示すように、体表に接したプ
ローブからＢ１，Ｂ２，…に示す走査線方向に超音波を
送信することによって、超音波のＢモード断層像を得る
ためのエコー信号を得ることができる。また、血流速度
を求める場合、Ｃ１，Ｃ２，…に示す各走査線方向にそ
れぞれ複数回超音波を送信することによって、それぞれ
の方向の血流速度をパルスペア法によって算出すること
ができる。図３８では、Ｂ i とＣi は、互いに異なる方
向の如く示しているが、同一方向でも構わない。
【００１０】一般に、走査の順序は、図３９（ａ）また
は図３９（ｂ）のようになる。ここで、血流速度或いは
組織の動きを検出するための信号をＣj （ｉ）で表現す
る。ｊは走査線番号、ｉは同一走査線方向における繰り
返し番号である。高速の血流速度まで検出したい場合
は、図３９（ａ）のように繰り返し周期を短く、また、
低速まで検出する場合には、図３９（ｂ）のように、同
一走査線方向に対する繰り返し周期を長くするのが一般
的である。ここで走査線ｊ方向の、繰り返し得られる直
交検波信号を図３９（ｃ）のように、｛Ｒj （１），Ｉ
j （１）｝、｛Ｒ j （２），Ｉj （２）｝、｛Ｒj
（３），Ｉj （３）｝，…のように表現する。
【００１１】このとき、図３７に示す複素自己相関演算
部１２８、ａｔａｎ演算部１３０では図４０に示すよう
な演算が行なわれる。画面が更新されると、先ず走査線
番号ｊと、深さｔi （図３８（ｃ）に示す時刻ｔi に対
応する）の初期設定が行なわれ、走査線番号ｊの走査線
上の、指定された深さｔi における直交検波信号 ｛Ｃj （ｉ）｝t=ti＝｛Ｒj （ｉ），Ｉj （ｉ）；ｉ＝１，…，ｎ｝t=ti をメモリ１２２，１２４から読み出し、複素自己相関演
算部１２８において、下記（１）式に基づいて走査線
ｊ、深さｔi における複素自己相関値Ｃｏｒ（ｊ，ｔ
i ）が計算される。
【００１２】尚、ここではＭＴＩフィルタ１２６の入出
力の前後の信号に同一の符号を用いている。
【００１３】
【数１】
【００１４】この（１）式に基づいて求められた複素自
己相関値Ｃｏｒ（ｊ，ｔi ）が、ａｔａｎ演算部１３０
に入力される。ａｔａｎ演算部１３０では、入力された
複素自己相関値Ｃｏｒ（ｊ，ｔi ）に基づいて、走査線
ｊ、深さｔi における位相差Δθ（ｊ，ｔi ）が、式 Δθ（ｊ，ｔi ）＝ａｔａｎ［Ｉｍ｛Ｃｏｒ（ｊ，ｔi ）｝／Ｒｅａｌ｛Ｃｏ ｒ（ｊ，ｔi ）｝］…（２） に基づいて求められ、この位相差Δθ（ｊ，ｔi ）か
ら、走査線ｊ、深さｔi における速度Ｖ（ｊ，ｔi ）
が、式 Ｖ（ｊ，ｔi ）＝（Δθ（ｊ，ｔi ）・Ｃ）／（４πｆ0 Ｔ）…（３） 但し、Ｃは被検体内の音速、ｆ0 は超音波の中心周波
数、Ｔは超音波送受信の繰り返し周期、を表わす。に従
って求められる。
【００１５】以上の演算を、深さｔi をインクリメント
しながら、また走査線番号ｊをインクリメントしながら
繰り返すことにより、その画面についての血流速度が求
められる。図３９（ｄ）は、上述のようにして算出され
た血流速度を、ある走査線について表現したものであ
る。
【００１６】ここで、図３７に示す従来例では、メモリ
１２２，１２４に格納された信号を読み出してＭＴＩフ
ィルタ１２６を経由させ、これにより血流情報を抽出す
ると説明したが、内部組織の動きを検出する場合は、内
部組織の動きの情報を表わす信号成分は血流情報を表わ
す信号成分と比べそのパワーが格段に大きいため、血流
情報を除去する必要はなく、ＭＴＩフィルタ１２６をバ
イパスさせた信号に関して上述した演算を行なうことに
より、内部組織の動きの様子を知ることができる。
【００１７】更に別の従来例について説明する。特公昭
６２−４４４９４号公報には、心臓血流の速度を画像表
示する超音波ドプラ診断装置が示されている。これは、
被検体内からの反射超音波を受信し、反射超音波が受け
たドプラ効果を超音波キャリア周波数の偏移として検出
するものであり、この検出手法はパルスペア法と呼ばれ
ている。
【００１８】図４１は、従来の超音波ドプラ診断装置の
概要を示す図である。超音波診断装置の一般的な技術的
事項については広く知られているため、ここではパルス
ペア法に関連する事項を中心に説明する。複数配列され
た超音波振動子２０１に向けて送信回路２０２から各所
定のタイミングでパルス信号が送信され、これにより超
音波振動子２０１から被検体（図示せず）の内部の所定
方向に超音波パルスが送波される。被検体内に送波され
た超音波は被検体内部で反射しその反射した超音波は超
音波振動子２０１で受信され受信回路２０３に入力され
て整相加算され、これにより被検体内の所定方向の情報
を担持する受信信号が生成される。この受信信号は直交
検波回路２０４で直交検波され、これにより互いに直交
する２つの信号ｈci（ｔ），ｈsi（ｔ）が得られる。こ
こでｉは、被検体内の所定方向への超音波パルスを繰り
返したときのｉ番目の送波に対応した信号であることを
意味し、ｔは、各送波毎の各基準時を基点とした時刻を
表わしている。これら２つの信号ｈci（ｔ），ｈ
si（ｔ）は、それら２つの信号ｈci（ｔ），ｈsi（ｔ）
を組合わせることにより複素信号［ｈ ci（ｔ）＋ｊｈsi
（ｔ）］と観念される。
【００１９】この複素信号ｈci（ｔ），ｈsi（ｔ）の実
数部ｈci（ｔ），虚数部ｈsi（ｔ）は、それぞれ各Ａ／
Ｄ変換器２０５，２０６に入力され、所定の時間間隔毎
にサンプリグされてデジタルの複素信号に変換され、メ
モリ２０７に一旦格納される。このメモリ２０７に格納
された複素信号は、メモリ２０７から読み出されてＭＴ
Ｉフィルタ２０８に入力される。このＭＴＩフィルタ２
０８は、入力された複素信号が担持するクラッタ成分の
情報をカットし血流情報を抽出する低周波域カットフィ
ルタ等により構成される。ＭＴＩフィルタ２０８から出
力された血流情報を表わす複素信号は一旦メモリ２０９
に格納された後、メモリ２０９から読み出され、複素相
関演算部２１０に入力される。
【００２０】尚、組織の動きを算出する場合は、ＭＴＩ
フィルタ２０８をバイパスさせるか、あるいはＭＴＩフ
ィルタ２０８の特性を変更すればよい。これは、組織か
らの信号強度は、血流成分の信号強度に比べて格段に大
きく、血流情報をカットしなくとも、組織からの反射信
号に加担した複素信号が複素相関演算部２１０に入力さ
れることになる。
【００２１】複素相関演算部２１０では、ｉ番目の送波
に対応する複素信号とｉ＋１番目の送波に対応する複素
信号との間で複素相関演算が施され、複素相関値Ｃ
i,i+1 （ｔ）が算出される。この複素相関値Ｃi,i+1
（ｔ）は速度演算部２１１に入力されて被検体内の血流
速度Ｖに変換される。その血流速度Ｖはデジタルスキャ
ンコンバータ（ＤＳＣ）２１２に入力されて表示用の信
号に変換され、表示部２１３において、その血流速度分
布が、被検体内の断層像に重畳されて例えばカラーで表
示される。尚、断層像を得る手法は広く知られた技術で
あり、また、本発明は断層像を得る手法とは直接関係し
ないため、ここでは断層像を得る手法についての図示お
よび説明は省略する。
【００２２】図４１に示すような超音波診断装置を用
い、被検体内の所定方向に繰り返し周期Ｔ毎に送波し、
これにより被検体内の所定方向のある観測点深さについ
て複素信号Ｚi ＝Ｘi ＋ｊＹi （ｉ＝１，２，３，…）
が得られたものとする。このとき、図４１に示す複素相
関算出部２１０で得られる複素相関の期待値は、 ＜Ｚi+1 Ｚi *＞＝ ＜Ｘi+1 Ｘi ＋Ｙi+1 Ｙi ＞＋ｊ＜Ｙi+1 Ｘi −Ｙi+1 Ｙi ＞ ……（４） で与えられる。この（４）式より、繰り返し周期Ｔの間
に生じる位相差Δθの期待値＜Δθ＞は、 ＜Δθ＞＝ ａｒｃｔａｎ｛＜Ｙi+1 Ｘi −Ｙi+1 Ｙi ＞／＜Ｘi+1 Ｘi ＋Ｙi+1 Ｙi ＞｝ ……（５） となる。ここで、送波された超音波パルスが非常に狭帯
域であるとしたならば、検出された位相差＜Δθ＞と、
被検体内部が動く（ここでは血流が存在する）ことによ
って生じるドプラ周波数ｆd との関係は、 ＜Δθ＞＝２πｆd ・Ｔ ……（６） となる。またそのときの動きの速度（ここでは血流速
度）Ｖは、 Ｖ＝（ｃ／２ω0 ）・＜Δθ＞／Ｔ ……（７） で与えられる。ここで、ｃは被検体内部における音速
（通常は、１５４０ｍ／ｓｅｃ．）、ω0 は直交検波回
路２０４（図４１参照）において用いられる参照信号の
参照角周波数である。
【００２３】次に、もう１つの従来例について説明す
る。図４２は、従来の超音波診断装置の概要を示す図で
ある。超音波診断装置の一般的な技術事項については広
く知られているため、ここでは、被検体内の動きの速度
および速度勾配を求めることに関連する事項を中心に説
明する。
【００２４】複数配列された超音波振動子３０１に向け
て、送信回路３０２から、各所定のタイミングでパルス
信号が送信され、これにより超音波振動子３０１から被
検体（図示せず）の所定の深さ方向に延びる走査線に沿
って超音波パルスが送波される。被検体内に送波された
超音波は被検体内部で反射しその反射した超音波は超音
波振動子３０１で受信され受信回路３０３に入力されて
遅延加算され、これにより、その走査線に沿う、被検体
内の情報を担持する受信信号が生成される。この受信信
号は直交検波回路３０４および検波回路３１４に入力さ
れる。
【００２５】検波回路１１４では入力された受信信号が
検波され、その検波された信号がディジタルスキャンコ
ンバータ（ＤＳＣ）４１２で表示用の信号に変換され、
表示部４１３に、被検体の断層像が表示される。なお、
断層像を得る手法は広く知られた技術であり、また後述
する本発明は断層像を得る手法とは直接関係しないた
め、ここでは断層像を得る手法についてのこれ以上の詳
細な図示および説明は省略する。
【００２６】一方、直交検波回路３０４に入力された受
信信号は、直交検波回路３０４を構成するミキサ３０４
ａ，３０４ｂに入力される。ミキサ３０４ａ，３０４ｂ
には、制御信号発生部３０５から出力された各参照信号
ｃｏｓω0 ｔ，ｓｉｎω0 ｔも入力され、受信信号と乗
算される。尚、ω0は参照信号ｃｏｓω0 ｔ，ｓｉｎω0
ｔの参照角周波数である。ミキサ３０４ａ，３０４ｂ
から出力された各信号は、ローパスフィルタ３０４ｃ，
３０４ｄに入力され、これらのローパスフィルタ３０４
ｃ，３０４ｄにより低周波域側の信号が抽出される。ロ
ーパスフィルタ３０４ｃ，３０４ｄから出力された信号
は、Ａ／Ｄ変換器３０６ａ，３０６ｂによりディジタル
の信号に変換され、これにより、互いに直交する２つの
信号Ｒi （ｔ），Ｉi （ｔ）が得られる。ここでｉは、
被検体内の所定方向への超音波パルスを繰り返したとき
のｉ番目の送波に対応した信号であることを意味し、ｔ
は、各送波毎の各基準時を基点とした時刻を表わしてい
る。これら２つの信号Ｒi （ｔ），Ｉi （ｔ）は、それ
ら２つの信号Ｒi（ｔ），Ｉi （ｔ）を組合わせること
により、複素信号Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）と観念され
る。但しｊは虚数単位を表わす。
【００２７】この複素信号Ｒi （ｔ），Ｉi （ｔ）は、
メモリ３０７に一旦格納される。このメモリ３０７に格
納された複素信号は、メモリ３０７から読み出されてＭ
ＴＩフィルタ等のクラッタ除去手段３０８に入力され
る。クラッタ除去手段３０８は、入力された複素信号が
担持するクラッタ成分の情報をカットし血流情報を抽出
する低周波域カットフィルタ等により構成される。血流
速度の算出のためにはクラッタ成分の情報をカットし血
流情報のみを抽出する必要があるが、血流情報のパワー
と比べ組織成分の情報のパワーの方が圧倒的に大きいた
め、組織の速度等の算出のためには血流情報をカットす
る操作は通常は行われない。
【００２８】メモリ３０７から読み出された複素信号
は、血流速度を求めるか組織の速度を求めるかに応じ
て、クラッタ除去手段を経由した後、あるいはクラッタ
除去手段３０８は経由せずに、切り替え器３０９を経由
し、複素自己相関演算部３１０に入力される。複素自己
相関演算部３１０では、被検体内の同一方向へのｉ番目
の送波に対応する複素信号とｉ＋１番目の送波に対応す
る複素信号との間で複素自己相関演算が施され、複素自
己相関値Ｃi,i+1 （ｔ）が算出される。尚、図中の＜…
…＞は平均化演算（期待値）を表わす。この複素自己相
関値Ｃi,i+1 （ｔ）は速度及び速度勾配算出手段３１１
に入力されて被検体内の血流速度もしくは組織の速度，
速度勾配に変換される。
【００２９】求められた速度ないし速度勾配は、ディジ
タルスキャンコンバータ（ＤＳＣ）３１２に入力されて
表示用の信号に変換され、表示部３１３において、その
速度分布ないし速度勾配分布が、例えば被検体内の断層
像の表示と切り替えられて表示され、あるいはその断層
像に重畳されて例えばカラーで表示される。図４２に示
すような超音波診断装置を用い、被検体内の所定方向
に、繰り返し周期Ｔ毎に送波し、これにより被検体内に
延びる所定の走査線上のある深さ位置（観測点）につい
て複素信号Ｚi ＝Ｘi ＋ｊＹi （ｉ＝１，２，３，…）
が得られたものとする。
【００３０】このとき、図４２に示す複素自己相関演算
部３１０で得られる複素自己相関の期待値＜Ｃi,i+1 ＞
は、 ＜Ｃi,i+1 ＞＝ ＜Ｚi+1 Ｚi *＞＝ ＜Ｘi+1 Ｘi ＋Ｙi+1 Ｙi ＞＋ｊ＜Ｙi+1 Ｘi −Ｘi+1 Ｙi ＞ ……（８） で与えられる。ただし、＊は複素共役を表わす。この
（８）式より、繰り返し周期Ｔの間に生じる位相差Δθ
の期待値＜Δθ＞は、 ＜Δθ＞＝ ａｒｃｔａｎ｛＜Ｙi+1 Ｘi −Ｘi+1 Ｙi ＞／＜Ｘi+1 Ｘi ＋Ｙi+1 Ｙi ＞｝ ……（９） となる。
【００３１】またこの位相差の期待値＜Δθ＞とドプラ
周波数ｆd との関係は、 ＜Δθ＞＝２πｆd Ｔ ……（１０） で与えられ、また検出できる最大ドプラ周波数ｆ
dmaxは、 ｆdmax＝１／（２Ｔ） ……（１１） となる。
【００３２】また、位相差の期待値＜Δθ＞と超音波の
送波の方向の速度（血流速度ないし組織の速度）Ｖは、 Ｖ＝（ｃ／２ω0 Ｔ）・＜Δθ＞ ……（１２） となる。ここでｃは被検体内の音速、例えばｃ＝１５４
０ｍ／ｓｅｃである。前述の特公平５−４３３８１号公
報に記載された速度勾配を求める手法は、上記（１２）
式のように求められた速度Ｖを、被検体内の深さ方向ｚ
について微分ないし差分（以下「微分」で代表させる）
すること、即ち、 ｄＶ／ｄｚ＝（１／Δｚ）（Ｖj+1 −Ｖj ） ……（１３） の演算により速度勾配を求めるものである。但し、添字
ｊはｚ方向（深さ方向）のｊ番目のサンプリング点に関
するものであることを表わしており、Δｚは、ｚ方向に
並ぶ２つのサンプリング点の間隔を表わしている。尚、
その２つのサンプリング点ｊ，ｊ＋１で反射した超音波
の受信信号の各時刻をｔj ，ｔj+1 としたとき、Δｔ＝
ｔj+1 −ｔj はその２つのサンプリング点ｊ，ｊ＋１の
間を超音波が往復する時間を表わし、したがって Δｚ＝ｃ・Δｔ／２ ……（１４） の関係が成立する。
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】ここで、１画面のデー
タを生成するのに要するデータ収集時間を概算してみ
る。繰り返し周期Ｔ＝２００μｓｅｃ、走査線本数６
４、同一方向に対する送信回数を９回（Ｂモード像用に
１回、ドプラ検出用に８回）とすると、１フレームを構
成するために要する時間は、 ２００μｓｅｃ×９×６４＝１１５．２ｍｓｅｃ となる。これは、フレームレートが約８（１／１１５．
２ｍｓｅｃ＝８．６）に相当する。このフレームレート
は、診断上決して十分な速度とは言えない。一方、フレ
ームレートを向上させようとして、同一方向に対する繰
り返し回数を減らすことは、精度上問題がある。
【００３４】フレームレートを向上させるためのポイン
トは、同一方向に送信する回数を減らすことにある。同
一方向に対する送信回数を減らすと、速度検出のために
用いる複素自己相関値のバラツキが大きくなるため、最
終的に得られる速度Ｖの精度も低下してしまうが、図３
８に示すように、隣接する走査線や隣接する深さで得ら
れる複素自己相関値も用いることによって、精度低下を
避けることが考えられる。
【００３５】図４３は、このような考えに基づく従来の
超音波診断装置の構成例を表わしたブロック図である。
図３７に示す従来例との相違点のみについて説明する。
この図４３に示す超音波診断装置は、ａｔａｎ演算部１
３０の後段に平均処理部１３１が備えられている。この
平均処理部１３１において、ａｔａｎ演算部１３０で求
められた各走査線ｊおよび各深さｔi における各速度Ｖ
（ｊ，ｔi ）が、図３７に示すように、隣接する走査線
の方向（図３８（ａ））、あるいは１本の走査線の深さ
方向（図３８（ｂ））、あるいは、走査線方向と深さ方
向との双方（図３８（ｃ））に関して平均処理される。
これによりフレームレートを落とさずに検出精度が向上
すると考えられる。
【００３６】しかし、図４３に示すような平均処理方式
では、検出精度の向上が十分であるとは言い難く、更な
る検出精度の向上が望まれる。本発明は、上記事情に鑑
み、フレームレートを落とさずして検出精度を向上させ
ること、或いは、精度を低下させずしてフレームレート
を向上させることを第１の目的とする。
【００３７】また、従来の超音波診断装置は、図４１を
参照して説明したように、パルスペア法の原理に基づい
て、血流速度等、被検体内部の動きの情報を得ている
が、実際には、ランダム構造体からの反射信号としての
受信信号は、位相差がランダムに変化したり、減衰の影
響によって推定される速度にオフセットを持ったりする
という、大きな誤差を含んでいる。
【００３８】このため、この誤差を抑え、被検体内部の
動きの情報を高精度に得ようとする試みがなされてお
り、その１つが特開平３−２８６７５１号公報に提案さ
れている。図４４は、上記提案の手法をさらに発展させ
た手法を示した回路ブロック図である。
【００３９】図４１の従来例の各ブロックと対応するブ
ロックには、図４１に付した番号と同一の番号を付して
示し、説明は省略する。受信回路２０３から出力された
受信信号は、直交検波回路２０４＿１に入力されて複素
信号に変換され、さらにＡ／Ｄ変換回路２０５＿１，２
０６＿１によりデジタルの複素信号に変換されて位相差
算出部２２０に入力される。また受信回路２０３から出
力された受信信号は、その受信信号を遅延時間Δτだけ
遅延させるアナログ遅延線２１２を経由した後直交検波
回路２０４＿２に入力され、複素信号に変換され、Ａ／
Ｄ変換回路２０５＿２，２０６＿２を経由して位相差算
出部２２０に入力される。受信信号を遅延線２１２で遅
延させることは、被検体内の超音波パルスが送波された
方向に沿う組織が、遅延時間Δτに対応した分だけ、一
律に移動したことを模擬していることになる。
【００４０】位相差算出部２２０では、もともと１つの
受信信号から得られた２つの複素信号の位相差Δθr が
算出され、メモリ２２１に入力される。またこの位相差
演算部２２０では、１回目の超音波パルスの送波に対応
する受信信号と、同一方向への２回目の超音波パルスの
送波に対応する受信信号との間の位相差Δθ1,2 も求め
られ、メモリ２２１に格納される。この位相差Δθ1,2
は、図４１を参照して説明した、被検体内部のランダム
構造に依存して大きく変化する位相差である。
【００４１】その後、メモリ２２１から位相差Δθr が
読み出されて補正係数算出部２２２に入力され、補正係
数算出部２２２では、補正係数Δτ／Δθr が算出され
て補正演算部２２３に入力される。またメモリ２２１か
らは位相差Δθ1,2 も読み出され、この位相差Δθ1,2
は補正演算部２２３へ直接入力される。補正演算部２２
３では、入力された位相差Δθ1,2 に補正係数Δτ／Δ
θr が掛け算され、誤差の少ない高精度の時間差Δθ
1,2 ・Δτ／Δθr が算出される。この時間差Δθ1,2
・Δτ／Δθr は、組織パラメータ算出部２２４に入力
される。組織パラメータ算出部２２４では、被検体内の
各点について求めた時間差Δθ1,2 ・Δτ／Δθr に基
づいて、被検体内部の各点の硬さの程度を表わす組織パ
ラメータが求められ、この組織パラメータが表示部１２
５に入力されて表示される。
【００４２】ここで、時間差Δθ1,2 ・Δτ／Δθr
は、以下のように説明される。すなわち、位相差Δθr
は、上述したように、１つの受信信号を２系統に分け、
一方を遅延時間Δτだけ遅延させ、それら２つの受信信
号から求められたそれら２つの受信信号間の位相差であ
る。すなわち、この位相差Δθr は、位相差Δθ1,2 と
同様の誤差を含んだものである。したがって、位相変化
が滑らかであってその位相変化を一次式で近似できるな
らば、すなわち、Δθr とΔτが比例するならば既知の
遅延時間Δτに、それら位相差Δθ1,2 ，Δθr の比例
量Δθ1,2 ／Δθ r を掛け算することにより、その間の
被検体の移動量に対応する時間差Δθ1,2・Δτ／Δθr
が正確に求められる。
【００４３】この図４４を参照して説明した手法を用い
ると、一次近似が成立する範囲においては誤差は補正さ
れるが、遅延時間Δτが極めて正確である必要があり、
したがって高精度のアナログ遅延線２１２が必要とな
り、このことが装置のコストを引き上げる要因の１つと
なる。また直交検波回路等も２系統必要となり、回路規
模が増大化し、このこともコストアップの要因となり、
また装置の小型化の要請にも反することとなる。
【００４４】上記特開平３−２８６７５１号公報に記載
された手法は、図４４に示すように直交検波回路等を２
系統備えたものではなく、１系統のみ備え、超音波パル
スの送波毎に遅延線２１２を通したものと通さないもの
とを切り換えることが提案されているが、この場合、繰
り返し周期の間に被検体が動いている場合が多いため、
補正の効果が小さい。また遅延線を備える代わりに、遅
延時間Δτに対応した量だけ超音波パルスの送波のタイ
ミングを送波の繰り返し毎に変化させることも提案され
ているが、やはり被検体の動きにより補正の効果が失わ
れることになる。
【００４５】また、上記特開平３−２８６７５１号公報
に記載された手法は、遅延の有無の受信信号間の位相差
Δθr を求めるにあたり、先ず各信号の位相がそれぞれ
求められ、次に、位相がπから−πに飛ぶいわゆる位相
のラップアラウンドを考慮してそれらの位相どうしの差
（位相差Δθr ）が算出されるが、通常の超音波受信信
号ではラップアラウンドが数多く生じ、その補正が大変
であるという問題もある。
【００４６】本発明は、上記事情に鑑み、構成の比較的
簡単な回路で被検体内部の動きを高精度に知ることがで
きる超音波診断装置を提供することを第２の目的とす
る。さらに、従来の超音波診断装置においては、上述し
たように（１２）式により速度Ｖを求め、（１３）式に
示すようにその速度Ｖを深さ方向（ｚ方向）に微分する
ことにより、一応、速度勾配ｄＶ／ｄｚが算出される
が、被検体内の動きが速く、上述した（１１）式に示す
最大ドライブ周波数ｆdmaxを生じさせるドプラ偏移を越
えるドプラ偏移を生じた場合に、算出される値に誤差を
生じるという問題がある。
【００４７】図４５は、この問題点の説明図である。あ
る深さの２点Ａ，Ｂについて本来求められるべき位相差
をそれぞれΔθA ，ΔθB としたとき、図４５（ａ）に
示すようにΔθA はπ以内であり、ΔθB はπを越えた
とする。ところが位相差は−π〜πの間でしか識別でき
ず、したがって、図４５（ｂ）に示すように、ΔθA と
してはπに近い値が求められるが、ΔθB としては−π
に近い値が求められ、２πだけ位相が飛ぶという位相の
ラップアラウンドの問題が生じる。上述した（１２）式
は、位相差Δθと速度Ｖは比例関係にあることを表わし
ており、（１２）式に従って求められる速度Ｖも、図４
５（ｂ）に示すような値をとることになる。したがっ
て、（１３）式に基づいて算出された速度勾配ｄＶ／ｄ
ｚは、図４５（ｃ）に示すように、実際の速度勾配（図
４５（ｄ））とはかけ離れた、大きな誤差を含むことが
ある。
【００４８】本発明は、上記事情に鑑み、ラップアラウ
ンドの問題を生じることなく、速度勾配を正確に算出す
ることのできる超音波診断装置を提供することを第３の
目的とする。
【００４９】
【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
る本発明の第１の超音波診断装置は、被検体内の各走査
線方向にそれぞれ複数回超音波を送信し被検体内で反射
された超音波を受信して受信信号を得る超音波送受信器
と、受信信号の直交検波出力を得る直交検波器と、直交
検波出力の複素自己相関値を求める自己相関器と、複素
自己相関値に基づいて被検体内の血流情報あるいは被検
体内組織の動きの情報を求める動体情報検出器とを備え
た超音波診断装置において、被検体内の所定点に近接す
る複数の点の複素自己相関値の平均的な値を求める平均
演算器を備え、上記動体情報検出器が、その平均的な値
に基づいて被検体内の血流情報あるいは被検体内組織の
動きの情報を求めるものであることを特徴とする。
【００５０】ここで、上記平均演算器は、上記所定点と
同一深さの、その所定点に近接する複数の走査線上の点
の複素自己相関値の平均的な値を求めるものであっても
よく、あるいは、上記平均演算器は、所定の走査線上
の、互いに近接する複数の点の複素自己相関値の平均的
な値を求めるものであってもよく、あるいは上記平均演
算器は、上記所定点を二次元的に取り巻く複数の点の複
素自己相関値の平均的な値を求めるものであってもよ
い。
【００５１】ここで、上記「平均的な値」は、「平均
値」であってもよいが、狭義の平均値に限られず、例え
ば中央値や、（最大値＋最小値）／２等、平均的な値を
指標するものであればよい。ただし以下簡単のため単に
平均値と称することがある。また、上記第２の目的を達
成する本発明の第２の超音波診断装置は、被検体内に超
音波パルスを送波し被検体内で反射した超音波を複数の
超音波振動子で受信し互いに整相加算することにより得
られた、被検体内に延びる走査線に沿う超音波反射情報
を担う受信信号に基づいて被検体の断層像を表示する手
段と、被検体内の同一方向への超音波パルスの送波を複
数回繰り返すことにより得られる、同一の走査線に沿う
超音波反射情報を担う複数の受信信号に基づいて被検体
内部の動きを検出する手段とを備えた超音波診断装置に
おいて、 （２＿１）整相加算前もしくは後の受信信号を所定の参
照周波数ω0 の参照信号を用いて第１の複素信号に変換
する複素信号変換手段 （２＿２）上記第１の複素信号から、互いに所定の時間
差Δτだけずれた第２の複素信号および第３の複素信号
を生成する時間ずれ複素信号生成手段 （２＿３）被検体内の所定の方向への超音波パルスの送
波が繰り返されたときの、所定の方向へのｉ番目の送波
に対応する前記第２および第３の複素信号の、ｉ番目の
送波の基準時を起点とした時刻ｔの時点における複素相
関値Ｃi,i （ｔ，Δτ）と、所定の方向へのｉ番目およ
びｉ＋１番目の送波に対応する前記第２の複素信号どう
しの、各送波毎の各基準時を起点とした時刻ｔにおける
複素相関値Ｃi,i+1 （ｔ）とを算出する複素相関算出手
段 （２＿４）これらの複素相関値Ｃi,i （ｔ，Δτ），Ｃ
i,i+1 （ｔ）に基づいて、ｉ番目の送波の時点とｉ＋１
番目の送波の時点との間に生じた、被検体内部の、時刻
ｔに対応する観測点の動きを表わす量を算出する動き量
算出手段 を備えたことを特徴とするものである。
【００５２】ここで、上記複素信号変換手段は、特定の
構成に限定されるものではなく、例えば、上記本発明の
第２の超音波診断装置が複数の超音波振動子で得られた
複数のアナログの受信信号を整相加算する整相加算手段
を備えたものであって、上記複素信号変換手段が、位相
が互いに９０°異なる２つのアナログの正弦波信号を参
照信号として用いて整相加算後のアナログの受信信号を
直交検波することにより、その受信信号を、アナログの
第１の複素信号に変換する直交検波器を備えたものであ
ってもよく、あるいは、本発明の第２の超音波診断装置
が、複数の超音波振動子で得られた複数のアナログの受
信信号を整相加算する整相加算手段と、整相加算手段か
ら出力されたアナログの受信信号をデジタルの受信信号
に変換するＡ／Ｄ変換器とを備えたものであって、上記
複素信号変換手段が、位相が互いに９０°異なる２つの
デジタルの正弦波信号を参照信号として用いてＡ／Ｄ変
換器から出力されたデジタルの受信信号を直交検波する
ことにより、その受信信号を、デジタルの第１の複素信
号に変換する直交検波器を備えたものであってもよく、
あるいは、本発明の第２の超音波診断装置が、複数の超
音波振動子で得られた複数のアナログの受信信号を複数
のデジタルの受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／
Ｄ変換器から出力された複数のデジタルの受信信号を整
相加算する整相加算手段とを備えたものであって、上記
複素信号変換手段が、位相が互いに９０°異なる２つの
デジタルの正弦波信号を参照信号として用いて、整相加
算手段から出力されたデジタルの受信信号を直交検波す
ることにより、その受信信号を、デジタルの第１の複素
信号に変換する直交検波器を備えたものであってもよ
く、さらには、上記複素信号変換手段が、位相が互いに
９０°異なる２つのアナログもしくはデジタルの正弦波
信号を参照信号として用いて、複数の超音波振動子で得
られた複数のアナログの受信信号もしくはそれら複数の
アナログの受信信号をそれぞれＡ／Ｄ変換することによ
り得られた複数のデジタルの受信信号それぞれを直交検
波することにより複数のアナログもしくはデジタルの第
１の複素信号に変換する直交検波器を備えたものであ
り、本発明の第２の超音波診断装置が、複素信号変換手
段で得られた複数のアナログもしくはデジタルの第１の
複素信号を整相加算することにより整相加算された、ア
ナログもしくはデジタルの第１の複素信号を得る整相加
算手段を備えたものであってもよい。
【００５３】また、上記時間ずれ複素信号生成手段につ
いても、特定の構成に限定されるものではなく、例え
ば、アナログの第１の複素信号の実数部および虚数部そ
れぞれを、時間差Δτに対応する時間間隔Δτのクロッ
クパルスからなるサンプリングクロックを用いてデジタ
ル信号に変換することにより、デジタルの第２の複素信
号およびデジタルの第３の複素信号を生成するＡ／Ｄ変
換器を備えたものであってもよく、あるいは、上記時間
ずれ複素信号生成手段は、アナログの第１の複素信号の
実数部および虚数部それぞれを、被検体内部の所定の方
向に並ぶ複数の観測点の動きを表わす量を各観測点毎に
順次算出する各演算時間間隔の整数分の１を上記時間差
Δτとし、その時間差Δτに対応する時間間隔Δτのク
ロックパルスからなるサンプリングクロックを用いてデ
ジタル信号に変換することにより、デジタルの第２の複
素信号およびデジタルの第３の複素信号を生成するＡ／
Ｄ変換器を備えたものであってもよい。
【００５４】また、上記時間ずれ複素信号生成手段は、
アナログの第１の複素信号の実数部および虚数部それぞ
れを、被検体内部の所定の方向に並ぶ複数の観測点の動
きを表わす量を各観測点毎に順次算出する演算時間間隔
を一周期としたときの各周期内に上記時間差Δτの複数
のクロックパルスを有するサンプリングクロックを用い
てデジタル信号に変換することにより、デジタルの第２
の複素信号およびデジタルの第３の複素信号を生成する
Ａ／Ｄ変換器を備えたものであってもよく、さらには、
上記時間ずれ複素信号生成手段は、アナログの第１の複
素信号の実数部および虚数部双方を、上記時間差Δτだ
け互いに位相がずれた複数のサンプリングクロックそれ
ぞれを用いてデジタル信号に変換することにより、デジ
タルの第２の複素信号およびデジタルの第３の複素信号
を生成するＡ／Ｄ変換器を備えたものであってもよい。
【００５５】さらに、上記時間ずれ複素信号生成手段
は、上記時間差Δτの整数分の１のサンプリング間隔の
デジタルの第１の複素信号を間引くことにより、互いに
時間差Δτだけずれたデジタルの第２の複素信号および
デジタルの第３の複素信号を生成する間引きフィルタと
を備えたものであってもよい。さらには、上記時間ずれ
複素信号生成手段は、デジタルの第１の複素信号を補間
することにより、上記時間差Δτだけずれたデジタルの
第２の複素信号およびデジタルの第３の複素信号を生成
する補間手段を備えたものであってもよい。
【００５６】また、上記時間ずれ複素信号生成手段は、
上記のほか、例えば、アナログの第１の複素信号の実数
部および虚数部それぞれを、所定のサンプリングクロッ
クを用いて、第２の複素信号を含むデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、そのデジタル信号に補間演算を施
すことにより第３の複素信号を生成する補間演算手段と
を備えたものであってもよく、あるいは、上記時間ずれ
複素信号生成手段は、アナログの第１の複素信号の実数
部および虚数部それぞれを、被検体内部の所定の方向に
並ぶ複数の観測点の動きを表わす量を各観測点毎に順次
算出する各演算時間間隔の整数分の１に対応する時間間
隔のクロックパルスからなるサンプリングクロックを用
いて、第２の複素信号を含むデジタル信号に変換するＡ
／Ｄ変換器と、そのデジタル信号に補間演算を施すこと
により第３の複素信号を生成する補間演算手段とを備え
たものであってもよく、あるいは、上記時間ずれ複素信
号生成手段は、アナログの第１の複素信号の実数部およ
び虚数部それぞれを、被検体内部の所定の方向に並ぶ複
数の観測点の動きを表わす量を各観測点毎に順次算出す
る各演算時間間隔を一周期としたときの各周期内に所定
の時間差の複数のクロックパルスを有するサンプリンク
ロックを用いて、第２の複素信号を含むデジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器と、そのデジタル信号に補間演算
を施すことにより第３の複素信号を生成する補間演算手
段とを備えたものであってもよく、さらには、上記時間
ずれ複素信号生成手段は、アナログの第１の複素信号の
実数部および虚数部双方を、互いに位相がずれた複数の
サンプリングクロックそれぞれを用いて、第２の複素信
号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、そのデジ
タル信号に補間演算を施すことにより第３の複素信号を
生成する補間演算手段とを備えたものであってもよい。
【００５７】また、上記本発明の第２の超音波診断装置
の上記動き量算出手段では、複素相関値Ｃi,i （ｔ，Δ
τ）から算出される、所定の方向へのｉ番目の送波に対
応する第１および第２の複素信号の時刻ｔの時点におけ
る位相差をΔθi,i （ｔ，Δτ）、複素相関値Ｃi,i+1
（ｔ）から算出される、所定の方向へのｉ番目およびｉ
＋１番目の送波に対応する第１の複素信号どうしの時刻
ｔの時点における位相差をΔθi,i+1 （ｔ）としたと
き、所定の方向へのｉ番目およびｉ＋１番目の各送波に
おける各超音波が観測点で反射した、各送波の各基準時
を基点とした各時刻どうしの時間差Δｔ（ｔ）i,i+1
が、式 Δｔ（ｔ）i,i+1 ＝ ［Δθi,i+1 （ｔ）／｛Δθi,i （ｔ，Δτ）−ω0 Δτ｝］・Δτ ……（１５） もしくはこの（１５）式と等価な式に基づいて算出され
る。
【００５８】また、上記動き量算出手段では、上記の動
きを表わす量として、例えば、上記時間差Δｔ（ｔ）
i,i+1 、その時間差と被検体内の音速ｃとから算出され
る上記所定点の移動量、およびその移動量と所定の方向
への送波の繰り返し周期Ｔとから求められる上記観測点
の移動速度の中から選択された少なくとも１つが算出さ
れる。
【００５９】また、上記動き量検出手段においては、複
数の時間差Δτについて平滑化された動きを表わす量を
求めること、および／または、所定の方向への３回以上
の送波について平滑化された動きを表わす量を求めるこ
とが好ましい。さらに本発明の第２の超音波診断装置に
おいて、動き量算出手段で算出された動きを表わす量を
所定の方向に空間微分することにより、その動きを表わ
す量の所定の方向の変化率を算出する空間微分手段を備
えることが好ましく、また、第２の複素信号および上記
第３の複素信号が担持する血流情報を、クラッタ成分の
情報から分離して抽出する情報抽出手段を備えることが
好ましく、さらには、動きを表わす量、及び／又は、そ
の動きを表わす量に基づいて算出された量を、断層像に
重畳して表示する表示手段を備えることが好ましい。
【００６０】さらに、上記第３の目的を達成する本発明
の第３の超音波診断装置は、被検体内に超音波パルスを
送波し被検体内で反射した超音波を受信することにより
受信信号を得る超音波診断装置において、 （３＿１）受信信号を、互いに直交する２つの信号から
なる複素信号に変換する複素信号変換手段 （３＿２）被検体内の深さ方向に延びる所定の走査線に
沿う超音波パルスの送波が繰り返されたときの、その所
定の走査線に沿う互いに異なる時点の送波の複素信号ど
うし、かつその走査線上の複数の各深さ位置それぞれに
おける複素信号どうしの２次複素自己相関値を算出する
２次複素自己相関演算手段 （３＿３）上記２次複素自己相関値に基づいて、被検体
内部の速度勾配を算出する速度勾配算出手段 を備えたことを特徴とする。
【００６１】ここで、上記２次複素自己相関演算手段
は、 （３＿４）上記所定の走査線上の互いに異なる深さ位置
に対応する複素信号どうしの複素自己相関値を、互いに
異なる各時点の送波に対応する複素信号それぞれについ
て算出した後、互いに異なる各時点の送波に対応する複
素自己相関値どうしの複素自己相関値を算出するもので
あってもよく、 （３＿５）上記所定の走査線に沿う互いに異なる時点の
送波の、互いに同一の深さ位置に対応する複素信号どう
しの複素自己相関値を複数の深さ位置それぞれについて
算出した後、互いに異なる深さ位置に対応する複素自己
相関値どうしの複素自己相関値を算出するものであって
もよく、 （３＿６）互いに異なる送波に対応する複素信号どうし
の複素自己相関と深さ方向の複素自己相関との双方の演
算を同時に行ってもよい。
【００６２】上記（３＿２）の２次複素自己相関演算手
段は、（３＿４）〜（３＿６）の全ての態様を含み、結
果的に上記の２次複素自己相関値が算出されればよい。
また、上記（３＿２）の２次複素自己相関演算手段は、 （３＿７）所定の走査線上の１つの深さ位置の速度勾配
を求めるにあたり、１つの２次複素自己相関値を算出す
るものであってもよいが、 （３＿８）その１つの深さ位置の速度勾配を求めるにあ
たり、複数の２次複素自己相関値、すなわち２次複素自
己相関関数を算出するものであってもよい。
【００６３】また、上記（３＿２）の２次複素自己相関
演算手段は、 （３＿９）上記所定の走査線に沿う互いに異なる時点の
送波の、互いに同一の深さ位置に対応する複素信号どう
しの複素自己相関値を複数の深さ位置それぞれについて
算出し、次いで、所定の深さ位置の複素自己相関値と、
複数の深さ位置それぞれの複素自己相関値との各複素自
己相関値を算出するものであってもよい。
【００６４】さらには、上記２次複素自己相関演算手段
は、 （３＿１０）上記所定の走査線に沿う互いに異なる時点
の送波の、互いに同一の深さ位置に対応する複素信号ど
うしの複素自己相関値を複数の深さ位置それぞれについ
て算出し、次いで、複数の深さ位置に対応する複素自己
相関値からなる第１のセットと、その第１のセットを構
成する複素自己相関値との重複が許容された、複数の深
さ位置に対応する複素自己相関値からなる第２のセット
との複素自己相関演算を行うものであってもよい。
【００６５】また、本発明の第３の超音波診断装置は、 （３＿１１）上記（３＿２）の２次複素自己相関演算手
段が、所定の深さ位置の速度勾配を求めるために複数の
深さ位置についての複数の２次複素自己相関値を求める
ものであり、上記（３＿３）の速度勾配算出手段が、こ
れら複数の２次複素自己相関値それぞれの位相情報を求
め、これらの位相情報に所定の奇関数を回帰させること
によって所定の深さ位置の速度勾配を求めるものであっ
てもよい。
【００６６】この場合に、上記所定の奇関数が直線であ
ることが好ましい。さらに、本発明の第３の超音波診断
装置は、 （３＿１２）上記（３＿２）の２次複素自己相関演算手
段が、所定の深さ位置の速度勾配を求めるために複数の
深さ位置についての複数の２次複素自己相関値を求める
ものであり、上記（３＿３）の速度勾配算出手段が、上
記２次複素自己相関値どうしの複素自己相関値を算出
し、その複素自己相関値に基づいて上記所定の深さ位置
の速度勾配を算出するものであってもよい。
【００６７】また、上記（３＿１）の複素信号変換手段
には、典型的には、位相が互いに９０°異なる２つの正
弦波信号を参照信号として用いて上記受信信号を直交検
波することにより、その受信信号を複素信号に変換する
直交検波器が備えられる。また、上記本発明の第３の超
音波診断装置には、上記（３＿３）の速度勾配算出手段
で算出された速度勾配を平滑化する平滑化手段を備える
ことが好ましく、また、上記複素信号が担持する血流情
報を、クラッタ成分の情報から分離して抽出する情報抽
出手段を備えることが好ましく、さらには、上記速度勾
配を、断層像あるいはカラードプラ像に代えて、もしく
は断層像あるいはカラードプラ像に、それら断層像ある
いはカラードプラ像とは異なる色で重畳して、表示する
表示手段を備えることが好ましい。
【００６８】ここでカラードプラ像とは、血流や組織の
動きを色に対応させて表示した画像をいう。
【００６９】
【作用】血流速度や内部組織の動きの速度Ｖ（ｊ，ｔ
i ）は、上述した（１）式に示す複素自己相関値Ｃｏｒ
（ｊ，ｔi ）を（２）式に従って逆正接（ａｔａｎ）演
算を行なって得た位相差Δθ（ｊ，ｔi ）と比例してい
る（（３）式参照）。すなわち、速度Ｖ（ｊ，ｔi ）は
複素自己相関値Ｃｏｒ（ｊ，ｔi ）を非線形変換するこ
とにより求められる。
【００７０】本発明者は、図４３に示す従来例では、こ
の非線形変換を行なった後の速度Ｖ（ｊ，ｔi ）を平均
処理しているため検出精度向上が十分でないことに想到
し、本発明の第１の超音波診断装置を完成するに至った
ものである。即ち、本発明の第１の超音波診断装置にお
いては、非線形変換（ａｔａｎ）演算を行なう前の複素
自己相関値の平均値を求め、その後、非線形変換（ａｔ
ａｎ）演算を行なって速度を求める構成であるため、そ
の検出精度ないしフレームレートを大幅に向上させるこ
とができる。
【００７１】ここで、本発明の第１の超音波診断装置の
平均処理によって、どの程度、フレームレートが上げら
れるかを、図３８（ａ）を例に概算してみる。一般に、
血流速度を検出するために、同一方向に８回の送信を行
なったとしても、１回めのデータは、次データとは異な
るクラッタ成分が混入するためデータとしては使えな
い。また、ＭＴＩフィルタとして２次のＦＩＲフィルタ
を通すと、２個分のデータが減る。従って、この条件の
場合では、（１）式のような複素自己相関に使えるデー
タは、ｎ＝８−２−１＝５個となる。従って、（１）式
の加算（サメーション）の個数は４個となる。
【００７２】ここで、図３８（ａ）のように隣接する３
本の走査線について、平均処理を行う場合を考える。こ
れは、隣接する３本の走査線程度なら、血流速度が極端
に変化していることはないと考えられるためである。従
って、（１）式で、サメーション個数が４個であったの
で、隣接する３走査線の和をとれば、４×３＝１２個の
ものの平均値を得ることができ、精度を向上させること
ができる。
【００７３】また、同一走査線方向に対する繰り返し回
数を６回まで減らしても、隣接する走査線３本の平均を
使えば、サメーション個数は（６−２−１−１）×３＝
６個となり、この場合であっても精度を損なうことはな
い。この場合は、フレームレートは、下記のように１１
まで上げることができる。 ２００μｓｅｃ×７×６４＝８９．６ｍｓｅｃ １／８９．６ｍｓｅｃ＝１１．２ 生体組織の動きを検出する場合は、更に、条件が良くな
る。これは、動きを検出する場合においては、ＭＴＩフ
ィルタを通す必要がなく、データが失われることがない
ためである。また、隣接する走査線での変位の量があま
り変化しないという条件が更に良くなるからである。
【００７４】例えば、動きを検出するために、同一方向
に４回送信したとする（他の条件は前記と同じ）。この
場合、フレームレートは、下記のように１５となる。 サメーション個数 ４−１＝３ ２００μｓｅｃ×５×６４＝６４．０ｍｓｅｃ １／６４ｍｓｅｃ＝１５．６ ここで、隣接する走査線３本の平均を使えば、同一方向
の送信回数を２回まで減らしても、フレームレートを２
６まで上げることができる。
【００７５】サメーション個数 （２−１）×３＝３ ２００μｓｅｃ×３×６４＝３８．４ｍｓｅｃ １／３８．４ｍｓｅｃ＝２６．０ 以上、走査方向に平均する手段を述べたが、深さ方向に
平均する場合や二次元的に平均する場合についても同様
である。
【００７６】次に、本発明の第２の超音波診断装置の原
理について説明する。実数部成分のみを持つ受信信号ｘ
（ｔ）は、次式のようにフーリエ級数展開の形式で表現
することができる。
【００７７】
【数２】
【００７８】ここで、解析信号ｚ1 （ｔ）を、 ｚ1 （ｔ）＝ｘ1 （ｔ）＋ｊｙ1 （ｔ） ……（１７） 但し、ｙ1 （ｔ）はｘ1 （ｔ）のヒルベルト（Ｈｉｌｂ
ｅｒｔ）変換を表す。と表現すると、（１６），（１
７）式から、
【００７９】
【数３】
【００８０】但し、ｆ0 は直交検波の参照周波数、ω0
＝２πｆ0 は直交検波の参照角周波数、ｈC （ｔ），ｈ
S （ｔ）は直交検波により得られる複素信号の、それぞ
れ実数部および虚数部であり、
【００８１】
【数４】
【００８２】である。次に、解析信号ｚ1 （ｔ）が被検
体内の所定方向に添って移動距離Δｘだけ全体に移動し
たと考えたときの解析信号をｚ2 （ｔ）とすると、解析
信号ｚ2 （ｔ）は、解析信号ｚ1 （ｔ）を時間差Δτ＝
２・Δｘ／ｃ（’２’は超音波が移動距離Δｘの間を往
復することを表す）だけずらした信号ｚ2 （ｔ）＝ｚ1
（ｔ−Δτ）となる。（１８）式を参照し、 ｚ2 （ｔ）＝ｚ1 （ｔ−Δτ） ＝［ｈc （ｔ−Δτ）＋ｊｈs （ｔ−Δτ）］ ×ｅｘｐ［ｊω0 （ｔ−Δτ）］ ＝［ｈc （ｔ−Δτ）＋ｊｈs （ｔ−Δτ）］ ｅｘｐ［ｊω0 ｔ］ｅｘｐ［−ｊω0 Δτ］ ……（２０） となる。この（２０）式を（１８）式と比較すると、解
析信号ｚ2 （ｔ）の、解析信号ｚ1 （ｔ）との位相差
は、直交検波により生成された複素信号［ｈC （ｔ）＋
ｊｈS （ｔ）］を移動距離Δｘに対応する時間差Δτだ
けずらしたことにより生じた位相差に、−ω0 Δτを加
え合わせたものであることを意味している。
【００８３】図１は、本発明の第２の超音波診断装置の
原理説明図であり、横軸は時間ｔ，縦軸は位相量を表し
ている。この図を用いて（２０）式の意味を詳細に説明
する。図中θ1 （ｔ）で示される曲線は、（１８）式の
直交検波信号［ｈC （ｔ）＋ｊｈS （ｔ）］から得られ
る位相信号である。
【００８４】すなわち、 θ1 （ｔ）＝ａｒｃｔａｎ［ｈC （ｔ）／ｈS （ｔ）］ …（２１） を表している。また、θ1 （ｔ，Δτ）で示される曲線
は、直交検波信号［ｈC（ｔ）＋ｊｈS （ｔ）］を時間
差Δτだけずらした直交検波信号［ｈC （ｔ−Δτ）＋
ｊｈS （ｔ−Δτ）］から得られる位相信号、すなわ
ち、 θ1 （ｔ，Δτ）＝ａｒｃｔａｎ［ｈC （ｔ−Δτ）／ｈS （ｔ−Δτ）］ ……（２２） である。このθ1 （ｔ，Δτ）の曲線は、θ1 （ｔ）の
曲線を時間軸ｔに沿ってΔτだけ移動したものに相当す
る。またθ1 （ｔ，Δτ）−ω0 Δτで示される曲線
は、位相信号θ1 （ｔ，Δτ）の曲線を−ω0 Δτだけ
図１の上下方向に移動した曲線である。さらにθ2
（ｔ）は、位相信号θ1 （ｔ）を算出した受信信号を得
るための超音波パルスの送波から周期Ｔだけ時間が経過
した後に送波された超音波パルスの受信信号から得られ
た位相信号である。
【００８５】ここで求めようとする量は、周期Ｔだけ時
間が経過する間の被検体の移動量に対応する、図１に示
す時間差Δｔを算出することである。図４４を用いて説
明したように、受信信号と、その受信信号を遅延時間Δ
τだけずらした信号との双方をそれぞれ直交検波して、
時刻ｔ0 におけるそれらの信号間の位相差Δθr を求め
ると、この位相差Δθr は、時刻ｔ0 における複素相関
値から、図１のＡ−Ｃ間の位相差として求められる。ま
た、送波の間隔Ｔだけずれた時点の受信信号どうしから
得られる位相差Δθ1,2 で求めると、この位相差Δθ
1,2 はＡ−Ｄ間位相差として求められる。
【００８６】Ａ−Ｃ間位相差Δθr とＡ−Ｄ間位相差Δ
θ1,2 が求められると、比例関係により、 Δｔ＝Δθ1,2 ・Δτ／Δθr が求められる。図４４を参照して説明した従来の手法で
は、受信信号を遅延させて遅延前後の受信信号がそれぞ
れ直交検波されている。
【００８７】本発明の第２の超音波診断装置は、Ａ−Ｃ
間位相差を直接求める代わりに、位相信号θ1 （ｔ）を
時間差Δτだけ遅らせた位相信号θ1 （ｔ，Δτ）を生
成し、それらの位相信号間の位相差、即ちＡ−Ｂ間位相
差Δθ1 ，1 （ｔ，Δτ）を求め、これにＢ−Ｃ間位相
差−ω0 Δτを加算することによりＡ−Ｃ間位相差を求
めるようにしたものである。
【００８８】すなわち、時間差Δｔは、
【００８９】
【数５】
【００９０】となる。ここでΔθ1 ，2 （ｔ）は超音波
パルスの送波の繰り返しにより得られる複数の複素信号
どうしの複素相関演算から算出される。またΔθ
11（ｔ，Δτ）は、直交検波信号［ｈC （ｔ）＋ｊｈS
（ｔ）］と、この直交検波信号をΔτだけずらした直交
検波信号［ｈC （ｔ−Δτ）＋ｊｈS （ｔ−Δτ）］と
の間の位相差として算出される。
【００９１】すなわち、本発明の第２の超音波診断装置
によれば、直交検波回路等の複素信号変換回路において
生成された、本発明の第２の超音波診断装置にいう第１
の複素信号をΔτだけずらすことにより、本発明の第２
の超音波診断装置にいう第２の複素信号が生成され、そ
れら第１及び第２の複素信号どうしの位相差（図１に示
すＡ−Ｂ間位相差Δθ1 ，1 （ｔ，Δτ）が求められ
る。したがって、本発明の第２の超音波診断装置によれ
ば、複素信号変換回路は、本質的に一系統のみで済み、
構成の簡単な回路で被検体の動きが高精度に求められ
る。また、複素信号変換回路は一系統のみであっても、
上述した特開平３−２８６７５１号公報に記載された直
交検波回路を一系統のみ備えた場合と異なり、一回の送
波でΔτ離れた第２及び第３の複素信号を同時に得るこ
とができる。したがって、繰り返しの間に被検体が動い
てしまい、補正効果が小さくなるという問題はなくな
る。
【００９２】次に、本発明の第３の超音波診断装置の原
理について説明する。前述した従来例では、複素信号
を、（９）式および（１２）式に従って一旦速度Ｖに変
換し、その後、（１３）式に示すように、その速度Ｖを
深さ方向（ｚ方向）に微分することにより、その速度Ｖ
の深さ方向の勾配ｄＶ／ｄｚを算出していたために生じ
たものである。前述したように、速度Ｖの誤差は、図４
５（ａ）のように極座標系で角度がπを越える所で生ず
る。深さＡ点と深さＢ点の位相差は、本来、ΔθB −Δ
θA であるのに対し、従来は一旦速度Ｖに変換していた
ため、等価的に、 （ΔθB −２π）−ΔθA ＝（ΔθB −ΔθA ）−２π ……（２４） なる演算をする結果となり、２πの誤差を算出してしま
うのである。
【００９３】これを解決するために、本発明では、所定
の同一走査線に沿う超音波の送波を繰り返す間（以下、
これを「繰り返し方向」と称する）の複素自己相関値
の、その走査線に沿う深さ方向（ｚ方向）に対する複素
自己相関値を算出する。ここでは先ず、上述した（１
２）、（１３）式を次のように変形する。（１２）式に
対応して、 Ｖ＝（ｃ／２ω0 Ｔ）＜Δi θ＞ ……（２５） と表記する。ここでは（１２）式に示す微分（ないし差
分）を表わす記号Δを、繰り返し方向に関する微分（な
いし差分）であることを明示するためにΔi と置き換え
ている。すなわち、＜Δi θ＞は、所定の同一走査線に
沿うｉ番目の送波とｉ＋１番目の送波との間の位相差Δ
i θの期待値を表わしている。
【００９４】また（１３）式に対応して、速度勾配ｄＶ
／ｄｚは、 ｄＶ／ｄｚ＝（１／Δｚ）（ｃ／ω0 Ｔ）｛＜Δi θj+1 ＞−＜Δi θj ＞｝ ＝（１／ω0 ＴΔｔ）＜Δz Δi θ＞ ……（２６） と表わされる。ここで、Δｚは、ｚ方向のｊ番目の観測
点とｊ＋１番目の観測点との間の距離、Δz は、ｚ方向
の微分（ないし差分）であることを意味している。すな
わち＜Δz Δi θ＞は、繰り返し方向（ｉ方向）の位相
差Δi θの、深さ方向（ｚ方向）の差分Δz Δi θの期
待値＜Δz Δi θ＞を表わしている。
【００９５】ここで、＜Δz Δi θ＞の算出方法を、図
２を参照して説明する。図２は、同一走査線に沿って複
数回超音波を送波して、受信された複素信号データの集
合を模式的に示した、本発明の第３の超音波診断装置の
原理説明図である。この図２を参照して、本発明の１つ
の態様について説明する。尚、１回の送波に対する受信
信号の受信時刻ｔj は、走査線に沿う深さ位置に対応し
ているため、以下、時刻を表わす記号ｔj を深さ位置を
表わす記号としてもそのまま用いることとする。
【００９６】深さｔj における複素自己相関値は、
（８）式に従うと、
【００９７】
【数６】
【００９８】と表現される。但し、＜…＞i は繰り返し
方向ｉに関する平均化演算、＊は複素共役を表わす。こ
の平均化演算は、（２７）式に示すように、繰り返し方
向ｉに関する総和Σに置き換えられる。また、深さｔ
j+1 における複素自己相関値は、同様に、
【００９９】
【数７】
【０１００】と表現される。ここで、（２７）式と（２
８）式の複素自己相関値（これを、２次複素自己相関値
と称する） ＜Ｃi,i+1 （ｔj ）＞i * ＜Ｃi,i+1 （ｔj+1 ）＞i ……（２９） を演算し、次式より＜Δz Δi θ＞が算出される。
【０１０１】
【数８】
【０１０２】以上の演算を行うことによって、速度Ｖを
算出することなく、速度勾配ｄＶ／ｄｚが直接求められ
る。図４５（ｂ）に示すような‘位相の飛び’が生じる
ような速度の場合であっても、（３０）式で表現される
位相差の差（図４５（ａ）に示す位相差ΔθA と位相差
ΔθB との差）が２πを越えるような、被検体内の極め
て高速な動きは現実的にはほとんど存在せず、したがっ
て、図４５（ｄ）のように速度勾配を正確に算出するこ
とが可能となる。
【０１０３】尚、上記では、簡略な説明をするために、
深さｔj と深さｔj+1 に限って説明したが、深さ方向に
対して複数点（ｔj ，ｔj+1 ，ｔj+2 ，ｔj+3 ，…，）
のデータを使う場合には、（２９）式は以下のように表
現できる。
【０１０４】
【数９】
【０１０５】ここで、＜…＞j は深さ方向ｊに関する平
均化演算を表わしている。上式から、上記（３０）式に
対応する位相差の差は、以下のように表現できる。
【０１０６】
【数１０】
【０１０７】また、上記の説明は、繰り返し方向ｉにつ
いての複素自己相関値を算出した後、その複素自己相関
値の深さ方向についての複素自己相関値を算出する演算
になっているが、演算の順序はこれに限るものではな
い。即ち、（３１）式に相当するものとして次式を演算
するものでもよく、次式のｉ，ｊ，ｋに関する加算演算
の順序を入れ換えてもよい。
【０１０８】
【数１１】
【０１０９】本発明の第３の超音波診断装置は、上記の
ように、速度Ｖを経由することなく速度勾配を求めるも
のであるため、位相のラップアラウンドの問題が生じる
ことなく、速度勾配が正確に求められる。尚、上述のよ
うに、本発明においては演算の順序は問われないが、繰
り返し方向（ｉ番目とｉ＋１番目の送波の間）の複素信
号どうしの複素自己相関値＜Ｃi, i+1 （ｔ）＞の方を先
に求めると、速度勾配のみでなく、求めた複素自己相関
値＜Ｃi,i+1 （ｔ）＞から、（９）式、（１２）式に従
って速度Ｖを求めることができる。
【０１１０】また、本発明の第３の超音波診断装置にお
ける速度勾配算出手段は、（３２）式、（２６）式に基
