JPH07170300A - 送信装置 - Google Patents
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- JPH07170300A JPH07170300A JP6220887A JP22088794A JPH07170300A JP H07170300 A JPH07170300 A JP H07170300A JP 6220887 A JP6220887 A JP 6220887A JP 22088794 A JP22088794 A JP 22088794A JP H07170300 A JPH07170300 A JP H07170300A
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- H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
- H03M13/253—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with concatenated codes
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- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/13—Linear codes
- H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
- H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
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- H03M13/25—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM]
- H03M13/256—Error detection or forward error correction by signal space coding, i.e. adding redundancy in the signal constellation, e.g. Trellis Coded Modulation [TCM] with trellis coding, e.g. with convolutional codes and TCM
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- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
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- H03M13/37—Decoding methods or techniques, not specific to the particular type of coding provided for in groups H03M13/03 - H03M13/35
- H03M13/39—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes
- H03M13/41—Sequence estimation, i.e. using statistical methods for the reconstruction of the original codes using the Viterbi algorithm or Viterbi processors
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/63—Joint error correction and other techniques
- H03M13/6331—Error control coding in combination with equalisation
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
- H04L27/3416—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes
- H04L27/3427—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation
- H04L27/3438—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power in which the information is carried by both the individual signal points and the subset to which the individual points belong, e.g. using coset coding, lattice coding, or related schemes in which the constellation is the n - fold Cartesian product of a single underlying two-dimensional constellation using an underlying generalised cross constellation
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 連接符号により、帯域幅効率が良いのみなら
ず、ガウシアンノイズおよびインパルスノイズに対する
耐性を実現する。 【構成】 送信装置は、入力されたビットに応答して所
定数の冗長ビットを生成するリード・ソロモン符号器
と、リード・ソロモン符号器に直列に接続された多次元
トレリス符号器と、リード・ソロモン符号器にデータビ
ットのストリームを送る手段と、リード・ソロモン符号
器から出力されたビットをトレリス符号器に送る手段
と、トレリス符号器から出力されたビットに応答して所
定のＱＡＭ信号コンステレーションから選択されたチャ
ネルシンボルを生成するマッピング手段とからなり、リ
ード・ソロモン符号器によって生成される冗長ビット数
が平均でシンボルあたり０．３７５ビットを超えないこ
とを特徴とする。
ず、ガウシアンノイズおよびインパルスノイズに対する
耐性を実現する。 【構成】 送信装置は、入力されたビットに応答して所
定数の冗長ビットを生成するリード・ソロモン符号器
と、リード・ソロモン符号器に直列に接続された多次元
トレリス符号器と、リード・ソロモン符号器にデータビ
ットのストリームを送る手段と、リード・ソロモン符号
器から出力されたビットをトレリス符号器に送る手段
と、トレリス符号器から出力されたビットに応答して所
定のＱＡＭ信号コンステレーションから選択されたチャ
ネルシンボルを生成するマッピング手段とからなり、リ
ード・ソロモン符号器によって生成される冗長ビット数
が平均でシンボルあたり０．３７５ビットを超えないこ
とを特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば圧縮ディジタル
テレビジョン信号のケーブル伝送および無線伝送に有用
な、リード・ソロモン符号と多次元トレリス符号化変調
の連接符号に関する。
テレビジョン信号のケーブル伝送および無線伝送に有用
な、リード・ソロモン符号と多次元トレリス符号化変調
の連接符号に関する。
【０００２】
【従来の技術】圧縮ディジタルテレビジョン信号のケー
ブル伝送および無線伝送はガウシアンノイズおよびイン
パルスノイズの両方を受けやすい。その結果、この伝送
の帯域幅効率を増加させる方式は、ガウシアンノイズお
よびインパルスノイズの両方に対する耐性を備えなけれ
ばならない。
ブル伝送および無線伝送はガウシアンノイズおよびイン
パルスノイズの両方を受けやすい。その結果、この伝送
の帯域幅効率を増加させる方式は、ガウシアンノイズお
よびインパルスノイズの両方に対する耐性を備えなけれ
ばならない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このようなノイズ耐性
を備えた従来のシステムは複雑であり従って高価であ
り、特に、チャネルのデータレートが高い場合はそうで
ある。しかし、ケーブルテレビジョン受信装置のような
消費者製品は、市場で広く成功するには妥当な価格でな
ければならない。
を備えた従来のシステムは複雑であり従って高価であ
り、特に、チャネルのデータレートが高い場合はそうで
ある。しかし、ケーブルテレビジョン受信装置のような
消費者製品は、市場で広く成功するには妥当な価格でな
ければならない。
【０００４】
【課題を解決するための手段】内符号として多次元トレ
リス符号を使用し、外符号として冗長性の低いリード・
ソロモン符号を使用した連接符号を実現する。この連接
符号は、帯域幅効率が良いのみならず、ガウシアンノイ
ズおよびインパルスノイズに対する耐性がある。本発明
によれば、内符号として多次元トレリス符号化変調を使
用することは、与えられた帯域幅効率に対して、複雑さ
を低くし、性能を高め、コンステレーションを小さくす
るという効果を奏する。冗長性の低いリード・ソロモン
符号は、与えられた帯域幅効率に対して、使用するコン
ステレーションを小さくすることができるため、より複
雑な、冗長性の高いリード・ソロモン符号を使用して得
られるよりも性能がよい。本発明の実施例では、トレリ
ス符号はＱＡＭコンステレーションからシンボルを選択
し、リード・ソロモン符号はコンステレーションのシン
ボルあたり平均０．３７５個以下の冗長ビットを生成す
る。本発明の他の実施例では、リード・ソロモン符号
は、平均で、多次元トレリス符号によって生成されるも
の以下の冗長ビットを生成し、リード・ソロモン符号語
あたり３個以下のリード・ソロモンシンボル誤りを訂正
する。
リス符号を使用し、外符号として冗長性の低いリード・
ソロモン符号を使用した連接符号を実現する。この連接
符号は、帯域幅効率が良いのみならず、ガウシアンノイ
ズおよびインパルスノイズに対する耐性がある。本発明
によれば、内符号として多次元トレリス符号化変調を使
用することは、与えられた帯域幅効率に対して、複雑さ
を低くし、性能を高め、コンステレーションを小さくす
るという効果を奏する。冗長性の低いリード・ソロモン
符号は、与えられた帯域幅効率に対して、使用するコン
ステレーションを小さくすることができるため、より複
雑な、冗長性の高いリード・ソロモン符号を使用して得
られるよりも性能がよい。本発明の実施例では、トレリ
ス符号はＱＡＭコンステレーションからシンボルを選択
し、リード・ソロモン符号はコンステレーションのシン
ボルあたり平均０．３７５個以下の冗長ビットを生成す
る。本発明の他の実施例では、リード・ソロモン符号
は、平均で、多次元トレリス符号によって生成されるも
の以下の冗長ビットを生成し、リード・ソロモン符号語
あたり３個以下のリード・ソロモンシンボル誤りを訂正
する。
【０００５】
【実施例】図１に、送信器１００のブロック図を示す。
送信器１００は、複数のチャネル符号器１０２と、シン
ボルマルチプレクサ１０４と、変調器１０６とを有す
る。個々のチャネル符号器１０２はそれぞれ相異なるビ
デオプログラムを同一のケーブルチャネル１０８へ送信
するために使用される。図示した実施例では、送信器１
００はこのようなチャネル符号器を１２個有し、それぞ
れ相異なるビデオプログラムを受信する。各チャネル符
号器は公称ビットレート３．２５Ｍｂｐｓ（実際のビッ
トレートは、送信信号に加えられるフレーミングシンボ
ルのようなオーバヘッドの結果としてわずかに小さくな
る）でデータを受信し、シンボルマルチプレクサ１０４
へ公称シンボルレート４４８Ｋｂａｕｄでシンボルのシ
ーケンス｛Ｐn (i)｝を出力する。ここで「シンボル」と
いう用語は２次元（２Ｄ）ＱＡＭコンステレーションの
信号点をいう。
送信器１００は、複数のチャネル符号器１０２と、シン
ボルマルチプレクサ１０４と、変調器１０６とを有す
る。個々のチャネル符号器１０２はそれぞれ相異なるビ
デオプログラムを同一のケーブルチャネル１０８へ送信
するために使用される。図示した実施例では、送信器１
００はこのようなチャネル符号器を１２個有し、それぞ
れ相異なるビデオプログラムを受信する。各チャネル符
号器は公称ビットレート３．２５Ｍｂｐｓ（実際のビッ
トレートは、送信信号に加えられるフレーミングシンボ
ルのようなオーバヘッドの結果としてわずかに小さくな
る）でデータを受信し、シンボルマルチプレクサ１０４
へ公称シンボルレート４４８Ｋｂａｕｄでシンボルのシ
ーケンス｛Ｐn (i)｝を出力する。ここで「シンボル」と
いう用語は２次元（２Ｄ）ＱＡＭコンステレーションの
信号点をいう。
【０００６】シンボルマルチプレクサ１０４は、１２個
のチャネル符号器１０２から受信した１２個のシンボル
シーケンスを、シンボルレート５．３８Ｍｂａｕｄの単
一の出力シンボルシーケンス｛Ｑn｝に多重化する。シ
ンボルマルチプレクサ１０４はシンボルごとに多重化動
作を実行する。（ここではシンボルマルチプレクサ１０
４は簡単のためにシンボルを多重化するように動作する
ものとして記載しているが、マルチプレクサは、実際に
は、さまざまなチャネル符号器からのシンボルに対応す
るビットグループをビットグループごとに多重化するこ
とも可能である。）すなわち、マルチプレクサはシンボ
ルシーケンス｛Ｐn (1)｝から１個のシンボルをとった
後、シンボルシーケンス｛Ｐn (2)｝からシンボルをと
り、などとして｛Ｐn (12)｝まで行い、その後、再びシ
ンボルシーケンス｛Ｐn (1)｝からシンボルをとることに
よってこのプロセスを繰り返す。シンボルマルチプレク
サ１０４は相異なる入力シーケンスのシンボルを区別す
るのに必要な適当なフレーミングシンボルを挿入する。
フレーミングは通常のように実行される。多重化された
出力シンボルシーケンス｛Ｑn｝は変調器１０６に送ら
れる。
のチャネル符号器１０２から受信した１２個のシンボル
シーケンスを、シンボルレート５．３８Ｍｂａｕｄの単
一の出力シンボルシーケンス｛Ｑn｝に多重化する。シ
ンボルマルチプレクサ１０４はシンボルごとに多重化動
作を実行する。（ここではシンボルマルチプレクサ１０
４は簡単のためにシンボルを多重化するように動作する
ものとして記載しているが、マルチプレクサは、実際に
は、さまざまなチャネル符号器からのシンボルに対応す
るビットグループをビットグループごとに多重化するこ
とも可能である。）すなわち、マルチプレクサはシンボ
ルシーケンス｛Ｐn (1)｝から１個のシンボルをとった
後、シンボルシーケンス｛Ｐn (2)｝からシンボルをと
り、などとして｛Ｐn (12)｝まで行い、その後、再びシ
ンボルシーケンス｛Ｐn (1)｝からシンボルをとることに
よってこのプロセスを繰り返す。シンボルマルチプレク
サ１０４は相異なる入力シーケンスのシンボルを区別す
るのに必要な適当なフレーミングシンボルを挿入する。
フレーミングは通常のように実行される。多重化された
出力シンボルシーケンス｛Ｑn｝は変調器１０６に送ら
れる。
【０００７】後で説明するように、シンボルごとの多重
化はバースト状ノイズ（インパルスノイズを含む）の影
響を軽減し、受信器における処理速度の条件を大幅に緩
和する。シンボルごとの多重化は、１１個のシンボル
（他の１１個のビデオソースからのシンボルに対応す
る）によって、チャネル１０８上の与えられたビデオソ
ースｉからのシンボルを分離することにより、受信器に
おけるバースト状ノイズの影響を軽減する。シンボルマ
ルチプレクサ１０４の動作はさらに、受信器２００が、
チャネル１０８から受信した与えられた１２個のシンボ
ルシーケンスにおいてただ１つのシンボルのみに選択的
に作用し、与えられたビデオプログラムｉからのデータ
ビットを復元することを可能にする。このようにして、
受信器は、シンボルがチャネル１０８を通じて伝送され
るレート（「シグナリングレート」ともいう）のある割
合で動作することが可能である。図１および図２の実施
例では、受信器２００はシグナリングレートの１／１２
で動作する。これによって受信器の複雑さが軽減され
る。
化はバースト状ノイズ（インパルスノイズを含む）の影
響を軽減し、受信器における処理速度の条件を大幅に緩
和する。シンボルごとの多重化は、１１個のシンボル
（他の１１個のビデオソースからのシンボルに対応す
る）によって、チャネル１０８上の与えられたビデオソ
ースｉからのシンボルを分離することにより、受信器に
おけるバースト状ノイズの影響を軽減する。シンボルマ
ルチプレクサ１０４の動作はさらに、受信器２００が、
チャネル１０８から受信した与えられた１２個のシンボ
ルシーケンスにおいてただ１つのシンボルのみに選択的
に作用し、与えられたビデオプログラムｉからのデータ
ビットを復元することを可能にする。このようにして、
受信器は、シンボルがチャネル１０８を通じて伝送され
るレート（「シグナリングレート」ともいう）のある割
合で動作することが可能である。図１および図２の実施
例では、受信器２００はシグナリングレートの１／１２
で動作する。これによって受信器の複雑さが軽減され
る。
【０００８】変調器１０６は、出力シンボルシーケンス
を６ＭＨｚの信号へと変調する。変調器１０６は、出力
信号を発生するのに必要な従来のパルス整形フィルタお
よびその他の従来の要素を有する。代表的なアプリケー
ションでは、個別の送信器／変調器がそれぞれ６ＭＨｚ
のケーブルチャネル用に設けられ、各送信器がいくつか
の（例えば１２個の）ビデオプログラムをそれぞれのケ
ーブルチャネル上に多重化する。あるいは、変調器は、
シンボルマルチプレクサ１０４から受信したシンボルシ
ーケンス｛Ｑn｝を、共通キャリア周波数での伝送用に
従来のようにして他の中間周波数と組み合わせることが
可能な都合の良い中間周波数に変調することによって、
サブキャリア変調を実行するように構成することも可能
である。
を６ＭＨｚの信号へと変調する。変調器１０６は、出力
信号を発生するのに必要な従来のパルス整形フィルタお
よびその他の従来の要素を有する。代表的なアプリケー
ションでは、個別の送信器／変調器がそれぞれ６ＭＨｚ
のケーブルチャネル用に設けられ、各送信器がいくつか
の（例えば１２個の）ビデオプログラムをそれぞれのケ
ーブルチャネル上に多重化する。あるいは、変調器は、
シンボルマルチプレクサ１０４から受信したシンボルシ
ーケンス｛Ｑn｝を、共通キャリア周波数での伝送用に
従来のようにして他の中間周波数と組み合わせることが
可能な都合の良い中間周波数に変調することによって、
サブキャリア変調を実行するように構成することも可能
である。
【０００９】図２に、ケーブルチャネル１０８で受信し
た６ＭＨｚ信号から単一のビデオプログラムｉを受信す
る受信器２００を示す。受信器２００は、復調器２０２
と、等化器２０４と、チャネル復号器２０６とを有す
る。復調器２０２は、受信した６ＭＨｚ信号を復調し、
必要なフィルタリングおよびＡ／Ｄ変換を実行して、サ
ンプリングレート１０．７６ＭＨｚで複素サンプルのシ
ーケンスを生成する。等化器２０４（詳細は後述）は、
復調器２０２からサンプルを受信し、等化したシンボル
のシーケンス｛Ｐ■ n (i)｝を４４８Ｋｂａｕｄのレート
で出力する。等化器２０４からの出力シンボルシーケン
スは、シンボルマルチプレクサ１０４によって６ＭＨｚ
ケーブル信号へと多重化された１２個のビデオプログラ
ムのうちの１つに対応する。等化器２０４は、データシ
ンボルに伴うフレーミングシンボルから、復調器２０２
からのどのシンボル出力を等化すべきかを判断する。チ
ャネル復号器２０６（後述）は、等化器２０４から受信
したシンボルシーケンスを復号して、選択したビデオプ
ログラムｉに対応するデータビットのストリームを出力
する。
た６ＭＨｚ信号から単一のビデオプログラムｉを受信す
る受信器２００を示す。受信器２００は、復調器２０２
と、等化器２０４と、チャネル復号器２０６とを有す
る。復調器２０２は、受信した６ＭＨｚ信号を復調し、
必要なフィルタリングおよびＡ／Ｄ変換を実行して、サ
ンプリングレート１０．７６ＭＨｚで複素サンプルのシ
ーケンスを生成する。等化器２０４（詳細は後述）は、
復調器２０２からサンプルを受信し、等化したシンボル
のシーケンス｛Ｐ■ n (i)｝を４４８Ｋｂａｕｄのレート
で出力する。等化器２０４からの出力シンボルシーケン
スは、シンボルマルチプレクサ１０４によって６ＭＨｚ
ケーブル信号へと多重化された１２個のビデオプログラ
ムのうちの１つに対応する。等化器２０４は、データシ
ンボルに伴うフレーミングシンボルから、復調器２０２
からのどのシンボル出力を等化すべきかを判断する。チ
ャネル復号器２０６（後述）は、等化器２０４から受信
したシンボルシーケンスを復号して、選択したビデオプ
ログラムｉに対応するデータビットのストリームを出力
する。
【００１０】送信器１００の説明に戻り、図３に、本発
明の原理に従って構成されたチャネル符号器１０２の実
施例を示す。チャネル符号器１０２は、リードソロモン
（ＲＳ）符号器３００と、バイトインタリーバ３０２
と、トレリス符号器３０４と、コンステレーションマッ
パ３０６とを有する。ＲＳ符号器３００およびトレリス
符号器３０４はそれぞれ外符号および内符号であって、
これらは本発明の連接符号を形成する。バイトインタリ
ーバ３０２（および受信器でこれに対応するデインタリ
ーバ）は、チャネルおよび受信器のフロントエンドから
来る可能性のあるバースト状ノイズに対処する受信器の
能力を強化する。
明の原理に従って構成されたチャネル符号器１０２の実
施例を示す。チャネル符号器１０２は、リードソロモン
（ＲＳ）符号器３００と、バイトインタリーバ３０２
と、トレリス符号器３０４と、コンステレーションマッ
パ３０６とを有する。ＲＳ符号器３００およびトレリス
符号器３０４はそれぞれ外符号および内符号であって、
これらは本発明の連接符号を形成する。バイトインタリ
ーバ３０２（および受信器でこれに対応するデインタリ
ーバ）は、チャネルおよび受信器のフロントエンドから
来る可能性のあるバースト状ノイズに対処する受信器の
能力を強化する。
【００１１】発明者は、ケーブルテレビジョンチャネル
にデータを伝送する際に使用する符号を設計する場合の
重要な判断基準は、インパルスノイズに対する保護を行
いつつ、最大のガウシアンノイズ耐性を得ることである
ことを認識した。発明者は、内符号として多次元トレリ
ス符号（すなわち、Ｎを１より大きい整数として、２Ｎ
次元トレリス符号）、および、外符号としてＲＳ符号か
らなる連接符号は、リードソロモン符号器によって導入
される冗長性がコンステレーションのシンボルあたり
０．３７５ビット以下である場合には、従来の符号化法
式よりも優れた性能を有することを発見した。好ましい
実施例では、外符号であるリードソロモン符号によって
導入される冗長性は、内符号であるトレリス符号化変調
によって導入される冗長性を超えない。しかし、トレリ
ス符号の次元によって、ＲＳ符号がトレリス符号器より
多い冗長ビットを生成することが好ましい場合、ＲＳ符
号はコンステレーションのシンボルあたり高々平均０．
３７５個の冗長ビットを導入するようにするのが好まし
い。さらに好ましい実施例では、トレリス符号は４次元
（４Ｄ）符号であり、ＲＳ符号は高々３重誤り訂正ＲＳ
符号である。すなわち、ＲＳ符号はＲＳ符号語あたり３
個以下のＲＳシンボル誤りを訂正する。発明者は、２重
誤り訂正および３重誤り訂正のＲＳ符号が最良の性能を
有することを発見した。発明者は、外符号として３重誤
り訂正より大きいＲＳ符号を使用することは、より強力
なＲＳ符号を使用することによって達成可能な利得を帳
消しにするような帯域幅およびパワー効率の縮小を引き
起こすことを認識した。
にデータを伝送する際に使用する符号を設計する場合の
重要な判断基準は、インパルスノイズに対する保護を行
いつつ、最大のガウシアンノイズ耐性を得ることである
ことを認識した。発明者は、内符号として多次元トレリ
ス符号（すなわち、Ｎを１より大きい整数として、２Ｎ
次元トレリス符号）、および、外符号としてＲＳ符号か
らなる連接符号は、リードソロモン符号器によって導入
される冗長性がコンステレーションのシンボルあたり
０．３７５ビット以下である場合には、従来の符号化法
式よりも優れた性能を有することを発見した。好ましい
実施例では、外符号であるリードソロモン符号によって
導入される冗長性は、内符号であるトレリス符号化変調
によって導入される冗長性を超えない。しかし、トレリ
ス符号の次元によって、ＲＳ符号がトレリス符号器より
多い冗長ビットを生成することが好ましい場合、ＲＳ符
号はコンステレーションのシンボルあたり高々平均０．
３７５個の冗長ビットを導入するようにするのが好まし
い。さらに好ましい実施例では、トレリス符号は４次元
（４Ｄ）符号であり、ＲＳ符号は高々３重誤り訂正ＲＳ
符号である。すなわち、ＲＳ符号はＲＳ符号語あたり３
個以下のＲＳシンボル誤りを訂正する。発明者は、２重
誤り訂正および３重誤り訂正のＲＳ符号が最良の性能を
有することを発見した。発明者は、外符号として３重誤
り訂正より大きいＲＳ符号を使用することは、より強力
なＲＳ符号を使用することによって達成可能な利得を帳
消しにするような帯域幅およびパワー効率の縮小を引き
起こすことを認識した。
【００１２】上記では、所定数の誤りを訂正するＲＳ符
号の場合の連接符号を説明したが、当業者には明らかな
ように、ＲＳ符号は、符号が訂正可能な各誤りの代わり
に２つの消失を訂正することも可能である。例えば、２
重誤り訂正ＲＳ符号は、２個の誤り、１個の誤りおよび
２個の消失、または４個の消失を訂正することができ
る。
号の場合の連接符号を説明したが、当業者には明らかな
ように、ＲＳ符号は、符号が訂正可能な各誤りの代わり
に２つの消失を訂正することも可能である。例えば、２
重誤り訂正ＲＳ符号は、２個の誤り、１個の誤りおよび
２個の消失、または４個の消失を訂正することができ
る。
【００１３】ＲＳ符号器３００は、例えば、２個のＲＳ
シンボル誤りを訂正可能な有限体ＧＦ（２8）上のＲＳ
（１２０，１１６）である。この場合各ＲＳシンボルは
８ビットからなる。ＲＳ符号器３００は、選択されたビ
デオプログラムｉのデータを公称レート３．２５Ｍｂｐ
ｓで受信し、３．３６Ｍｂｐｓでデータをバイトインタ
リーバ３０２に出力する。ＲＳ符号器は１１６個のＲＳ
シンボルのフレームを受信し、受信した１１６個のＲＳ
シンボルおよび４個の冗長ＲＳシンボルを含む１２０個
のＲＳシンボルのフレームを出力する。１２０個のＲＳ
シンボルの各フレームを「ＲＳ符号語」という。バイト
インタリーバ３０２はＲＳ符号器３００から出力された
ＲＳシンボルをインタリーブする。バイトインタリーバ
３０２は、３０行×１２０列のＲＳシンボルからなるバ
ッファ（図示せず）を有する。ＲＳ符号器３００から出
力されたＲＳシンボルは行ごとにこのバッファに読み込
まれ、列ごとにバッファから読み出される。その後バイ
トインタリーバはバッファから読み出されたＲＳシンボ
ルのシーケンスをビットのストリームに変換し、このビ
ットストリームはトレリス符号器３０４に出力される。
シンボル誤りを訂正可能な有限体ＧＦ（２8）上のＲＳ
（１２０，１１６）である。この場合各ＲＳシンボルは
８ビットからなる。ＲＳ符号器３００は、選択されたビ
デオプログラムｉのデータを公称レート３．２５Ｍｂｐ
ｓで受信し、３．３６Ｍｂｐｓでデータをバイトインタ
リーバ３０２に出力する。ＲＳ符号器は１１６個のＲＳ
シンボルのフレームを受信し、受信した１１６個のＲＳ
シンボルおよび４個の冗長ＲＳシンボルを含む１２０個
のＲＳシンボルのフレームを出力する。１２０個のＲＳ
シンボルの各フレームを「ＲＳ符号語」という。バイト
インタリーバ３０２はＲＳ符号器３００から出力された
ＲＳシンボルをインタリーブする。バイトインタリーバ
３０２は、３０行×１２０列のＲＳシンボルからなるバ
ッファ（図示せず）を有する。ＲＳ符号器３００から出
力されたＲＳシンボルは行ごとにこのバッファに読み込
まれ、列ごとにバッファから読み出される。その後バイ
トインタリーバはバッファから読み出されたＲＳシンボ
ルのシーケンスをビットのストリームに変換し、このビ
ットストリームはトレリス符号器３０４に出力される。
【００１４】トレリス符号器３０４は例えば４Ｄ８状態
トレリス符号器であり、バイトインタリーバ３０２から
のビットを符号化し、図４のコンステレーションからシ
ンボルを選択するために、トレリス符号化したビットを
コンステレーションマッパ３０６に出力する。
トレリス符号器であり、バイトインタリーバ３０２から
のビットを符号化し、図４のコンステレーションからシ
ンボルを選択するために、トレリス符号化したビットを
コンステレーションマッパ３０６に出力する。
【００１５】図４に、２Ｄ２５６ＱＡＭコンステレーシ
ョンを示す。ここで使用しているように、ＱＡＭコンス
テレーションは、複数振幅、複数位相のコンステレーシ
ョンであり、正方形コンステレーションである必要はな
い。コンステレーションは、伝送信号のピークおよび平
均のパワーを縮小するために円形であるように選択する
のが望ましい。このコンステレーションは９０度の位相
対称性を有する。すなわち、このコンステレーション
は、９０度、１８０度、および２７０度の位相回転に対
して不変である。コンステレーションは４個の２Ｄサブ
セット、Ａ、Ｂ、Ｃ、およびＤに分割される。２16点４
Ｄコンステレーションは、１対の２Ｄ２５６ＱＡＭコン
ステレーションを連接することによって形成される。４
Ｄコンステレーションは、８個の４Ｄサブセット０〜７
に分割される。各４Ｄサブセットは図５に示すように２
対の２Ｄサブセットからなる。例えば、４Ｄサブセット
０は２Ｄサブセット対（Ａ，Ａ）および（Ｂ，Ｂ）から
なる。
ョンを示す。ここで使用しているように、ＱＡＭコンス
テレーションは、複数振幅、複数位相のコンステレーシ
ョンであり、正方形コンステレーションである必要はな
い。コンステレーションは、伝送信号のピークおよび平
均のパワーを縮小するために円形であるように選択する
のが望ましい。このコンステレーションは９０度の位相
対称性を有する。すなわち、このコンステレーション
は、９０度、１８０度、および２７０度の位相回転に対
して不変である。コンステレーションは４個の２Ｄサブ
セット、Ａ、Ｂ、Ｃ、およびＤに分割される。２16点４
Ｄコンステレーションは、１対の２Ｄ２５６ＱＡＭコン
ステレーションを連接することによって形成される。４
Ｄコンステレーションは、８個の４Ｄサブセット０〜７
に分割される。各４Ｄサブセットは図５に示すように２
対の２Ｄサブセットからなる。例えば、４Ｄサブセット
０は２Ｄサブセット対（Ａ，Ａ）および（Ｂ，Ｂ）から
なる。
【００１６】図６に、図３のトレリス符号器３０４を詳
細に示す。トレリス符号器３０４は、ｍｏｄ４差分符号
器６００と、レート２／３畳込み符号器６０２と、２Ｄ
サブセット対セレクタ６０４と、ビットグルーピング手
段６０６とを有する。トレリス符号器３０４は、２つの
シグナリング間隔ｎおよびｎ＋１にわたって収集された
１５個の入力ビットＩ１n〜Ｉ１５nを受信する。コンス
テレーションの９０度、１８０度、および２７０度の位
相回転に対する耐性を備えるために、入力ビットのうち
の２つＩ３nおよびＩ２nは差分符号器６００によって差
分符号化される。差分符号器６００は、例えば、現在の
出力ビット対Ｉ３n′Ｉ２n′が前の入力対Ｉ３n-2′Ｉ
２n-2′と現在の入力ビット対Ｉ３nＩ２nのｍｏｄ４和
であるようなｍｏｄ４加算器である。
細に示す。トレリス符号器３０４は、ｍｏｄ４差分符号
器６００と、レート２／３畳込み符号器６０２と、２Ｄ
サブセット対セレクタ６０４と、ビットグルーピング手
段６０６とを有する。トレリス符号器３０４は、２つの
シグナリング間隔ｎおよびｎ＋１にわたって収集された
１５個の入力ビットＩ１n〜Ｉ１５nを受信する。コンス
テレーションの９０度、１８０度、および２７０度の位
相回転に対する耐性を備えるために、入力ビットのうち
の２つＩ３nおよびＩ２nは差分符号器６００によって差
分符号化される。差分符号器６００は、例えば、現在の
出力ビット対Ｉ３n′Ｉ２n′が前の入力対Ｉ３n-2′Ｉ
２n-2′と現在の入力ビット対Ｉ３nＩ２nのｍｏｄ４和
であるようなｍｏｄ４加算器である。
【００１７】１つの差分符号化されたビットＩ２n′
が、もう１つの入力ビットＩ１nとともに、畳込み符号
器６０２に入力され、畳込み符号器６０２は、３個の出
力ビットＹ２n、Ｙ１n、およびＹ０nを生成する。概念
的には、これらの３ビットはまず４Ｄコンステレーショ
ンから４ＤサブセットＹ２nＹ１nＹ０nを選択するため
に使用される。他の差分符号化ビットＩ３n′（これは
Ｙ３nとリネームされる）が次に、選択した４Ｄサブセ
ットから２Ｄサブセット対を選択するために使用され
る。次に、残りの１２個の非符号化入力ビット（Ｉ４n
〜Ｉ１５n）は２つのグループに分割される。各グルー
プは、選択した２Ｄサブセット対の２Ｄサブセットから
シンボルを選択するために使用される。
が、もう１つの入力ビットＩ１nとともに、畳込み符号
器６０２に入力され、畳込み符号器６０２は、３個の出
力ビットＹ２n、Ｙ１n、およびＹ０nを生成する。概念
的には、これらの３ビットはまず４Ｄコンステレーショ
ンから４ＤサブセットＹ２nＹ１nＹ０nを選択するため
に使用される。他の差分符号化ビットＩ３n′（これは
Ｙ３nとリネームされる）が次に、選択した４Ｄサブセ
ットから２Ｄサブセット対を選択するために使用され
る。次に、残りの１２個の非符号化入力ビット（Ｉ４n
〜Ｉ１５n）は２つのグループに分割される。各グルー
プは、選択した２Ｄサブセット対の２Ｄサブセットから
シンボルを選択するために使用される。
【００１８】実際の実装では、上記の３ステップ選択プ
ロセスは以下のように行われる。図６を参照して、ま
ず、差分畳込み符号器から出力される４ビットＹ３n、
Ｙ２n、Ｙ１n、およびＹ０nが、２Ｄサブセット対セレ
クタ６０４によって別の４ビットＺ１n、Ｚ０n、Ｚ１
n+1、およびＺ０n+1に変換される。図５のテーブルにこ
の変換の詳細を示す。ビットグルーピング手段６０６
は、この変換した４ビットと残りの１２個の非符号化入
力ビットをｍ＝ｎおよびｎ＋１に対する２つのグループ
｛Ｚ７m，Ｚ６m，．．．，Ｚ０m｝に分割する。特に、
ビットＩ１０n〜Ｉ１５nはそれぞれＺ２n〜Ｚ７nとリネ
ームされ、ビットＩ４n〜Ｉ９nはそれぞれＺ２n+1〜Ｚ
７n+1とリネームされる。各グループは、コンステレー
ションマッパ３０６（図３）によって、２Ｄ２５６ＱＡ
ＭコンステレーションからシンボルＰmを選択するため
に使用される。（このビットのグループは、前にシンボ
ルマルチプレクサ１０４に関して述べたビットグループ
である。）この選択は、図４のビットマッピングに従っ
て実行することができる。図面を単純化するため、図４
には、Ｚ７mＺ６m．．．Ｚ２mからサブセットＡ内のシ
ンボルへのマッピングしか示していない。この選択を実
行するため、以下の規則が適用される。（１）サブセッ
トＡ、Ｂ、Ｃ、およびＤに対応するＺ１mＺ０mのビット
パターンはそれぞれ００、１０、０１、および１１であ
る。（２）９０度、１８０度、または２７０度の位相回
転を通じて相互に到達する４個のシンボルには、Ｚ７m
Ｚ６m．．．Ｚ２mの同じビットパターンが割り当てられ
る。
ロセスは以下のように行われる。図６を参照して、ま
ず、差分畳込み符号器から出力される４ビットＹ３n、
Ｙ２n、Ｙ１n、およびＹ０nが、２Ｄサブセット対セレ
クタ６０４によって別の４ビットＺ１n、Ｚ０n、Ｚ１
n+1、およびＺ０n+1に変換される。図５のテーブルにこ
の変換の詳細を示す。ビットグルーピング手段６０６
は、この変換した４ビットと残りの１２個の非符号化入
力ビットをｍ＝ｎおよびｎ＋１に対する２つのグループ
｛Ｚ７m，Ｚ６m，．．．，Ｚ０m｝に分割する。特に、
ビットＩ１０n〜Ｉ１５nはそれぞれＺ２n〜Ｚ７nとリネ
ームされ、ビットＩ４n〜Ｉ９nはそれぞれＺ２n+1〜Ｚ
７n+1とリネームされる。各グループは、コンステレー
ションマッパ３０６（図３）によって、２Ｄ２５６ＱＡ
ＭコンステレーションからシンボルＰmを選択するため
に使用される。（このビットのグループは、前にシンボ
ルマルチプレクサ１０４に関して述べたビットグループ
である。）この選択は、図４のビットマッピングに従っ
て実行することができる。図面を単純化するため、図４
には、Ｚ７mＺ６m．．．Ｚ２mからサブセットＡ内のシ
ンボルへのマッピングしか示していない。この選択を実
行するため、以下の規則が適用される。（１）サブセッ
トＡ、Ｂ、Ｃ、およびＤに対応するＺ１mＺ０mのビット
パターンはそれぞれ００、１０、０１、および１１であ
る。（２）９０度、１８０度、または２７０度の位相回
転を通じて相互に到達する４個のシンボルには、Ｚ７m
Ｚ６m．．．Ｚ２mの同じビットパターンが割り当てられ
る。
【００１９】上記の実施例では、４Ｄトレリス符号器
は、コンステレーションのシンボルあたり平均０．５個
の冗長ビットを生成する。ＲＳ（１２０，１１６）符号
器は、コンステレーションのシンボルあたり平均０．２
５個の冗長ビットを生成する。
は、コンステレーションのシンボルあたり平均０．５個
の冗長ビットを生成する。ＲＳ（１２０，１１６）符号
器は、コンステレーションのシンボルあたり平均０．２
５個の冗長ビットを生成する。
【００２０】当業者には理解されるように、本発明の技
術的範囲から離れることなく、送信器１００に対してさ
まざまな変形が可能である。例えば、図１のチャネル符
号器１０２は、各チャネル符号器によって生成される符
号化データビットをマッピングするために専用のコンス
テレーションマッパ３０６をそれぞれ有するように記載
した（図３参照）。しかし、単一のコンステレーション
マッパを１２個のチャネル符号器１０２によって共用す
ることも可能である。その単一のコンステレーションマ
ッパは、シンボルマルチプレクサの出力に配置され、シ
ンボルマルチプレクサは、上記のように、相異なるビデ
オソースからのシンボルに対応するビットグループを多
重化する。
術的範囲から離れることなく、送信器１００に対してさ
まざまな変形が可能である。例えば、図１のチャネル符
号器１０２は、各チャネル符号器によって生成される符
号化データビットをマッピングするために専用のコンス
テレーションマッパ３０６をそれぞれ有するように記載
した（図３参照）。しかし、単一のコンステレーション
マッパを１２個のチャネル符号器１０２によって共用す
ることも可能である。その単一のコンステレーションマ
ッパは、シンボルマルチプレクサの出力に配置され、シ
ンボルマルチプレクサは、上記のように、相異なるビデ
オソースからのシンボルに対応するビットグループを多
重化する。
【００２１】送信器１００についての説明は終わる。次
に、受信器２００の詳細を説明する。特に、等化器およ
びチャネル復号器２０６の詳細を以下で説明する。
に、受信器２００の詳細を説明する。特に、等化器およ
びチャネル復号器２０６の詳細を以下で説明する。
【００２２】等化器２０４は、等化されたシンボルのシ
ーケンス｛Ｐ■ n (i)｝を生成するために、復調器２０２
（図２）から出力されるチャネル歪みのある信号サンプ
ルを等化する。等化器２０４は、５．３８Ｍｂａｕｄ以
上のシンボルレートで復調器２０２からサンプルを受信
するが、そのシンボルレートのある割合で等化作用を実
行する。この低下速度動作は等化器２０４の複雑さを大
幅に単純化する。等化器は、チャネル符号器１０２のう
ちの１つ（本実施例では、１２個のチャネル符号器のう
ちの１つ）によって生成されたシンボルのみを出力する
ため、チャネルからのバースト状ノイズの影響は軽減さ
れる。
ーケンス｛Ｐ■ n (i)｝を生成するために、復調器２０２
（図２）から出力されるチャネル歪みのある信号サンプ
ルを等化する。等化器２０４は、５．３８Ｍｂａｕｄ以
上のシンボルレートで復調器２０２からサンプルを受信
するが、そのシンボルレートのある割合で等化作用を実
行する。この低下速度動作は等化器２０４の複雑さを大
幅に単純化する。等化器は、チャネル符号器１０２のう
ちの１つ（本実施例では、１２個のチャネル符号器のう
ちの１つ）によって生成されたシンボルのみを出力する
ため、チャネルからのバースト状ノイズの影響は軽減さ
れる。
【００２３】図７に、等化器２０４の実施例を示す。等
化器２０４は、直列接続され第１のクロックレートでク
ロックされる数個の記憶要素を含むシフトレジスタ７０
０と、より遅い第２のクロックレートでクロックされる
バッファセット７０２とを有する。バッファセット７０
２の各バッファ（すなわちレジスタ）は、シフトレジス
タ７００の各記憶要素の出力に接続される。バッファセ
ット７０２に記憶された信号サンプルは、従来の等化器
手段７０４に出力される。等化器手段７０４は、バッフ
ァセット７０２から受信する信号サンプルに等化器係数
を作用させ第２クロックレートで等化シンボルＰn ■(i)
を生成するように動作する乗算器７０６および加算器７
０８を有する。当業者には理解されるように、等化器手
段７０４は、チャネル条件に従って等化器係数を更新す
る従来の回路（図示せず）を有する（すなわち、等化器
手段７０４を適応等化器とする）ことも可能である。
化器２０４は、直列接続され第１のクロックレートでク
ロックされる数個の記憶要素を含むシフトレジスタ７０
０と、より遅い第２のクロックレートでクロックされる
バッファセット７０２とを有する。バッファセット７０
２の各バッファ（すなわちレジスタ）は、シフトレジス
タ７００の各記憶要素の出力に接続される。バッファセ
ット７０２に記憶された信号サンプルは、従来の等化器
手段７０４に出力される。等化器手段７０４は、バッフ
ァセット７０２から受信する信号サンプルに等化器係数
を作用させ第２クロックレートで等化シンボルＰn ■(i)
を生成するように動作する乗算器７０６および加算器７
０８を有する。当業者には理解されるように、等化器手
段７０４は、チャネル条件に従って等化器係数を更新す
る従来の回路（図示せず）を有する（すなわち、等化器
手段７０４を適応等化器とする）ことも可能である。
【００２４】図７の実施例では、シフトレジスタ７００
の記憶要素はＴ／２秒ずつ離間されている。ただし、Ｔ
はシグナリング間隔（１／５．３８μｓｅｃ）である。
シフトレジスタ７００は、復調器２０２から、１０．７
６ＭＨｚで複素サンプルを受信する。このレートは、送
信器のシンボルレートの２倍（２×５．３８Ｍｂａｕ
ｄ）に対応する。バッファセット７０２は、４４８ＫＨ
ｚのレートでクロックされ、等化シンボルの出力シーケ
ンス｛Ｐn ■(i)｝を４４８Ｋｂａｕｄで生成する。シフ
トレジスタ７００のクロックレートはバッファセット７
０２のクロックレートの整数倍である。実施例では、シ
フトレジスタ７００のクロックレートはバッファセット
７０２のクロックレートの２４倍である。
の記憶要素はＴ／２秒ずつ離間されている。ただし、Ｔ
はシグナリング間隔（１／５．３８μｓｅｃ）である。
シフトレジスタ７００は、復調器２０２から、１０．７
６ＭＨｚで複素サンプルを受信する。このレートは、送
信器のシンボルレートの２倍（２×５．３８Ｍｂａｕ
ｄ）に対応する。バッファセット７０２は、４４８ＫＨ
ｚのレートでクロックされ、等化シンボルの出力シーケ
ンス｛Ｐn ■(i)｝を４４８Ｋｂａｕｄで生成する。シフ
トレジスタ７００のクロックレートはバッファセット７
０２のクロックレートの整数倍である。実施例では、シ
フトレジスタ７００のクロックレートはバッファセット
７０２のクロックレートの２４倍である。
【００２５】同じ６ＭＨｚケーブルチャネルによって搬
送される第２のビデオプログラムｊが第１ビデオプログ
ラムｉと同時に受信される（例えば、２つのテレビジョ
ンプログラムを単一の画面上で同時に見ることができ
る）場合、第２のバッファセット（図示せず）をバッフ
ァセット７０２と並列にシフトレジスタ７００に接続す
ることが可能である。この第２バッファセットは、バッ
ファセット７０２と同じ構造を有し、同様に動作してシ
フトレジスタ７００からサンプルを受信する。第２バッ
ファセットもまた４４８ＫＨｚでクロックされるが、ク
ロック位相は異なる。続いて、第２バッファセットに記
憶された信号サンプルは、バッファセット７０２からの
サンプルを等化するために使用されるのと同じ等化器係
数および等化器回路によって等化され、第２の等化シン
ボルの出力シーケンス｛Ｐn ■(j)｝を生成する。
送される第２のビデオプログラムｊが第１ビデオプログ
ラムｉと同時に受信される（例えば、２つのテレビジョ
ンプログラムを単一の画面上で同時に見ることができ
る）場合、第２のバッファセット（図示せず）をバッフ
ァセット７０２と並列にシフトレジスタ７００に接続す
ることが可能である。この第２バッファセットは、バッ
ファセット７０２と同じ構造を有し、同様に動作してシ
フトレジスタ７００からサンプルを受信する。第２バッ
ファセットもまた４４８ＫＨｚでクロックされるが、ク
ロック位相は異なる。続いて、第２バッファセットに記
憶された信号サンプルは、バッファセット７０２からの
サンプルを等化するために使用されるのと同じ等化器係
数および等化器回路によって等化され、第２の等化シン
ボルの出力シーケンス｛Ｐn ■(j)｝を生成する。
【００２６】図８に、チャネル復号器２０６を詳細に示
す。チャネル復号器２０６は、チャネル符号器１０２の
逆の作用を実行する。特に、等化器２０４から受信され
る等化シンボルのシーケンス｛Ｐn ■(i)｝はまず従来の
ビタビ復号器８００によって処理される。ビタビ復号器
８００はビットのストリームをバイトデインタリーバ８
０２に出力し、バイトデインタリーバ８０２はＲＳシン
ボルをＲＳ復号器８０４に出力する。ＲＳ復号器８０４
は復号したビデオプログラムｉに対応するデータビット
のストリームを出力する。
す。チャネル復号器２０６は、チャネル符号器１０２の
逆の作用を実行する。特に、等化器２０４から受信され
る等化シンボルのシーケンス｛Ｐn ■(i)｝はまず従来の
ビタビ復号器８００によって処理される。ビタビ復号器
８００はビットのストリームをバイトデインタリーバ８
０２に出力し、バイトデインタリーバ８０２はＲＳシン
ボルをＲＳ復号器８０４に出力する。ＲＳ復号器８０４
は復号したビデオプログラムｉに対応するデータビット
のストリームを出力する。
【００２７】良質のディジタル通信システムに対する重
要な設計基準は、システムが、異なるチャネル条件に対
して異なるデータレートで伝送するように容易に修正可
能であることである。ここで記載したモデムは、図４の
コンステレーションのサイズを変更することによって異
なるデータレートでの伝送を可能にする。図９に、相異
なるサイズのコンステレーションに対して同一の連接符
号構造を使用するために図６のトレリス符号器３０４に
必要となる修正を示す。
要な設計基準は、システムが、異なるチャネル条件に対
して異なるデータレートで伝送するように容易に修正可
能であることである。ここで記載したモデムは、図４の
コンステレーションのサイズを変更することによって異
なるデータレートでの伝送を可能にする。図９に、相異
なるサイズのコンステレーションに対して同一の連接符
号構造を使用するために図６のトレリス符号器３０４に
必要となる修正を示す。
【００２８】図９に、相異なるサイズのコンステレーシ
ョンおよび２つのシグナリング間隔にわたりトレリス符
号器によって収集される入力ビットの数ならびにコンス
テレーションサイズ（従ってデータレートも）を変化さ
せるために必要な修正を識別するテーブルを示す。２の
累乗のサイズを有するコンステレーションに対しては、
必要な修正は単に図６の入力ビットのうちのいくつかを
ゼロにセットすることである。例えば、ビットＩ９nお
よびＩ１５nをゼロにセットすると、図４〜図６に示し
たのと同じ符号化構造が１２８ＱＡＭコンステレーショ
ンからシンボルのシーケンスを生成することになる。こ
の１２８ＱＡＭコンステレーションを図４に参照符号４
０２で示す。
ョンおよび２つのシグナリング間隔にわたりトレリス符
号器によって収集される入力ビットの数ならびにコンス
テレーションサイズ（従ってデータレートも）を変化さ
せるために必要な修正を識別するテーブルを示す。２の
累乗のサイズを有するコンステレーションに対しては、
必要な修正は単に図６の入力ビットのうちのいくつかを
ゼロにセットすることである。例えば、ビットＩ９nお
よびＩ１５nをゼロにセットすると、図４〜図６に示し
たのと同じ符号化構造が１２８ＱＡＭコンステレーショ
ンからシンボルのシーケンスを生成することになる。こ
の１２８ＱＡＭコンステレーションを図４に参照符号４
０２で示す。
【００２９】図９に示したコンステレーションで２の累
乗でないサイズを有するものに対しては、ある選択した
ビットを前符号化し、他の選択したビットをゼロにセッ
トするという修正が必要となる。図１０および図１１に
示すように、前符号器は、バイトインタリーバ３０２か
ら３個の入力ビットを受信し、トレリス符号器３０４に
４ビットを出力する。例えば、ビットＩ９nおよびＩ１
５nをゼロにセットし、ビットＩ７n、Ｉ８n、Ｉ１３n、
およびＩ１４nを前符号化すると、図４〜図６に示した
符号化構造は９６ＱＡＭコンステレーションからのシン
ボルのシーケンスを出力する。
乗でないサイズを有するものに対しては、ある選択した
ビットを前符号化し、他の選択したビットをゼロにセッ
トするという修正が必要となる。図１０および図１１に
示すように、前符号器は、バイトインタリーバ３０２か
ら３個の入力ビットを受信し、トレリス符号器３０４に
４ビットを出力する。例えば、ビットＩ９nおよびＩ１
５nをゼロにセットし、ビットＩ７n、Ｉ８n、Ｉ１３n、
およびＩ１４nを前符号化すると、図４〜図６に示した
符号化構造は９６ＱＡＭコンステレーションからのシン
ボルのシーケンスを出力する。
【００３０】当業者には理解されるように、本発明の技
術的範囲を離れることなく、上記実施例に対する変形例
が可能である。例えば、ＱＡＭコンステレーションのサ
イズに対する変更は、必要に応じて、バイトインタリー
バおよびＲＳ符号のパラメータの変更とともに行うこと
が可能であるが、バイトインタリーバおよびＲＳ符号の
パラメータを変更しなければならないわけではない。例
えば、１２８ＱＡＭコンステレーションの場合、ＲＳ符
号をＲＳ（１０４，１００）に変更し、バイトインタリ
ーバを、２６行１０４列のバッファを有するように修正
することができる。しかし、１２８ＱＡＭコンステレー
ションは、ＲＳ（１２０，１１６）および３０行１２０
列のバイトインタリーババッファでも有効である。さら
に、コンステレーションマッパに適当な変更をすれば、
図９に示した以外のコンステレーションサイズも使用可
能である。
術的範囲を離れることなく、上記実施例に対する変形例
が可能である。例えば、ＱＡＭコンステレーションのサ
イズに対する変更は、必要に応じて、バイトインタリー
バおよびＲＳ符号のパラメータの変更とともに行うこと
が可能であるが、バイトインタリーバおよびＲＳ符号の
パラメータを変更しなければならないわけではない。例
えば、１２８ＱＡＭコンステレーションの場合、ＲＳ符
号をＲＳ（１０４，１００）に変更し、バイトインタリ
ーバを、２６行１０４列のバッファを有するように修正
することができる。しかし、１２８ＱＡＭコンステレー
ションは、ＲＳ（１２０，１１６）および３０行１２０
列のバイトインタリーババッファでも有効である。さら
に、コンステレーションマッパに適当な変更をすれば、
図９に示した以外のコンステレーションサイズも使用可
能である。
【００３１】ケーブルテレビジョンアプリケーションの
場合について符号化方式を説明したが、当業者には理解
されるように、この符号化方式は、無線ＨＤＴＶ放送お
よびディジタル加入者ループのアプリケーションにも等
しく適用可能である。無線ＨＤＴＶアプリケーション
は、より多数の誤りを訂正し、コンステレーションのシ
ンボルあたり０．３７５個以下の冗長ビットをさらに付
加するリード・ソロモン符号を使用することになろう。
場合について符号化方式を説明したが、当業者には理解
されるように、この符号化方式は、無線ＨＤＴＶ放送お
よびディジタル加入者ループのアプリケーションにも等
しく適用可能である。無線ＨＤＴＶアプリケーション
は、より多数の誤りを訂正し、コンステレーションのシ
ンボルあたり０．３７５個以下の冗長ビットをさらに付
加するリード・ソロモン符号を使用することになろう。
【００３２】ＱＡＭコンステレーションについて記載し
たが、本発明の原理は残留側波帯（ＶＳＢ）変調ととも
に使用することも可能である。ＶＳＢの場合、シンボル
の２個の座標が２つの別々のシグナリング間隔に伝送さ
れる。シンボルマルチプレクサ１０４は、シーケンス中
のシンボルの座標を座標ごとに多重化する座標マルチプ
レクサとして作用することになる。
たが、本発明の原理は残留側波帯（ＶＳＢ）変調ととも
に使用することも可能である。ＶＳＢの場合、シンボル
の２個の座標が２つの別々のシグナリング間隔に伝送さ
れる。シンボルマルチプレクサ１０４は、シーケンス中
のシンボルの座標を座標ごとに多重化する座標マルチプ
レクサとして作用することになる。
【００３３】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、内
符号として多次元トレリス符号を使用し、外符号として
冗長性の低いリード・ソロモン符号を使用した連接符号
により、帯域幅効率が良いのみならず、ガウシアンノイ
ズおよびインパルスノイズに対する耐性を実現する。本
発明によれば、内符号として多次元トレリス符号化変調
を使用することは、与えられた帯域幅効率に対して、複
雑さを低くし、性能を高め、コンステレーションを小さ
くするという効果を奏する。冗長性の低いリード・ソロ
モン符号は、与えられた帯域幅効率に対して、使用する
コンステレーションを小さくすることができるため、よ
り複雑な、冗長性の高いリード・ソロモン符号を使用し
て得られるよりも性能がよい。
符号として多次元トレリス符号を使用し、外符号として
冗長性の低いリード・ソロモン符号を使用した連接符号
により、帯域幅効率が良いのみならず、ガウシアンノイ
ズおよびインパルスノイズに対する耐性を実現する。本
発明によれば、内符号として多次元トレリス符号化変調
を使用することは、与えられた帯域幅効率に対して、複
雑さを低くし、性能を高め、コンステレーションを小さ
くするという効果を奏する。冗長性の低いリード・ソロ
モン符号は、与えられた帯域幅効率に対して、使用する
コンステレーションを小さくすることができるため、よ
り複雑な、冗長性の高いリード・ソロモン符号を使用し
て得られるよりも性能がよい。
【図１】本発明の原理によって構成した送信器のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明の原理によって構成した受信器のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】図１のチャネル符号器の実施例のブロック図で
ある。
ある。
【図４】図１の送信器とともに使用するのに適した例示
的な２次元コンステレーションの図である。
的な２次元コンステレーションの図である。
【図５】図４のコンステレーションを使用して４次元コ
ンステレーションを構成し分割するテーブルの図であ
る。
ンステレーションを構成し分割するテーブルの図であ
る。
【図６】図３のチャネル符号器のトレリス符号器のブロ
ック図である。
ック図である。
【図７】図２の等化器の概略図である。
【図８】図２のチャネル復号器のブロック図である。
【図９】さまざまなサイズのコンステレーションととも
に図６のトレリス符号器を使用するのに必要な修正のテ
ーブルの図である。
に図６のトレリス符号器を使用するのに必要な修正のテ
ーブルの図である。
【図１０】前置符号器に入力し前置符号器から出力され
るビットを示した、図９の前置符号器のブロック図であ
る。
るビットを示した、図９の前置符号器のブロック図であ
る。
【図１１】図１０の前置符号器を実現する入力および出
力の値を示すテーブルの図である。
力の値を示すテーブルの図である。
１００ 送信器 １０２ チャネル符号器 １０４ シンボルマルチプレクサ １０６ 変調器 １０８ ケーブルチャネル ２００ 受信器 ２０２ 復調器 ２０４ 等化器 ２０６ チャネル復号器 ３００ リードソロモン（ＲＳ）符号器 ３０２ バイトインタリーバ ３０４ トレリス符号器 ３０６ コンステレーションマッパ ６００ ｍｏｄ４差分符号器 ６０２ レート２／３畳込み符号器 ６０４ ２Ｄサブセット対セレクタ ６０６ ビットグルーピング手段 ７００ シフトレジスタ ７０２ バッファセット ７０４ 等化器手段 ７０６ 乗算器 ７０８ 加算器 ８００ ビタビ復号器 ８０２ バイトデインタリーバ ８０４ ＲＳ復号器
Claims (20)
- 【請求項１】 入力されたビットに応答して所定数の冗
長ビットを生成するリード・ソロモン符号器と、 リード・ソロモン符号器に直列に接続された多次元トレ
リス符号器と、 前記リード・ソロモン符号器にデータビットのストリー
ムを送る手段と、 前記リード・ソロモン符号器から出力されたビットを前
記トレリス符号器に送る手段と、 前記トレリス符号器から出力されたビットに応答して、
所定のＱＡＭ信号コンステレーションから選択されたチ
ャネルシンボルを生成するマッピング手段とからなる送
信装置において、 前記リード・ソロモン符号器によって生成される冗長ビ
ット数が平均でシンボルあたり０．３７５ビットを超え
ないことを特徴とする送信装置。 - 【請求項２】 前記多次元トレリス符号器は４次元トレ
リス符号器であることを特徴とする請求項１の装置。 - 【請求項３】 前記トレリス符号器は８状態トレリス符
号器からなることを特徴とする請求項２の装置。 - 【請求項４】 前記多次元トレリス符号器は差分符号器
からなることを特徴とする請求項１の装置。 - 【請求項５】 前記リード・ソロモン符号器は平均でシ
ンボルあたり０．２５個以下の冗長ビットを生成するこ
とを特徴とする請求項１の装置。 - 【請求項６】 前記リード・ソロモン符号器はリード・
ソロモン符号語あたり３個以下のリード・ソロモンシン
ボル誤りを訂正することを特徴とする請求項１の装置。 - 【請求項７】 前記リード・ソロモン符号器とトレリス
符号器の間に直列に配置されたインタリーバ手段をさら
に有することを特徴とする請求項１の装置。 - 【請求項８】 互いに直列に接続され、入力されたビッ
トに応答して所定数の冗長ビットをそれぞれ生成するリ
ード・ソロモン符号器および多次元トレリス符号器と、 前記リード・ソロモン符号器にデータビットのストリー
ムを送る手段と、 前記リード・ソロモン符号器から出力されたビットを前
記トレリス符号器に送る手段と、 前記トレリス符号器から出力されたビットに応答して、
所定のＱＡＭ信号コンステレーションから選択されたチ
ャネルシンボルを生成するマッピング手段とからなる送
信装置において、 前記リード・ソロモン符号器によって生成されるチャネ
ルシンボルあたりの冗長ビット数が前記トレリス符号器
によって生成されるチャネルシンボルあたりの冗長ビッ
ト数を超えないことを特徴とする送信装置。 - 【請求項９】 前記多次元トレリス符号器は４次元トレ
リス符号器であることを特徴とする請求項８の装置。 - 【請求項１０】 前記トレリス符号器は８状態トレリス
符号器からなることを特徴とする請求項９の装置。 - 【請求項１１】 前記多次元トレリス符号器は差分符号
器からなることを特徴とする請求項８の装置。 - 【請求項１２】 前記リード・ソロモン符号器によって
生成される冗長ビット数が平均でチャネルシンボルあた
り０．３７５ビットを超えないことを特徴とする請求項
８の装置。 - 【請求項１３】 前記リード・ソロモン符号器は平均で
シンボルあたり０．２５個以下の冗長ビットを生成する
ことを特徴とする請求項１２の装置。 - 【請求項１４】 前記リード・ソロモン符号器はリード
・ソロモン符号語あたり３個以下のリード・ソロモンシ
ンボル誤りを訂正することを特徴とする請求項８の装
置。 - 【請求項１５】 前記リード・ソロモン符号器とトレリ
ス符号器の間に直列に配置されたインタリーバ手段をさ
らに有することを特徴とする請求項８の装置。 - 【請求項１６】 互いに直列に接続されたリード・ソロ
モン符号器および多次元トレリス符号器と、 前記リード・ソロモン符号器にデータビットのストリー
ムを送る手段と、 前記リード・ソロモン符号器から出力されたビットを前
記トレリス符号器に送る手段と、 前記トレリス符号器から出力されたビットに応答して、
所定のＱＡＭ信号コンステレーションから選択されたチ
ャネルシンボルを生成するマッピング手段とからなる送
信装置において、 前記リード・ソロモン符号器はリード・ソロモン符号語
あたり３個以下のリード・ソロモンシンボル誤りを訂正
することができることを特徴とする送信装置。 - 【請求項１７】 前記多次元トレリス符号器は４次元ト
レリス符号器であることを特徴とする請求項１６の装
置。 - 【請求項１８】 前記トレリス符号器は８状態トレリス
符号器からなることを特徴とする請求項１７の装置。 - 【請求項１９】 前記リード・ソロモン符号器は二重誤
り訂正符号を実装することを特徴とする請求項１６の装
置。 - 【請求項２０】 前記リード・ソロモン符号器とトレリ
ス符号器の間に直列に配置されたインタリーバ手段をさ
らに有することを特徴とする請求項１６の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US11090893A | 1993-08-24 | 1993-08-24 | |
| US110908 | 1993-08-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07170300A true JPH07170300A (ja) | 1995-07-04 |
Family
ID=22335594
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6220887A Pending JPH07170300A (ja) | 1993-08-24 | 1994-08-24 | 送信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0641087A3 (ja) |
| JP (1) | JPH07170300A (ja) |
| CA (1) | CA2124711A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011526112A (ja) * | 2008-06-25 | 2011-09-29 | トムソン ライセンシング | トレリス符号化変調と内部非２進ｌｄｐｃ符号との直列連結 |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5398073A (en) * | 1994-04-12 | 1995-03-14 | At&T Corp. | Concatenated coded vestigial sideband modulation for high definition television |
| AUPN399295A0 (en) * | 1995-07-06 | 1995-07-27 | Diginet Systems Pty. Limited | Virtual broadband transmission |
| BR9611138A (pt) * | 1995-10-24 | 1999-12-28 | Gen Instrument Corp | Transmissão de sequência de sinais com comprimento variável através da camada fìsica de um formato de transmissão com múltiplas camadas |
| FI981745A (fi) * | 1998-08-12 | 2000-02-13 | Nokia Mobile Phones Ltd | Menetelmä ja laite kanavakoodauksen ja -dekoodauksen toteuttamiseksi muistilla varustettujen modulaatiomenetelmien yhteydessä |
| DE19856085A1 (de) * | 1998-12-04 | 2000-06-21 | Siemens Ag | Adaptives verkettetes Kanalcodierverfahren |
| DE19857677B4 (de) | 1998-12-14 | 2008-04-24 | Siemens Ag | Verfahren und Anordnung zur Kodierung von Symbolen für eine Übertragung über eine Funkschnittstelle eines Funk-Kommunikationssystems |
| US6598203B1 (en) * | 2000-06-28 | 2003-07-22 | Northrop Grumman Corporation | Parallel punctured convolutional encoder |
| US8194750B2 (en) * | 2006-10-16 | 2012-06-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for digital communication having a circulant bit interleaver for equal error protection (EEP) and unequal error protection (UEP) |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07114419B2 (ja) * | 1989-04-12 | 1995-12-06 | 株式会社東芝 | