JPH07240676A - Drive circuit - Google Patents
Drive circuitInfo
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- JPH07240676A JPH07240676A JP6031605A JP3160594A JPH07240676A JP H07240676 A JPH07240676 A JP H07240676A JP 6031605 A JP6031605 A JP 6031605A JP 3160594 A JP3160594 A JP 3160594A JP H07240676 A JPH07240676 A JP H07240676A
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- turn
- switching element
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は駆動回路に関し、負荷に
流す電流のスイッチングを行なう駆動回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a drive circuit, and more particularly to a drive circuit for switching a current flowing through a load.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来より、スイッチング素子の駆動回路
として特開平2−123816号公報に記載のものがあ
る。この駆動回路は、容量性の制御入力端子を有するM
OSトランジスタ等のスイッチング素子の入力端子に、
インダクタと、ダイオードと、コンデンサと、駆動素子
であるバイポーラトランジスタとを接続し、駆動素子の
オン期間にインダクタに蓄積されたエネルギーを利用
し、駆動素子がオフとなったときのフライバック電圧を
制御素子の駆動電圧としている。2. Description of the Related Art Conventionally, as a drive circuit for a switching element, there is one disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-123816. This drive circuit has an M having a capacitive control input terminal.
For input terminals of switching elements such as OS transistors,
Connects an inductor, a diode, a capacitor, and a bipolar transistor, which is a drive element, and uses the energy stored in the inductor during the ON period of the drive element to control the flyback voltage when the drive element is turned off. It is used as the drive voltage of the element.
【0003】[0003]
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の駆動回
路では、MOSトランジスタを高速スイッチング動作さ
せて負荷のオン・オフを行なうと、スイッチング素子出
力電圧波形の高調波成分及び浮遊容量、配線インダクタ
ンスによる寄生振動のためにラジオノイズが発生する。In the above-described conventional drive circuit, when the MOS transistor is switched at high speed to turn on / off the load, the harmonic components of the switching element output voltage waveform, stray capacitance, and wiring inductance are generated. Radio noise is generated due to parasitic vibration.
【0004】このラジオノイズ対策としてスイッチング
素子出力にローパスフィルタを追加してラジオノイズを
除去することが考えられるが、この場合、ローパスフィ
ルタを構成する部品点数の増加によりコストアップ及び
取付けスペースの増大という問題がある。As a countermeasure against this radio noise, it is conceivable to add a low-pass filter to the output of the switching element to remove the radio noise. In this case, however, the increase in the number of parts constituting the low-pass filter causes an increase in cost and an increase in installation space. There's a problem.
【0005】また、負荷のターンオン期間(負荷に電流
が流れ始める過渡期間)及びターンオフ時間(負荷の電
流が停止する過渡期間)を長くしてラジオノイズの発生
を抑えるためにMOSトランジスタのゲート・ドレイン
間にコンデンサを追加してスイッチング素子出力波形を
台形波形とすることが考えられるが、単にコンデンサを
追加しただけではターンオン時間とターンオフ時間が異
なってしまう。このため、ターンオン時のラジオノイズ
を抑えるのに充分なターンオン時間を設定すると、ター
ンオフ時間が過大となり、スイッチング損失が増大して
発熱量が増大するという問題点があった。In addition, in order to suppress the generation of radio noise by lengthening the turn-on period of the load (transient period when the current starts to flow through the load) and the turn-off time (transient period when the current of the load stops), the gate / drain of the MOS transistor is suppressed. It is conceivable to add a capacitor between them to make the output waveform of the switching element a trapezoidal waveform, but the turn-on time and turn-off time will differ if the capacitor is simply added. Therefore, if the turn-on time is set to be sufficient to suppress the radio noise at turn-on, the turn-off time becomes excessive, the switching loss increases, and the amount of heat generation increases.
【0006】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
ターンオン時間及びターンオフ時間を所定時間で略同一
とすることにより、ラジオノイズの発生を防止し、かつ
ターンオフ時のスイッチング損失の増大を防止する駆動
回路を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above points,
An object of the present invention is to provide a drive circuit which prevents generation of radio noise and prevents increase of switching loss at turn-off by making turn-on time and turn-off time substantially the same for a predetermined time.
【0007】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明の駆動回路は、M
OSトランジスタからなるスイッチング素子と、上記ス
イッチング素子を駆動する駆動素子を有し、上記スイッ
チング素子から負荷に電流を供給して駆動する駆動回路
であって、上記スイッチング素子のゲート・ドレイン間
に接続されたスイッチング時間延長用のコンデンサと、
上記スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時
のスレッショールド電圧近傍における上記コンデンサの
両端電圧の時間変化率を略同一とする設定回路とを有す
る。The drive circuit according to the present invention comprises an M
A drive circuit that includes a switching element including an OS transistor and a drive element that drives the switching element, and that supplies a current from the switching element to a load to drive the load, and is connected between a gate and a drain of the switching element. And a capacitor for extending the switching time,
And a setting circuit for setting the time change rates of the voltage across the capacitor in the vicinity of the threshold voltage when the switching element is turned on and when the switching element is turned off to be substantially the same.
【0008】また、前記スイッチング素子は、Pチャン
ネルMOSトランジスタであり、前記設定回路は、電源
と駆動素子との間に接続された第1の抵抗と、駆動素子
とスイッチング素子のゲートとの間に互いに並列に接続
された第2の抵抗とダイオードとから構成する。The switching element is a P-channel MOS transistor, and the setting circuit includes a first resistor connected between the power source and the driving element and a gate between the driving element and the switching element. It is composed of a second resistor and a diode connected in parallel with each other.
【0009】更に、前記スイッチング素子は、Nチャン
ネルMOSトランジスタであり、前記設定回路は、電源
と駆動素子との間に接続された第1の抵抗と、駆動素子
とスイッチング素子のゲートとの間に接続された第2の
抵抗とから構成する。Further, the switching element is an N-channel MOS transistor, and the setting circuit includes a first resistor connected between the power source and the driving element and a gate between the driving element and the switching element. And a second resistor connected.
【0010】[0010]
【作用】本発明においては、スイッチング時間延長用の
コンデンサのターンオン時及びターンオフ時夫々におけ
る両端電圧の時間変化率を略同一としているため、ター
ンオン時間及びターンオフ時間を所定時間で略同一とで
き、ターンオン時間及びターンオフ時間の延長によりラ
ジオノイズの発生を防止でき、ターンオフ時間が過大に
なることがないため、スイッチング損失の増大が防止さ
れる。In the present invention, since the rate of change of the voltage between both ends at the time of turn-on and the time of turn-off of the capacitor for extending the switching time are substantially the same, the turn-on time and the turn-off time can be made substantially the same for a predetermined time. Generation of radio noise can be prevented by extending the time and the turn-off time, and since the turn-off time does not become excessive, an increase in switching loss can be prevented.
【0011】また、スイッチング素子がPチャンネルM
OSトランジスタの場合は、第1,第2の抵抗及びダイ
オードによって設定回路を構成できる。The switching element is a P channel M.
In the case of the OS transistor, the setting circuit can be configured by the first and second resistors and the diode.
【0012】また、スイッチング素子がNチャンネルM
OSトランジスタの場合は第1,第2の抵抗だけで設定
回路を構成でき、ダイオードが不要となる。Further, the switching element is an N channel M
In the case of the OS transistor, the setting circuit can be configured only by the first and second resistors, and the diode is unnecessary.
【0013】[0013]
【実施例】図1は本発明の駆動回路の回路図を示す。こ
の駆動回路は例えば電子制御エアサスペンションシステ
ムの減衰力制御用ステッピングモータの駆動回路として
用いられる。1 is a circuit diagram of a driving circuit according to the present invention. This drive circuit is used, for example, as a drive circuit for a damping force control stepping motor of an electronically controlled air suspension system.
【0014】同図中、端子10にはCPUからアクティ
ブ・ハイの制御信号が入来し、駆動素子であるNPNト
ランジスタQ2 のベースに供給される。In the figure, an active high control signal is input from the CPU to the terminal 10 and supplied to the base of the NPN transistor Q 2 which is a driving element.
【0015】トランジスタQ2 のエミッタは接地され、
コレクタはダイオードD1 のアノード及び第1の抵抗R
1 及び第2の抵抗R2 夫々の一端に接続されている。ダ
イオードD1 のカソード及び抵抗R2 の他端はスイッチ
ング素子であるPチャンネルMOSトランジスタのゲー
トに接続され、抵抗R1 の他端は電圧VIG(=12V)
の電源端子に接続されている。The emitter of the transistor Q 2 is grounded,
The collector is the anode of the diode D 1 and the first resistor R
It is connected to one end of each of the first and second resistors R 2 . The cathode of the diode D 1 and the other end of the resistor R 2 are connected to the gate of a P-channel MOS transistor, which is a switching element, and the other end of the resistor R 1 has a voltage V IG (= 12V).
