JPH07234256A - 自動平衡装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】高精度且つ高速なインピーダンス測定を可能と
する自動平衡装置を提供する。 【構成】第２の端子に信号源（２）から電源が供給され
ている試料（１）の第１の端子に基準素子（３）が直列
に接続され、第１の端子からの信号を増幅する増幅手段
（５）に補償信号を生成する補償手段（６）が接続さ
れ、上記補償信号と増幅手段の出力信号の加算信号が基
準素子（３）を介して増幅手段（５）にフィードバック
入力される構成を有し、補償手段（６）は、上記補償信
号と増幅手段（５）の出力信号に基づき増幅手段（５）
の出力信号をゼロにするのに必要な新たな補償信号を生
成することにより、試料（１）と基準素子（３）の接続
点の電位を所定の基準電位に平衡させている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インピーダンスメータ
で用いられる自動平衡装置に関し、特に誤差が少なく高
精度且つ高速なインピーダンス測定を可能とする自動平
衡装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】被測定試料のインピーダンスを測定する
インピーダンスメータでは、試料に信号源を接続し、試
料に印加される電圧Ｖと、試料に流れる電流Ｉに基づい
て試料のインピーダンスＺをＺ＝Ｖ／Ｉとして求めてい
る。この電流Ｉは、図５に示すように、信号源１２が供
給された試料１１と接地間に、既知の抵抗値Ｒｒをもつ
基準素子（抵抗）１３を直列に接続し、試料１１と基準
素子１３の接続点の電圧Ｖｉを測定して、Ｉ＝Ｖｉ／Ｒ
ｒとして求めることができる。このとき、試料１１と基
準抵抗１３の接続点Ｐに、接地との間に浮遊容量Ｃｐや
絶縁抵抗Ｒｐ等から成るアドミタンスＹｐをもつ浮遊ア
ドミタンス１４があると、試料１１に流れた電流の一部
が浮遊アドミタンスＹｐに分流して電流検出誤差が発生
し、高精度なインピーダンスの測定が困難になる。

【０００３】かかる問題を解決するには、図６に示すよ
うな、試料１１と基準抵抗１３の接続点の電位を略接地
電位と等しくするような信号源１５を付加した構成をも
つ、云わゆるハーフブリッジ型の自動平衡装置が実用化
されている。

【０００４】上記ハーフブリッジ型の自動平衡装置は、
信号源１５を安価な演算増幅器を用いて構成している
が、高い周波数領域では演算増幅器の利得が周波数に反
比例して低下し、浮遊容量を主成分とする浮遊アドミタ
ンスは周波数に比例して増大するため、接地への分流電
流に起因する電流の検出誤差は周波数の２乗に比例して
大きくなるという問題がある。

【０００５】そこで、本願発明者は、かかる問題点を軽
減した、図７に示すような、自動平衡装置を提案してい
る（特開平４−２０４２６７号）。

【０００６】この自動平衡装置は、試料２１と、この試
料２１に流れる電流を電圧に変換する基準素子２３とを
直列に接続し、試料２１の基準素子２３と接続されない
端子側を信号源２２で駆動し、試料２１と基準素子２３
との接続点Ｐの信号を基準電位に平衡させる自動平衡装
置であり、試料２１と基準素子２３との接続点の信号を
増幅する演算増幅器２４と、演算増幅器２４の出力信号
を記憶して、その後、補償信号として発生する補償信号
発生装置２５と、補償信号発生装置２５から発生される
補償信号と、演算増幅器２４からの出力信号とを加算し
て、基準素子２３の試料２１と接続されていない端子側
から試料２１と基準素子２３との接続点に帰還する加算
器２７とを設けて構成されている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
特開平４−２０４２６７号において提案した自動平衡装
置では、演算増幅器の出力と同じ信号を発生する補償信
号発生装置を用いて、試料２１と基準素子（基準抵抗）
２３との接続点の電位を基準電位に保って平衡度を改善
している。

【０００８】しかしながら、近年、使用される周波数領
域は益々高周波数領域に拡大しており、また更に、高精
度且つ高速な測定を可能とするインピーダンス測定装置
が望まれている等の事情から、上記のような自動平衡装
置では十分な精度で且つ高速なインピーダンス測定が困
難である。