づいて速度勾配ｄＶ／ｄｚをその都度算出するものであ
ってもよいが、２次複素自己相関値と速度勾配との対応
表、あるいは（３２）式の演算結果と速度勾配との対応
表を記憶しておき、その記憶された対応表を用いて速度
勾配を求めるものであってもよい。以下に説明する本発
明の第３の超音波診断装置の種々の態様についても同様
である。
【０１１１】次に、図３および図４を参照して本発明の
第３の超音波診断装置の別の態様について説明する。深
さｔj ，ｔj+1 ，ｔj+2 ，…（但し、ｔj+1 −ｔj ＝Δ
ｔ）における繰り返し方向ｉの各複素自己相関値は、
（２７）式，（２８）式と同様に、
【０１１２】
【数１２】
【０１１３】と表現される（図３（ｂ）参照）。ただし
ここでは、図示の都合上、意味のある繰り返しデータが
ｉ＝１〜５の場合であるとして表現されている。ここ
で、例えば深さｔj+1 をある１つの所定の深さ位置と
し、この所定の深さ位置に対応する（３４）式の複素自
己相関値＜Ｃi,i+1 （ｔj+2 ）＞j と、その近隣の各深
さ位置に対応する、（３４）式の各複素自己相関値＜Ｃ
i,i+1 （ｔj+ 2+k ）＞j （但しｋは、ずれ量ｋ＝０，±
１，±２，…である）との複素自己相関値（すなわち本
発明にいう２次複素自己相関値）は、 Ｒ（ｋ；ｔj+2 ）＝＜Ｃi,i+1 （ｔj+2+k ）＞j ＜Ｃi,i+1 （ｔj+2 ）＞j * ……（３５） と表わされる（図４（ｃ）参照）。
【０１１４】ここで、（３５）式から求められる位相は
【０１１５】
【数１３】
【０１１６】と表わされる（図４（ｄ）参照）。この位
相∠Ｒ（ｋ；ｔj+2 ）は、深さｔj+2の近傍がほぼ一定
の速度勾配を持つ場合に、図５に示すように、ずれ量ｋ
を変数としたとき原点を通るほぼ一直線上に位置する。
これらの位相∠Ｒ（ｋ；ｔj+2）の傾きを算出すれば、
被検体内の上記深さ位置ｔj+2 の伸び縮みの量を算出す
ることができる。これらの位相∠Ｒ（ｋ；ｔj+2 ）は、
図５からわかるように原点を通ることから、奇関数に回
帰させることによりその傾きを求めることができる。こ
こでは奇関数の最も簡単な例として直線に回帰させる場
合について説明する。またここでは簡単のため、ｋ＝
０，±１，±２に限定した場合について説明する。ここ
で、 ｙ0 ＝∠Ｒ（−２；ｔj+2 ），ｘ0 ＝ｊ ｙ1 ＝∠Ｒ（−１；ｔj+2 ），ｘ1 ＝ｊ＋１ ｙ2 ＝∠Ｒ（ ０；ｔj+2 ），ｘ2 ＝ｊ＋２ ｙ3 ＝∠Ｒ（ １；ｔj+2 ），ｘ3 ＝ｊ＋３ ｙ4 ＝∠Ｒ（ ２；ｔj+2 ），ｘ4 ＝ｊ＋４ ……（３７） とおく。このとき、下記（３８）式を最小にするよう
に、ａ，ｂを定めることが、最小二乗近似（直線回帰）
である。
【０１１７】
【数１４】
【０１１８】ここで、
【０１１９】
【数１５】
【０１２０】とすれば、次式が成立する。
【０１２１】
【数１６】
【０１２２】従って、位相∠Ｒ（ｋ；ｔj+2 ）の傾き
は、上記の場合係数ａとして、
【０１２３】
【数１７】
【０１２４】のように算出できる。位相の傾きが求めら
れると、速度勾配は次式から算出される。
【０１２５】
【数１８】
【０１２６】次に、本発明の第３の超音波診断装置のさ
らに異なる態様について、図６を参照して説明する。図
６（ｂ）は、図４（ｂ）と同じく、各深さｔj ，ｊ
j+1 ，…における繰り返し方向ｉの複素自己相関値であ
る。上記（３４）式は、所定の深さｔj+2 における複素
自己相関値＜Ｃi ，i+1 （ｔj+2 ）＞j を基準にし、こ
の複素自己相関値＜Ｃi ，i+1 （ｔj+2 ）＞j と、この
複素自己相関値＜Ｃi ，i+1 （ｔj+2 ）＞j 近傍の各深
さの複素自己相関値＜Ｃi ，i+1 （ｔj+2+k ）＞i との
複素自己相関値を求めるものであるが、これに代わり、
近傍の複数の深さ位置に対応するデータセットどうしの
相関を算出してもよい。
【０１２７】例えば深さｔj+2 を中心にした３点のデー
タセットどうしの複素自己相関値は次式のようになる
（図６（ｆ）参照）。
【０１２８】
【数１９】
【０１２９】より一般的には、ｔj+2 を中心に（Ｍ＋
１）点（但し、Ｍは偶数とする）からなるデータセット
どうしの複素自己相関値は、
【０１３０】
【数２０】
【０１３１】になる。その後は、上記（３６）〜（４
２）式と同じ演算を行うことによって、速度勾配を算出
することができる。上記では、（３５）式ないし、（４
３）式ないし（４４）式を用いて２次複素自己相関値Ｒ
（ｋ；ｔj+2 ）を求めた後、位相∠Ｒ（ｋ；ｔj+2 ）を
奇関数（例えば直線）に回帰させることによってその位
相の傾き求め、その位相の傾きから速度勾配を求めた
が、２次複素自己相関値Ｒ（ｋ；ｔj+2 ）のｋ方向に関
する複素自己相関を算出し、その複素自己相関値に基づ
いて速度勾配を求めてもよい。例えば、Ｒ（０；ｔ
j+2 ）〜Ｒ（４；ｔj+2 ）が算出されているものとし、
それらの複素自己相関
【０１３２】
【数２１】
【０１３３】を算出すれば、深さｔj+2 における速度勾
配は、
【０１３４】
【数２２】
【０１３５】として算出される。本発明の第３の超音波
診断装置では、上述のような種々の態様のいずれにおい
ても、速度Ｖを経由することなく、位相のラップアラウ
ンドの問題が生じることなく、速度勾配が正確に求めら
れる。
【０１３６】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。図
７は、本発明の第１の超音波診断装置の一実施例の超音
波診断装置における、血流速度の検出のための構成を表
わしたブロック図である。この図、および後述する説明
で参照する各図において、前述した従来例の構成と同一
の構成部分については同一の番号、符号を付して示し、
相違点のみについて説明する。
【０１３７】図７に示すブロック図には、従来例（図３
７，図４３参照）と比べ制御部１０８、被検体１１１が
明示されているが、これは本質的なことではなく、この
実施例において本質的な点は、平均処理部１２９が、複
素自己相関演算部１２８とａｔａｎ演算部１３０との間
に配置されている点である。この平均処理部１２９で
は、図４３に示す平均処理部１３１とは異なり、非線形
変換（ａｔａｎ演算；上記（２）式参照）を行なう前
の、複素自己相関演算部１２８で求められた複素自己相
関値の平均が求められる。
【０１３８】図８，図９，図１０は、図７に示す超音波
診断装置における各演算処理アルゴリズムを表わした図
である。図８は、ｍ本の走査線上の、深さｔi の複素自
己相関値を用いて血流速度を求めるアルゴリズムであ
る。画面が更新されると、先ず走査線番号ｋと深さｔi
の初期設定が行なわれ、走査線番号ｋの走査線を中心と
したｍ本の走査線上の、深さｔi における直交検波信号 ｛Ｃj （ｉ）｝t=ti＝｛Ｒj （ｉ），Ｉj （ｉ）；ｉ＝
１，…，ｎ，ｊ＝ｋ−ｍ／２，…，ｋ＋ｍ／２｝t=ti をメモリ１２２，１２４から読み出し、複素自己相関演
算部１２８において各走査線ｊ、深さｔi における複素
自己相関値が求められる。ここではｍ＝３とすると、以
下に示す３つの複素自己相関値Ｃｏｒ（ｋ−１，ｔ
i ），Ｃｏｒ（ｋ，ｔ i ），Ｃｏｒ（ｋ＋１，ｔi ）が
求められる。
【０１３９】 Ｃｏｒ（ｋ−１，ｔi ）＝Σ［Ｃk-1 （ｉ）×Ｃk-1 （ｉ＋１）* ］t=ti Ｃｏｒ（ｋ，ｔi ）＝Σ［Ｃk （ｉ）×Ｃk （ｉ＋１）* ］t=ti Ｃｏｒ（ｋ＋１，ｔi ）＝Σ［Ｃk+1 （ｉ）×Ｃk+1 （ｉ＋１）* ］t=ti ……（４７） 次に平均処理部１２９においてこれらの複素自己相関値
の平均値ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）が求められる。
【０１４０】
【数２３】
【０１４１】ここで、この（４８）式は加算値を表わす
式であるが、後述の（４９）式のように位相差を算出す
ることを目的としている場合には、加算値であるか平均
値であるかは本質的な問題ではない。従って、加算値を
平均値として取扱うことができる。上記（４８）式に基
づいて平均値ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）が求められた後
に、ａｔａｎ演算部１３０において、位相差Δθ（ｋ，
ｔi ）が、式 Δθ（ｋ，ｔi ）＝ａｔａｎ［Ｉｍ｛ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）｝ ／Ｒｅａｌ｛ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）｝ ……（４９） によって求められ、この位相差Δθ（ｋ，ｔi ）を用い
て、速度Ｖ（ｋ，ｔi ）が、式 Ｖ（ｋ，ｔi ）＝｛Δθ（ｋ，ｔi ）・Ｃ｝／（４πｆ0 Ｔ）……（５０） に従って求められる。
【０１４２】以上の演算を、深さｔi をインクリメント
しながら、また走査線番号ｊをインクリメントしながら
繰り返すことによりその画面についての血流速度が求め
られる。図９は、１本の走査線ｋ上の隣接した複数（こ
こでは一例として３点とする）の各深さｔ＝ｔi-1 ，ｔ
i ，ｔi+1 の複素自己相関値を用いて血流速度を求める
アルゴリズムである。
【０１４３】画面が更新されると、先ず走査線番号ｋと
深さｔi の初期設定が行なわれ、走査線番号ｋの走査線
上の、深さｔj ＝ｔi-1 ，ｔi ，ｔi+1 における直交検
波信号 ｛Ｃk （ｉ）｝t=ti-1,ti,ti+1＝｛Ｒk
（ｉ），Ｉk （ｉ）；ｉ＝１，…，ｎ，｝
t=ti-1,ti,ti+1をメモリ１２２，１２４から読み出し、
複素自己相関演算部１２８において、走査線ｋ上の深さ
ｔi-1 ，ｔi ，ｔi+1 における３つの複素自己相関値Ｃ
ｏｒ（ｋ，ｔi-1 ），Ｃｏｒ（ｋ，ｔi ），Ｃｏｒ
（ｋ，ｔi+1 ）が求められる。
【０１４４】 Ｃｏｒ（ｋ，ｔi-1 ）＝Σ［Ｃk （ｉ）×Ｃk （ｉ＋１）* ］t=ti-1 Ｃｏｒ（ｋ，ｔi ）＝Σ［Ｃk （ｉ）×Ｃk （ｉ＋１）* ］t=ti Ｃｏｒ（ｋ，ｔi+1 ）＝Σ［Ｃk （ｉ）×Ｃk （ｉ＋１）* ］t=ti+1 ……（５１） 次に平均処理部１２９においてこれらの複素自己相関値
の平均値ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）が求められる。
【０１４５】
【数２４】
【０１４６】上記（５２）式に基づいて平均値ＡＶＣｏ
ｒ（ｋ，ｔi ）が求められた後に、ａｔａｎ演算部１３
０において、位相差Δθ（ｋ，ｔi ）が式 Δθ（ｋ，ｔi ）＝ａｎｔａｎ［Ｉｍ｛ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）｝ ／Ｒｅａｌ｛ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）｝ ……（５３） に従って求められ、この位相差Δθ（ｋ，ｔi ）を用い
て、速度Ｖ（ｋ，ｔi ）が、式 Ｖ（ｋ，ｔi ）＝｛Δθ（ｋ，ｔi ）・Ｃ｝／（４πｆ0 Ｔ）……（５４） に従って求められる。
【０１４７】図１０は、ｍ本の走査線上の、各深さｔ＝
ｔi-1 ，ｔi ，ｔi+1 の複素自己相関値を用いて血流速
度を求めるアルゴリズムである。画面が更新されると、
先ず走査線番号ｋと深さｔi の初期設定が行なわれ、走
査線番号ｋの走査線を中心としたｍ本の走査線上の、深
さｔ＝ｔi-1 ，ｔi ，ｔ i+1 における直交検波信号
｛Ｃj （ｉ）｝t=ti-1,ti,ti+1＝｛Ｒj （ｉ），Ｉ j
（ｉ）；ｉ＝１，…，ｎ；ｊ＝ｋ−ｍ／２，…，ｋ＋ｍ
／２｝t=ti-1,ti,ti+1をメモリ１２２，１２４から読み
出し、複素自己相関演算部１２８において、各走査線
ｊ、各深さｔi における複素自己相関値が求められる。
ここではｍ＝３とすると、以下に示す９つの複素自己相
関値Ｃｏｒ（ｋ−１，ｔ），Ｃｏｒ（ｋ，ｔ），Ｃｏｒ
（ｋ＋１，ｔ）；ｔ＝ｔi-1 ，ｔi ，ｔi+1 が求められ
る。
【０１４８】 Ｃｏｒ（ｋ−１，ｔ）＝Σ［Ｃk-1 （ｉ）×Ｃk-1 （ｉ＋１）* ］t=ti-1,ti, ti+1 Ｃｏｒ（ｋ，ｔ）＝Σ［Ｃk （ｉ）×Ｃk （ｉ＋１）* ］t=ti-1,ti,ti+1 Ｃｏｒ（ｋ＋１，ｔ） ＝Σ［Ｃk+1 （ｉ）×Ｃk+1 （ｉ＋１）* ］t=ti-1,ti,ti+1 ……（５５） 次に平均処理部１２９においてこれらの複素自己相関値
の平均値ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）が求められる。
【０１４９】
【数２５】
【０１５０】上記（５６）式に基づいて平均値ＡＶＣｏ
ｒ（ｋ，ｔi ）が求められた後に、ａｔａｎ演算部１３
０において、位相差Δθ（ｋ，ｔi ）が式 Δθ（ｋ，ｔi ）＝ａｔａｎ［Ｉｍ｛ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）｝ ／Ｒｅａｌ｛ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）｝ ……（５７） に従って求められ、この位相差Δθ（ｋ，ｔi ）を用い
て、速度Ｖ（ｋ，ｔi ）が、式 Ｖ（ｋ，ｔi ）＝｛Δθ（ｋ，ｔi ）・Ｃ｝／（４πｆ0 Ｔ）……（５８） に従って求められる。
【０１５１】図１１は、図７に示す平均処理部の構成例
を示したブロック図である。（１）式から走査線ｋ、深
さｔi に於ける複素自己相関値は
【０１５２】
【数２６】
【０１５３】となる。走査方向に３走査線分の平均は ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ） ＝Ｃｏｒ（ｋ−１，ｔi ）＋Ｃｏｒ（ｋ，ｔi ）＋Ｃｏｒ（ｋ＋１，ｔi ） ……（６０） であるので、ｋ＋１の走査線ではＡＶＣｏｒ（ｋ＋１，
ｔi ） ＝Ｃｏｒ（ｋ，ｔi ）＋Ｃｏｒ（ｋ＋１，ｔi ）＋Ｃｏｒ（ｋ＋２，ｔi ） ＝ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）＋Ｃｏｒ（ｋ＋２，ｔi ）−Ｃｏｒ（ｋ−１，ｔi ） ……（６１） となる。これは、１つ前の走査線の平均化された自己相
関値ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔ i ）から、次の走査線での自己
相関値ＡＶＣｏｒ（ｋ＋１，ｔi ）が算出されることを
意味している。
【０１５４】深さ方向についても、深さ方向に３個分の
平均は ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ） ＝Ｃｏｒ（ｋ，ｔi-1 ）＋Ｃｏｒ（ｋ，ｔi ）＋Ｃｏｒ（ｋ，ｔi+1 ） ……（６２） 従って、ｔi+1 の深さでは ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi+1 ） ＝Ｃｏｒ（ｋ，ｔi ）＋Ｃｏｒ（ｋ，ｔi+1 ）＋Ｃｏｒ（ｋ，ｔi+2 ） ＝ＡＶＣｏｒ（ｋ，ｔi ）＋Ｃｏｒ（ｋ，ｔi+2 ）−Ｃｏｒ（ｋ，ｔi-1 ） ……（６３） が成立する。
【０１５５】図１１において、複素自己相関演算部１２
８からの出力は、（６１）式第２項或いは（６３）式の
第２項に相当する。メモリ１２９＿１，１２９＿２から
の出力値は、（６１）式第３項或いは（６３）式第３項
に相当する。第２項と第３項の減算を行うのが第一の加
減算器１２９＿３，１２９＿４である。第二のメモリ１
２９＿５，１２９＿６には、（６１）式第１項或いは
（６３）式第１項が格納されている。第二の加減算器１
２９＿７，１２９＿８において、第一の加減算器１２９
＿３，１２９＿４の出力と第二のメモリ１２９＿５，１
２９＿６の出力との加算値が求められ、この加算値が、
更新された複素自己相関値である（６１）式左辺或いは
（６３）式左辺となる。
【０１５６】図８〜図１０に示すアルゴリズムは、図４
０に示す従来のアルゴリズムに比べて、複素自己相関演
算部１２８と平均処理部１２９の演算が一見複雑に見え
るが、複素自己相関演算部１２８については従来と同様
であり、また平均処理部１２９についても、図１１に示
すように、簡単に実現することができる。図１２は、本
発明の第１の超音波診断装置の他の実施例における、血
流速度の検出のための構成を表わしたブロック図であ
る。図７に示す実施例との相違点のみについて説明す
る。
【０１５７】このブロック図には、直交検波器１１６〜
複素自己相関演算部１２８が複数組備えられている。ビ
ームフォーマ１１４で、１回の超音波送受信の際に近接
した複数本の走査線を同時に得ることができることが知
られており、このようにして同時に得た複数の走査線上
の各深さ位置の各複素自己相関値の平均値を求めるよう
に本発明を構成してもよい。
【０１５８】図１３は、本発明の第１の超音波診断装置
のもう１つの実施例における、血流速度検出のための構
成を表わしたブロック図である。このブロック図も、１
回の超音波送受信で複数の走査線を得るように構成され
たものであるが、ここでは、トランスデューサアレイ１
１２で得られた受信信号を、Ａ／Ｄコンバータ１１３に
より先ずディジタル信号に変換し、その後ディジタルビ
ームフォーマ１１５により複数の走査線を形成し、その
後複数のディジタルの直交検波器１１７それぞれにより
各走査線についての直交検波信号を得るように構成され
ている。この場合、直交検波器１１７は、９０度位相の
異なる正弦波信号を乗算し、ディジタルフィルタで高域
をカットするようにしても良いし、デジタルフィルタで
直交成分を算出してもよい。何れにしても本発明は、特
定のビームフォーマの構成に限るものではないので、詳
細説明は省略する。
【０１５９】以下、本発明の第２の超音波診断装置の好
適な実施例について説明する。図１４は本発明の第２の
超音波診断装置の一実施例の概略構成図である。複数配
列された超音波振動子２０１に向けて送信回路２０２か
ら各所定のタイミングのパルス信号が送信され、これに
より超音波振動子２０１から被検体（図示せず）の内部
の所定方向にむけて超音波パルスが送波される。被検体
内に送波された超音波は被検体内部で反射しその反射し
た超音波は超音波振動子２０１で受信され、受信回路２
０３の内部で整相加算されて、受信信号が生成される。
この受信信号は、複素信号変換回路２０４と検波回路２
１３に入力される。
【０１６０】複素信号変換回路２０４には直交検波回路
が備えられており、入力された受信信号は直交検波さ
れ、本発明にいう第１の複素信号［ｈCi（ｔ）＋ｊｈsi
（ｔ）］が生成される。添字ｃ，ｓはそれぞれ余弦（ｃ
ｏｓｉｎｅ）、正弦（ｓｉｎｅ）を表し、ｉは所定方向
に向けたｉ番目の送波に対応する信号であることを表し
ている。この第１の複素信号［ｈCi（ｔ）＋ｊｈ
si（ｔ）］は、時間差Δτ離れた複数の複素信号を得る
手段２０５に入力される。この時間差Δで離れた複数の
複素信号を得る手段２０５では、この第１の複素信号
［ｈCi（ｔ）＋ｊｈsi（ｔ）］がデジタル化され、これ
によりデジタルの第２の複素信号が生成されると共に、
その第２の複素信号とは時間差がΔτだけずれた、デジ
タルの第３の複素信号が生成される。この第２の複素信
号を、ここでは［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）］と表記す
ると、第３の複素信号は、［Ｒi （ｔ＋Δτ）＋ｊＩi
（ｔ＋Δτ）］と表記することができる。尚、時間差Δ
τ離れた複数の複素信号を得る手段２０５の詳細構成に
ついては後述する。
【０１６１】この時間差Δτ離れた複数の複素信号を得
る手段２０５で生成されたデジタルの第２及び第３の複
素信号［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）］，［Ｒi （ｔ＋Δ
τ）＋ｊＩi （ｔ＋Δτ）］は、切り替え器２０７を経
由して、あるいはＭＴＩフィルタ等で構成されるクラッ
タ除去手段２０６、および切り替え器２０７の双方を経
由して複素相関演算部２０８に入力される。
【０１６２】ここで、前述したように、血流情報を得よ
うとする時は、クラッタ除去手段２０６を経由させるこ
とによりクラッタ成分の除去が行われる。また、被検体
内組織の動きの情報を得ようとする時は、組織反射信号
に比べて、血流信号は非常に微弱であるので、特に血流
情報の除去は行わなくても良い。ただし、血流情報の除
去を行うフィルタを入れても良いことは勿論である。
【０１６３】複素相関演算部２０８に第２及び第３の複
素信号［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）］，［Ｒi （ｔ＋Δ
τ）＋ｊＩi （ｔ＋Δτ）］が入力されると、複素相関
演算部２０８では、それら第２の複素信号［Ｒi （ｔ）
＋ｊＩi （ｔ）］と第３の複素信号［Ｒi （ｔ＋Δτ）
＋ｊＩi （ｔ＋Δτ）］との間で、次式に示す複素相関
演算が行われ、相関信号Ｃi,i （ｔ，Δτ）が生成され
る。
【０１６４】すなわち、相関信号Ｃi ，i （ｔ，Δτ）
は、式 Ｃi ，i （ｔ，Δτ） ＝［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）］* ［Ｒi （ｔ＋Δτ）＋ｊＩi （ｔ＋Δτ）］ ……（６４）* は複素共役を表わす。により算出される。
【０１６５】また、複素相関演算部２０８では、引き続
く送波により得られた第２の複素信号同士の間で複素相
関演算が行われ、相関信号Ｃi ，i+1 （ｔ）が生成され
る。この相関信号Ｃi ，i+1 （ｔ）は、 Ｃi ，i+i （ｔ） ＝［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）］* ［Ｒi+1 （ｔ）＋ｊＩi+1 （ｔ）］ ……（６５）* は複素共役を表わす。により算出される。尚、複素相
関演算部２０８の構成は従来広く知られており、ここで
はこの複素相関演算部２０８の構成についての詳細説明
は省略する。
【０１６６】複素相関演算部２０８で算出された相関信
号Ｃi ，i （ｔ，Δτ），Ｃi ，i+ 1 （ｔ）は、本発明
にいう動き量算出手段の一例である速度算出手段２０９
に入力され、被検体内部の動きの速度信号が求められ
る。速度算出手段２０９の詳細構成については後述す
る。速度算出手段２０９で算出された速度信号は、直接
に、あるいは空間微分手段２１０を経由して、入力され
た信号を表示用の信号に変換するデジタルスキャンコン
バータ２１１に入力される。
【０１６７】空間微分手段２１０は、ＦＩＲフィルタも
しくは差分回路等により構成されており、入力された速
度信号を、被検体内の超音波パルスが送波された所定方
向について空間微分し、これにより、被検体の動きの速
度の、その所定方向についての変化率が求められる。こ
の空間微分手段２１０で求められた速度の変化率を表す
信号もデジタルスキャンコンバータ２１１に入力され
る。
【０１６８】また、受信回路２０３で生成された受信信
号は、検波回路２１３にも入力されて検波される。超音
波振動子２０１からは被検体内の種々の方向に超音波パ
ルスが送波され、検波回路２１３では多数の受信信号の
検波が行われ、検波回路２１３からは、被検体内の、例
えばＢモード像，Ｍモード像等の断層像を担う信号が生
成されてデジタルスキャンコンバータ２１１に入力され
る。
【０１６９】デジタルスキャンコンバータ２１１から出
力された表示用の信号は、ＣＲＴディスプレイ等の表示
画面を備えた表示部２１２に入力される。この表示部２
１２には、被検体内の断層像が表示され、あるいはその
断層像に重畳されて、被検体内の各点の動きの速度情報
あるいは速度の変化率情報等が表示される。これにより
被検体内の各観測点の’硬さ’がわかり、診断に役立て
ることができる。
【０１７０】図１５は、図１４にブロックで示す複素信
号変換回路２０４の一構成例を示す回路ブロック図であ
る。受信回路２０３から出力された、整相加算後のアナ
ログの受信信号が、複素信号変換回路２０４を構成する
２つのアナログ乗算器２４１，２４２に入力される。ま
たアナログ乗算器２４１，２４２には位相が互いに９０
°ずれたアナログの正弦波信号ｃｏｓω0 ｔ，ｓｉｎω
0 ｔが入力され、各アナログ乗算器２４１，２４２で
は、受信信号と各正弦波信号が互いに乗算される。各ア
ナログ乗算器２４１，２４２から出力された信号は各ロ
ーパスフィルタ２４３，２４４を経由し、これにより高
周波成分がカットされ、アナログの第１の複素信号［ｈ
Ci（ｔ）＋ｊｈsi（ｔ）］が得られる。この第１の複素
信号［ｈCi（ｔ）＋ｊｈsi（ｔ）］の実数部ｈ
Ci（ｔ），虚数部ｈsi（ｔ）は、図１４にブロックで示
す時間差Δτ離れた複数の複素信号を得る手段２０５を
構成する、あるいは、複素信号変換回路２０４と、時間
差Δτ離れた複数の複素信号を得る手段２０５との間に
配置された、各Ａ／Ｄ変換器５３１，５３２に入力され
る。各Ａ／Ｄ変換器５３１，５３２にはサンプリングク
ロックＳＰＣＫが入力され、アナログの第１の複素信号
［ｈCi（ｔ）＋ｊｈsi（ｔ）］がこのサンプリングクロ
ックＳＰＣＫに従ってデジタルの第１の複素信号に変換
される。
【０１７１】図１６は、図１４にブロックで示す複素信
号変換回路２０４の他の構成例を示す回路ブロック図で
ある。受信回路２０３から出力された、整相加算後の受
信信号は、受信回路２０３と複素信号変換回路２０４と
の間に配置されたＡ／Ｄ変換器５０３に入力されデジタ
ルの受信信号に変換される。このデジタルの受信信号
が、複素信号変換回路２０４を構成する２つのデジタル
乗算器８１１，８２１に入力される。各デジタル乗算器
８１１，８２１には、位相が互いに９０°ずれたデジタ
ルの正弦波信号ｃｏｓω0 ｔ，ｓｉｎω0 ｔが入力さ
れ、各デジタル乗算器８１１，８２１では、受信信号と
各正弦波信号とが乗算される。各デジタル乗算器８１
１，８２１から出力された信号は、各デジタルローパス
フィルタ８３１，８４１に入力され、高周波成分がカッ
トされ、これによりデジタルの第１の複素信号が得られ
る。
【０１７２】図１７は、デジタルの受信信号の整相加算
を行うデジタルビームフォーマを備えた受信回路の例で
ある。配列された複数の超音波振動子２０１で得られた
複数の受信信号は、受信回路２０３を構成する複数のプ
リアンプ２３１＿１，…，２３１＿Ｎのそれぞれを経由
した後、複数のＡ／Ｄ変換器２３２＿１，…，２３２＿
Ｎのそれぞれでデジタルの受信信号に変換され、デジタ
ルビームフォーマ２３３に入力される。デジタルビーム
フォーマ２３３では、入力された複数のデジタルの受信
信号が整相加算されて、この受信回路２０３から出力さ
れる。この受信回路２０３から出力されたデジタルの受
信信号は、受信回路２０３と複素信号変換回路２０４と
の間に配置されたトラッキングフィルタ５３４に入力さ
れる。このトラッキングフィルタ５３４は、超音波が被
検体内を深さ方向に進行する間に、その超音波の、特に
高周波成分が減衰するため、各深さ毎に適応的にフィル
タ係数を変更して各深さ毎に最適な信号を抽出するフィ
ルタである。トラッキングフィルタ５３４から出力され
た受信信号は、複素信号変換回路２０４に入力される。
この複素信号変換回路２０４に入力された受信信号は、
デジタルの受信信号であるため、この複素信号変換回路
２０４は、図１６に示すデジタル乗算器８１１，８２１
とデジタルローパスフィルタ８３１，８４１で構成され
る。
【０１７３】図１８は、受信回路と複素信号変換回路と
が有機的に結合した回路構成の例を示す図である。配列
された複数の超音波振動子２０１で得られた複数の受信
信号は、複数のプリアンプ２３１＿１，…，２３１＿Ｎ
それぞれを経由した後、それぞれが図１５に示す複素信
号変換回路と同様の構成を有する複数の直交検波器２３
４＿１，…，２３４＿Ｎにそれぞれ入力される。各直交
検波器２３４＿１，…，２３４＿Ｎからは、それぞれア
ナログの第１の複素信号が出力され、Ａ／Ｄ変換器２３
５＿１＿１，２３５＿１＿２；…；２３５＿Ｎ＿１，２
３５＿Ｎ＿２でデジタルの第１の複素信号に変換され、
デジタルビームフォーマ２３６で実数部どうし、虚数部
どうしがそれぞれ整相加算される。デジタルビームフォ
ーマ２３６から出力された、整相加算後の第１の複素信
号は、トラッキングフィルタ５３４を経由し、図１４に
ブロックで示す時間差Δτ離れた複数の複素信号を得る
手段２０５に入力される。
【０１７４】尚、図１８は、直交検波器２３４＿１，
…，２３４＿Ｎとしてアナログ信号を直交検波する直交
検波器を備えた例であるが、図１７に示すように、各プ
リアンプ２３１＿１，…，２３１＿Ｎから出力される受
信信号をＡ／Ｄ変換し、その後デジタル信号を直交検波
する直交検波器（図１６に示す複素信号変換回路 参
照）に入力し、それらの直交検波器の出力をデジタルビ
ームフォーマ２３６に入力するように構成してもよく、
あるいは図１８に示すアナログの直交検波器２３４＿
１，…，２３４＿Ｎの出力をアナログビームフォーマに
入力してアナログの第１の複素信号のまま整相加算し、
その後デジタルの第１の複素信号に変換してもよい。
【０１７５】図１９，図２０は、図１４にブロックで示
す、時間差Δτ離れた複数の複素信号を得る手段２０５
の各構成例を示した回路ブロック図、図２１は、図１
９，図２０に示す回路ブロックの動作原理を示すタイミ
ングチャートである。図２１に示すクロック信号ＣＬＫ
は、図１４に示す速度算出手段２０９において被検体内
部の所定方向に並ぶ各観測点毎の速度を順次算出するた
めの、観測点どうしの間隔に対応する時間間隔を定める
クロック信号であり、サンプリングクロック信号ＳＰＣ
Ｋは、図１９，図２０に示すＡ／Ｄ変換器（ＡＤＣ）に
おけるサンプリングタイミングを定めるクロック信号で
ある。
【０１７６】図１９に示す回路ブロックには、図１４に
示す複素信号変換回路２０４としてアナログ信号を取扱
う回路を備えた場合の、その複素信号変換回路２０４で
生成されたアナログの複素信号［ｈCi（ｔ）＋ｊｈ
Si（ｔ）］が入力される。この入力された複素信号［ｈ
Ci（ｔ）＋ｊｈSi（ｔ）］は実数部ｈCi（ｔ），虚数部
ｈSi（ｔ）それぞれが、各Ａ／Ｄ変換器２５１，２５２
に入力され、制御信号発生部２５３から出力されたサン
プリングクロック信号ＳＰＣＫに同期してサンプリング
され、デジタル信号に変換されてメモリ２５４に一旦格
納される。
【０１７７】ここでサンプリングクロック信号ＳＰＣＫ
を、図２１（ａ）に示すように、クロック信号ＣＬＫと
同一の繰り返し同期を有するサンプリングクロック信号
とすると、上述した時間差Δτはクロック信号ＣＬＫの
周期と同一の時間間隔となる。すなわち、この場合、ク
ロック信号ＣＬＫの一周期分ずれた信号どうしが第２の
複素信号［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）］および第３の複
素信号［Ｒi （ｔ＋Δτ）＋ｊＩi （ｔ＋Δτ）］とさ
れる。
【０１７８】また、図１９に示す構成において、図２１
（ｂ）に示すように、クロック信号ＣＬＫの周期の整数
分の１の周期のサンプリングクロック信号ＳＰＣＫを用
いてもよい。この場合、図２１（ａ）の場合と比べ、観
測点の間隔を同一とすると高速のＡ／Ｄ変換器を備える
必要があるが、上述した時間差Δτとして、図２１
（ｂ）に示すサンプリングクロックＳＰＣＫのクロック
パルス１つ分の時間間隔のほか、その２倍の時間間隔
等、複数の時間間隔を選択することができ、それら複数
の時間間隔それぞれを上述の時間差Δτとした演算を行
い、それらの演算結果の平均を求めることができ、速度
算出の精度を向上させることができる。この平均化処理
については後述する。
【０１７９】また、図１９に示す構成において、図２１
（ｃ）に示すように、クロック信号ＣＬＫの各周期毎に
複数（図２１（ｃ）に示す例では２つ）のクロックパル
スを有するサンプリングクロック信号ＳＰＣＫを用いて
もよい。図２１（ｃ）に示す場合、サンプリングクロッ
ク信号ＳＰＣＫを構成する、クロック信号ＣＬＫの各周
期毎に２つのクロックパルスの一方および他方のクロッ
クパルスでサンプリングされた信号がそれぞれ第２の複
素信号［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）］および第３の複素
信号［Ｒi （ｔ＋Δτ）＋ｊＩi （ｔ＋Δτ）］とな
る。
【０１８０】また図２０に示す回路ブロック図には、入
力されたアナログの複素信号［ｈci（ｔ）＋ｊｈS i
（ｔ）］の実数部ｈｃi （ｔ），虚数部ｈS i （ｔ）を
それぞれをデジタル信号に変換するために、各２つのＡ
／Ｄ変換器２５１＿１，２５１＿２；２５２＿１，２５
２＿２が備えられている。これら４つのＡ／Ｄ変換器２
５１＿１，２５１＿２；２５２＿１，２５２＿２のう
ち、Ａ／Ｄ変換器２５１＿１，２５２＿１とＡ／Ｄ変換
器２５１＿１，２５２＿２には、図２０（ｄ）に示すよ
うに、互いに位相の異なる２つのサンプリングクロック
信号ＳＰＣＫ１，ＳＰＣＫ２がそれぞれ入力される。こ
れら２つのサンプリングクロック信号ＳＰＣＫ１，ＳＰ
ＣＫ２のタイミングのずれが上述の時間差Δτとなる。
【０１８１】図２２は、図１４にブロックで示す、時間
差Δτ離れた複数の複素信号を得る手段２０５の他の構
成例を示した回路ブロック図である。図２２に示す回路
ブロックには、図１４に示す複素信号変換回路２０４で
生成されたデジタルの複素信号［ｈCi（ｔ）＋ｊｈ
Si（ｔ）］が入力される。この入力された複素信号［ｈ
Ci（ｔ）＋ｊｈSi（ｔ）］は、実数部ｈｃi （ｔ），虚
数部ｈS i （ｔ）それぞれが、各間引きフィルタ２５
５，２５６に入力される。
【０１８２】図２３は、図２２にブロックで示す間引き
フィルタの構成例を示した回路図、図２４はそのタイミ
ングチャートである。間引きフィルタ２５５，２５６は
同一構成のものであり、ここでは間引きフィルタ２５５
を取り挙げて説明する。この間引きフィルタ２５５には
２つのＤ型フリップフロップ２５５ａ，２５５ｂが備え
られており、これら２つのＤ型フリップフロップ２５５
ａ，２５５ｂのデータ入力端子には、実数部のデジタル
信号Ｒ（ｔ）が入力される。このデジタル信号Ｒ（ｔ）
は、図２４に示すように、上述した時間差Δτの整数分
の１（ここではこの整数を１とする）のサンプリグクロ
ック信号ＳＰＣＫでサンプリングされた信号であり、図
２４に黒丸，白丸，および四角の記号で描かれた時系列
データの集合である。また、これらのＤ型フリップフロ
ップ２５５ａ，２５５ｂのクロック入力端子には、この
サンプリングクロック信号ＳＰＣＫが入力される。さら
に、Ｄ型フリップフロップ２５５ａ，２５５ｂのリセッ
ト端子には、図２４に示す各信号／ＥＮ１，／ＥＮ２が
それぞれ入力される。
【０１８３】このような構成により、各Ｄ型フリップフ
ロップ２５５ａ，２５５ｂでは、デジタル信号Ｒ（ｔ）
が間引かれ、各Ｄ型フリップフロップ２５５ａ，２５５
ｂからは、図２４の、それぞれ白丸，四角の記号で示さ
れるデータの各集合からなる、互いに時間差Δτだけず
れた信号Ｒi （ｔ），Ｒi （ｔ＋Δτ）が出力される。
図２２に示すもう一方の間引きフィルタ２５６からも、
同様にして、互いに時間差Δτだけずれた信号Ｉi
（ｔ），Ｉi （ｔ＋Δτ）が出力される。これらの間引
きフィルタ２５５，２５６から出力された信号Ｒi
（ｔ），Ｒi （ｔ＋Δτ），Ｉi （ｔ），Ｉi （ｔ＋Δ
τ）はメモリ２５４に一旦格納される。ここでは、信号
Ｒi （ｔ），Ｉi （ｔ）の組合せ［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi
（ｔ）］および信号Ｒi （ｔ＋Δτ），Ｉi （ｔ＋Δ
τ）の組合せ［Ｒi （ｔ＋Δτ）＋ｊＩi （ｔ＋Δ
τ）］が、本発明にいうそれぞれ第２の複素信号，第３
の複素信号である。
【０１８４】図２５，図２６は、図１４にブロックで示
す、時間差Δτ離れた複数の複素信号を得る手段２０５
のそれぞれ他の構成例を示した回路ブロック図である。
図２５を図１９と対比すると、図２５に示す回路ブロッ
ク図には補間演算手段２５５が備えられており、また、
図１９に示すメモリ２５４が図２５では２つのメモリ２
５４＿１，２５４＿２に分けて描かれている。
【０１８５】図２５に示す回路で用いられるサンプリン
グクロック信号ＳＰＣＫが、上述の時間差Δτだけずれ
たタイミングでサンプリングするものではない場合、例
えば所望の時間差Δτは、図２１（ｂ）に示す時間差Δ
τであるにも拘らず、サンプリングクロック信号ＳＰＣ
Ｋとして、図２１（ａ）に示すようにクロック信号ＣＬ
Ｋと同一のクロック信号が用いられた場合、補間演算に
より所望の時間差Δτだけずれた複素信号を生成するこ
とができる。
【０１８６】図２７は、図２５に示す補間演算手段２５
５における補間演算の一例を説明するための図である。
入力された複素信号［ｈci（ｔ）＋ｊｈSi（ｔ）］のう
ちの実数部ｈci（ｔ）がΔｔs 間隔でサンプリングさ
れ、図２７に示すようにΔｔs だけ離れた２つの時刻ｔ
1 ｔ2 においてそれぞれサンプリングす信号Ｒi （ｔ
1 ），Ｒi （ｔ2 ）が得られたものとする。このとき、
時刻ｔ1 ＋Δτの時点の信号Ｒi （ｔ1 ＋Δτ）は、次
式
【０１８７】
【数２７】
【０１８８】により求められる。虚数部についても同様
である。図２５に示す回路においては、Ａ／Ｄ変換器２
５１，２５２でデジタル化された信号は、そのまま、第
２の複素信号［Ｒi （ｔ）＋ｊＩi （ｔ）］としてメモ
リ２５４＿１に格納される。また、Ａ／Ｄ変換器２５
１，２５２でデジタル化された信号は、補間演算手段２
５５に入力され、上述の（６６）式に従って実数部，虚
数部双方について補間演算が行われ、これにより時間差
Δτだけずれた第３の複素信号［Ｒi （ｔ＋Δτ）＋ｊ
Ｉi （ｔ＋Δτ）］が生成されてメモリ２５４＿２に入
力される。
【０１８９】尚、上記（６６）式は１次補間を示す例で
あるが、補間演算手段２５５は１次補間を行うもに限ら
れるものではなく、演算速度や必要とする補間精度等を
考慮して任意の次数の補間を行うように構成してもよ
い。図２６は、図２０と同様の構成に補間演算手段２５
５を付加した例であり、その動作は上述の図２０，図２
５を参照した説明から自明であるため、ここで説明は省
略する。
【０１９０】上述のように、図１４に示す、時間差Δτ
離れた複数の複素信号を得る手段２０５は、種々に構成
することができる。図２８，図２９は、図１４に示す速
度算出手段２０９の各構成例を示す回路ブロック図であ
る。図２８に示す速度算出手段２０９には２つの位相差
算出部２９１，２９２が備えられており、各位相差算出
部２９１，２９２には、図１４に示す複素相関演算部２
０８で算出され相関信号Ｃi,i （ｔ，Δτ），Ｃi,i+1
（ｔ）がそれぞれ入力される。また位相差算出部２９１
には、複素信号変換回路２０４において複素信号［ｈci
（ｔ）＋ｊｈSi（ｔ）］を求めた際の参照角周波数ω
0 、および上述の時間差Δτが、図１４に示す装置全体
を制御する図示しない全体制御部から入力され、この位
相差算出部２９１からは、前述した（２３）式、即ち、
添字等をこの実施例に沿って書き直した次式
【０１９１】
【数２８】
【０１９２】のうち、Δτ／｛Δθi,i （ｔ，Δτ）−
ω0 Δτ｝の部分の演算結果が出力される。この位相差
算出部２９１は、Ｃi,i （ｔ，Δτ），ω0 ，Δτをア
ドレスとし、Δτ／｛Δθi,i （ｔ，Δτ）−ω0 Δ
τ｝を格納データとするＲＯＭで構成することも可能で
ある。位相差算出部２９１から出力された演算結果Δτ
／｛Δθi,i （ｔ，Δτ）−ω0 Δτ｝は、乗算器２９
３に入力される。
【０１９３】また位相差算出部２９２は、位相信号Ｃ
i,i+1 （ｔ）の入力を受けて位相差Δθi,i+1 （ｔ）を
出力するものであり、この位相差算出部２９２もＣ
i,i+1 （ｔ）をアドレスとし、Δθi,i+1 （ｔ）を格納
データとするＲＯＭで構成することができる。この位相
差算出部２９２から出力された位相差Δθi,i+1 （ｔ）
も乗算器２９３に入力される。乗算器２９３では、２つ
の位相差算出部２９１，２９２からそれぞれ入力され
た、Δτ／｛Δθi,i （ｔ，Δτ）−ω0 Δτ｝とΔθ
i,i+1 （ｔ）が掛け算され、（６７）式に示すように被
検体の動き量に対応する時間差Δｔが求められる。この
時間差Δｔは繰り返しｉに関する平滑化処理部２９４に
入力される。ここでは、被検体内の各同一の方向毎に例
えば８回ずつ超音波が送波され、それら送波の間に複数
の時間差Δｔが求められる。繰り返しｉに関する平滑化
処理部２９４では、これら複数回求められた時間差Δｔ
の平均的な値＜Δｔ＞が求められる。この平均的な時間
差＜Δｔ＞は、速度変換部２９５に入力される。速度変
換部２９５には、全体制御部（図示せず）から、同一方
向への送波の繰り返し周期Ｔと、被検体内の、音速ｃも
入力され、次式
【０１９４】
【数２９】
【０１９５】に基づいて速度Ｖ（ｔ）が算出される。一
方、図２９に示す速度算出手段２０９では、周期Ｔ，音
速ｃも位相差算出部２９１に入力され、位相差算出部２
９１からは、図示の
【０１９６】
【数３０】
【０１９７】が出力される。したがって乗算器２９３で
は１回毎の速度Ｖ（ｔ）が求められ、繰り返しｉに関す
る平滑処理部２９４では、平均的な速度Ｖ（ｔ）が求め
られる。図３０，図３２は、それぞれ、図１４にブロッ
クで示す速度算出手段２０９の他の各構成例を示す回路
ブロック図である。
【０１９８】図３０には、図２８と対比し、位相差演算
部２９１と乗算器２９３との間にΔτに関する平滑化処
理部２９６が備えられている点のみが異なっている。Δ
τに関する平滑化処理部２９６では、例えば図２１
（ｂ）のタイミングチャートに示すようにして複数の時
間差Δτが求められた場合に、あるいは補間演算等によ
り複数の時間差Δτが求められた場合に、位相差算出部
２９１から出力された複数の時間差Δτそれぞれに対応
する複数の演算結果が時間差Δτに関して平滑化され
る。
【０１９９】図３１は、Δτに関する平滑化の手法を示
した図である。図３１（ａ）は、複数の各時間差Δτが
異なることにより、位相差算出部２９１（図３０参照）
から出力される複数の演算結果が単純に平均化されるこ
とを示し、図３１（ｂ）では、時間差Δτが異なること
によって位相差算出部２９１から極端に離れた値（●印
で示す）が出力された場合は、それら極端に離れた値を
取り除いた残りを平滑化することを示している。尚、こ
こでは時間差Δτが異なることによる複数の演算結果を
同一の重みで平均化しているが、時間差Δτが異なるこ
とにより重み付け平均を行ってもよい。このように、繰
り返しｉに関する平滑化処理部２９４で同一の方向に超
音波パルスの送波を繰り返す間の平均化を行うだけでは
なく、時間差Δτについても複数の時間差Δτについて
の複素信号を求め、それらから求められる複数の演算結
果の平均化を行うことにより、一層高精度な速度Ｖ
（ｔ）を求めることができる。
【０２００】図３２は図２９と同様の構成に、Δτに関
する平滑化処理部２９６を付加した例であり、その動作
は、上述の図２９，図３０を参照した説明から自明であ
るため、ここでは説明は省略する。次にシミュレーショ
ンにより確認した本発明の第２の超音波診断装置の効果
について説明する。
【０２０１】図３３は、本発明の第２の超音波診断装置
の効果を説明するための図である。図３３（ａ）は、被
検体内の所定の方向に沿う深さ方向の各観測点のモデル
的な変位を示す図である。超音波パルスの１回目の送波
と２回目の送波との間に被検体内に図示のような変位が
生じたものとする。このような２回の送波を１つのペア
とし、被検体をランダムな超音波散乱体であると仮定し
て、６４組の信号を生成した。このとき、受信信号に
は、Ｓ／Ｎが６０ｄＢとなるよにランダムなノイズ成分
を付加した。
【０２０２】同図（ｂ），（ｃ）は、それぞれ、上述の
ようにして生成した信号に基づいて、従来のパルスペア
法、本発明の手法により求めた変位の推定値Δｘとその
標準偏差ＳＤを示した図である。これらの図から明らか
なように、本発明の第２の超音波診断装置の手法を用い
た方が、実際に与えた変位（同図（ａ）のΔｘ）により
近似しており、また、推定値の標準偏差ＳＤは、従来の
パルスペア方（同図（ｂ））では、変位の量に応じて大
きく変化しているのに対して、本発明の第２の超音波診
断装置手法を用いた場合はほぼ一定のばらつきで推定さ
れている。
【０２０３】図３４は、本発明の効果を説明するもう１
つの図であり、受信信号のＳ／Ｎを４０ｄＢ（同図
（ａ）），２０ｄＢ（同図（ｂ））とし、与えた変位Δ
ｘを横軸にとって、パルスペア法と本発明の手法との間
の標準偏差ＳＤの相違を比較した図である。（ａ）のＳ
／Ｎ＝４０ｄＢの場合は、パルスペア法と比べ本発明の
手法の方が格段に推定精度がよく、同図（ｂ）のＳ／Ｎ
＝２０ｄＢにまでＳ／Ｎが低下すると、差は小さくはな
るが、本発明の手法の方がパルスペア法よりも推定精度
が良いことが示されている。
【０２０４】次に、本発明の第３の超音波診断装置の実
施例について説明する。図３５は、本発明の第３の超音
波診断装置の一実施例の構成図である。図４２に示す従
来例の各構成ブロックに対応する構成ブロックには、図
４２に付した番号と同一の番号を付して示し、相違点に
ついてのみ説明する。図３５に示す超音波診断装置にお
ける複素自己相関演算部４１０では、繰り返し方向（ｉ
番目とｉ＋１番目の送波の間）の複素自己相関値＜Ｃi,
i+1 （ｔ）＞ i のみでなく、その複素自己相関値＜Ｃi,
i+1 （ｔ）＞i の、深さ方向の複素自己相関値（２次複
素自己相関値）＜＜Ｃi,i+1 （ｔj ）＞i * ＜Ｃi,i+1
（ｔj+ 1 ）＞i ＞j も求められ、それらの双方が、速度
及び速度勾配算出手段４１１に入力される。速度及び速
度勾配算出手段４１１では、複素自己相関値＜Ｃi,i+1
（ｔ）＞i を用い、（９）式，（１２）式に基づいて速
度Ｖが算出され、また２次複素自己相関値＜＜Ｃi,i+1
（ｔj ）＞i * ＜Ｃi,i+1 （ｔj ）＞i ＞j を用い、
（３２）式、（２６）式に基づいて速度勾配ｄＶ／ｄｚ
が算出される。尚、速度及び速度勾配算出手段４１１
は、速度Ｖや速度勾配ｄＶ／ｄｚを直接演算することに
代え、複素自己相関値＜Ｃi,i+1 （ｔ）＞i と速度Ｖと
の対応表、２次複素自己相関値＜＜Ｃi,i+1 （ｔj ）＞
i * ＜Ｃi,i+1 （ｔj+1 ）＞i ＞j と速度勾配ｄＶ／ｄ
ｚとの対応表を、ＲＯＭ等に記憶しておいて、その対応
表を参照して、速度Ｖ，速度勾配ｄＶ／ｄｚを求めるも
のであってもよい。
【０２０５】また、図３５に示す超音波診断装置には、
速度及び速度勾配算出手段４１１で求められた速度勾配
ｄＶ／ｄｔを平滑化する平滑化手段４１２が備えられて
いる。この平滑化手段４１２は、速度及び速度勾配算出
手段４１１で求められた速度勾配ｄＶ／ｄｚを統計的に
安定させるためのものである。また、図３５に示す実施
例における複素自己相関演算部４１０は、上記の２次複
素自己相関値＜＜Ｃi ，i+1 （ｔj ）＞* i ＜Ｃi ，
i+1 （ｔj+1 ）＞i ＞jに代えて、前述した（３５）式
ないし、（４３）式ないし（４４）式に基づく複数の２
次複素自己相関値（２次複素自己相関関数）Ｒ（ｋ；ｔ
j+2 ）を算出するものであってもよい。その場合、速度
及び速度勾配算出手段４１１では、その２次複素自己相
関値Ｒ（ｋ；ｔj+2 ）から求めた位相∠Ｒ（ｋ；ｔ
j+2 ）の奇関数への回帰により、あるいは（４５）式，
（４６）に基づく演算により、もしくはその演算に代わ
る対応表を参照することにより、速度勾配が求められ
る。
【０２０６】図３６は、本発明の超音波診断装置の他の
実施例の模式図である。図３５に示す実施例との相違点
のみについて説明する。図３６に示す実施例には、図３
５に示す実施例における複素自己相関演算部２１０に代
えて、２つの複素自己相関演算部４１０ａ，４１０ｂが
備えられている。このうち、複素自己相関演算部４１０
ａは、従来例（図４２）における複素自己相関演算部１
１０に相当し、繰り返し方向についての複素自己相関値
＜Ｃi,i+ 1 （ｔ）＞を求めるものである。この複素自己
相関演算部４１０ａで求められた複素自己相関値＜Ｃi,
i+1 （ｔ）＞i は、もう１つの複素自己相関演算部４１
０ｂに入力される。この複素自己相関演算部４１０ｂで
は、入力された複素自己相関値＜Ｃi,i+1 （ｔ）＞i か
ら２次複素自己相関値＜＜Ｃi,i+1 （ｔj ）＞i *＜
Ｃi,i+1 （ｔj+1 ）＞i ＞j が求められる。
【０２０７】また図３６に示す実施例には、図３５に示
す実施例における速度及び速度勾配算出手段４１１に代
えて、速度算出手段４１１ａおよび速度勾配算出手段４
１１ｂが備えられている。速度算出手段４１１ａは複素
自己相関値＜Ｃi,i+1 （ｔ）＞i と速度Ｖとの対応表が
格納されたＲＯＭ等から構成されており、この速度算出
手段４１１ａには複素自己相関値＜Ｃi,i+1 （ｔ）＞i
が入力され、速度Ｖに変換される。また速度勾配算出手
段４１１ｂは、２次元複素自己相関値＜＜Ｃi, i+1 （ｔ
j ）＞i * ＜Ｃi,i+1 （ｔj+1 ）＞i ＞j と速度勾配ｄ
Ｖ／ｄｚとの対応表が格納されたＲＯＭ等から構成され
ており、この速度勾配算出手段４１１ｂには２次複素自
己相関値＜＜Ｃi,i+1 （ｔj ）＞i * ＜Ｃi,i+1 （ｔ
j+1 ）＞i＞j が入力され、速度勾配ｄＶ／ｄｚに変換
される。
【０２０８】図３６に示す実施例においても、図３５に
示す実施例と同様に、複素自己相関演算部４１０ｂは、
上記の２次複素自己相関値＜＜Ｃi,i+1 （ｔj ）＞i *
＜Ｃ i,i+1 （ｔj+1 ）＞i ＞j に代えて、前述した（３
５）式、ないし（４３）式ないし（４４）式に基づく複
数の２次複素自己相関値（２次複素自己相関関数）Ｒ
（ｋ；ｔj+2 ）を算出するものであってもよい。その場
合、速度勾配算出手段４１１ｂでは、その複素自己相関
値Ｒ（ｋ；ｔj+2 ）から求めた位相∠Ｒ（ｋ；ｔ j+2 ）
の奇関数への回帰により、あるいは（４５）式、（４
６）式に基づく演算により、もしくはその演算に代わる
対応表を参照することにより、速度勾配が求められる。
【０２０９】これらの実施例から明らかなように、従来
例（図４２）における複素自己相関演算部３１０をもう
１つ備え、もしくはその複素自己相関演算部３１０を兼
用し、また速度算出のために従来用いられていたＲＯＭ
等からなる速度算出手段と同様の構成の速度勾配算出手
段を備え、もしくは速度算出手段のＲＯＭ等の容量を増
やして速度勾配算出手段を兼用させることにより、速度
勾配算出の機能を内蔵することができる。このように、
本発明の第３の超音波診断装置は、従来の超音波診断装
置の構成を崩すことなく、わずかな要素付加だけで正確
な速度勾配を求めることのできる超音波診断装置が構成
される。
【０２１０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の第１の超
音波診断装置は、非線形変換（ａｔａｎ）演算を行なう
前の複素自己相関値の平均値を求め、その後、非線形変
換（ａｔａｎ）演算を行なって速度を求める構成を備え
たものであるため、フレームレートを落とさずに血流速
度や内部組織の動きの速度の検出精度を向上させ、ある
いは、それらの検出精度を低下させずにフレームレート
を向上させることができる。
【０２１１】また、本発明の第２の超音波診断装置によ
れば、直交検波回路等の複素信号変換手段を複数系統備
えることなく、比較的簡単な回路構成で被検体内の動き
を表す量を高精度に求めることができる。さらに、本発
明の第３の超音波診断装置によれば、速度ではラップア
ラウンドが生じていても、そのラップアラウンドの影響
を受けずに速度勾配を算出することが可能である。ま
た、本発明の第３の超音波診断装置によれば、従来例
（特公平５−４３３８１号公報）のように速度勾配を算
出するための特別の演算器を設けることなく、あるい
は、若干の演算器を追加するだけで速度勾配を算出する
ことが可能となり、ハードの物量的にも有利となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第２の超音波診断装置の原理説明図で
ある。
【図２】本発明の第３の超音波診断装置の原理説明図で
ある。
【図３】本発明の第３の超音波診断装置の原理説明図で
ある。
【図４】本発明の第３の超音波診断装置の原理説明図で
ある。
【図５】本発明の第３の超音波診断装置の原理説明図で
ある。
【図６】本発明の第３の超音波診断装置の原理説明図で
ある。
【図７】本発明の第１の超音波診断装置の一実施例にお
ける、血流速度の検出のための構成を表わしたブロック
図である。
【図８】図７に示す超音波診断装置における演算処理ア
ルゴリズムを表わした図である。
【図９】図７に示す超音波診断装置における演算処理ア
ルゴリズムを表わした図である。
【図１０】図７に示す超音波診断装置における演算処理
アルゴリズムを表わした図である。
【図１１】図７に示す平均処理部の構成例を示したブロ
ック図である。
【図１２】本発明の第１の超音波診断装置の他の実施例
における、血流速度の検出のための構成を表わしたブロ
ック図である。
【図１３】本発明の第１の超音波診断装置もう１つの実
施例における血流速度検出のための構成を表わしたブロ
ック図である。
【図１４】本発明の第２の超音波診断装置の一実施例の
構成図である。
【図１５】複素信号変換回路の一構成例を示す回路ブロ
ック図である。
【図１６】複素信号変換回路の一構成例を示す回路ブロ
ック図である。
【図１７】デジタルの受信信号の整相加算を行うデジタ
ルビームフォーマを備えた受信回路の例である。
【図１８】受信回路と複素信号変換回路とが有機的に結
合した回路構成の例を示す図である。
【図１９】図１４にブロック図で示す、時間差Δτ離れ
た複数の複素信号を得る手段の構成例を示した回路ブロ
ック図である。
【図２０】図１４にブロック図で示す、時間差Δτ離れ
た複数の複素信号を得る手段の構成例を示した回路ブロ
ック図である。
【図２１】図１９，図２０に示す回路の動作原理を示す
タイミングチャートである。
【図２２】図１４にブロックで示す、時間差Δτ離れた
複数の複素信号を得る手段の構成例を示した回路ブロッ
ク図である。
【図２３】図２２にブロックで示す、間引きフィルタの
構成例を示した回路図である。
【図２４】間引きフィルタの動作を示すタイミングチャ
ートである。
【図２５】図１４にブロックで示す、時間差Δτ離れた
複数の複素信号を得る手段の構成例を示した回路ブロッ
ク図である。
【図２６】図１４にブロックで示す、時間差Δτ離れた
複数の複素信号を得る手段の構成例を示した回路ブロッ
ク図である。
【図２７】図２５に示す補間演算手段における補間演算
の一例の説明図である。
【図２８】図１４に示す速度算出手段の構成例を示す回
路ブロック図である。
【図２９】図１４に示す速度算出手段の構成例を示す回
路ブロック図である。
【図３０】図１４に示す速度算出手段の構成例を示す回
路ブロック図である。
【図３１】Δτに関する平滑化の手法を示した図であ
る。
【図３２】図１４に示す速度算出手段の構成例を示す回
路ブロック図である。
【図３３】本発明の第２の超音波診断装置の効果を説明
するための図である。
【図３４】本発明の第２の超音波診断装置の効果を説明
するもう１つの図である。
【図３５】本発明の第３の超音波診断装置の一実施例の
構成図である。
【図３６】本発明の第３の超音波診断装置の他の実施例
の模式図である。
【図３７】従来の超音波診断装置における血流速度の検
出のための構成を表わしたブロック図である。
【図３８】血流速度を求める場合の、被検体内部の走査
線を模式的に表わした図である。
【図３９】従来例の動作説明図である。
【図４０】従来の演算アルゴリズムを表わした図であ
る。
【図４１】従来の超音波診断装置の構成例を表わしたブ
ロック図である。
【図４２】従来の超音波診断装置の概要を示す図であ
る。
【図４３】従来の提案に沿う手法をさらに発展させた手
法を示した回路ブロック図である。
【図４４】従来の超音波診断装置の概要を示す図であ
る。
【図４５】従来の問題点の説明図である。
【符号の説明】
１１０ 送信部 １１２ トランスデューサアレイ １１４ ビームフォーマ １１６ 直交検波部 １２６ ＭＴＩフィルタ １２８ 複素自己相関演算部 １２９ 平均処理部 １３０ ａｔａｎ演算部 ２０１ 超音波振動子 ２０２ 送信回路 ２０３ 受信回路 ２０４ 複素信号変換回路 ２０５ 時間差Δτ離れた複数の複素信号を得る手段 ２０６ クラッタ除去手段 ２０７ 切り替え器 ２０８ 複素相関算出部 ２０９ 速度算出手段 ２１０ 空間微分手段 ２１１ デジタルスキャンコンバータ ２１２ 表示部 ２１３ 検波回路 ３０１ 超音波振動子 ３０４ 直交検波回路 ３０８ クラッタ除去手段 ３１３ 表示部 ４１０，４１０，４１０ｂ 複素自己相関演算部 ４１１ 速度及び速度勾配算出手段 ４１１ａ 速度算出手段 ４１１ｂ 速度勾配算出手段 ４１２ 平滑化手段

Claims (38)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 被検体内の各走査線方向にそれぞれ複数
    回超音波を送信し該被検体内で反射された超音波を受信
    して受信信号を得る超音波送受信器と、前記受信信号の
    直交検波出力を得る直交検波器と、前記直交検波出力の
    複素自己相関値を求める自己相関器と、前記複素自己相
    関値に基づいて前記被検体内の血流情報あるいは前記被
    検体内組織の動きの情報を求める動体情報検出器とを備
    えた超音波診断装置において、 前記被検体内の所定点に近接する複数の点の前記複素自
    己相関値の平均的な値を求める平均演算器を備え、 前記動体情報検出器が、前記平均的な値に基づいて前記
    被検体内の血流情報あるいは前記被検体内組織の動きの
    情報を求めるものであることを特徴とする超音波診断装
    置。
  2. 【請求項２】 前記平均演算器が、前記所定点と同一深
    さの、該所定点に近接する複数の走査線上の点の前記複
    素自己相関値の平均的な値を求めるものであることを特
    徴とする請求項１記載の超音波診断装置。
  3. 【請求項３】 前記平均演算器が、所定の走査線上の、
    互いに近接する複数の点の前記複素自己相関値の平均的
    な値を求めるものであることを特徴とする請求項１記載
    の超音波診断装置。
  4. 【請求項４】 前記平均演算器が、前記所定点を二次元
    的に取り巻く複数の点の前記複素自己相関値の平均的な
    値を求めるものであることを特徴とする請求項１記載の
    超音波診断装置。
  5. 【請求項５】 被検体内に超音波パルスを送波し被検体
    内で反射した超音波を複数の超音波振動子で受信し互い
    に整相加算することにより得られた、被検体内に延びる
    走査線に沿う超音波反射情報を担う受信信号に基づいて
    被検体の断層像を表示する手段と、被検体内の同一方向
    への超音波パルスの送波を複数回繰り返すことにより得
    られる、同一の走査線に沿う超音波反射情報を担う複数
    の受信信号に基づいて被検体内部の動きを検出する手段
    とを備えた超音波診断装置において、 前記整相加算前もしくは後の受信信号を所定の参照周波
    数ω0 の参照信号を用いて第１の複素信号に変換する複
    素信号変換手段と、 前記第１の複素信号から、互いに所定の時間差Δτだけ
    ずれた第２の複素信号および第３の複素信号を生成する
    時間ずれ複素信号生成手段と、 被検体内の所定の方向への超音波パルスの送波が繰り返
    されたときの、該所定の方向へのｉ番目の送波に対応す
    る前記第２および第３の複素信号の、ｉ番目の送波の基
    準時を起点とした時刻ｔの時点における複素相関値Ｃ
    i,i （ｔ，Δτ）と、該所定の方向へのｉ番目およびｉ
    ＋１番目の送波に対応する前記第２の複素信号どうし
    の、各送波毎の各基準時を起点とした時刻ｔにおける複
    素相関値Ｃi, i+1 （ｔ）とを算出する複素相関算出手段
    と、 これらの複素相関値Ｃi,i （ｔ，Δτ），Ｃi,i+1
    （ｔ）に基づいて、ｉ番目の送波の時点とｉ＋１番目の
    送波の時点との間に生じた、被検体内部の、前記時刻ｔ
    に対応する観測点の動きを表わす量を算出する動き量算
    出手段とを備えたことを特徴とする超音波診断装置。
  6. 【請求項６】 複数の超音波振動子で得られた複数のア
    ナログの受信信号を整相加算する整相加算手段を備え、 前記複素信号変換手段が、位相が互いに９０°異なる２
    つのアナログの正弦波信号を前記参照信号として用いて
    整相加算後のアナログの受信信号を直交検波することに
    より、該受信信号を、アナログの前記第１の複素信号に
    変換する直交検波器を備えたものであることを特徴とす
    る請求項５記載の超音波診断装置。
  7. 【請求項７】 複数の超音波振動子で得られた複数のア
    ナログの受信信号を整相加算する整相加算手段と、 前記整相加算手段から出力されたアナログの受信信号を
    デジタルの受信信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを備え、 前記複素信号変換手段が、位相が互いに９０°異なる２
    つのデジタルの正弦波信号を前記参照信号として用いて
    前記Ａ／Ｄ変換器から出力されたデジタルの受信信号を
    直交検波することにより、該受信信号を、デジタルの前
    記第１の複素信号に変換する直交検波器を備えたもので
    あることを特徴とする請求項５記載の超音波診断装置。
  8. 【請求項８】 複数の超音波振動子で得られた複数のア
    ナログの受信信号を複数のデジタルの受信信号に変換す
    るＡ／Ｄ変換器と、 前記Ａ／Ｄ変換器から出力された複数のデジタルの受信
    信号を整相加算する整相加算手段とを備え、 前記複素信号変換手段が、位相が互いに９０°異なる２
    つのデジタルの正弦波信号を前記参照信号として用い
    て、前記整相加算手段から出力されたデジタルの受信信
    号を直交検波することにより、該受信信号を、デジタル
    の前記第１の複素信号に変換する直交検波器を備えたも
    のであることを特徴とする請求項５記載の超音波診断装
    置。
  9. 【請求項９】 前記複素信号変換手段が、位相が互いに
    ９０°異なる２つのアナログもしくはデジタルの正弦波
    信号を前記参照信号として用いて、複数の超音波振動子
    で得られた複数のアナログの受信信号もしくは該複数の
    アナログの受信信号をそれぞれＡ／Ｄ変換することによ
    り得られた複数のデジタルの受信信号それぞれを直交検
    波することにより複数の前記第１の複素信号に変換する
    直交検波器を備えたものであり、 前記複素信号変換手段で得られた複数の第１の複素信号
    を整相加算することにより整相加算された第１の複素信
    号を得る整相加算手段を備えたことを特徴とする請求項
    ５記載の超音波診断装置。
  10. 【請求項１０】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、ア
    ナログの前記第１の複素信号の実数部および虚数部それ
    ぞれを、前記時間差Δτに対応する時間間隔Δτのクロ
    ックパルスからなるサンプリングクロックを用いてデジ
    タル信号に変換することにより、デジタルの前記第２の
    複素信号およびデジタルの前記第３の複素信号を生成す
    るＡ／Ｄ変換器を備えたものであることを特徴とする請
    求項５記載の超音波診断装置。
  11. 【請求項１１】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、ア
    ナログの前記第１の複素信号の実数部および虚数部それ
    ぞれを、被検体内部の前記所定の方向に並ぶ複数の観測
    点の前記動きを表わす量を各観測点毎に順次算出する各
    演算時間間隔の整数分の１を前記時間差Δτとし、該時
    間差Δτに対応する時間間隔Δτのクロックパルスから
    なるサンプリングクロックを用いてデジタル信号に変換
    することにより、デジタルの前記第２の複素信号および
    デジタルの前記第３の複素信号を生成するＡ／Ｄ変換器
    を備えたものであることを特徴とする請求項５記載の超
    音波診断装置。
  12. 【請求項１２】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、ア
    ナログの前記第１の複素信号の実数部および虚数部それ
    ぞれを、被検体内部の前記所定の方向に並ぶ複数の観測
    点の前記動きを表わす量を各観測点毎に順次算出する各
    演算時間間隔を一周期としたときの各周期内に前記時間
    差Δτの複数のクロックパルスを有するサンプリングク
    ロックを用いてデジタル信号に変換することにより、デ
    ジタルの前記第２の複素信号およびデジタルの前記第３
    の複素信号を生成するＡ／Ｄ変換器を備えたものである
    ことを特徴とする請求項５記載の超音波診断装置。
  13. 【請求項１３】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、ア
    ナログの前記第１の複素信号の実数部および虚数部双方
    を、前記時間差Δτだけ互いに位相がずれた複数のサン
    プリングクロックそれぞれを用いてデジタル信号に変換
    することにより、デジタルの前記第２の複素信号および
    デジタルの前記第３の複素信号を生成するＡ／Ｄ変換器
    を備えたものであることを特徴とする請求項５記載の超
    音波診断装置。
  14. 【請求項１４】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、前
    記時間差Δτの整数分の１のサンプリング間隔のデジタ
    ルの前記第１の複素信号を間引くことにより、互いに前
    記時間差Δτだけずれたデジタルの前記第２の複素信号
    およびデジタルの前記第３の複素信号を生成する間引き
    フィルタとを備えたものであることを特徴とする請求項
    ５記載の超音波診断装置。
  15. 【請求項１５】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、デ
    ジタルの前記第１の複素信号を補間することにより、前
    記時間差Δτだけずれたデジタルの前記第２の複素信号
    およびデジタルの前記第３の複素信号を生成する補間手
    段を備えたものであることを特徴とする請求項５記載の
    超音波診断装置。
  16. 【請求項１６】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、ア
    ナログの前記第１の複素信号の実数部および虚数部それ
    ぞれを、所定のサンプリングクロックを用いて前記第２
    の複素信号を含むデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器
    と、該デジタル信号に補間演算を施すことにより前記第
    ３の複素信号を生成する補間演算手段とを備えたもので
    あることを特徴とする請求項５記載の超音波診断装置。
  17. 【請求項１７】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、ア
    ナログの前記第１の複素信号の実数部および虚数部それ
    ぞれを、被検体内部の前記所定の方向に並ぶ複数の観測
    点の前記動きを表わす量を各観測点毎に順次算出する各
    演算時間間隔の整数分の１に対応する時間間隔のクロッ
    クパルスからなるサンプリングクロックを用いて、前記
    第２の複素信号を含むデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
    換器と、該デジタル信号に補間演算を施すことにより前
    記第３の複素信号を生成する補間演算手段とを備えたも
    のであることを特徴とする請求項５記載の超音波診断装
    置。
  18. 【請求項１８】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、ア
    ナログの前記第１の複素信号の実数部および虚数部それ
    ぞれを、被検体内部の前記所定の方向に並ぶ複数の観測
    点の前記動きを表わす量を各観測点毎に順次算出する演
    算時間間隔を一周期としたときの各周期内に所定の時間
    差の複数のクロックパルスを有するサンプリンクロック
    を用いて、前記第２の複素信号を含むデジタル信号に変
    換するＡ／Ｄ変換器と、該デジタル信号に補間演算を施
    すことにより前記第３の複素信号を生成する補間演算手
    段とを備えたものであることを特徴とする請求項５記載
    の超音波診断装置。
  19. 【請求項１９】 前記時間ずれ複素信号生成手段が、ア
    ナログの前記第１の複素信号の実数部および虚数部双方
    を、互いに位相がずれた複数のサンプリングクロックそ
    れぞれを用いて、前記第２の複素信号を含むデジタル信
    号に変換するＡ／Ｄ変換器と、該デジタル信号に補間演
    算を施すことにより前記第３の複素信号を生成する補間
    演算手段とを備えたことを特徴とする請求項５記載の超
    音波診断装置。
  20. 【請求項２０】 前記動き量算出手段が、前記複素相関
    値Ｃi,i （ｔ，Δτ）から算出される、前記所定の方向
    へのｉ番目の送波に対応する前記第１および第２の複素
    信号の前記時刻ｔの時点における位相差をΔθi,i
    （ｔ，Δτ）、前記複素相関値Ｃi,i+1 （ｔ）から算出
    される、前記所定の方向へのｉ番目およびｉ＋１番目の
    送波に対応する前記第１の複素信号どうしの前記時刻ｔ
    の時点における位相差をΔθi,i+1 （ｔ）としたとき、
    前記所定の方向へのｉ番目およびｉ＋１番目の各送波に
    おける各超音波が前記観測点で反射した、各送波の各基
    準時を基点とした各時刻どうしの時間差Δｔ（ｔ）
    i,i+1 を、式 Δｔ（ｔ）i,i+1 ＝ ［Δθi,i+1 （ｔ）／｛Δθi,i （ｔ，Δτ）−ω0 Δτ｝］・Δτ に基づいて算出するものであることを特徴とする請求項
    ５記載の超音波診断装置。
  21. 【請求項２１】 前記動き量算出手段が、前記動きを表
    わす量として、前記所定の方向へのｉ番目およびｉ＋１
    番目の各送波における各超音波が前記観測点で反射し
    た、各送波毎の各基準時を起点とした各時刻どうしの時
    間差Δｔ、該時間差Δｔと被検体内の音速ｃとから算出
    される前記観測点の移動量、および該移動量と前記所定
    の方向への送波の繰返し周期Ｔとから算出される前記観
    測点の移動速度の中から選択された少なくとも１つを算
    出するものであることを特徴とする請求項５記載の超音
    波診断装置。
  22. 【請求項２２】 前記動き量検出手段が、複数の前記時
    間差Δτについて平滑化された前記動きを表わす量を求
    めるものであることを特徴とする請求項５記載の超音波
    診断装置。
  23. 【請求項２３】 前記動き量検出手段が、前記所定の方
    向への３回以上の送波について平滑化された前記動きを
    表わす量を求めるものであることを特徴とする請求項５
    記載の超音波診断装置。
  24. 【請求項２４】 前記動き量算出手段で算出された前記
    動きを表わす量を前記所定の方向に空間微分することに
    より、該動きを表わす量の該所定の方向の変化率を算出
    する空間微分手段を備えたことを特徴とする請求項５記
    載の超音波診断装置。
  25. 【請求項２５】 前記第２の複素信号および前記第３の
    複素信号が担持する血流情報を、クラッタ成分の情報か
    ら分離して抽出する情報抽出手段を備えたことを特徴と
    する請求項５記載の超音波診断装置。
  26. 【請求項２６】 前記動きを表わす量、及び／又は、該
    動きを表わす量に基づいて算出された量を、前記断層像
    に重畳して表示する表示手段を備えたことを特徴とする
    請求項５記載の超音波診断装置。
  27. 【請求項２７】 被検体内に超音波パルスを送波し被検
    体内で反射した超音波を受信することにより受信信号を
    得る超音波診断装置において、 前記受信信号を、互いに直交する２つの信号からなる複
    素信号に変換する複素信号変換手段と、 被検体内の深さ方向に延びる所定の走査線に沿う超音波
    パルスの送波が繰り返されたときの、該所定の走査線に
    沿う互いに異なる時点の送波の前記複素信号どうし、か
    つ該走査線上の複数の各深さ位置それぞれにおける前記
    複素信号どうしの２次複素自己相関値を算出する２次複
    素自己相関演算手段と、 前記２次複素自己相関値に基づいて、被検体内部の速度
    勾配を算出する速度勾配算出手段とを備えたことを特徴
    とする超音波診断装置。
  28. 【請求項２８】 前記２次複素自己相関演算手段が、前
    記所定の走査線上の互いに異なる深さ位置に対応する前
    記複素信号どうしの複素自己相関値を、互いに異なる各
    時点の送波に対応する前記複素信号それぞれについて算
    出した後、互いに異なる各時点の送波に対応する前記複
    素自己相関値どうしの複素自己相関値を算出するもので
    あることを特徴とする請求項２７記載の超音波診断装
    置。
  29. 【請求項２９】 前記２次複素自己相関演算手段が、前
    記所定の走査線に沿う互いに異なる時点の送波の、互い
    に同一の深さ位置に対応する前記複素信号どうしの複素
    自己相関値を複数の深さ位置それぞれについて算出した
    後、互いに異なる深さ位置に対応する前記複素自己相関
    値どうしの複素自己相関値を算出するものであることを
    特徴とする請求項２７記載の超音波診断装置。
  30. 【請求項３０】 前記２次複素自己相関演算手段が、前
    記所定の走査線に沿う互いに異なる時点の送波の、互い
    に同一の深さ位置に対応する前記複素信号どうしの複素
    自己相関値を複数の深さ位置それぞれについて算出し、
    次いで、所定の深さ位置の前記複素自己相関値と、複数
    の深さ位置それぞれの前記複素自己相関値との各複素自
    己相関値を算出するものであることを特徴とする請求項
    ２７記載の超音波診断装置。
  31. 【請求項３１】 前記２次複素自己相関演算手段が、前