Is connected to the power terminal of.
【0016】MOSトランジスタのソースは電源端子に
接続され、ゲートとドレイン間にはスイッチング時間延
長用のコンデンサC1 が接続され、ドレインはステッピ
ングモータの励磁コイルL1 の一端に接続されている。
励磁コイルL1 の他端は接地されている。The source of the MOS transistor is connected to the power supply terminal, the capacitor C 1 for extending the switching time is connected between the gate and the drain, and the drain is connected to one end of the exciting coil L 1 of the stepping motor.
The other end of the exciting coil L 1 is grounded.
【0017】ここで、スイッチング時間延長用のコンデ
ンサC1 はMOSトランジスタQ1の帰還容量Crss に
対し10倍以上の容量チャンネルに選定されているので
Crs s は無視できる。このコンデンサC1 のターンオン
(L1 に電流を流し始める),ターンオフ(L1 に流す
電流を停止する)時夫々でMOSトランジスタQ1 のゲ
ート・ソース間電圧VGSがスレッショールド電圧Vthで
あるときの充放電電流Iclu と充放電電流Icld とが同
一となるように設定する。Here, since the capacitor C 1 for extending the switching time is selected as a capacitance channel which is 10 times or more the feedback capacitance C rss of the MOS transistor Q 1 , C rs s can be ignored. Turn of the capacitor C 1 (L 1 starts to flow a current to), (to stop the current flowing in L 1) off Tokio s gate-source voltage V GS of the MOS transistor Q 1 is at the threshold voltage V th The charging / discharging current I clu and the charging / discharging current I cld at a certain time are set to be the same.
【0018】ターンオフ時のVGS=Vthでの充放電電流
Icld は電源から抵抗R1 ,ダイオードD1 を通るた
め、ダイオードD1 の順方向電圧降下をVF として次式
で表わされる。Since the charging / discharging current I cld at V GS = V th at turn-off passes through the resistor R 1 and the diode D 1 from the power source, the forward voltage drop of the diode D 1 is represented by V F and expressed by the following equation.
【0019】 ICld =(Vth−VF )/R1 …(1) またターンオン時のVGS=Vthでの充放電電流IClu は
コンデンサC1 から抵抗R2 及びトランジスタQ2 を通
してアースに流れるため、次式で表わされる。 IClu =(VIG−Vth)/R2 …(2) ここで、VIG=12V、Vth=2.5V、VF =0.6
Vとすると、Icld =Iclu に(1),(2)式を代入
して次の関係が得られる。I Cld = (V th −V F ) / R 1 (1) Further, the charge / discharge current I Clu at V GS = V th at turn-on is grounded from the capacitor C 1 through the resistor R 2 and the transistor Q 2. Is expressed by the following equation. I Clu = (V IG −V th ) / R 2 (2) Here, V IG = 12 V, V th = 2.5 V, V F = 0.6.
When V is set, the following relationships are obtained by substituting the equations (1) and (2) into I cld = I clu .
【0020】R2 =(9.5/1.9)・R1 従って、例えばR1 =4.7kΩのときR2 =24kΩ
に選定することで、ターンオン時間とターンオフ時間を
略同一とすることができる。R 2 = (9.5 / 1.9) R 1 Therefore, for example, when R 1 = 4.7 kΩ, R 2 = 24 kΩ
, The turn-on time and the turn-off time can be made substantially the same.
【0021】このときの動作波形を図2に示す。ターン
オン時には、端子10の制御信号が図2(A)に示す如
く時刻t0 で立上がると、トランジスタQ2 の導通によ
り抵抗R2 を通してコンデンサC1 の両端電圧(コンデ
ンサC1 の励磁コイルL1 との接続点を基準とする)は
図2(D)に示す如く低下し、MOSトランジスタQ 1
のゲート・ソース間電圧VGSは、時点t1 でスレッショ
ールド電圧Vth(例えばドレイン電流が10mAのとき
Vth=2.5V)となる。この時点でMOSトランジス
タQ1 が導通を開始し、MOSトランジスタQ1 から励
磁コイルL1 に印加される電圧V0 は図2(C)に示す
如く略直線的に上昇する。The operation waveforms at this time are shown in FIG. turn
When turned on, the control signal at the terminal 10 is as shown in FIG.
