JPH07256147A - 遠心機用モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 本発明は、交流電源に対して高調波電流含有
量を低下させるために昇圧コンバータを用いるものに於
て、交流位相制御素子を用い、モータの起動・停止を滑
らかにすることを目的とした、パルス幅変調方式インバ
ータによって駆動制御される遠心機用モータの制御装置
の改良に関するものである。 【構成】 交流電源２１に対して高調波電流含有量を低
下させるように動作する昇圧コンバータ２２と、昇圧コ
ンバータ２２により充電される平滑用コンデンサ２４
と、平滑用コンデンサ２４を電源としてパルス幅変調に
より電圧制御を行なうインバータ装置２６を備え、平滑
用コンデンサ２４の充電電圧を制御するスイッチング素
子２５を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、パルス幅変調方式イン
バータによって駆動制御される遠心機用モータの制御装
置の改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】遠心機用インバータは、駆動するモータ
の回転数が速く、インバータ装置を構成するスイッチン
グ素子のＰＷＭ制御のためのオン・オフ制御パターンの
作成は、マイクロコンピュータによる逐次の演算処理で
は高速回転域で時間的に追いつかないため、あらかじめ
スイッチング素子のオン・オフ制御パターンを計算作成
し、これをＲＯＭに記憶させておき、クロックパルス等
で読み出す方式が用いられている。

【０００３】また、上記のＲＯＭデータの読み出し方式
によるものでは例えばＰＷＭ制御の３６０度分を２０４
８コのデータで表現する場合モータを２０万回転で回転
させるには６．９ＭＨＺ以上の周波数のクロックパルス
が必要であり、静止状態にあるモータを２０万回転まで
加速・整定するには、クロックパルス発振器としては約
１０ＫＨＺ〜６．９ＭＨＺの範囲で任意の周波数を出力
できるものが必要であり、フェイズロックドループ（Ｐ
ＬＬ）を用い、ＰＬＬ内の電圧制御発振器の発振周波数
範囲を定めるコンデンサの容量を切り換えて用いてい
る。

【０００４】また、インバータ装置を構成するスイッチ
ング素子の上アームのスイッチング素子にオン・オフ信
号を伝達するために共通な制御電源により動作するドラ
イブ回路を設け、このドライブ回路は制御電源からダイ
オード及び上アームに対向する下アームのスイッチング
素子を介して充電されるコンデンサによりエネルギーを
供給されるものでは、常に下アームのスイッチング素子
のオン・オフが必要なため、発振器のコンデンサ切換時
に過渡的に発振周波数が上昇するためＲＯＭ内のオン・
オフ制御パターンに短絡防止のためのデットタイムを十
分長く設けている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従って、従来の遠心機
用モータの制御装置は、交流電源に対して高調波電流含
有量を低下させるために昇圧コンバータを用いると、こ
の昇圧コンバータにより充電される平滑用コンデンサは
電源電圧の波高値よりも高い充電電圧となるため特にモ
ータの起動時或いは減速停止時にＰＷＭ制御によるデュ
ーティが充分しぼり切れず、モータに対する印加電圧が
高く、滑らかな起動・停止が行なえないという欠点があ
った。

【０００６】またＰＬＬ内の電圧制御発振器のひとつの
コンデンサの発振周波数範囲の境界が整定回転数となる
場合、モータの加速・整定或いは減速・整定の過程で発
生する回転数のオーバシュート、アンダーシュートのた
めひとつのコンデンサの発振周波数範囲外となるため他
のコンデンサに接続を切り換える必要があり、制御が複
雑になると共に速やかな整定が行なえないという問題が
あった。

【０００７】また、上記コンデンサの切換時に発生する
過渡的な発振周波数の変動により、ＲＯＭ内のオン・オ
フ制御パターンにスイッチング素子の上・下アーム短絡
防止が起きないようデットタイムを長く設けているた
め、ＰＷＭ制御の電圧利用率が低くなりモータに充分な
電圧が印加できないという欠点があった。

【０００８】本発明は、上記した従来技術の欠点を排除
するためになされたものであり、本発明の一つの目的
は、この種の遠心機用モータの制御装置に於てモータの
起動・停止特性を滑らかにした制御装置を提供すること
にある。

【０００９】本発明の他の目的は、複数個のコンデンサ
を切り換え発振させるＰＬＬ発振器に於て、整定回転数
によらず、簡単な制御でかつ速やかな整定が期待できる
発振装置を提供することにある。

【００１０】また本発明の他の目的は、コンデンサの切
換時に発生する周波数変動のためにデットタイムを延ば
すことなくＰＷＭ制御の電圧利用率を低下させない制御
装置を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的は、交流電源に
対して高調波電流含有量を低下させるように動作する昇
圧コンバータと、この昇圧コンバータにより充電される
平滑用コンデンサと、この平滑用コンデンサを電源とし
てパルス幅変調により電圧制御を行なうインバータ装置
を備えると共に、この平滑用コンデンサの充電電圧を調
節する交流位相制御素子を設けることにより達成され
る。

【００１２】また、上記目的は、モータを駆動するイン
バータ装置を構成するスイッチング素子のオン・オフ制
御パターンデータが書き込まれているＲＯＭと、このＲ
ＯＭのデータを周期的に読み出すために設けられたカウ
ンタと、このカウンタに発振パルスを出力するＰＬＬに
より任意の周波数の発振パルスを出力するものに於て、
このＰＬＬ内の電圧制御発振器の発振周波数範囲を定め
る複数個のコンデンサのうちの一つをこの電圧制御発振
器に切換接続するセレクタを設け、この複数個のコンデ
ンサによる発振周波数の範囲が互いにオーバラップする
ように各コンデンサの容量を定めることにより達成され
る。

【００１３】また上記目的は、上記のスイッチング素子
の上アームの各スイッチング素子にオン・オフ信号を伝
達する共通な制御電源により動作するドライブ回路を設
け、このドライブ回路は、制御電源から対向する下アー
ムのスイッチング素子のオンにより充電されるコンデン
サのエネルギにより電源電圧を得るものに於て、下アー
ムのスイッチング素子にのみオン・オフ信号を与え、上
アームのスイッチング素子はオフ状態にならしめるオン
・オフ制御パターンをＲＯＭ内に設けることにより達成
される。

【００１４】

【作用】上記のように構成された遠心機用モータの制御
装置は、モータが起動・停止する際の低速回転領域で
は、昇圧コンバータの動作を停止し、パルス幅変調及び
交流位相制御素子による平滑用コンデンサの充電電圧の
調整により、モータに印加される電圧を抑制し、モータ
が高速回転領域にあるときは、交流位相制御素子を導通
状態にすると共に昇圧コンバータを動作し、パルス幅変
調によりモータに印加される電圧を抑制する。

【００１５】また、本装置は整定回転数がＰＬＬ内の電
圧制御発振器の発振周波数範囲の十分内側の範囲内に加
速・整定回転数があるようなコンデンサを選択するよう
に動作する。

【００１６】また、本制御装置は、セレクタが電圧制御
発振器の発振周波数範囲を定めるコンデンサの接続を切
り換える動作の前後に於て、所定時間下アームのスイッ
チング素子にのみオン・オフ信号を与え、上アームのス
イッチング素子はオフ状態にならしめるように動作す
る。

【００１７】

【実施例】本発明の具体的実施例を以下図面に就き詳細
に説明する。本発明の具体的実施例となる図１に示すブ
ロック図に於て、２１は交流電源、２２は交流側はリア
クトル２３を介して交流電源２１に接続され、直流側は
平滑用コンデンサ２４に接続される還流整流回路に、該
還流整流回路を構成する夫々の整流素子に逆方向並列に
バイポーラトランジスタＩＧＢＴ、ＦＥＴ等のスイッチ
ング素子を接続した昇圧コンバータとなる電源用双方向
電力変換器であり、２５はリアクトル２３と平滑用コン
デンサの間に介して接続された平滑用コンデンサの充電
電圧を位相制御により調節するトライアック、サイリス
タ等の交流位相制御素子となるスイッチング素子であ
り、２６は交流側は誘導モータ等の遠心分離用ロータ２
７を駆動するモータ２８に接続され直流側は平滑用コン
デンサ２４に接続される還流整流回路に、該還流整流回
路を構成する夫々の整流素子に電源用双方向電力変換器
２２と同様の種類のスイッチング素子を接続したインバ
ータ装置となるモータ用双方向電力変換器である。

【００１８】モータ用双方向電力変換器２６のスイッチ
ング素子のＰＷＭインバータコントロールに於て、２９
は上記スイッチング素子のオン・オフのパルスパターン
を記憶しているＲＯＭであり、ＲＯＭ２９のデータ出力
ラインの出力データの「１」「０」の論理値がパルスパ
ターンとなっており、これらのデータはそのアドレスラ
インに接続されたカウンタ３０の出力により逐次読み出
され、カウンタ３０のクロックは、発振器となるＰＬＬ
パルスジェネレータ３１のクロック出力により印加され
るようになっており、タイマＬＳＩ３２によりＰＬＬパ
ルスジェネレータ３１のクロック出力周波数が制御され
る。３３はＲＯＭ２９から読み出されるデータの時間不
揃いを防止し同期をかけるラッチであり、３４はラッチ
３３の出力論理に対応してフォトカプラ３５をドライブ
するゲート・ドライバであり、フォトカプラの信号出力
によりモータ用双方向電力変換器２６の６コのスイッチ
ング素子のオン・オフが制御される。平滑用コンデンサ
２４の陽極制のラインを２４ａ、陰極側のラインを２４
ｂで示す。電源用双方向電力変換器２２のスイッチング
素子のコントロールに於て、３６は力率改善制御用ＩＣ
であり、このＩＣのパルス幅制御出力は、パターン切換
器３７を介してゲート・ドライバ３８で増幅されフォト
カプラ３９をドライブする。フォトカプラ３９の信号出
力により電源用双方向電力変換器２２の４コのスイッチ
ング素子のオン・オフが制御される。力率改善制御用Ｉ
Ｃ３６は、電源用相方向電力変換器２２がリアクトル２
３と協同して交流電源２１の電圧波形に相似な高調波電
流含有量が低い電流で、モータ２８が力行中に平滑用コ
ンデンサ２４を一定の電圧に充電する昇圧コンバータと
なる順方向運転及び、モータ２８が回生中に平滑用コン
デンサ２４を放電し一定の電圧に保つ降圧コンバータと
なる逆方向運転が行なえるよう絶縁トランス等によるＶ
センサ４０により電源電圧波形を、ホールカレントセン
サ等によるＩセンサ４１により電源電流波形を、更に例
えばフォトカプラ等で絶縁されたＶ−Ｆ，Ｆ−Ｖコンバ
ータの組合わせによるＣＶセンサ４２により平滑用コン
デンサ２４の充電電圧信号がセンサ入力信号として入力
されるようになっている。４３はアナログスイッチであ
り、電源用双方向電力変換器２２の上記の順方向運転、
逆方向運転が力率改善制御用ＩＣの同一の制御作用によ
り行なえるよう、Ｉセンサ４１の信号出力は、減衰器４
４により信号の大きさの切換選択ができ、ＣＶセンサ４
２の信号出力は差動増幅器４５により基準電圧源４６を
基準にした引算信号との切換選択が可能となるように設
けられており、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７の信号出力により、
パターン切換器３７と連動して切換えが行なわれる。

【００１９】４８は交流電源２１の正・負のサイクル状
態を検出し、論理信号をパターン切換器３７に出力する
電源の正・負サイクル検出器であり、４９はその信号出
力をＩ／Ｏ ＬＳＩ４７に出力する交流位相制御素子２
５の位相制御のため、交流電源２１の０クロス信号を出
力する０クロス回路であり、５１はその信号出力をタイ
マＬＳＩ３２に出力するＰＬＬパルスジェネレータ３１
等の基準クロック源となる発振器である。交流位相制御
素子２５は、フォトカプラ５０を介してタイマＬＳＩ３
２の信号出力によって制御される。電源コントロール回
路５２は、ゲート・ドライバ３４、３８にドライブ電力
を供給する回路であり、双方向電力変換器２２、２６の
過電流、アーム短絡等の異常発生時、或いは交流電源２
１の電源投入後制御装置全体の動作準備が完了するま
で、また、その他運転中のコントロール状態の切換時に
双方向電力変換器２２、２６のスイッチング素子にオン
信号が加えられるのを防止するために設けてある。

【００２０】５３はロータ２７の回転数を検知する回転
センサ、５４はロータ２７の回転数を計測するためのカ
ウンタ回路であり、５５はタイマＬＳＩ３２，Ｉ／Ｏ
ＬＳＩ４７、カウンタ回路５４を制御する遠心機制御用
ＣＰＵである。双方向電力変換器２２、２６のスイッチ
ング素子のオン・オフ制御を行なう制御手段を１００で
示す。

【００２１】なお、上述の如く、Ｖセンサ４０、Ｉセン
サ４１、ＣＶセンサ４２、フォトカプラ３５、３９、５
０の絶縁信号伝達手段により、電力回路となる双方向電
力変換器２２、２６と制御手段１００の間には基準電の
絶縁が図られており、交流位相制御素子２５或いは双方
向電力変換器２２、２６内のスイッチング素子の高速ス
イッチング動作に伴い発生するノイズにより制御手段１
００が誤動作等の影響を受けるのを防止している。更
に、交流電源２１に接続される他の機器に悪影響を与え
るのを防止するため、本発明の部分的な他の実施例を示
す図２に於て、図１と同一の機能の部分には同一の番号
が符してあり、交流電源１にこれらのノイズが伝達され
るのを防止するため、リアクトル２３を交流電源２１の
両ラインに設け、また、コモンモードチョークコイルの
低周波用フィルタ５６、同じ高周波用フィルタ５７と共
通接続端を接地６０に接続されたコモンモードノイズバ
イパス用コンデンサ５８ａ、５８ｂとノルマルモードノ
イズパイバス用コンデンサ５９ａ、５９ｂを用いてもよ
い。８７は直列に接続された抵抗器、コンデンサから成
る交流位相制御素子のスナバ回路である。

【００２２】続いて本発明の動作について、図３〜図１
５を参照して説明する。なお図３〜図１５に於ては、図
１と同一の機能の部分には同一の番号が符してある。

【００２３】図５は、本発明になる遠心機用モータの制
御装置に好適なロータ２７の回転数、すなわちモータ２
８の回転数の時間経過を表したグラフであり、モードＩ
は、ロータ２７を静止状態からスローアクセルにて徐々
に加速する過程であり、このスローアクセルに対応する
ため、ＰＷＭ制御のみでは滑らかな起動が行なえないた
め、ＰＡＭ制御を併用する。すなわちモータ２８は、交
流位相制御素子２５により平滑用コンデンサ２４の充電
電圧を調節するＰＡＭ制御及び双方向電力変換器２６の
ＰＷＭ制御により、遠心機制御用ＣＰＵ５５はモータ２
８を図５の曲線に沿うよう制御する。ＰＡＭ制御は図６
に動作状況図を模擬的に示すように遠心機制御用ＣＰＵ
５５が、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７を介して０クロス回路４９
の０クロス信号６０の立上がり点６０ａを基準信号とし
タイマＬＳＩ３２に時間ｔ１の遅延トリガ動作を行なわ
せ、更に必要に応じて時間ｔ１を変化させ、所望の導通
角にて交流位相制御素子２５にトリガ信号６１を与えそ
の結果、交流電源２１の電圧波形６２に対して位相制御
された電流６３が流れ平滑用コンデンサ２４の充電電圧
が調節される。なお、トリガ信号６１は、０クロス信号
６０の立下がり点６０ｂでオフする。ＰＷＭ制御は、図
７の三相ＰＷＭインバータの波形の例に示すように、三
角搬送波６４と正弦波信号波６５から６コのスイッチン
グ素子２６ｕ、ｖ、ｗ、ｘ、ｙ、ｚのオン・オフパター
ンをあらかじめ求め、ＲＯＭ２９に記憶してあり、Ｅｕ
ｎ６６、Ｅｖｎ６７、Ｅｗｎ６８は夫々スイッチング素
子２６ｕ、ｖ、ｗのオン信号、逆に上下に対応するスイ
ッチング素子ｘ，ｙ，ｚのオフ信号となり、ｅＵＶ６
９、ｅＶＷ７０、ｅＷＵ７１は夫々モータ２８に接続さ
れる線ＵＶ、ＶＷ、ＷＶ相間に出力される電圧波形を表
わす。図７では、三角搬送波６４と正弦波信号波６５の
組み合わせに於て２１キャリアデューティ５０％の場合
を例示する。

【００２４】図３を用いてＰＷＭ制御に関する制御装置
１００の動作を説明すると、ＲＯＭ２９に記憶されてい
るデータは、ラッチ・ゲートドライバ３３、３４となる
例えば７４ＨＣ３７４等のＤタイプスリップフロップで
ＰＬＬパルスジェネレータ３１の出力信号の反転信号７
２でＣＫ端子で同期ラッチされフォトカプラ３５をドラ
イブし、双方向電力変換器２６の各スイッチング素子
ｕ、ｖ、ｗ、ｘ、ｙ、ｚをオン・オフする。ＲＯＭ２９
のデータ出力端子Ｏ１〜Ｏ６が、図示の如くラッチ・ゲ
ートドライバ３３、３４の１Ｄ〜６Ｄに対応し更に１Ｑ
〜６Ｑに対しそれらはｕ〜ｚに対応しており例えばＲＯ
Ｍ２９のＯ１端子が論理の「０」レベルになると、ラッ
チ・ゲートドライバ３３、３４の１Ｑ端子も論理「０」
になり抵抗器８０を介してＬＥＤ３５がオンし、スイッ
チングトランジスタｕがオンする。ラッチ・ゲートドラ
イバ３３、３４のＯＣ端子は、その０出力をハイインピ
ーダンスに切り換えるものであり、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７
の出力制御線８５が「Ｈｉ」の場合、ハイインピーダン
スとなり、フォトカプラは全てオフする。一例としてス
イッチング素子２６ｕと該トランジスタのフォトカプラ
３５ｕの間のドライブ回路は図８に示すように、スイッ
チング素子２２６ｕのエミッタＥを基準電位ＧＮＤＵと
する適当な電源ＶＣＣＵが設けられ、フォトカプラ３５
ｕの発光ダイオード３５ｕに電流が流れると対向するホ
トトランジスタがオンし、ノットゲート７５は抵抗器７
４のバイアスが無くなり、その出力が「Ｈｉ」レベルに
なり抵抗器７６を介してトランジスタ７７にベース電流
が流れ、制動抵抗７８を介してスイッチング素子２６ｕ
のゲートＧに電圧バイアスが加えられ該素子がオンし、
一方発光ダイオード３５ｕの電流が消失すると、同様に
してノットゲート７５の出力は「ＬＯ」レベルに反転し
トランジスタ７９を介してゲートＧの電荷が放電されオ
フする。ドライブ回路の部分を１３２で示す。ＲＯＭ２
９のデータの読み出しは、例えば７４ＨＣ１９３を３コ
カスケード接続したカウンタ３０がＰＬＬパルスジェネ
レータ３１のパルス出力信号７３の立ち上がりでカウン
トアップし、Ｑ₀〜Ｑ₁₀のカウント端子の信号出力をＲ
ＯＭ２９のＡ₀〜Ａ₁₀のアドレスラインに出力すること
によりなされ、この場合、図７で３６０度分のオン・オ
フパターンを２０４８分割し駆動するため１１本のアド
レスラインを使用しており、上記のようにラッチ・ゲー
トドライバ３３、３４でＰＬＬパルスジェネレータ３１
のパルス信号７３の立ち下がり信号７２でラッチ動作を
加えるのは、ＲＯＭ２９のＯ１〜Ｏ６のＰＬＬパルスジ
ェネレータ３１のパルス信号７３の立ち上がりで読み出
されるデータ読み出し出力の微妙なタイミングのずれに
より、オン・オフパターンがくずれ双方向電力変力素子
２５の同一アームのスイッチング素子、例えばｕとｘが
同時にオンするようないわゆるアーム短絡現象が起きる
のを避けるためである。カウンタ３０のＣＬＲ端子はＲ
ＯＭ２９のデータをアドレス０から読み出すためのカウ
ントクリア端子であり、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７の制御線８
６が「Ｈｉ」の場合、クリアされる。ＰＬＬパルスジェ
ネレータ３１のパルス出力信号７３は、７４ＨＣ４０４
６等のＰＬＬ素子６９によりＶＣＯＯＵＴ端子から出力
され、ＵＰＤ８２５３等のタイマＬＳＩ３２が発振器５
１の発振出力を分周機能３２ａにより分周し、基準信号
７０としてＰＬＬ素子６９のＳＩＮ端子に出力し、一方
ＰＬＬパルスジェネレータ３１のパルス出力信号７３を
タイマＬＳＩ３２が分周機能を３２ｂにより分周し比較
信号７１としてＰＬＬ素子６９のＣＩＮ端子に出力し、
フェイズコンパレータによりエラーシグナルをＰＣ端子
から出力し、抵抗器、コンデンサの組み合わせから成る
ローパスフィルタ８１を介してＶＣＯＩＮ端子に電圧バ
イアスが与えられＶＣＯ８２（ボルテイジコントロール
オシレータ）により発振出力として得られるようになっ
ており、基準信号７０の周波数に分周機能３２ｂの分周
比の逆数を掛けた周波数の発振出力となる。ＶＣＯ８２
の発振出力は、超遠心機の場合０〜２００Ｋｍｉｎ~¹の
範囲でモータを回転させる必要があり、望ましくは１０
ＫＨＺから６．９ＭＨＺの広い範囲をカバーする必要が
あり、ＰＬＬ素子６９の外付けコンデンサ容量も数種類
切り換えて用い、この目的のために例えば７４ＨＣ４０
５１等のセレクタとなるアナログマルチプレクサ８３に
よりＸ１〜Ｘ５端子に夫々一端を接続された全体を１５
１で示すコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５のう
ちの一つをＸ端子から選択し、ＰＬＬ素子６９に接続す
る。なお、コンデンサＣ０は、上記コンデンサの接続切
換途上でＰＬＬ素子６９の発振出力が大きく変動しない
よう常時接続されるものである。