    記所定の走査線に沿う互いに異なる時点の送波の、互い
    に同一の深さ位置に対応する前記複素信号どうしの複素
    自己相関値を複数の深さ位置それぞれについて算出し、
    次いで、複数の深さ位置に対応する前記複素自己相関値
    からなる第１のセットと、該第１のセットを構成する前
    記複素自己相関値との重複が許容された、複数の深さ位
    置に対応する前記複素自己相関値からなる第２のセット
    との複素自己相関演算を行うものであることを特徴とす
    る請求項２７記載の超音波診断装置。
  32. 【請求項３２】 前記２次複素自己相関演算手段が、所
    定の深さ位置の速度勾配を求めるために複数の深さ位置
    についての複数の前記２次複素自己相関値を求めるもの
    であり、 前記速度勾配算出手段が、これら複数の２次複素自己相
    関値それぞれの位相情報を求め、これらの位相情報に所
    定の奇関数を回帰させることによって前記所定の深さ位
    置の速度勾配を求めるものであることを特徴とする請求
    項２７記載の超音波診断装置。
  33. 【請求項３３】 前記所定の奇関数が直線であることを
    特徴とする請求項３２記載の超音波診断装置。
  34. 【請求項３４】 前記２次複素自己相関演算手段が、所
    定の深さ位置の速度勾配を求めるために複数の深さ位置
    についての複数の前記２次複素自己相関値を求めるもの
    であり、 前記速度勾配算出手段が、前記２次複素自己相関値どう
    しの複素自己相関値を算出し、該複素自己相関値に基づ
    いて前記所定の深さ位置の速度勾配を算出するものであ
    ることを特徴とする請求項２７記載の超音波診断装置。
  35. 【請求項３５】 前記複素信号変換手段が、位相が互い
    に９０°異なる２つの正弦波信号を参照信号として用い
    て前記受信信号を直交検波することにより、該受信信号
    を前記複素信号に変換する直交検波器を備えたものであ
    ることを特徴とする請求項２７記載の超音波診断装置。
  36. 【請求項３６】 前記速度勾配算出手段で算出された速
    度勾配を平滑化する平滑化手段を備えたことを特徴とす
    る請求項２７記載の超音波診断装置。
  37. 【請求項３７】 前記複素信号が担持する血流情報を、
    クラッタ成分の情報から分離して抽出する情報抽出手段
    を備えたことを特徴とする請求項２７記載の超音波診断
    装置。
  38. 【請求項３８】 前記速度勾配を、断層像あるいはカラ
    ードプラ像に代えて、もしくは断層像あるいはカラード
    プラ像に、該断層像あるいは該カラードプラ像とは異な
    る色で重畳して、表示する表示手段を備えたことを特徴
    とする請求項２７記載の超音波診断装置。
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Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001178721A (ja) * 1999-11-26 2001-07-03 Ge Medical Systems Global Technology Co Llc パケット・データ獲得を用いた超音波フロー撮像における運動の可視化のための方法および装置
JP2001269344A (ja) * 2000-01-20 2001-10-02 Toshiba Corp 超音波診断装置
JP2002529134A (ja) * 1998-11-11 2002-09-10 スペンサー テクノロジーズ， インコーポレイテッド 血流をモニタリングするためのドップラー超音波法および装置
JP2004141505A (ja) * 2002-10-28 2004-05-20 Hitachi Medical Corp 超音波装置
JP2008178472A (ja) * 2007-01-23 2008-08-07 Toshiba Corp 超音波診断装置
JP2009078169A (ja) * 2008-12-10 2009-04-16 Hitachi Medical Corp 超音波装置
JP2010131426A (ja) * 2010-02-10 2010-06-17 Hitachi Medical Corp 超音波診断装置
JP2011234980A (ja) * 2010-05-12 2011-11-24 Toshiba Corp 超音波診断装置
JP2012254373A (ja) * 2000-01-20 2012-12-27 Toshiba Corp 超音波診断装置
JP2013154250A (ja) * 2013-05-24 2013-08-15 Hitachi Medical Corp 超音波装置
WO2016017331A1 (ja) * 2014-07-31 2016-02-04 富士フイルム株式会社 音響波診断装置およびその制御方法
KR20170076025A (ko) * 2015-12-24 2017-07-04 지멘스 메디컬 솔루션즈 유에스에이, 인크. 신호의 감쇠를 적응적으로 보상하는 초음파 시스템 및 방법

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5831168A (en) * 1992-09-22 1998-11-03 Hitachi, Medical Corporation Ultrasound signal processor
US5818735A (en) * 1996-06-20 1998-10-06 Peek Measurement, Inc. Method and system for high resolution time-of-flight measurements
US5669386A (en) * 1996-07-31 1997-09-23 Hewlett-Packard Company Ultrasonic flow measurement system employing cross-correlation of baseband reflection data
US5935074A (en) * 1997-10-06 1999-08-10 General Electric Company Method and apparatus for automatic tracing of Doppler time-velocity waveform envelope
US6099471A (en) * 1997-10-07 2000-08-08 General Electric Company Method and apparatus for real-time calculation and display of strain in ultrasound imaging
NL1010061C2 (nl) * 1998-09-10 2000-03-13 Universiteit Van Maastricht Detectie van vectoriële snelheidsverdeling.
US6352507B1 (en) * 1999-08-23 2002-03-05 G.E. Vingmed Ultrasound As Method and apparatus for providing real-time calculation and display of tissue deformation in ultrasound imaging
US6704437B1 (en) * 1999-10-29 2004-03-09 Acuson Corporation Noise estimation method and apparatus for noise adaptive ultrasonic image processing
EP1123687A3 (en) * 2000-02-10 2004-02-04 Aloka Co., Ltd. Ultrasonic diagnostic apparatus
JP4135056B2 (ja) * 2001-02-15 2008-08-20 横河電機株式会社 超音波流量計
JP2002360567A (ja) * 2001-05-30 2002-12-17 Ge Medical Systems Global Technology Co Llc 超音波撮影方法および超音波撮影装置
US6863655B2 (en) * 2001-06-12 2005-03-08 Ge Medical Systems Global Technology Company, Llc Ultrasound display of tissue, tracking and tagging
US6758815B2 (en) * 2001-10-17 2004-07-06 Richard Bruce Bernardi Apparatus and method for indicating mechanical stiffness properties of body tissue
EP1541090B1 (en) * 2002-07-31 2019-05-15 Hitachi, Ltd. Ultrasonic diagnosis system and distortion distribution display method
EP1480056A1 (de) * 2003-05-22 2004-11-24 Delphi Technologies, Inc. Verfahren zur Bereichsüberwachung
EP2213310A1 (en) * 2004-01-20 2010-08-04 Sunnybrook and Women's College Health Sciences Centre High frequency ultrasound imaging using contrast agents
KR20090042152A (ko) * 2007-10-25 2009-04-29 주식회사 메디슨 사이드 로브 레벨의 영향을 제거하는 방법
JP2009219794A (ja) * 2008-03-18 2009-10-01 Olympus Medical Systems Corp 超音波診断装置
US20100298709A1 (en) * 2009-04-17 2010-11-25 Visualsonics Inc. Method for nonlinear imaging of ultrasound contrast agents at high frequencies
EP2366997B1 (en) * 2010-03-17 2012-07-18 Esaote S.p.A. Method and device for determining the structural organization of an object with ultrasounds
JP2015532848A (ja) 2012-09-20 2015-11-16 ビー−ケー メディカル エーピーエス 画像組織（ｔｉｓｓｕｅ）動作推定
KR102206739B1 (ko) * 2013-12-20 2021-01-25 삼성전자주식회사 수신기, 이의 동작 방법, 및 이를 포함하는 빔포밍 레이더 시스템
WO2016106154A1 (en) * 2014-12-21 2016-06-30 Chirp Microsystems, Inc. Differential endfire array ultrasonic rangefinder
DE102018200686A1 (de) * 2018-01-17 2019-07-18 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Auswerten von Ultraschallsignalen, Ultraschallmesssystem und Arbeitsvorrichtung
WO2019217963A1 (en) * 2018-05-11 2019-11-14 One Health Group, Inc. Radar-based cross-sectional image reconstruction of a subject

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61100236A (ja) * 1984-10-08 1986-05-19 富士通株式会社 相関検出型超音波血流計
JPH0630959B2 (ja) * 1985-08-22 1994-04-27 富士写真フイルム株式会社 感熱記録材料
JPS6262268A (ja) * 1985-09-12 1987-03-18 Aloka Co Ltd 運動反射体の超音波加速度測定装置
CA1262958A (en) * 1985-12-26 1989-11-14 Kouroku Namekawa Ultrasonic doppler diagnostic apparatus
JP2803308B2 (ja) * 1990-04-03 1998-09-24 富士通株式会社 超音波診断装置
JPH0543381A (ja) * 1991-03-27 1993-02-23 Sumitomo Metal Ind Ltd 溶融層法用単結晶成長装置及び該装置を用いた単結晶中の酸素濃度制御方法
US5268876A (en) * 1991-06-25 1993-12-07 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Method of estimating near field aberrating delays
DE4236757C2 (de) * 1991-10-31 1997-11-27 Fujitsu Ltd Ultraschalldiagnosegerät
US5278757A (en) * 1991-11-15 1994-01-11 The Trustees Of The University Of Pennsylvania Synthetic aperture ultrasonic imaging system using a minimum or reduced redundancy phased array
US5363851A (en) * 1993-11-26 1994-11-15 General Electric Company Ultrasound color flow extended velocity estimation

Cited By (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002529134A (ja) * 1998-11-11 2002-09-10 スペンサー テクノロジーズ， インコーポレイテッド 血流をモニタリングするためのドップラー超音波法および装置
JP4627366B2 (ja) * 1999-11-26 2011-02-09 ジーイー・メディカル・システムズ・グローバル・テクノロジー・カンパニー・エルエルシー パケット・データ獲得を用いた超音波フロー撮像における運動の可視化のための方法および装置
JP2001178721A (ja) * 1999-11-26 2001-07-03 Ge Medical Systems Global Technology Co Llc パケット・データ獲得を用いた超音波フロー撮像における運動の可視化のための方法および装置
JP2001269344A (ja) * 2000-01-20 2001-10-02 Toshiba Corp 超音波診断装置
JP2012254373A (ja) * 2000-01-20 2012-12-27 Toshiba Corp 超音波診断装置
WO2004041092A1 (ja) * 2002-10-28 2004-05-21 Hitachi Medical Corporation 生体組織弾性の計測方法および超音波診断装置
CN100413469C (zh) * 2002-10-28 2008-08-27 株式会社日立医药 生物组织弹性测量方法和超声波诊断设备
US7520855B2 (en) 2002-10-28 2009-04-21 Hitachi Medical Corporation Biological tissue elasticity measurement method and ultrasonographic device
JP2004141505A (ja) * 2002-10-28 2004-05-20 Hitachi Medical Corp 超音波装置
JP2008178472A (ja) * 2007-01-23 2008-08-07 Toshiba Corp 超音波診断装置
JP2009078169A (ja) * 2008-12-10 2009-04-16 Hitachi Medical Corp 超音波装置
JP2010131426A (ja) * 2010-02-10 2010-06-17 Hitachi Medical Corp 超音波診断装置
JP2011234980A (ja) * 2010-05-12 2011-11-24 Toshiba Corp 超音波診断装置
JP2013154250A (ja) * 2013-05-24 2013-08-15 Hitachi Medical Corp 超音波装置
WO2016017331A1 (ja) * 2014-07-31 2016-02-04 富士フイルム株式会社 音響波診断装置およびその制御方法
JPWO2016017331A1 (ja) * 2014-07-31 2017-04-27 富士フイルム株式会社 音響波診断装置およびその制御方法
US11051786B2 (en) 2014-07-31 2021-07-06 Fujifilm Corporation Acoustic wave diagnostic apparatus and control method thereof
KR20170076025A (ko) * 2015-12-24 2017-07-04 지멘스 메디컬 솔루션즈 유에스에이, 인크. 신호의 감쇠를 적응적으로 보상하는 초음파 시스템 및 방법

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DE19500856A1 (de) 1996-07-18
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JP3462584B2 (ja) 2003-11-05

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