Time t0When it rises at, transistor Q2By continuity of
Resistance R2Through capacitor C1Voltage across the
Sensor C1Excitation coil L1Based on the connection point with
As shown in FIG. 2D, the MOS transistor Q is lowered. 1
Gate-source voltage VGSAt time t1At threshold
Field voltage Vth(For example, when the drain current is 10mA
Vth= 2.5V). At this point MOS Transis
Q1Starts conducting, and the MOS transistor Q1Encouraging
Magnetic coil L1Voltage applied to V0Is shown in FIG.
It rises almost linearly.
【0022】時点t2 でMOSトランジスタQ1 が完全
に導通した後は、コンデンサC1 はコンデンサC1 と抵
抗R2 との時定数で、同図(D)に示す如く負方向に充
電され、これに伴いゲート・ソース間電圧VGSは同図
(B)に示す如く上昇する。しかし、時点t2 以降はコ
イルL1 の印加電圧V0 は同図(C)に示す如く一定で
ある。After the MOS transistor Q 1 is completely turned on at time t 2 , the capacitor C 1 is charged in the negative direction as shown in FIG. 7D by the time constant of the capacitor C 1 and the resistor R 2 . Along with this, the gate-source voltage V GS rises as shown in FIG. However, after time t 2, the applied voltage V 0 to the coil L 1 is constant as shown in FIG.
【0023】次にターンオフ時には、時点t3 で端子1
0の制御信号が立下がると、トランジスタQ2 の遮断に
より、抵抗R1 及びダイオードD1 を通してコンデンサ
C1の両端電圧は同図(D)に示す如く上昇し、電圧V
GSは低下する。時点t4 で電圧VGSがスレッショールド
電圧Vth(例えばドレイン電流が1AのときVth=3.
0V)となると、MOSトランジスタQ1 が遮断を開始
し、励磁コイルL1 に印加される電圧V0 は同図(C)
に示す如く略直線的に低下する。Next, at the time of turn-off, at time t 3 , terminal 1
When 0 control signal falls, the blocking of the transistor Q 2, the voltage across the capacitor C 1 through the resistor R 1 and a diode D 1 is increased as shown in FIG. 1 (D), the voltage V
GS decreases. At time t 4 , the voltage V GS changes to the threshold voltage V th (for example, when the drain current is 1 A, V th = 3.
0 V), the MOS transistor Q 1 starts to shut off, and the voltage V 0 applied to the exciting coil L 1 is (C) in the figure.
As shown in FIG.
【0024】時点t5 でMOSトランジスタQ1 が完全
に遮断した後は、コンデンサC1 はコンデンサC1 と抵
抗R1 との時定数で正方向に充電され、これに伴い電圧
VGSは同図(B)に示す如く低下する。After the MOS transistor Q 1 is completely cut off at time t 5 , the capacitor C 1 is charged in the positive direction by the time constant of the capacitor C 1 and the resistor R 1, and the voltage V GS is accordingly increased. It decreases as shown in (B).
【0025】このようにして、図2(C)に示すターン
オン時間T1 とターンオフ時間T2を共に数100μ秒
の所定時間に設定することができ、これによってターン
オン時及びターンオフ時のラジオノイズの発生を防止で
きる。また、ターンオフ時間T2 はターンオン時間T1
と同一であるのでスイッチング損失の増大、及びこれに
よる発熱量の増大を防止できる。In this way, both the turn-on time T 1 and the turn-off time T 2 shown in FIG. 2 (C) can be set to a predetermined time of several hundred microseconds, whereby the radio noise at turn-on and turn-off is reduced. Occurrence can be prevented. The turn-off time T 2 is the turn-on time T 1
Therefore, it is possible to prevent an increase in switching loss and an increase in heat generation amount due to this.
【0026】ところで、図3(A)に示すようにダイオ
ードD1 を除去し、抵抗R1 をMOSトランジスタQ1
のゲート・ソース間に接続することが考えられる。MO
SトランジスタのVGS・ID 特性からVGS<Vthのとき
ドレイン電流ID は10mA程度であり、Vth<VGS<
Vth+0.5の範囲でドレイン電流ID は1A 程度とな
る。上記の図3(A)の回路ではMOSトランジスタQ
1 のターンオン時にはコンデンサC1 の電荷は抵抗R1
を通して電流(VIG−Vth)/R1 で放電され、ターン
オフ時にはコンデンサC1 は電流Vth/R2 で充電され
る。(VIG−V th)/R1 =Vth/R2 とすればターン
オン時間とターンオフ時間を同一とできるがVIG=12
V,Vth=2.5VとしてR1 /R2 ≒4/1としなけ
ればならず、トランジスタQ1 ,Q2 のオン時にはVIG
が抵抗R1 ,R2 で分圧され、MOSトランジスタQ1
のゲート・ソース間電圧VGSがスレッショールド電圧V
th近傍となり、ドレイン・ソース間抵抗が約10Ωと高
く飽和領域での動作となり、オン時のロスが大きく、発
熱量が大きく実用化は無理である。これに対して図1の
実施例では図2(B)に示す如くトランジスタQ1 ,Q
2 のオン時にVGSは12Vまで上昇するため、ドレイン
・ソース間抵抗が約0.2Ωと充分に下がり、非飽和領
域での動作となり、発熱量は小さくて済み、実用化でき
る。By the way, as shown in FIG.
Mode D1To remove the resistance R1Is a MOS transistor Q1
It is conceivable to connect between the gate and source of the. MO
V of S transistorGS・ IDCharacteristic VGS<VthWhen
Drain current IDIs about 10 mA, Vth<VGS<
VthDrain current I in the range of +0.5DIs 1ADegree
It In the circuit shown in FIG. 3A, the MOS transistor Q
1Capacitor C at turn-on1Is the resistance R1
Through the current (VIG-Vth) / R1Is discharged in the turn
Capacitor C when off1Is the current Vth/ R2Is charged with
It (VIG-V th) / R1= Vth/ R2Then turn
On time and turn off time can be the same, but VIG= 12
V, Vth= 2.5V and R1/ R2≈4 / 1
It must be a transistor Q1, Q2V when onIG
Is resistance R1, R2Is divided by the MOS transistor Q1
Gate-source voltage VGSIs the threshold voltage V
thThe resistance between drain and source is as high as about 10Ω.
The operation is in a saturated region, and the loss at the time of turning on is large.
The amount of heat is large and practical application is impossible. On the other hand, in FIG.
In the embodiment, as shown in FIG.1, Q
2V when onGSRises to 12V, so drain
・ The source-to-source resistance is about 0.2Ω, which is sufficiently low
Since it operates in the range, the amount of heat generated is small, and it can be put to practical use.
It
【0027】また、ステッピングモータの応答について
考えると、MOSトランジスタQ1のターンオフ時に励
磁コイルL1 の電磁エネルギーの消弧能力が高い程、モ
ータの応答が向上する。図1に示すダイオードD1 を持
たずターンオフ時間を充分に長く設定できない駆動回路
を考えると、ターンオフ後に励磁コイルL1 に電磁エネ
ルギーが残るため、MOSトランジスタQ1 にキック電
圧が印加され、破壊されるおそれがある。Considering the response of the stepping motor, the motor response is improved as the electromagnetic energy extinguishing ability of the exciting coil L 1 at the time of turning off the MOS transistor Q 1 . Considering a drive circuit shown in FIG. 1 which does not have a diode D 1 and whose turn-off time cannot be set sufficiently long, since electromagnetic energy remains in the exciting coil L 1 after turn-off, a kick voltage is applied to the MOS transistor Q 1 to destroy it. May occur.
【0028】この対策として、図3(B)に示す如く励
磁コイルL1 と並列にフライホイールダイオードD2 を
設け、キック電圧が印加されたときこのフライホイール
ダイオードをオンさせて消弧したり、図3(C)に示す
如くダイオードD3 とツェナーダイオードDz とを設
け、キック電圧が印加されたときMOSトランジスタQ
2 をオンさせて消弧する構成が考えられる。しかしフラ
イホイールダイオードD 2 を設けると、ターンオフ後も
オン時と同方向の還流電流が流れる。ダイオードD1 の
順方向電圧は0.9V程度と小さく、消弧のためにター
ンオフ後に還流電流が流れる時間は比較的長くなる。例
えば4相のステッピングモータでは例えばA相がターン
オフすると同時に逆A相がターンオンするが上記の理由
でA相に還流電流が流れるとモータの動き(回転)が阻
止され、応答が悪化する。また、ダイオードD3 及びツ
ェナーダイオードDz を設けるととMOSトランジスタ
Q2のオンにより高速に消弧が行なわれ応答性が確保で
きるが、部品点数が増加するという問題が生じる。As a countermeasure against this, as shown in FIG.
Magnetic coil L1Flywheel diode D in parallel with2To
Provided, this flywheel when kick voltage is applied
Turn on the diode to extinguish the arc, or as shown in Fig. 3 (C).
Diode D3And Zener diode DzAnd set
When the kick voltage is applied, the MOS transistor Q
2It is conceivable to turn on and extinguish the arc. But hula
Ewheel diode D 2Is provided, even after turn off
A return current flows in the same direction as when turning on. Diode D1of
The forward voltage is as small as 0.9V, and it is necessary to turn it off for extinguishing the arc.
The time for the return current to flow after turning off is relatively long. An example
For example, in a 4-phase stepping motor, for example, phase A turns
The reverse A phase turns on at the same time as it turns off, but the above reason
When a reflux current flows in phase A, the movement (rotation) of the motor is blocked.
It is stopped and the response deteriorates. Also, the diode D3And Tsu
Zener diode DzAnd MOS transistor
Q2When turned on, the arc is extinguished at high speed and responsiveness is secured.
However, there is a problem that the number of parts increases.
【0029】これに対して、図1の本願の構成ではター
ンオフ時間を励磁コイルL1 が充分に消弧される時間に
設定することにより、部品の追加なくステップモータの
応答性を向上できる。On the other hand, in the configuration of the present invention shown in FIG. 1, by setting the turn-off time to the time when the exciting coil L 1 is sufficiently extinguished, the response of the step motor can be improved without adding any parts.
【0030】図4は本発明回路の第2実施例の回路図を
示す。この回路はスイッチング素子としてNチャンネル
MOSトランジスタQ3 を用いており、端子11にはア
クティブ・ローの制御信号が入来してトランジスタQ2
のベースに供給される。トランジスタQ2 のエミッタは
接地され、コレクタは抵抗R1 を介して電圧VIGの電源
に接続されると共に、抵抗R2 を介してMOSトランジ
スタQ3 のゲートに接続されている。FIG. 4 shows a circuit diagram of a second embodiment of the circuit of the present invention. This circuit uses an N-channel MOS transistor Q 3 as a switching element, and an active low control signal is input to the terminal 11 to cause a transistor Q 2
Supplied to the base of. The emitter of the transistor Q 2 is grounded, the collector is connected to the power source of the voltage V IG via the resistor R 1, and is connected to the gate of the MOS transistor Q 3 via the resistor R 2 .
【0031】MOSトランジスタQ3 のソースは接地さ
れ、ドレインは励磁コイルL1 を介して電源に接続され
ている。またゲート・ドレイン間にはスイッチング時間
延長用のコンデンサC1 が接続されている。The source of the MOS transistor Q 3 is grounded, and the drain is connected to the power supply via the exciting coil L 1 . A capacitor C 1 for extending the switching time is connected between the gate and drain.
【0032】ここで、ターンオン(トランジスタQ2 オ
フ)時のVGS=VthのときのコンデンサC1 の充放電電
流Iclu を考えると、電流Iclu は電源から抵抗R1 ,
R2を通るため次式で表わされる。Considering the charging / discharging current I clu of the capacitor C 1 when V GS = V th at the time of turn-on (transistor Q 2 off), the current I clu is derived from the resistor R 1 ,
Since it passes through R 2 , it is expressed by the following equation.
【0033】 IClu =(VIG−Vth)/(R1 +R2 ) …(3) また、ターンオフ(トランジスタQ2 オン)時のVGS=
VthのときのコンデンサC1 の充放電電流Icld を考え
ると、電流ICld はコンデンサC1 から抵抗R 2 及びト
ランジスタQ2 を通してアースに流れるため、次式で表
わされる。IClu= (VIG-Vth) / (R1+ R2) (3) Also turn off (transistor Q2ON) VGS=
VthCapacitor C when1Charge / discharge current IcldThinking
Then, the current ICldIs the capacitor C1To resistance R 2And
Langista Q2Since it flows to the ground through
I will be told.
【0034】 Icld =Vth/R2 …(4) ここで、IClu =Icld に(3),(4)式を代入し、
Vth=2.5V,VIG=12Vを代入して次式の関係が
得られる。I cld = V th / R 2 (4) Here, the formulas (3) and (4) are substituted into I Clu = I cld ,
Substituting V th = 2.5V and V IG = 12V, the following relationship is obtained.
【0035】R2 =R1 ・(2.5/7) 従って、例えばR1 =10kΩのときR2 =3.6kΩ
に選定することでターンオン時間とターンオフ時間を略
同一とすることができる。R 2 = R 1 · (2.5 / 7) Therefore, for example, when R 1 = 10 kΩ, R 2 = 3.6 kΩ
By selecting, the turn-on time and the turn-off time can be made substantially the same.
【0036】この実施例でもターンオン時間及びターン
オフ時間を共に所定時間に設定することができ、ラジオ
ノイズの発生を防止でき、かつターンオフ時のスイッチ
ング損失及び発熱量の増大を防止できることは図1の回
路と同様である。更にこの実施例ではダイオードが不要
であるため、コストを下げることができる。Also in this embodiment, both the turn-on time and the turn-off time can be set to predetermined times, the generation of radio noise can be prevented, and the switching loss and the amount of heat generation at turn-off can be prevented from increasing. Is the same as. Further, in this embodiment, since the diode is unnecessary, the cost can be reduced.
【0037】図5は本発明の回路を用いた4相のステッ
ピングモータ駆動回路の回路図を示す。同図中、破線で
囲んだ回路20a,20b,20c,20dが図1の駆
動回路に対応しており、これらの回路20a〜20d夫
々は端子21a〜21d夫々を介して制御信号を供給さ
れ、ステッピングモータ22の4相の励磁コイルLa,
Lb,Lc,Ld夫々の通電を行なう。FIG. 5 shows a circuit diagram of a four-phase stepping motor drive circuit using the circuit of the present invention. In the figure, circuits 20a, 20b, 20c and 20d surrounded by broken lines correspond to the drive circuit of FIG. 1, and these circuits 20a to 20d are supplied with control signals via terminals 21a to 21d, respectively. 4-phase exciting coil La of the stepping motor 22,
Each of Lb, Lc, and Ld is energized.
【0038】過電流検出回路23は回路20a,20b
のMOSトランジスタQ1 のソース電流が過大となる
と、これを抵抗R10で検出してPNPトランジスタQ10
をオンとし、ダイオードD11,D12を通して回路20
a,20bのMOSトランジスタを強制的にオフとす
る。過電流検出回路24は回路20c,20dの過電流
を検出するもので、過電流検出回路23と同一の動作を
行ないダイオードD13,D14を通して回路20c,20
dを制御している。The overcurrent detection circuit 23 includes circuits 20a and 20b.
If the source current of the MOS transistor Q 1 becomes excessive, the resistance R 10 detects this and the PNP transistor Q 10
Is turned on, and the circuit 20 is connected through the diodes D 11 and D 12.
The MOS transistors a and 20b are forcibly turned off. Overcurrent detection circuit 24 is the circuit 20c, it detects the overcurrent 20d, diode D 13 performs the same operation as the overcurrent detection circuit 23, D 14 through the circuit 20c, 20
d is controlled.
【0039】過電流検出回路23,24で過電流が検出
されると、トランジスタQ10がオンし、抵抗R10とコン
デンサC10とで構成される遅延回路で所定時間だけ遅延
された後、インバータ25で反転される。上記過電流検
出に基づきインバータ25出力がローレベルとなると、
端子21a〜21dは強制的にローレベルとされ、これ
によって回路20a〜20d全てのトランジスタQ1 が
オフとされ、消費電力の無駄を防止している。When an overcurrent is detected by the overcurrent detection circuits 23 and 24, the transistor Q 10 is turned on, and after being delayed for a predetermined time by the delay circuit composed of the resistor R 10 and the capacitor C 10 , the inverter Q 10 is turned on. It is reversed at 25. When the output of the inverter 25 becomes low level based on the above-mentioned overcurrent detection,
Terminal 21a~21d is forced to a low level, whereby the circuit 20a~20d all the transistors Q 1 is turned off, thereby preventing wasteful power consumption.
【0040】更に、ワイヤーハーネスのショート等によ
り過電流状態が継続した場合、間欠通電モードに移行
し、トランジスタQ1 の加熱を防止している。Further, when the overcurrent state continues due to a short circuit of the wire harness or the like, the mode is shifted to the intermittent energization mode to prevent the transistor Q 1 from being heated.
【0041】ところで、回路20a〜20d夫々のMO
SトランジスタQ1 のドレインに接続されたダイオード
D21〜D24はコイルLa〜Ld夫々のフライホイール効
果を得ると共に、ステッピングモータ22の回転停止時
に電磁ブレーキをかけるためのものである。By the way, the MO of each of the circuits 20a to 20d is
The diodes D 21 to D 24 connected to the drain of the S transistor Q 1 are for obtaining the flywheel effect of the coils La to Ld and for applying an electromagnetic brake when the rotation of the stepping motor 22 is stopped.
【0042】また、ツェナーダイオードDz1は、電源電
圧VIGにロードダンプ等のサージ電圧が重畳した際に、
MOSトランジスタQ1 のゲート−ソース間にゲート−
ソース耐圧VGSS を超える電圧が印加されてQ1 が破損
してしまうことを防止している。Further, the Zener diode D z1 is provided when the surge voltage such as load dump is superimposed on the power supply voltage V IG ,
A gate between the gate and source of the MOS transistor Q 1
It is prevented that the voltage exceeding the source breakdown voltage V GSS is applied and Q 1 is damaged.
【0043】[0043]
【発明の効果】上述の如く、本発明の駆動回路によれ
ば、スイッチング時間延長用のコンデンサのターンオン
時及びターンオフ時夫々における両端電圧の時間変化率
を略同一としているため、ターンオン時間及びターンオ
フ時間を所定時間で略同一とでき、ターンオン時間及び
ターンオフ時間の延長によりラジオノイズの発生を防止
でき、ターンオフ時間が過大になることがないため、ス
イッチング損失が増大して発熱量が増大することを防止
でき、実用上きわめて有用である。As described above, according to the drive circuit of the present invention, since the time change rates of the both-end voltages at the turn-on and the turn-off of the capacitor for extending the switching time are substantially the same, the turn-on time and the turn-off time are the same. Can be made to be almost the same in a predetermined time, and the generation of radio noise can be prevented by extending the turn-on time and turn-off time, and the turn-off time does not become excessive, preventing switching loss and heat generation from increasing. It is possible and extremely useful in practice.
【図1】本発明回路の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a circuit of the present invention.
【図2】図1の回路各部の信号波形図である。FIG. 2 is a signal waveform diagram of each part of the circuit of FIG.
【図3】従来回路を説明するための図である。FIG. 3 is a diagram for explaining a conventional circuit.
【図4】本発明回路の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a circuit of the present invention.
【図5】本発明回路を適用したステッピングモータ駆動
回路の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a stepping motor drive circuit to which the circuit of the present invention is applied.
Q1 ,Q3 MOSトランジスタ Q2 トランジスタ R1 第1の抵抗 R2 第2の抵抗 C1 コンデンサQ 1 , Q 3 MOS transistor Q 2 transistor R 1 first resistor R 2 second resistor C 1 capacitor
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H03K 17/04 E 9184−5J 17/567 17/695 Continuation of front page (51) Int.Cl. 6 Identification number Office reference number FI technical display location H03K 17/04 E 9184-5J 17/567 17/695
Claims (3)
グ素子と、上記スイッチング素子を駆動する駆動素子を
有し、 上記スイッチング素子から負荷に電流を供給して駆動す
る駆動回路であって、 上記スイッチング素子のゲート・ドレイン間に接続され
たスイッチング時間延長用のコンデンサと、 上記スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時
のスレッショールド電圧近傍における上記コンデンサの
両端電圧の時間変化率を略同一とする設定回路とを有す
ることを特徴とする駆動回路。1. A drive circuit comprising a switching element composed of a MOS transistor and a drive element for driving the switching element, wherein the drive circuit supplies a current to the load from the switching element to drive the load. It has a capacitor connected between the drains for extending the switching time, and a setting circuit for making the time change rate of the voltage across the capacitor in the vicinity of the threshold voltage at the time of turning on and off of the switching element substantially the same. Drive circuit characterized by.
スタであり、 前記設定回路は、電源と駆動素子との間に接続された第
1の抵抗と、駆動素子とスイッチング素子のゲートとの
間に互いに並列に接続された第2の抵抗とダイオードと
から構成したことを特徴とする駆動回路。2. The drive circuit according to claim 1, wherein the switching element is a P-channel MOS transistor, and the setting circuit includes a first resistor connected between a power source and the drive element, and the drive element. And a diode connected between the switching element and the gate of the switching element in parallel with each other, and a drive circuit.
スタであり、 前記設定回路は、電源と駆動素子との間に接続された第
1の抵抗と、駆動素子とスイッチング素子のゲートとの
間に接続された第2の抵抗とから構成したことを特徴と
する駆動回路。3. The drive circuit according to claim 1, wherein the switching element is an N-channel MOS transistor, and the setting circuit includes a first resistor connected between a power source and the drive element, and the drive element. And a second resistor connected between the gate of the switching element and the gate of the switching element.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6031605A JPH07240676A (en) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | Drive circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP6031605A JPH07240676A (en) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | Drive circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JPH07240676A true JPH07240676A (en) | 1995-09-12 |
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ID=12335840
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP6031605A Pending JPH07240676A (en) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | Drive circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07240676A (en) |
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1994
- 1994-03-01 JP JP6031605A patent/JPH07240676A/en active Pending
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