【０００９】例えば、周波数が高くなると、増幅器の利
得が低下し、１回の補償操作で得られる平衡度の改善率
が低下してしまう。また、補償器の入出力間の利得や位
相にずれがあると、１回の補償操作で得られる平衡度の
改善率が低下する。更に、補償操作１回当りの平衡度の
改善率が低下すると、補償操作を多数回繰り返さないと
十分な平衡状態に達せず、高速なインピーダンス測定が
できない。

【００１０】上述のような自動平衡装置では、補償信号
発生装置２５として演算増幅器（増幅回路）２４の出力
波形を略そのままの形で記憶し出力する回路を用いた場
合、このような補償信号発生装置は完全にハードウェア
で構成でき、補償操作は十分高速に繰り返し実行できる
ので、補償操作を多数回繰り返しても、十分な平衡度に
達するのにそれほど時間はかからない。しかし、このよ
うなハードウェア構成は複雑で大型になるため、集積回
路化できない少量生産機種では高価になる欠点があっ
た。

【００１１】これに対して、演算増幅器（増幅回路）か
らの出力信号をベクトル電圧計で測定し、位相と振幅を
任意に設定できる発振器を制御して補償信号を発生する
ような補償信号発生装置を用いれば、利得や位相の調整
を含めて、ソフトウェアで処理できる部分が多いため、
ハードウェア構成は簡単となり、安価に作成できる。ま
た、装置の製造時に、補償回路の入力から出力までの伝
達関数を”１”に調整して、１回の補償操作で得られる
平衡度の改善率を向上することも比較的容易である。

【００１２】しかしながら、この手法では、増幅手段の
利得が極端に低下する高い周波数になると、１回の補償
操作で得られる平衡度の改善率が低下し、補償操作を多
数回繰り返さないと十分な平衡度に達しない。こうなる
と、前記ベクトル電圧の測定などに時間を要するこの手
法では、十分な平衡度に達するまでに時間がかかる欠点
があった。

【００１３】そこで、本発明は、いかなる条件であって
も、補償操作の少ない繰り返しで、十分な平衡度に到達
する自動平衡装置を提供することを目的とする。すなわ
ち、本発明の目的は、高精度且つ高速なインピーダンス
測定を可能とする自動平衡装置を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するた
めに本発明の自動平衡装置は、試料の第１の端子に直列
に接続される所定のインピーダンスをもつ基準素子と、
前記基準素子と接続されない前記試料の第２の端子に電
源を供給する信号源を有し、前記試料と前記基準素子の
接続点の電位を所定の基準電位に平衡させる自動平衡装
置において、前記試料の第１の端子からの信号を増幅す
る増幅手段と、該増幅手段の出力側に接続され、補償信
号を生成して出力する補償手段と、該補償手段からの補
償信号と前記増幅手段からの出力信号を加算し、得られ
た加算信号を、前記基準素子の前記試料と接続されてい
ない端子に供給する加算手段とを備え、前記補償手段
は、前記補償手段の出力信号と前記増幅手段の出力信号
に基づいて、前記増幅手段の出力信号をゼロにするのに
必要な新たな補償信号を生成して出力するように構成さ
れる。

【００１５】

【作用】本発明では、第２の端子に信号源から電源が供
給されている試料の第１の端子に、基準素子が直列に接
続され、上記第１の端子からの信号を増幅する増幅手段
に補償信号を生成する補償手段が接続され、上記補償信
号と増幅手段の出力信号の加算信号が上記基準素子を介
して上記増幅手段にフィードバック入力される構成を有
し、上記補償手段は、上記補償信号と上記増幅手段の出
力信号に基づき上記増幅手段の出力信号をゼロにするの
に必要な新たな補償信号を生成することにより、上記試
料と基準素子の接続点の電位を所定の基準電位に平衡さ
せている。