【００２５】モードＩの場合には、モータ２８の回転数
は低いからパルスジェネレータ３１のパルス出力信号の
周波数も低く、Ｉ／ＯＬＳＩ４７からコンデンサ接続切
換線信号８４を介してアナログマルチプレクサ８３のＣ
ＳＥＬ端子に選択信号が与えられ、最も容量の小さいコ
ンデンサＣ１が選択される。

【００２６】以上の説明のように、モードＩに於ては、
交流位相制御素子２５によるＰＡＭ制御とＲＯＭ２９に
記憶されたパルスパターンによるＰＷＭ制御によりモー
タ２８への供給電力が調節されると共に、ＰＬＬパルス
ジェネレータ３１により適切なすべり周波数ｆ１がモー
タ２８へ与えられ滑らかにロータ２７がスローアクセル
にて徐々に加速される。なお、このモードＩでは、位相
制御された電流６３が流れるが、電流値が小さいため、
高調波電流の含有量は小さく他の機器への影響は問題無
い。モードＩのロータ２７の回転数の時間経過にモータ
２８の実際の回転数を合わせるには、あらかじめ定めら
れた回転数の時間経過と現在のモータ２８の回転数の差
をＰＩＤ演算等で行ない、その結果から上記のタイマＬ
ＳＩ３２の時間ｔ１の遅延トリガ動作とＰＬＬパルスジ
ェネレータ３１によるすべり周波数ｆ１を決める周知の
方法による。

【００２７】次に図５のモードＩＩは、ロータ２７を目
標整定回転数Ｎ０まで急速に加速する過程であり、図４
に示す電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素子
ｕ、ｖ、ｘ、ｙはモードＩに於ては全てオフ状態であっ
たのに対し、交流電源２１に系統連係し該電源の電圧波
形に相似な電流が流れるよう昇圧コンバータとして動作
し平滑用コンデンサ２４を一定の電圧に充電する順方向
運転を行なうため、以下に説明の如くオン・オフ動作と
なる。

【００２８】図４を用いて上記の制御に関する制御装置
１００の動作を説明すると、力率改善制御用ＩＣ３６の
Ｏ端子から昇圧コンバータとして動作するためのＰＷＭ
制御信号８８がパターン切換器３７に出力され、該信号
８８と電源正・負サイクル検出器４８の正サイクル時論
理「１」となるＰ端子と負サイクル時論理「１」となる
Ｎ端子の信号出力をアンドゲート８９、９０、９１、９
２で論理積を取った信号が例えば７４ＨＣ１５８等のデ
ータセレクタ９３に出力されＩ／Ｏ ＬＳＩ４７のセレ
クト信号線９４はこの場合「０」レベルに保たれるので
入力端Ａの信号がＹ端子から論理反転して出力され、ゲ
ートドライバ３８はドライブ電流制限用抵抗器９５を介
してフォトカプラ３９をドライブする。パターン切換器
３７から電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素
子Ｕ、Ｖ、Ｘ、Ｙに出力されるパルスパターンを図９に
示しフォトカプラ３９と該スイッチング素子のドライブ
回路は図８と同様なものとなる。なお、正サイクルは図
１に於て、交流電源のａ端が高電位、ｂ端が低電位とな
る場合を言う。

【００２９】次にＰＷＭ制御信号８８の生成について説
明すると、力率改善制御用ＩＣ３６のコントロールＩＣ
９６は、例えば富士電機製のＦＡ５３３１等を用いる例
を示すと、図１０の機能ブロック図に示すように、同図
に於て同じ機能の部分には同一の番号が符してあり、Ｖ
センサ４０の出力を全波整流回路９７を通してＶ端子に
基準となる交流電源２１の電圧波形が与えられ、一方Ｉ
センサ４１からは全波整流回路９８を通し、更に抵抗器
９９、１０１の分圧出力となる分圧器１０２で分圧され
た電流フィードバック信号が例えば７４ＨＣ４０５３等
のアナログスイッチ４３のＸＡ端子に入力されＸ出力端
子から出力され、ＣＶセンサ４２から平滑用コンデンサ
２４の充電電圧信号がフィードバック信号としてアナロ
グスイッチ４３のＹＡ端子に入力され、Ｙ出力端子から
出力される。ＣＶセンサ４２は抵抗器１０３、１２３に
よる平滑用コンデンサ２４の分圧出力をＶ／Ｆコンバー
タ１０４により電圧に比例した周波数のパルス出力に変
換し、この信号をホトカプラ１０５で信号のグランドレ
ベルを絶縁し、Ｖ／Ｆコンバータ１０５により周波数に
比例した電圧信号に戻し、絶縁を保ちながら平滑用コン
デンサ２４の電圧をアナログスイッチ４３のＹＡ端子に
出力するものである。アナログスイッチ４３は上記のセ
レクト信号線９４の論理レベルが「０」であるため信号
ＸＡ入力がＸに信号ＹＡ入力がＹに伝達される。平滑用
コンデンサ２４の充電電圧が抵抗器１０６、１０７フィ
ルタコンデンサ１０８とＯＰＡＭＰ１０９により基準電
圧１１０と比較増幅され、平滑用コンデンサ２４の充電
電圧が例えば交流電源２１の電圧が１００Ｖの場合１７
０〜１８０Ｖに一定に保たれ、その時の電源電流は電源
電圧に相似になる。すなわち、ＯＰＡＭＰ１０９による
誤差信号出力ＶＦＢが電源電圧Ｖと乗算器ＭＵＬ１１１
により掛算され、この掛算出力ＩＩＮに電源電流Ｉが等
しくなるよう抵抗器１１２、１１３コンデンサ１１４、
１１５とＯＰＡＭＰ１１６による増幅作用によりその出
力ＩＦＢが抵抗器１１７、コンデンサ１１８から成る発
振器１１９の鋸歯状波信号とＰＷＭ比較器１２０により
比較されるＯ端子よりＰＷＭ制御信号として出力され
る。従って、例えば交流電源２１が正サイクルの場合、
電源用双方向電力変器２２のスイッチング素子ＸがＯ端
子より出力されるＰＷＭ制御信号８８に対応してオン・
オフすることにより、リアクトル２３と平滑用コンデン
サ２４を含む回路に於て昇圧コンバータが形成され、平
滑用コンデンサ２４の充電電圧は、電源電圧、モータ２
６の駆動力となる負荷の大小にかかわらず一定に保た
れ、しかも電源電流は交流電源２１の電源電圧と相似に
なり、高調波電流の含有量はほとんど無い。分圧器１０
２によりＩセンサの信号出力を分圧するのは、モータ２
８の損失により力行電流よりも回生電流の方が小さいた
め、特に回生時にコントロールＩＣ９６のＩ入力を大き
く取り微小な回生電流に対して電源電流波形の歪みを少
なくするためである。

【００３０】なお、１２１はノットゲートであり、Ｉ／
Ｏ ＬＳＩ４７の制御信号線１２２の論理出力「０」に
よりデータセレクタの出力及びコントロールＩＣ９６の
動作がイネーブルとなる。

【００３１】この図５のモードＩＩに於ては、上記の説
明の通り平滑用コンデンサ２４の充電電圧は一定に保た
れるので、モータ２８に対するＶ／ｆ制御は図７の三相
ＰＷＭインバータの波形の例に示すように、正弦波信号
波６５の振幅すなわちモータに印加される電圧のデュー
ティを段階的に換え、ＲＯＭ２９にブロックごとに記憶
してあるパターンの読み出しブロックを変えることによ
りＶ／ｆのＶの制御を行ない、ｆの制御はタイマＬＳＩ
３２の分周機能３２ｂの分周比を逐次増加させると共に
ＰＬＬ素子６９に接続されるコンデンサＣ１〜Ｃ５を選
択切り換えモータ２８にその回転数に対応した適切なす
べり周波数が与え目標整定回転数ＮＯまで加速する。

【００３２】図１１は、ＲＯＭ２９に記憶してあるブロ
ックの内容を示したものであり、小ブトックｎ０ＰＷＭ
Ｏが最小のデューティとなりｎ０ＰＷＭ３１最大のデュ
ーティとなる３２段階のＶの制御を行なう例であり、一
方中ブロックｎ０ＰＷＭとｎ１ＰＷＭの違いは図７の三
角搬送波６４のキャリア数の違いであり、モータ２８の
回転数が上昇すつに従い双方向電力変換器２６のスイッ
チング素子のスイッチング回数が不適当に大きくなり過
ぎ、スイッチング損失に伴う素子の温度上昇を適切に管
理する必要があり、モータ２８の回転数が上昇すつに従
い、三角搬送波６４のキャリア数を減少させｎ０に対し
てｎ３のキャリア数は小さく設定されている。なお、ｎ
０に対してｎ３は高速回転域で使用するため、デューテ
ィＰＷＭ０〜ＰＷＭ３１の範囲も高い部分の分割内容と
なる。小ブロックの読み出しブロックの変更は、図３の
Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７からＲＯＭ２９のアドレスラインの
Ａ１１〜Ａ１５ラインＶＳＥＬに接続されている制御線
１２４により選択され、同様にして中ブロックの読み出
しブロックの変更は、アドレスラインのＡ１６〜Ａ１８
ラインＦＳＥＬに接続されている制御線１２５により選
択されるようになっている。

【００３３】図１２は、ｆの制御に関しＰＬＬパルスジ
ェネレータ３１内のＰＬＬ素子６９に接続される各コン
デンサＣ１〜Ｃ５をパラメータとしてリニアスケールの
電圧バイアスＶＣＯＩＮに対してＶＣＯＯＵＴ７３から
出力される周波数を対数スケールで示したものであり、
モータを静止状態から最高回転数まで加速・整定するに
は、コンデンサをＣ１から順にＣ２、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５
と選択・切り換えて用い、ＰＬＬパルスジェネレータ３
１の発振周波数を増加させる。また、この場合、各コン
デンサの発振周波数範囲は互いに十分オーバラップさせ
てあり、例えば、上記の最高回転数まで加速・整定する
際、Ｃ１からＣ３からＣ５の飛び飛びのコンデンサの選
択・切り換えでも可能である。例えばモータ２８の制御
回転数がＮａとＮｂの間にあればコンデンサＣ２を選択
しｆ制御に必要な周波数を出力する様子を表わしたもの
であり、例えば制御整定回転数がちょうどＮｂの場合に
は加速整定の際、若干の回転数のオーバシユートを伴い
目標回転数Ｎｂに落ち着くことを考慮し、コンデンサＣ
２の実際にカバー可能な回転数範囲Ｎａ´〜Ｎｂ´より
もＮａ〜Ｎｂが内側になるように使用範囲を限ると共
に、選択するコンデンサの接続切換時安定した周波数の
発振出力が速やかに得られるようＶＣＯＩＮの変化をな
るべく抑制するため互いのコンデンサのカバー可能な回
転数範囲は十分にオーバラップさせてある。コンデンサ
の選択は、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７のコンデンサ接続切換信
号８４により行なうことは前述の通りである。

【００３４】次に図５のモードＩＩＩは、ロータ２７を
目標整定回転数Ｎ０に一定に維持する過程であり、モー
ドＩＩＩと同様電源用双方向電力変換器２２は交流電源
２１に系統連係し該電源の電圧波形に相似な電流が流れ
るよう昇圧コンバータとして動作し平滑用コンデンサ２
４を一定の電圧に充電する順方向運転を行ない、例えば
Ｎ０が本遠心機の最高運転回転数であればＲＯＭ２９の
小ブロックは最小キャリア数最大デューティのｎ３ＰＷ
Ｍ３１が選択されると共に、ＰＬＬ素子６９に接続され
るコンデンサＣ５が選択され高周波のｆが与えられ、目
標整定回転数Ｎ０に一定にモータ２８の回転数が保持さ
れるよう目標回転数Ｎ０とモータ２８の現在の回転数の
差を遠心機制御用ＣＰＵ５５がＰＩＤ演算し、その結果
からモータ２８のすべり周波数ｆ１を決定しこれに対応
したタイマＬＳＩ３２の分周機能３２ｂに分周比を指令
して制御する。

【００３５】次に図５のモードＩＶは、ロータ２７を急
速に回生制動により急速に減速する過程であり、図４に
示す電源用双方向電力変換器２２は交流電源２１に系統
連係し、該電源の電圧波形に相似な電流が電源に戻るよ
う降圧コンバータとして動作し、モータ２８の発電によ
る平滑用コンデンサ２４の充電電圧の上昇を抑え一定の
電圧に保つ逆方向運転を行なう。図４を用いて上記の制
御に関する制御装置１００の動作を説明すると、Ｉ／Ｏ
ＬＳＩ４７のセレクト信号線９４はこの場合「１」レ
ベルに保たれるので、データセレクタ９３の入力端Ｂの
信号がＹ端子から論理反転して出力されパターン切換器
３７から電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素
子ｕ、ｖ、ｘ、ｙに図１３に示すパターンの信号が出力
される。

【００３６】ＰＷＭ制御信号８８の生成について説明す
ると、アナログスイッチ４３のＳ入力端も「１」レベル
であるからＩセンサ４１からは全波整流回路９８を通っ
て直接ＸＢ端子に入力された信号がＸ出力端子から出力
され、ＣＶセンサ４２からは平滑用コンデンサ２４の充
電電圧信号を差動増幅器４５により基準電圧１２６から
引算した信号がアナログスイッチ４３のＹＢ端子に入力
されＹ端子から平滑用コンデンサ２４の充電電圧のフィ
ードバック信号として力率改善制御用ＩＣ３６に入力さ
れ、１２７は差動増幅器４５の中のＯＰＡＭＰ、１２
８、１２９、１３０、１３１は差動増幅用抵抗器であ
り、平滑用コンデンサ２４の充電電圧が上昇すると差動
増幅器４５の出力電圧は低下し、図１０に於て、ＣＶセ
ンサ４２の出力をここでは上記の出力と入れ換えると、
ＯＰＡＭＰ１０９により基準電圧１１０と比較増幅さ
れ、平滑用コンデンサ２４の充電電圧が例えば交流電源
２１の電圧が１００Ｖの場合、１６０Ｖ〜１７０Ｖに一
定に保たれ、その時の電源に戻る電流は前述と同様のコ
ントロールＩＣ９６の制御作用によりＰＷＭ制御信号８
８が出力され、従って例えば交流電源２１が正サイクル
の場合、電源用双方向電力変換器２２のスイッチング素
子ＹがコンロトールＩＣ９６のＯ端子から出力されるＰ
ＷＭ制御信号８８に対応してオン・オフし、この極性の
サイクルではスイッチング素子Ｕがオン状態を保つか
ら、リアクトル２３と平滑用コンデンサ２４を含む回路
に於て降圧コンバータが形成され、平滑用コンデンサの
充電電圧は電源電圧、モータ２６のロータ２７を減速す
るための発電量にかかわらず一定に保たれ、しかも交流
電源２１に回生される電流は電源電圧と相似になり、高
調波電流の含有量はほとんど無い。この図５のモードＩ
ＩＩに於ては上記の説明の通り、平滑用コンデンサ２４
の充電電圧まで双方向電力変換器２６によりモータ２６
の発電電圧を上昇させるためモードＩＩの場合と同様の
Ｖ／ｆ制御であって負のすべり周波数ｆ１を与え減速す
る。

【００３７】次にモードＶは、モードＩＶのロータ２７
の急減速過程のあとロータ２７を回転状態から静止状態
へスローデクセルにて徐々に減速する過程であり、モー
タ２６の回転数が低いため、モータ２６に発電制動では
なく、直流制動により減速力を与え滑らかに停止させる
制御を行なう。従って電源用双方向電力変換器２２は上
述の如くの昇圧コンバータとして動作し順方向運転を行
なっても良いし、或いは直流制動に要する電力が小さい
場合にはスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｘ、Ｙを全てオフし
単なる前波整流器として動作させることも可能であり、
更に交流位相制御素子２５により平滑用コンデンサ２４
の充電電圧を調節し、ＲＯＭ制御直流制動と組み合わ
せ、広範囲な制動制御を選択する。直流制動のために双
方向電力変換器２６のスイッチング素子に出力されるオ
ン・オフパターンの一例を図１４に示す。制動力を調節
するため三角搬送波１４５と比較信号１４６との対応を
変え適切なＰＷＭデューティのものが任意に選択可能に
なっており、図１１に於て、ＲＯＭ２９に記憶されてい
るＢＰＷＭ０〜ＢＰＷＭ３１の中ブロックが直流制動の
部分に当たり、３２段階のデューティが選択できる。図
１４では、キャリア数１６、デューティ４０％の場合の
例を示す。

【００３８】なお、モードＶに於ては、遠心分離する試
料の種類、分離条件によっては、図１５に示すように自
然減速による減速よりも更に緩和なデクセルパターンＡ
のような減速曲線により減速する場合があり、この時は
前述のモードＩと同様の交流位相制御素子２５により平
滑用コンデンサ２４の充電電圧を調節し、双方向電力変
換器２６によりモータ２６を駆動し、滑らかに徐々に減
速する運転方法を用いる。

【００３９】本発明の実施例の説明では、電源用双方向
電力変換器２２は単相の場合を例に取って説明したが、
三相交流の場合も同様の構成によりその機能が実現可能
なことは当業者に於ては容易に理解できよう。また、本
発明の実施例の説明では、交流位相制御素子２５の場所
は、図１の１３２で示す位置にあっても同一の機能が実
現可能であり、また種類もトランジスタ或いはＧＴＯ等
の自己消弧能力を有する素子でも使用可能である。一
方、電源用双方向電力変換器２２及び双方向電力変換器
２６の還流整流回路は既変換器を構成するスイッチング
素子に構造上寄生して、或いは意図的に内蔵して設けら
れているものでも使用可能であるし、上記と同様ＧＴＯ
等の自己消弧能力を有する素子でも本発明の思想の内で
使用可能であることは明らかである。

【００４０】本発明に於て、電源用双方向電力変換器２
２及び双方向電力変換器２６の上アームのスイッチング
素子Ｕ、Ｖ、ｕ、ｖ、ｗのスイッチング制御のための電
源の供給を、下アームのスイッチング素子Ｘ、Ｙ、ｘ、
ｙ、ｚのスイッチング制御のための電源と基準電位を共
用して用いる実施例を図１６に示す。図１６は、双方向
電力変換器２６の場合について示したものであり、図１
及び図８と同一の機能の部分には同一の番号が符してあ
り、スイッチング素子２６ｕのドライブ回路１３２を例
に取り説明すると、１３３は平滑用コンデンサ２４の陰
極ライン２４ｂを基準電位とするドライブ回路１３２及
び１３４、１３５、１３６、１３７、１３８の共通な制
御電源となる共通電源であり、逆阻止用ダイオード１３
９及びドライブ回路１３２の駆動電気エネルギを蓄積す
る例えばアルミ電解のコンデンサ１４０が直列に接続さ
れ該コンデンサ１４０の他端はスイッチング素子２６ｕ
のエミッタＥに接続されており、ドライブ回路１３２の
電源ＶＣＣＵ、ＧＮＤＵはコンデンサ１４０の両端に並
列に接続されている。従って、スイッチング素子２６ｘ
のオンに伴い、共通電源１３３からダイオード１３９、
コンデンサ１４０、スイッチング素子２６ｘのルートで
コンデンサ１４０が充電され、スイッチング素子２６ｘ
のオフに従い、コンデンサ１４０の陰極側はフローティ
ング状態となり、スイッチング素子２６ｘとコンプリメ
ンタリペアで動作するスイッチング素子２６ｕのドライ
ブ回路１３２の駆動電気エネルギがコンデンサ１４０に
蓄積される。スイッチング素子２６ｙと２６ｖ、２６ｚ
と２６ｗについても同様であり、夫々逆阻止ダイオード
１４１、１４２、コンデンサ１４３、１４９が図示のよ
うに接続され、構成されている。なお、上記の説明の通
り、上アームのドライブ回路１３２、１３４、１３５は
夫々コンデンサ１４０、１４３、１４４の充電電荷で駆
動されるものであるから、下アームのスイッチングそ素
子６ｘ、２６ｙ、２６ｚが休止することなく頻繁にスイ
ッチング動作を繰り返す必要があり、図１４に示した直
流制動のオン・オフパターンは上記の制約条件を満たす
工夫が加えられている。

【００４１】更に、本発明に於ては、モータ２８にすべ
りを与えるｆの制御に関し、ＰＬＬパルスジェネレータ
３１内のＰＬＬ素子６９に接続されるコンデンサＣ１〜
Ｃ５を選択切り換える際に、過渡的にローパスフィルタ
８１の時定数等によりパルス出力信号７３の周波数が変
動するため、双方向電力変換器２６内の例えば上アーム
のスイッチング素子２６ｕに対向する下アームのスイッ
チング素子２６ｘのオン・オフに関し、通常の周波数で
はアーム短絡を起こさないよう設定されたデットタイム
に不足が生じ、アーム短絡現象を起こす場合があるた
め、図１７に示すようにコンデンサを切り換える際は、
切り換え直前から切り換え後のパルス出力信号７３の周
波数が安定する間所定時間約２００ｍｓｅｃ程度にわた
り、上アームのスイッチング素子２６ｕ、２６ｖ、２６
ｗは全てオフ状態とし、下アームのスイッチング素子２
６ｘ、２６ｙ、２６ｚは休止することなく頻繁にスイッ
チング動作を繰り返すパターンにより双方向電力変換器
２６を一時に駆動制御する。なお、このスイッチングパ
ターンは図１１のＲＯＭ２９の記憶内容を示した説明図
のＡＲＭＰＡＴ１５０で示す位置の中ブロックに書き込
まれている。電源用双方向電力変換器２２に関しても同
様であり、本実施例によれば、上アームのドライブ回路
の電源を互いに独立させた基準電位とする電源を夫々に
設ける必要が無くなり、制御部を簡素化できるため、ひ
いては機器の小形化に効果がある。

【００４２】図１８は、本発明になるその他の具体的実
施例を示したブロック図であり、図１及び図２と同一の
部分には同一の番号が符してあり、主に昇圧コンバータ
２２の構成及びモータ２８の回生作用により平滑用コン
デンサ２４に充電されたエネルギを放電するために放電
ユニット１５１が設けてある点に特徴があり、同図の昇
圧コンバータ２２に於て、１５２は整流ブリッジ、１５
３、１５４は夫々トランジスタ、ＦＥＴ，ＩＧＢＴ等の
昇圧用スイッチング素子、該スイッチング素子にオン・
オフ信号を伝達するフォトカプラ、１５５はダイオード
であり、放電ユニット１５１に於て１５６は放電用電力
抵抗器、１５７は放電を制御するスイッチング素子１５
３と同様のスイッチング素子であり、スイッチング素子
１５７にオン・オフ信号を伝達するフォトカプラであ
る。昇圧コンバータ２２は、この構成の場合、交流電源
２１から流れ込む電流の高調波成分を低減させるように
は動作するが、平滑用コンデンサ２４の充電電荷を交流
電源２１に返す機能は無いため、上述の如く放電ユニッ
ト１５１により、平滑用コンデンサ２４の充電電荷を放
電する。昇圧コンバータ２２のスイッチング素子１５３
にオン・オフ信号を伝達するフォトカプラ１５４は、交
流電源の正・負のサイクルに依存することなく動作して
良いので、データセレクタ９３から出力される図１に示
す昇圧コンバータ２２のスイッチング素子Ｘ、Ｙに対す
る信号をオアゲート１５９で論理和を取った信号により
駆動させる。

【００４３】また、放電ユニット１５１のスイッチング
素子１５７にオン・オフ信号を伝達するフォトカプラ１
５８はＩ／Ｏ ＬＳＩ４７によりコントロールし、遠心
機制御用ＣＰＵ５５がＣＶセンサ４２により平滑用コン
デンサ２４の充電電圧を検知したものをＡ／Ｄ変換器１
６０、Ｉ／Ｏ ＬＳＩ４７を介して取り込み、所定電圧
を超えるとスイッチング素子１５７をオンし平滑用コン
デンサの充電電荷を抵抗器１５６を通して放電するよう
に働く。

【００４４】

【発明の効果】本発明によれば、交流電源に対して高調
波電流含有量を低下させるように動作する昇圧コンバー
タと、この昇圧コンバータにより充電される平滑用コン
デンサと、この平滑用コンデンサを電源としてパルス幅
変調により電圧制御を行なうインバータ装置を備えたも
のに平滑用コンデンサの充電電圧を調節する交流位相制
御素子を設けたもので、モータの起動・停止特性を滑ら
かにすることができる。また本発明によれば、モータを
駆動するインバータ装置を構成するスイッチング素子の
オン・オフ制御パターンデータが書き込まれているＲＯ
Ｍのデータを周期的に読み出すために設けられたカウン
タに対し、カウンタに発振パルスを出力するＰＬＬ内の
電圧制御発振器の発振周波数範囲を定める複数個のコン
デンサの発振周波数範囲が互いにオーバラップするよう
に容量を定めたので、整定回転数に依らず、制御を複雑
にせず、かつ速やかな目標回転数への整定が可能とな
る。更に本発明によれば、上記のスイッチング素子の上
アームの各スイッチング素子にオン・オフ信号を伝達す
るための共通な制御電源により動作するドライブ回路を
設け、このドライブ回路は制御電源から対向する下アー
ムのスイッチング素子のオンにより充電されるコンデン
サのエネルギにより電源電圧を得るものに於て、下アー
ムのスイッチング素子にのみオン・オフ信号を与え、上
アームのスイッチング素子はオフ状態にならしめるオン
・オフ制御パターンをＲＯＭ内に設け、セレクタが電圧
制御発振器の発振周波数範囲を定めるコンデンサの接続
を切り換える動作の前後に於て、所定時間上記のオン・
オフ制御パターンによりスイッチング素子をオン・オフ
するようにしたので、コンデンサの切換時に発生する周
波数変動のためにデッドタイムを延ばすことは不要とな
りＰＷＭ制御の電圧利用率を低下させない効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の具体的実施例を示すブロック図であ
る。

【図２】 図１の部分的な他の実施例を示す電気回路図
である。

【図３】 図１の詳細な実施例を示すブロック図であ
る。

【図４】 図１の詳細な実施例を示すブロック図であ
る。

【図５】 モータの回転数の時間経過を示す説明図であ
る。

【図６】 ＰＡＭ制御の動作状況図を示す説明図であ
る。

【図７】 三相ＰＷＭインバータの波形の例を示す説明
図である。

【図８】 スイッチング素子のドライブ回路図である。

【図９】 電源用双方向電力変換器の力行動作時のスイ
ッチング素子のオン・オフパターン説明図である。

【図１０】 コントロールＩＣの機能ブロック図であ
る。

【図１１】 ＲＯＭの記憶内容を示した説明図である。

【図１２】 コンデンサの容量をパラメータとしたＶＣ
Ｏの入力バイアス電圧に対する出力周波数の関係を示し
た説明図である。

【図１３】 電源用双方向電力変換器の回生動作時のス
イッチング素子のオン・オフパターンの説明図である。

【図１４】 三相ＰＷＭインバータの直流制動のオン・
オフパターン説明図である。

【図１５】 減速パターンの説明図である。

【図１６】 ドライブ回路の電源供給回路を示す実施例
である。

【図１７】 コンデンサ切換時のオン・オフ制御パター
ン図である。

【図１８】 本発明のその他の具体的実施例を示すブロ
ック図である。

【符号の説明】

２１は交流電源、２２は昇圧コンバータ、２４は平滑用
コンデンサ、２６はインバータ装置、２５はスイッチン
グ素子、２６はインバータ装置、２８はモータ、２９は
ＲＯＭ、３０はカウンタ、３１は発振器、１５１はコン
デンサ、８３はセレクタ、１３２はドライブ回路、１３
３は制御電源、１３９、１４１、１４２はダイオード、
１４０、１４３、１４４はコンデンサ、１５０はパター
ンである。

フロントページの続き (72)発明者 渡部 伸二 茨城県勝田市武田1060番地 日立工機株式 会社内 (72)発明者 松藤 徳康 茨城県勝田市武田1060番地 日立工機株式 会社内 (72)発明者 飛田 芳則 茨城県勝田市武田1060番地 日立工機株式 会社内

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に対して高調波電流含有量を低
   下させるように動作する昇圧コンバータと、該昇圧コン
   バータにより充電される平滑用コンデンサと、該平滑用
   コンデンサを電源としてパルス幅変調により電圧制御を
   行なうインバータ装置を備えたものに於て、前記平滑用
   コンデンサの充電電圧を制御する交流位相制御素子等の
   スイッチング素子を設け、モータが低速回転領域では前
   記昇圧コンバータの動作を停止しパルス幅変調及び前記
   スイッチング素子による前記平滑用コンデンサの充電電
   圧制御によりモータの印加電圧を制御し、モータが高速
   回転領域では前記スイッチング素子は導通状態に維持さ
   れると共に前記昇圧コンバータを動作させパルス幅変調
   によりモータの印加電圧を制御するようにしたことを特
   徴とする遠心機用モータの制御装置。
2. 【請求項２】 モータを駆動するインバータ装置を構成
   するスイッチング素子のオン・オフ制御パターンデータ
   が書き込まれているＲＯＭと、該ＲＯＭのデータを周期
   的に読み出すために設けられたカウンタと、該カウンタ
   に発振パルスを出力する発振器を備え、該発振器はフェ
   イズロックドループにより任意の周波数の発振パルスを
   出力するものに於て、前記フェイズロックループ内の電
   圧制御発振器の発振周波数範囲を定める複数個のコンデ
   ンサと、該コンデンサのうちの一つを前記電圧制御発振
   器に切換接続するセレクタを設け、前記複数個のコンデ
   ンサによる発振周波数範囲が互いにオーバラップするよ
   うに各コンデンサの容量を定めたことを特徴とする遠心
   機用モータの制御装置。
3. 【請求項３】 前記上アームの各スイッチング素子にオ
   ン・オフを信号を伝達する共通な制御電源により動作す
   るドライブ回路を設け、該ドライブ回路は前記制御電源
   からダイオード及び上アームに対向する下アームのスイ
   ッチング素子を介して充電されるコンデンサによりエネ
   ルギーを供給されるものに於て、前記セレクタが接続を
   切り換える動作の前後に於て所定時間前記下アームのス
   イッチング素子にのみオン・オフ信号を与え、前記上ア
   ームのスイッチング素子はオフ状態にならしめるオン・
   オフ制御パターンを前記ＲＯＭから読み出す制御手段を
   設けたことを特徴とする請求項２記載の遠心機用モータ
   の制御装置。