JPH07174796A - ピーク信号値を評価する方法および評価回路 - Google Patents

ピーク信号値を評価する方法および評価回路

Info

Publication number
JPH07174796A
JPH07174796A JP6165831A JP16583194A JPH07174796A JP H07174796 A JPH07174796 A JP H07174796A JP 6165831 A JP6165831 A JP 6165831A JP 16583194 A JP16583194 A JP 16583194A JP H07174796 A JPH07174796 A JP H07174796A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
integrator
input
circuit
output
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP6165831A
Other languages
English (en)
Inventor
Mark E Jacobs
エリオット ジャコブズ マーク
Richard W Farrington
ウィリアム ファーリントン リチャード
William P Wilkinson
ペリー ウィルキンソン ウィリアム
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
AT&T Corp
Original Assignee
American Telephone and Telegraph Co Inc
AT&T Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by American Telephone and Telegraph Co Inc, AT&T Corp filed Critical American Telephone and Telegraph Co Inc
Publication of JPH07174796A publication Critical patent/JPH07174796A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/02—Measuring effective values, i.e. root-mean-square values
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/04—Measuring peak values or amplitude or envelope of ac or of pulses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ライン電圧ＶACのＶrms 2またはＶpeak 2の値
を評価すなわち導出する際に使用する評価回路におい
て、高速の応答を示し、これらの信号に対してほぼリプ
ルがなくなるようにする。 【構成】 評価回路は２つの積分器からなる。これら
は、利得を有し、直列接続されて、実質的に閉ループを
なす。第２積分器の出力は、検知されたＡＣライン正弦
波形ＶACと加算され、２つの積分器のうちの少なくとも
１つの入力にフィードバックされる。各積分器の出力
は、他方の積分器の出力から位相がπ／２だけ離れた電
圧正弦波であって、入力の実質的正弦波電圧ＶACとは同
期している。各積分器の出力は対応する２乗回路で２乗
される。２つの２乗回路のうちの一方の出力は、他方の
２乗回路の出力と加算され、所望のＶpeak 2またはＶrms
2の値を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、信号評価回路に関し、
特に、正弦波または近似的に正弦波の電圧波形を供給す
るＡＣラインから動作する電源回路に含まれる力率向上
回路に適用するための信号検知評価回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＡＣラインから直接動作する電源は一般
に、入力ＡＣライン電圧をＤＣ電圧に変換する入力整流
器を含む。このＤＣ電圧は一般にＤＣ／ＤＣコンバータ
の入力に接続された電荷蓄積キャパシタに送られ、ＤＣ
／ＤＣコンバータはこのＤＣ電圧を他のレベルのＤＣ電
圧に変換して出力する。整流器および蓄積キャパシタの
動作特性は、整流器への入力における入力電流波形を本
質的に歪ませる。この波形歪みは高調波を発生し、その
高調波はＡＣラインへフィードバックされる。また、こ
の波形歪みは、かなりのＥＭＩ放射と、ＡＣ配電回路に
おける不要な電力損失につながる。
【０００３】他のアプリケーションでは、電源はＡＣラ
インから直接動作して、周波数変化器を駆動し、ＡＣラ
イン上のものとは異なる周波数の信号を出力する。入力
波形は歪みを受け、上記のような問題点を生じることが
ある。
【０００４】入力電流波形の歪みは、能動力率コントロ
ーラと、ブーストコンバータのようなコンバータを、整
流器と蓄積キャパシタの間に挿入して使用し、能動的に
入力電流波形を制御することにより、制御することがで
きる。能動スイッチングデバイスは、入力電圧波形をモ
ニタする制御回路に応答して制御される。この制御回路
は、ＡＣライン周波数と比べて高い周波数での導通間隔
を変調することにより、入力電流の波形は、入力電圧波
形、または、入力電圧波形の基本正弦波形に一致するよ
うに拘束される。
【０００５】能動力率制御網は一般に力率回路の入出力
信号パラメータを検知し、これらの信号パラメータに応
答して、パワースイッチを選択的にスイッチングし、ま
たは、パルス幅変調し、入力電流が所望の電流波形に一
致するようにする。米国特許第４，４１２，２７７号に
開示された特定の実施例では、規定の値からの出力電圧
のずれを表す誤差信号に、整流された入力電圧波形を乗
算する。その結果の制御信号を適当にスケーリングして
使用して、パワースイッチを駆動する変調パルスを制御
して、所望の入力電流波形を出力する。米国特許第４，
６７７，３６６号に開示されたさらに高度の力率制御装
置では、フィードフォワード制御を加えてｒｍｓ入力Ａ
Ｃ電圧の急速な変化を補償する。これは、プログラムさ
れた入力電流を、ｒｍｓ入力電圧の２乗だけ逆にスケー
リングするために使用される。
【０００６】こうした従来の装置における制限の１つ
は、検知される電圧波形に存在するリプルの影響であ
る。これは、制御回路の動作に好ましくない影響を有
し、プログラムされた入力電流の波形の不正確な決定を
引き起こす。現在のところ、このリプル電流を扱う技術
は力率補正回路の応答時間を長くするため、大容量の出
力電荷蓄積キャパシタを使用しないと出力電圧の過渡信
号が大きくなる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】コントローラがうまく
正しい電流波形を発生することができるか否かは、ブー
ストコンバータの能動パワースイッチを制御する際にコ
ントローラによって使用される入力電圧のＶrms 2（ある
いは、同じことであるが、Ｖpeak 2）を導出すなわち評
価する速度と正確さに依存する。この量は、従来は、入
力ＡＣ正弦波を全波整流し、整流された正弦波をフィル
タリングし、フィルタリングされた信号を２乗すること
により導出されている。この技術は、回路およびその本
質的な動作が単純であるという利点を有するが、導出さ
れる２乗電圧のリプルと、入力電圧の動的変化に回路が
応答し得る速度との間の設計のトレードオフを必要とす
るという欠点をも有する。
【０００８】
【課題を解決するための手段】入力電圧波形の基本波を
追跡する出力を有する制御された高調波発振器を利用す
ることにより、ライン電圧ＶACのＶrms 2またはＶpeak 2
の値を評価すなわち導出する際に使用する評価回路は、
高速の応答を示し、これらの信号に対してほぼリプルが
なくなる。位相のずれた２つの正弦波信号（位相のずれ
はπ／２）を入力正弦波から導出し、これらの位相のず
れた２つの信号を２乗され、加算して、正弦波形信号の
ピークの所望の２乗値を高速な応答時間で導出すなわち
評価する。
【０００９】本発明の実施例によれば、評価回路は２つ
の積分器からなる。これらは、利得を有し、直列接続さ
れて、実質的に閉ループをなす。第２積分器の出力は、
検知されたＡＣライン正弦波形ＶACと加算され、２つの
積分器のうちの少なくとも１つの入力にフィードバック
される。各積分器の出力は、他方の積分器の出力から位
相がπ／２だけ離れた電圧正弦波であって、入力の実質
的正弦波電圧ＶACとは同期している。各積分器の出力は
対応する２乗回路で２乗される。２つの２乗回路のうち
の一方の出力は、他方の２乗回路の出力と加算され、所
望のＶpeak 2またはＶrms 2の値を生成する。
【００１０】ある特定の国で動作するように設計された
整流器に対して、ＡＣライン周波数（通常５０Ｈｚまた
は６０Ｈｚ）は正確に既知であり、上記の評価回路はこ
の事前知識をもとに動作する。しかし、回路調整のない
不確定のライン周波数のアプリケーションで動作するよ
うに設計された評価回路では、本発明によれば、適応フ
ィードバックループを評価回路に付加し、異なるまたは
変動するライン周波数に対応することができる。
【００１１】本発明によれば、この評価回路は、力率制
御システムの制御に含められ、制御入力パラメータ（Ｖ
peak 2および信号周波数）のほぼリプルのない評価値を
生成するために利用され、ほぼリプルのない信号の使用
によって、ブースト型、バック型、ＳＥＰＩＣ型などの
コンバータを制御して、ＡＣラインから直接給電される
整流回路への入力における力率を向上させる。さらに、
積分器の出力は、入力ＡＣ電圧と同相であり、これを理
想ＡＣ入力電圧波形を近似的に表す制御入力信号として
使用して力率コントローラを制御し、入力高調波を減少
させ、整流器による入力ＡＣライン電圧の歪みを減少さ
せるためにことも可能である。
【００１２】このピーク２乗評価回路の機能的に等価な
変形例は、上記のプロセスの線形変換をとることによっ
て設計することができる。例えば、回路の変形例は、積
分器の利得が等しくないように、または、導出される正
弦波信号の位相がπ／２だけ離れていないように容易に
設計することができる。この場合、ＡＣ入力電圧のピー
クの２乗のリプルのない評価値を生成するためには、さ
らに一般的な２次演算が必要となり、等しくない利得の
信号の２乗とともに信号の積を使用する。それにもかか
わらず、これらの導出される回路は、上記の基本回路と
機能的に等価である。
【００１３】さらに、上記のプロセスはディジタル計算
によって、または、ハイブリッド的に実現することがで
きる。この場合、ディジタル計算とアナログ回路の組合
せが使用される。
【００１４】
【実施例】図１の評価回路は、第１および第２の積分器
１０１および１０２を有する。これらは直列に接続さ
れ、ほぼ閉じたフィードバックループ１０３内で、被制
御高調波発振器を形成する。この「被制御高調波発振
器」という用語は、制御された振幅および位相で正弦波
発信信号を生成する発振器をいう。ほぼ正弦波のＡＣ電
圧波形が入力端子１０５に加えられる。
【００１５】２つの積分器１０１および１０２は、それ
ぞれ利得ωを有する積分器として接続された演算増幅器
からなることが可能である。ωの値は、入力正弦波ＡＣ
電圧波形の基本波の各周波数によって決定される。これ
らの積分器１０１および１０２はそれぞれ入力に加えら
れた正弦波形のボルト秒値を積分する。入力電圧波形の
ボルト秒値を積分することが可能な等価回路（すなわ
ち、ディジタル、ハイブリッド回路など）も使用可能で
ある。
【００１６】これらの積分器１０１および１０２は縦続
接続されており、積分器１０２の出力は積分器１０１の
正弦波入力の積分であり、入力リード１０５に加えられ
た入力正弦波電圧波形と同相である。積分器１０２の出
力は、入力リード１０５に加えられたＡＣ正弦波電圧と
加算される。
【００１７】第２積分器１０２のこの出力信号は、第１
積分器１０１の入力に逆符号で加えられ、被制御高調波
発振器の閉フィードバックループを形成する。
【００１８】リード１０５条の入力正弦波信号と、積分
器１０２の出力は加算回路１０７で加算され、その結果
の和は２つの利得回路１１１および１１３に送られる。
これらの利得回路は、積分器１０２の出力が、入力ＡＣ
電圧の基本波の振幅および位相を高速な応答で追跡する
ことができるように含められている。利得回路１１１お
よび１１３の利得（ａおよびｂ）は、評価器の（すなわ
ち、観測者の）極の位置を制御することによって、被制
御高調波発振器（例えば、フィードバックループ１０３
の直列接続された２つの積分器１０１および１０２）の
時間応答を制御するように選択される。実施例に対する
適当な値は、ａ＝１およびｂ＝０である。これらの値は
例示であって、個々のアプリケーションに対して最適で
はないこともある。
【００１９】加算回路１０７の出力は、利得回路１１１
の利得ｂ（ｂは０でない有限値であると仮定する）を受
けて加算回路１０９に加えられ、積分器１０２の出力と
加算されて、その和は積分器１０１の入力に送られる。
ｂが０に等しい場合、これは開いた接続であり、積分器
１０２には利得は加えられない。利得ｂは、被制御高調
波発振器の過渡応答の形を調整するために０にセットす
ることも可能である。利得ａおよびｂに対する適当な値
の選択は当業者には明らかであるので、ここでは詳細に
説明する必要はない。積分器１０１の出力は加算回路１
１０に送られ、利得回路１１３の利得によって増幅され
た積分器１０２の出力と加算される。この加算回路の出
力は積分器１０２に送られる。
【００２０】ノード１２５および１２６に生じる所望の
結果の信号は、基本周波数の制限は信号であって相互に
π／２だけ位相が離れたものである。ノード１２５およ
び１２６におけるこれらの２つの正弦波信号は２乗回路
１１５および１１７に送られ、これらの２乗回路は、２
つの正弦波信号の振幅を代数的に２乗した値を出力す
る。
【００２１】２乗回路１１５および１１７の出力は加算
回路１１９に送られ、これは、リード１０５に加えられ
た入力正弦波電圧波形のピークの２乗を表す純代数的な
信号の大きさを出力リード１２１上に生成する。出力リ
ード１２１上の出力の大きさは、入力電圧ＶACの基本波
のＶpeak 2の値をほとんどリプルなしに表す。評価回路
によるこの大きさの導出は、回路内に機能的に組み込ま
れた、任意のθの値に対する三角関数の関係式ｃｏｓ2
（θ）＋ｓｉｎ2（θ）＝１によるものである。
【００２２】この回路は、入力リード１０５に加えられ
た入力信号ＶACの基本周波数を導出するために図２のよ
うに拡張される。この配置では、２つの２乗回路１１５
および１１７の出力は、リード２４０および２４１を通
じて積分器２２５に接続されている。これらの出力は積
分器２２５で結合される。積分器２２５は、一般的に１
秒以上の長い応答時間を与えるように選択された利得ｄ
を有するように指定されている。この積分は、積分器２
０１および２０２の利得の調整とともに、入力ＶACの基
本周波数ωの値を抽出し、この値を出力リード２２６上
に供給する。この値ωはリード２２２を通じて積分器２
０１および２０２へフィードバックされる。
【００２３】利得回路２１１および２１３に対して選択
される利得ａおよびｂの値は、実施例では、被制御高調
波発振器の過渡応答時間および過渡特性を調整するよう
に選択される。
【００２４】図示のように、出力リード２２７は、積分
器２０２の出力から直接基本正弦波形（εｓｉｎ（ω
ｔ））の値を抽出するように設けられている。この基本
波の値は、力率向上に使用するいくつかの形式の制御に
有用である。
【００２５】通常のアナログ回路素子を使用した図１の
ピーク評価回路の実施例を図３に概略的に示す。図３の
回路は、２つの演算増幅器３０１ａおよび３０２ａを有
する。これらはそれぞれ、積分器３０１および３０２と
して動作することを可能にする適当なフィードバック回
路を有し、さらに、フィードバックループ３０３によっ
て、相互に接続された閉ループとなり、被制御高調波発
振器を形成する。
【００２６】正弦波ライン電圧が入力端子３０５および
３３５に加えられ、演算増幅器３０６および抵抗網３０
７を通じて積分器３０２に接続される。抵抗網３０７
は、この電圧を積分器３０１の出力と加算するように作
用する。積分器３０１の出力は、加算回路３０７の一部
である抵抗器３０７ａを通じて積分器３０２の演算増幅
器３０２ａに加えられる。これらの抵抗器は、演算増幅
器３０２ａのフィードバック回路３０２ｃとともに、所
望の加算および積分機能を実行する。
【００２７】回路は、２つの市販の乗算器チップ３１５
および３１７（例えばＭＣ１４９５）を有し、これらは
加えられた信号どうしを乗算して２乗するように外部的
に接続される。この接続の詳細は乗算器チップのデータ
シートに記載されており、ここでは説明しない。乗算器
チップ３１５は、リード３３５を通じて供給される積分
器３０１の出力に応答する。乗算器チップ３１７は、積
分器３０２からのリード３３７を通じて積分器３０２か
らの入力を受ける。乗算器チップ３１５および３１７の
出力はリード３４５および３４７を通じて加算回路３１
９（例えば、２つの入力を加算するように接続された演
算増幅器）に接続される。加算回路３１９は、出力リー
ド３２１上に、入力正弦波電圧の基本波の所望のピーク
２乗値を供給する。
【００２８】図１の評価回路の応用を図４に示す。図４
は、代表的な力率向上システムを示す。この力率向上シ
ステムは、整流器４０３、ブーストコンバータ４０５、
および、図１または図２のような評価器からの入力に応
答する制御回路４１７を有する。入力ＡＣ電圧は入力端
子４０１および４０２に加えられ、整流器４０３によっ
て全波整流される。整流された信号はブーストコンバー
タに送られる。ブーストコンバータは、インダクタ４０
６、被制御パワースイッチ４０７、整流ダイオード４０
８および電荷蓄積キャパシタ４０９を有する。パワース
イッチは、制御回路４１７の制御下で起動され、整流さ
れた正弦波をパルス幅変調し、入力電流波形が、入力端
子４０１および４０２に加えられた入力ＡＣ電圧の基本
正弦波を追跡するように制限する。この正弦波電流は蓄
積キャパシタ４０９ならびに出力端子４３１および４３
２に送られる。
【００２９】入力ＡＣ電圧は、検知リード４１１および
４１２を通じて評価器４１４によって検知される。評価
器４１４は、上記のように、リード４２１上にピーク２
乗電圧を導出し、リード４２２上に、最適には基本正弦
波信号を導出する。ブーストコンバータ４０５の出力電
圧はリード４１８を通じて制御回路にも送られる。これ
らの３つの入力信号により、制御回路は、ブーストコン
バータ４０５のパワースイッチ４０７をパルス幅変調し
て所望の電流波形を生成することが可能となる。
【００３０】上記の評価器は、入力ＡＣ信号の特定の周
波数で動作するように設計されている。しかし、単一の
回路パックが異なる周波数で動作することも所望され
る。
【００３１】５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのアプリケーショ
ンで使用される整流器では、図２の積分器２０１および
２０２の利得はそれぞれ２π５０または２π６０の利得
に選択的に設定するだけでよい。２π５０および２π６
０の２つの利得を与えるようにステップ調節可能な利得
を有する代表的な積分器を図５に示す。積分器５１０に
直列接続された２つの入力抵抗器５２２および５２３
は、特定の動作周波数に対する必要な利得を与えるよう
に設定される。この利得は、入力抵抗器５２２を短絡す
るスイッチ５２１を使用することによって、図５の積分
器回路５１０の選択可能な利得とすることが可能であ
る。スイッチ５２１は、５０Ｈｚ動作では開き、６０Ｈ
ｚ動作では閉じる。
【００３２】スイッチ５２１は、実施例では、図６のよ
うな逆極性で直列接続された２つのＦＥＴ６０１および
６０２によって実現される。図６には、図２の積分器２
２５を置き換える代表的なコントローラが示されてい
る。これは、図１の２乗回路１１５および１１７の出力
１３１および１３２に応答してＦＥＴ６０１および６０
２のゲートを制御する。演算増幅器６０５は所望の利得
Ｒ2a／Ｒ1a＝Ｒ2b／Ｒ1bを有し、リード６２０上に出力
電圧を生成する。この出力電圧は、Ｅmｓｉｎ（ωｔ）
の入力周波数に対する図１の評価回路の周波数誤差を表
す。演算増幅器６０５の代表的な利得は−１ボルト／ヘ
ルツである。５０Ｈｚ動作に対してスイッチ６０１およ
び６０２が開いている場合、６０Ｈｚの入力電圧波形が
評価器に加えられると、−１０Ｖの出力が演算増幅器６
０５からリード６２０上に現れる。図６のキャパシタ６
２２および６２３は、入力周波数が突然に変化すること
は稀であるという事実を利用して、１秒以上の応答時間
を与えるように選択される。
【００３３】図６の回路の動作は以下のように説明する
ことができる。図１の評価器が５０Ｈｚで動作している
場合、リード６２１の電圧は約−１５ボルトであり、リ
ード６２０上の電圧はほぼ０である。リード６２２上の
電圧は、抵抗分割器６４０および６４１の比によって決
定され、−５ボルトとなる。スイッチ６０１および６０
２はいずれも開いている（すなわち、ＦＥＴは非導通で
ある）。
【００３４】ＡＣ入力周波数が６０Ｈｚに変化すると、
２乗器１１７からの電圧（すなわちリード１３２）は１
１５からのもの（すなわちリード１３１）よりも小さく
なり、リード６２０上の電圧は−１０ボルトへと降下す
る。この電圧は、＋１０Ｈｚの周波数誤差を表す。コン
パレータ６０７が、リード６２１上の出力電圧を＋１５
ボルトに切り換え、スイッチ６０１および６０２を閉じ
（すなわち、ＦＥＴを導通させ）、リード６２０上の電
圧はほぼ０となる。リード６２２上の電圧は＋５ボルト
であり、リード６２１上のコンパレータ６０７の出力電
圧を＋１５ボルトに維持する。
【００３５】連続的に変動する入力周波数に対応するよ
うに積分器２０１および２０２の利得を制御するさらに
精巧な回路は、図２の回路において、乗算ディジタル・
アナログコンバータ、または、ギルバート乗算器セルに
基づくもののような完全アナログ乗算器を使用して積分
器２０１および２０２の利得を調整することによって、
実現することができる。連続可変入力周波数のコントロ
ーラを実現する効果的な方法を提供するためにマイクロ
プロセッサコントローラを使用することも可能である。
【００３６】５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの環境で完全に動
作可能な評価器の例を図７に概略的に示す。この評価回
路は本質的に図１の回路であるが、図６の回路構成によ
り修正されている。その動作は図１および図６について
の上記の説明から明らかである。これは、ピーク２乗電
圧を生成する出力７２１と、基本周波数で正弦波電圧を
生成する出力７２７とを有する。
【００３７】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、入
力電圧波形の基本波を追跡する出力を有する制御された
高調波発振器を利用することにより、ライン電圧ＶACの
Ｖrms 2またはＶpeak 2の値を評価すなわち導出する際に
使用する評価回路は、高速の応答を示し、これらの信号
に対してほぼリプルがなくなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】加えられるＡＣ電圧および理想正弦波ＡＣ入力
電圧を近似的に表す信号のピーク２乗値の大きさを決定
する評価回路の機能ブロック図である。
【図２】図１の回路で導出される信号に加えて、加えら
れるＡＣ電圧の基本正弦波の周波数を決定する評価回路
の機能ブロック図である。
【図３】ＡＣラインから給電される力率制御整流器回路
への応用に適した構造で実現される評価回路の実施例の
図である。
【図４】力率制御回路においてこのような評価回路を使
用した、ＡＣラインから給電される整流器の実施例の図
である。
【図５】２つの入力ライン周波数に対応するために図１
の回路で使用可能な積分器の図である。
【図６】図１の積分器として使用される回路が、異なる
周波数入力に自動的に応答するようにする回路の図であ
る。
【図７】異なる周波数入力に対して積分器の利得を自動
的に選択することを可能にするように図６の回路を組み
込んだ評価回路の図である。
【符号の説明】
１０１ 積分器 １０２ 積分器 １０７ 加算回路 １０９ 加算回路 １１０ 加算回路 １１１ 利得回路 １１３ 利得回路 １１５ ２乗回路 １１７ ２乗回路 １１９ 加算回路 ２０１ 積分器 ２０２ 積分器 ２１１ 利得回路 ２１３ 利得回路 ２２５ 積分器 ３０１ 積分器 ３０２ 積分器 ３０５ 入力端子 ３０６ 演算増幅器 ３０７ 抵抗網 ３１５ 乗算器チップ ３１７ 乗算器チップ ３１８ 加算回路 ３３５ 入力端子 ４０１ 入力端子 ４０２ 入力端子 ４０３ 整流器 ４０５ ブーストコンバータ ４０６ インダクタ ４０７ 被制御パワースイッチ ４０８ 整流ダイオード ４０９ 電荷蓄積キャパシタ ４１４ 評価器 ４１７ 制御回路 ４３１ 出力端子 ４３２ 出力端子 ５１０ 積分器 ５２１ スイッチ ５２２ 入力抵抗器 ５２３ 入力抵抗器 ６０１ ＦＥＴ ６０２ ＦＥＴ ６０５ 演算増幅器 ６２２ キャパシタ ６２３ キャパシタ
フロントページの続き (72)発明者 リチャード ウィリアム ファーリントン アメリカ合衆国、75149 テキサス、メス キート、サミュエル ブルバード 100番、 4725 (72)発明者 ウィリアム ペリー ウィルキンソン アメリカ合衆国、75087 テキサス、ロッ クウォール、レイクウェイ ドライブ 27

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 第１積分器の出力は第２積分器の入力に
    接続され、第２積分器の出力は第１積分器の入力に接続
    されてほぼ閉ループをなす、相互に直列接続された第１
    および第２の積分器（１０１、１０２）と、 ほぼ正弦波形の信号を受信する第１入力と、第２積分器
    の出力を受信する第２入力とを有する第１加算回路（１
    ０７）と、 第１加算回路の出力を、第２積分器に接続する接続手段
    と、 第１および第２積分器の信号出力をそれぞれ２乗するよ
    うに接続された第１および第２の信号レベル２乗回路
    （１１５、１１７）と、 第１および第２信号レベル２乗回路の信号出力を結合し
    て、ほぼ正弦波形の入力信号の２乗値である出力（１２
    １）を有する第２加算回路（１１９）とからなることを
    特徴とする、ほぼ正弦波形の信号から２乗信号値を導出
    する評価回路。
  2. 【請求項２】 前記接続手段が、 第１積分器と第２積分器の間の第１積分器への入力に利
    得を挿入する第１手段（１１１、１０９）と、 第１積分器と第２積分器の間の第２積分器への入力に利
    得を挿入する第２手段（１１３、１１０）とからなるこ
    とを特徴とする請求項１の回路。
  3. 【請求項３】 前記第１手段および第２手段が、利得源
    （１１１、１１３）と、前記閉ループ内に接続された加
    算回路（１０９、１１０）とからなることを特徴とする
    請求項２の回路。
  4. 【請求項４】 正弦波波形信号を積分して第１積分値を
    生成する第１積分ステップと、 第１積分値を積分して第２積分値を生成するステップ
    と、 第１積分値を２乗して第１の２乗値を生成するステップ
    と、 第２積分値を２乗して第２の２乗値を生成するステップ
    と、 第１の２乗値を第２の２乗値と加算して、ほぼ正弦波形
    の信号を表す非周期的な信号を生成するステップとから
    なることを特徴とする、ほぼ正弦波形の信号からピーク
    信号値を評価する方法。
  5. 【請求項５】 前記第１積分ステップの前に、前記ほぼ
    正弦波形の信号を被制御利得によって増幅する増幅ステ
    ップをさらに有することを特徴とする請求項４の方法。
  6. 【請求項６】 第１および第２の２乗値を積分し組み合
    わせて、前記ほぼ正弦波形の信号の基本周波数を表す値
    を生成するステップをさらに有することを特徴とする請
    求項５の方法。
  7. 【請求項７】 前記増幅ステップが、能動力率向上回路
    の所望の回路アドミタンスを制御するために選択される
    値の利得を挿入するように利得を選択するステップをさ
    らに有することを特徴とする請求項６の方法。
JP6165831A 1993-06-25 1994-06-27 ピーク信号値を評価する方法および評価回路 Pending JPH07174796A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US083747 1993-06-25
US08/083,747 US5450029A (en) 1993-06-25 1993-06-25 Circuit for estimating a peak or RMS value of a sinusoidal voltage waveform

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH07174796A true JPH07174796A (ja) 1995-07-14

Family

ID=22180437

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP6165831A Pending JPH07174796A (ja) 1993-06-25 1994-06-27 ピーク信号値を評価する方法および評価回路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5450029A (ja)
EP (1) EP0631371A3 (ja)
JP (1) JPH07174796A (ja)
CN (1) CN1109607A (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104423413A (zh) * 2013-08-30 2015-03-18 英特尔移动通信有限责任公司 用于控制过程变量的控制器和方法以及包括功率供应和控制器的功率供应电路

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5572416A (en) * 1994-06-09 1996-11-05 Lucent Technologies Inc. Isolated input current sense means for high power factor rectifier
US5847942A (en) * 1996-05-30 1998-12-08 Unitrode Corporation Controller for isolated boost converter with improved detection of RMS input voltage for distortion reduction and having load-dependent overlap conduction delay of shunt MOSFET
US6084786A (en) * 1999-01-29 2000-07-04 Hamilton Sundstrand Corporation Converter system with power factor and DC ripple control
US20020145415A1 (en) * 2001-04-09 2002-10-10 Vanremmen William John Method and apparatus for determining the instantaneous power of a sinusoidal signal
FR2826126B1 (fr) * 2001-06-15 2003-12-19 Commissariat Energie Atomique Dispositif de diminution du trainage et du courant d'obscurite d'un detecteur de particules, notamment d'un detecteur de photons
AU2003201234A1 (en) 2002-01-11 2003-07-24 Precisionh2 Inc. Power factor controller
US6725169B2 (en) * 2002-03-07 2004-04-20 Honeywell International Inc. Methods and apparatus for automatic gain control
CN100543479C (zh) * 2006-03-31 2009-09-23 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 电压突波计算***及方法
EP2131468B1 (en) * 2008-05-29 2010-07-28 Cirprotec, S.L. Combined device for electrical protection against transient, temporary and permanent overvoltages
US8461923B2 (en) * 2009-11-23 2013-06-11 Hittite Microwave Norway As Logarithmic mean-square power detector with servo control loop
TWI472776B (zh) * 2009-11-23 2015-02-11 Hittite Microwave Corp 對數均方功率檢測器
US9625498B2 (en) 2010-09-17 2017-04-18 Hittite Microwave Llc RMS and envelope detector
US8823356B2 (en) * 2011-03-21 2014-09-02 Solarbridge Technologies, Inc. Supply voltage auto-sensing
US9185760B1 (en) * 2011-10-13 2015-11-10 Marvell International Ltd. Alternating current (AC) line voltage determination
CN103560662B (zh) * 2013-10-31 2016-04-06 广州金升阳科技有限公司 一种pfc控制方法和控制装置
CN104198825A (zh) * 2014-08-05 2014-12-10 广东电网公司电力科学研究院 检测电力***中信号幅值的方法及***
CN104218894B (zh) * 2014-09-09 2017-02-01 广东电网公司电力科学研究院 调幅信号包络检波方法和***
CN104360092B (zh) * 2014-10-10 2017-12-26 广东电网有限责任公司电力科学研究院 瞬时转速测量方法
CN105548667B (zh) * 2016-03-07 2018-07-20 温州大学激光与光电智能制造研究院 一种交流信号有效值测量装置
KR20170132921A (ko) * 2016-05-24 2017-12-05 현대자동차주식회사 교류전원의 rms 추정 방법 및 시스템
CN108020720A (zh) * 2017-11-08 2018-05-11 中国航空工业集团公司金城南京机电液压工程研究中心 基于fpga的正弦信号实时解算方法
CN108181529B (zh) * 2018-01-08 2020-08-18 广东美的暖通设备有限公司 供电控制方法、存储介质、装置、电路和电力电子设备
CN108876088A (zh) * 2018-04-19 2018-11-23 国电南京自动化股份有限公司 一种基于积分算法的电气量有效值计算方法
CN112525393B (zh) * 2020-11-26 2022-06-28 交控科技股份有限公司 道岔阻力纠偏和道岔电流报警方法、装置和电子设备

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AT270800B (de) * 1967-05-22 1969-05-12 Elin Union Ag Einrichtung zur Ermittlung des Effektivwertes einer Wechselspannung
US3543288A (en) * 1968-05-27 1970-11-24 Zeltex Inc Apparatus and method for producing a square-law function
US3681700A (en) * 1969-09-29 1972-08-01 Northrop Corp Accurate square-law detector circuit
DE2063105C3 (de) * 1970-12-16 1978-04-13 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Verfahren zur Erfassung der Wirkleistung in einem einphasigen Wechselstromnetz
US4005283A (en) * 1975-09-22 1977-01-25 Rockwell International Corporation Squaring circuit apparatus
DE2726282C3 (de) * 1977-06-10 1979-12-20 Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen Spannungsmeßanordnung für Momentanwerte
US4222096A (en) * 1978-12-05 1980-09-09 Lutron Electronics Co., Inc. D-C Power supply circuit with high power factor
US4435677A (en) * 1981-11-27 1984-03-06 Xerox Corporation Rms voltage controller
US4412277A (en) * 1982-09-03 1983-10-25 Rockwell International Corporation AC-DC Converter having an improved power factor
US4585961A (en) * 1984-01-19 1986-04-29 At&T Bell Laboratories Semiconductor integrated circuit for squaring a signal with suppression of the linear component
US4677366A (en) * 1986-05-12 1987-06-30 Pioneer Research, Inc. Unity power factor power supply
US4835421A (en) * 1988-03-18 1989-05-30 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Squaring circuits in MOS integrated circuit technology
DE3824557A1 (de) * 1988-07-20 1990-01-25 Thomson Brandt Gmbh Schaltung zur umwandlung
US5126931A (en) * 1990-09-07 1992-06-30 Itt Corporation Fixed frequency single ended forward converter switching at zero voltage

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104423413A (zh) * 2013-08-30 2015-03-18 英特尔移动通信有限责任公司 用于控制过程变量的控制器和方法以及包括功率供应和控制器的功率供应电路

Also Published As

Publication number Publication date
US5450029A (en) 1995-09-12
CN1109607A (zh) 1995-10-04
EP0631371A2 (en) 1994-12-28
EP0631371A3 (en) 1995-04-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH07174796A (ja) ピーク信号値を評価する方法および評価回路
Dixon et al. Control system for three-phase active power filter which simultaneously compensates power factor and unbalanced loads
US6178101B1 (en) Power supply regulation
Henze et al. A digitally controlled ac to dc power conditioner that draws sinusoidal input current
US5532918A (en) High power factor switched DC power supply
EP0436980B1 (en) Power supply with improved power factor correction
US6373734B1 (en) Power factor correction control circuit and power supply including same
EP0637789B1 (en) Power factor control arrangement for an ols based on quarter cycle averaged power flow
US5602465A (en) Method and circuit to improve output voltage regulation and noise rejection of a power factor control stage
US5959852A (en) Unity power factor power supply for use with variable frequency power sources
JP3445396B2 (ja) 力率改善回路
US7239043B2 (en) Power conversion apparatus and methods using an adaptive waveform reference
JP3225825B2 (ja) Ａｃ／ｄｃ変換装置
US5053939A (en) Control of PWM inverters by pattern development from stored constants relating D.C. link harmonics to output distortion
JPS6042717B2 (ja) 誘導電動機用電力制御装置
Malesani et al. Active power filter with hybrid energy storage
US7098631B2 (en) Method and control circuit for power factor correction
Chiang et al. Single-phase three-wire transformerless inverter
Pandey et al. Uncertainty estimator based sliding mode control schemes for multimode noninverting buck-boost dc-dc converter
JPH0799782A (ja) 平頂波形発生器及びそれを用いたパルス幅変調器
CN112803751B (zh) 功率因数校正电路的控制信号产生方法、控制装置及电源
JPH07131984A (ja) 直流電源装置
JP3183559B2 (ja) 交流電子負荷装置
JPS5943918B2 (ja) ３相交流誘導電動機用力率制御装置
Kim et al. Digital control scheme of UPS inverter to improve the dynamic response