【００１６】

【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
ながら説明する。図１は本発明による自動平衡装置の一
実施例を示す構成ブロック図である。本実施例において
は、試料１の一端側が信号源２に接続され、他端側が基
準素子（抵抗）３に接続され、また試料１と基準素子３
の接続点が演算増幅器５の反転入力端子に接続され、非
反転入力端子が基準電位（接地電位）に接続されてい
る。演算増幅器５の出力は加算器４と補償回路６に供給
され、加算器４には、演算増幅器５の出力信号と補償回
路６の出力信号とが供給され、加算信号が基準素子３を
経て演算増幅器５の反転入力端子に帰還入力されてい
る。ここで、信号源２は、出力Ｅを発生する信号発生回
路と、出力インピーダンスＺｓとして表現され、基準素
子３のインピーダンスをＺｒ、演算増幅器５の利得をＡ
とする。

【００１７】補償回路６は、演算増幅器５からの出力信
号に基づいて、該演算増幅器５の出力信号をゼロにする
のに必要な補償信号を生成して加算器４に出力する。補
償回路６での補償信号の生成は次のように行なわれる。

【００１８】先ず、補償回路６から任意の初期設定され
た信号Ｖ１を出力する。このときの補償回路６への入力
信号、すなわち演算増幅器５の出力信号Ｘ１を測定す
る。尚、図１では、Ｖｎ及びＸｎと一般化して示してい
る。

【００１９】次に、補償回路６の出力を、信号Ｖ１とは
異なる信号Ｖ２に設定し、このときの補償回路６への入
力（演算増幅器５の出力）Ｘ２を測定する。

【００２０】補償回路６の出力から入力に至る伝達関数
Ｇを、入力変化に対する出力変化の割合として、次の
（１）式を求める。 Ｇ＝（Ｘ２−Ｘ１）／（Ｖ２−Ｖ１） （１）

【００２１】続いて、伝達関数Ｇ、演算増幅器５の現在
の出力信号Ｘ２、補償回路の現在の出力信号Ｖ２から、
演算増幅器５の出力信号をゼロにするような出力信号Ｖ
３を（２）式により求める。 Ｖ３＝Ｖ２−（Ｘ２／Ｇ） （２）

【００２２】ここで、Ｘ２よりＸ１の方が小さい場合に
は、次のような（３）式を用いることもできる。 Ｖ３＝Ｖ１−（Ｘ１／Ｇ） （３）

【００２３】以上のように補償信号を生成して、帰還す
ることにより、簡単に平衡状態が達成される．一方、実
際の装置では、補償回路６の入力信号を測定するときの
分解能や、補償回路の出力設定分解能が十分でなかった
り、回路の一部に非線形特性を有する部分があると、上
記一回の操作、処理では十分な平衡度に達しない場合が
ある。このような場合には、増幅回路（演算増幅器）の
出力信号が十分ゼロに近くなるまで、演算増幅器の出力
を測定し、（２）式または（３）式に基づいて補償信号
を生成する操作、処理を繰り返せば良い。

【００２４】上述操作、処理により十分な平衡度に達す
るので、以後は適当な時間間隔で、上記増幅回路の出力
測定及び（２）式、または（３）式に基づく補償信号の
生成処理を繰り返すことにより、必要な平衡度を維持で
きる。

【００２５】また、試料の交換等により平衡度が著しく
悪化したときは、もしそれによって伝達関数Ｇも大きく
変化している可能性があるならば、新たに、前述の補償
回路６からの初期設定信号Ｖ１の設定、補償回路６への
入力の測定、補償回路６からのＶ２（≠Ｖ１）の生成出
力、（１）式に基づく伝達関数Ｇの算出及び、（２）式
または（３）式に基づく補償信号の生成処理を行なう。

【００２６】本実施例による処理を、図２の各部信号の
ベクトル図を参照して説明する。補償回路６から出力さ
れる初期設定補償ベクトル信号Ｖ１に対して、測定で得
られる入力ベクトル信号Ｘ１、補償ベクトル信号Ｖ２に
対して得られる入力ベクトル信号Ｘ２が図示のような関
係にあると、伝達関数Ｇは、（１）式に基づいて、ベク
トル信号Ｘ１及びＸ２の差ベクトルと、ベクトル信号Ｖ
１及びＶ２の差ベクトルの比で求まる。補償回路６への
入力、つまり演算増幅器５の出力ベクトル信号Ｘ３がゼ
ロになるような補償ベクトル信号Ｖ３は、（２）式に基
づいて、ベクトル信号Ｖ２からＸ２／Ｇを減算して得ら
れるベクトル信号Ｖ３として得られることになる。

【００２７】以上の実施例において、信号Ｖ１は前回の
補償信号そのもの、あるいはゼロとするのが簡単である
が、回路や試料の特性が変化しない範囲ならば任意の値
でよい。もし信号源２の電圧Ｅをゼロにできれば、Ｖ１
＝０のときＸ１＝０になるので、信号Ｖ１に対する測定
は行わなくて済むが、装置の製造時ではなく、インピー
ダンス測定時に伝達関数を求める場合は、試料にかかる
信号が大きく変化して、そのインピーダンスを変化させ
る恐れがあるので望ましくない。

【００２８】ここで、信号Ｖ２は、信号Ｖ１と等しくな
ければ原理的には任意の値でよいが、｜Ｖ２−Ｖ１｜お
よび｜Ｘ２−Ｘ１｜があまりにも小さいと、その測定精
度が十分でなくなるので、これらの精度、したがって伝
達関数の精度が十分確保できるだけ信号Ｖ１の値から離
れた値に信号Ｖ２を設定する。｜Ｘ２−Ｘ１｜の下限値
ＸＬ、｜Ｖ２−Ｖ１｜の下限値ＶＬ、Ｇの概略値Ｇ０は
設計時に決まるので、次の式を満たすように信号Ｖ１と
Ｖ２の値を決める。 ｜Ｖ２−Ｖ１｜≧ＶＬ （４） ｜Ｖ２−Ｖ１｜≧ＸＬ／｜Ｇ０｜ （５） ただし、｜Ｖ２−Ｖ１｜を大きくし過ぎると、演算増幅
器が飽和したり、伝達関数Ｇの非線形性が強くなって、
十分な平衡度が得られないことがある。また、増幅回路
の利得が十分でないとき｜Ｖ２−Ｖ１｜を大きくする
と、試料にかかる電圧が大きな割合で変動することがあ
り、ヒステリシスのある試料の測定では測定値の再現性
を悪化させる。したがって、特にインピーダンスの測定
中に伝達関数Ｇを求めるときは、｜Ｖ２−Ｖ１｜を必要
最小限の大きさにすることが望ましい。補償回路の出力
を信号Ｖ１の値の周辺のいくつかの値に設定して増幅回
路の出力を測定し、Ｖ１から各方向へ向かっての伝達関
数を求めれば、伝達関数の非線形性を確認することもで
きる。

【００２９】ところで、図１の構成におけるＰ点からＱ
点までの伝達関数Ｇｑｐは次式（６）で与えられる。変
化分のみ考えればよいので、信号源の出力電圧Ｅは考慮
する必要はない。実際にＥは任意の値でよい。 Ｇｑｐ＝−Ａ・Ｚｘ／｛（１＋Ａ）Ｚｘ＋Ｚｒ｝ （６） ここで、 Ｚｘ：試料のインピーダンスＺdut＋信号源の出力イン
ピーダンスＺｓ Ｚｒ：基準素子のインピーダンス Ａ ：増幅器としての演算増幅器の利得 ｜Ｚｘ｜≧｜Ｚｒ｜、且つ｜Ａ｜＞＞１であれば、Ｇｑ
ｐは約−１で一定となる。このように、条件が良いとき
は、製造時に一度、前述操作により伝達関数Ｇを求めて
おけばよく、インピーダンス測定時には、（２）式や
（３）式に基づく補償信号の生成操作のみを行えばよ
い。周波数が高くなって｜Ａ｜＞＞１の条件が満足され
なくなると、Ｚｘの値やＡの変動によって伝達関数が大
きく変化するため、インピーダンス測定ごとに伝達関数
Ｇを求めて平衡操作を行なった方が有利である

【００３０】図３には、上述実施例における補償回路６
の具体的な構成ブロック図が示されている。演算増幅器
５からの出力信号は、帯域通過フィルタ６１１で所望の
帯域の信号が抽出され、利得調整器６１２でレベルが調
整された後、Ａ／Ｄコンバータ６１３で、クロック発生
器６２１からのクロックに基づいてデジタルデータに変
換される。Ａ／Ｄコンバータ６１３からのデジタルデー
タは、アドレス発生器６２０から発生されるアドレス信
号によって書き込み及び読み出しが制御され、メモリと
しての、例えば、書き込みと読み出しを独立に実行でき
るデュアルポートメモリ６１４に書き込まれる。デュア
ルポートメモリ６１４には、例えば、波形情報が複数周
期分書き込まれる。

【００３２】デュアルポートメモリ６１４から読み出さ
れたデジタルデータは、デジタル信号処理回路（ＤＳ
Ｐ）６１５に送出され、前述操作処理（演算増幅器５の
出力信号の検出、伝達関数Ｇの導出等）により必要な振
幅と位相をもつ正弦波のデジタル補償信号Ｖ３に対応す
る信号を生成してデュアルポートメモリ６１６に格納す
る。すなわち、デジタル信号処理回路６１５は、補償回
路６の出力信号と、演算増幅器５の出力信号とから、演
算増幅器５の出力をゼロにするのに必要な補償回路６の
出力信号の新たな値を算出して、出力信号として出力す
る。デジタル信号処理回路６１５における処理は、フー
リエ積分等の公知の方法での処理であり、演算増幅器５
の出力信号をベクトルとして求めることができる。

【００３３】デュアルポートメモリ６１６から読み出さ
れたデータは、Ｄ／Ａコンバータ６１７でアナログ信号
に変換され、帯域通過フィルタ６１８で所定帯域成分の
みが抽出されて利得調整器６１９でレベル調整され、前
述補償信号Ｖ３として加算器４に供給される。補償信号
Ｖ３は、加算器４で演算増幅器５からの出力信号と加算
され、基準素子３の一端を駆動する。

【００３４】ここで、デジタル信号処理回路６１５の処
理が十分高速であれば、デュアルポートメモリ６１４は
省略できる。

【００３５】前記手順により求められる伝達関数は、こ
の実施例ではＤＳＰの出力から入力までの伝達関数に相
当し、途中の経路に存在する帯域通過フィルタや利得調
整器など全ての構成要素の特性を含む。この伝達関数
は、前記補償回路６の出力から入力までの伝達関数とは
異なるが、演算増幅器５の出力信号がゼロのとき、ＤＳ
Ｐの入力信号がゼロになるのであるから、この実施例に
おいても、前記手順で平衡度の改善率を向上できるのは
明らかである。また、帯域通過フィルタや利得調整器の
特性が予め分かっていなくても、また変化しても、全体
の伝達関数に含めて測定されるので、平衡度の改善率が
悪化することはない。

【００３６】図３に示す構成において、帯域通過フィル
タ６１１，６１８は、測定信号周波数付近の信号のみを
通し、不要雑音を低減するために用いられているが、必
ずしも必要ではない。

【００３７】利得調整器６１２は、Ａ／Ｄコンバータ６
１３の分解能を補う目的で用いられており、Ａ／Ｄコン
バータ６１３の入力信号がその変換範囲を越えず、且
つ、なるべく変換範囲いっぱいに変化するように、増幅
回路の出力信号に応じてその利得を調整するが、必ずし
も必要ではない。

【００３８】利得調整器６１９は、Ｄ／Ａコンバータ６
１７の分解能や出力信号の範囲の不足を補う目的で用い
られており、Ｄ／Ａコンバータ６１７をなるべく変換範
囲いっぱいのデータで駆動するように、補償回路６の出
力に応じてその利得を調整するが、必ずしも必要ではな
い。

【００３９】クロック発生器６２１は、Ａ／Ｄ変換速度
およびＤ／Ａ変換速度を決めるクロック信号を発生す
る。そのクロック信号は、Ａ／Ｄコンバータ６１３，Ｄ
／Ａコンバータ６１７及びアドレス発生器６２０に供給
される。アドレス発生器６２０は、メモリとしてのデュ
アルポートメモリ６１４，６１６のアドレスを発生す
る。測定周波数が１ＭＨｚの場合、クロック周波数を、
例えば１６ＭＨｚにする。

【００４０】アドレス発生器６２０は、このクロックに
同期して順次１６種類のアドレスを発生し、デュアルポ
ートメモリ６１４，６１６に与える。これら２つのメモ
リで同じアドレスを用いれば、補償回路６の入力検出と
出力設定における信号の位相関係を常に一定に保つこと
ができる。複数周期分のアドレスを発生させて、デュア
ルポートメモリ６１４に取り込むサンプル数を多くすれ
ば、平均化により等価雑音レベルを下げ、演算増幅器５
の出力信号の検出感度を上げることもできる。

【００４１】純粋２進アドレスを用いると、アドレスの
最上位ビットの変化周波数が測定信号の周波数に一致し
て測定に妨害を与えることがあるので、アドレスを疑似
ランダム信号にしてもよい。また、クロック周波数を測
定周波数の整数倍である１６ＭＨｚからずらして、例え
ば１５．５ＭＨｚや１５．２ＭＨｚにして、それぞれ２
周期、５周期分の信号を記憶手段に格納するなどして
も、測定信号に対する妨害を低減できる。このようにす
ると、サンプリング位相の種類が増加するので、フーリ
エ積分などで信号の基本波成分を求めるときに、増幅手
段の出力信号の高調波成分をより高い次数まで消去でき
るとともに、雑音やＡ／Ｄ変換回路の量子化誤差の影響
を平均化作用によって低減できる効果もある。クロック
周波数を測定周波数の１５．５倍にして、アドレスを疑
似ランダム信号にしたときの、アドレスとデータの例を
図４に示す。

【００４２】前掲特開平４−２０４２６７号には、Ａ／
Ｄ変換回路やＤ／Ａ変換回路の分解能の不足を補う方
法、演算増幅器の出力雑音を軽減する方法、Ａ／Ｄ変換
回路の変換速度の不足を補う方法、安定化インピーダン
スを用いて演算増幅器の利得を上げる方法等が図１〜図
１１を参照して記載されているが、これらの補助的な手
法と、本発明を組み合わせて使用できるのは明白であ
る。

【００４３】以上の実施例においては、増幅手段の利得
が低くなる高い周波数においても補償操作の少ない繰り
返しで十分な平衡度を得ることができるので、インピー
ダンスを短時間で測定することができる。また、補償回
路の入力や出力にフィルタ等が設けられていて、それら
の伝達関数が変化しても、補償操作当たりの平衡度の改
善率が悪化しない。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の自動平衡
装置によれば、最小限の補償操作で十分な平衡度が得ら
れ、インピーダンス測定を高精度且つ高速に行なうこと
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による自動平衡装置の一実施例を示す構
成ブロック図である。

【図２】本実施例による処理を示す各部信号のベクトル
図である。

【図３】本実施例における補償回路６の具体的な構成ブ
ロック図である。

【図４】本実施例におけるデュアルポートメモリ６１４
に対して、クロック周波数を測定周波数の１５．５倍に
して、アドレスを疑似ランダム信号にしたときのアドレ
スとデータ例を示す図である。

【図５】従来の自動平衡装置の一例を示す構成ブロック
図である。

【図６】従来の自動平衡装置の他の例を示す構成ブロッ
ク図である。

【図７】従来の自動平衡装置の更に他の例を示す構成ブ
ロック図である。

【符号の説明】

１ 試料 ２ 信号源 ３ 基準素子 ４ 加算器 ５ 演算増幅器 ６ 補償回路

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】試料の第１の端子に直列に接続される所定
   のインピーダンスをもつ基準素子と、前記基準素子と接
   続されない前記試料の第２の端子に電源を供給する信号
   源を有し、前記試料と前記基準素子の接続点の電位を所
   定の基準電位に平衡させる自動平衡装置において、 前記試料の第１の端子からの信号を増幅する増幅手段
   と、 該増幅手段の出力側に接続され、補償信号を生成して出
   力する補償手段と、 該補償手段からの補償信号と前記増幅手段からの出力信
   号を加算し、得られた加算信号を、前記基準素子の前記
   試料と接続されていない端子に供給する加算手段と、を
   備え、前記補償手段は、前記補償手段の出力信号と前記
   増幅手段の出力信号に基づいて、前記増幅手段の出力信
   号をゼロにするのに必要な新たな補償信号を生成して出
   力することを特徴とする自動平衡装置。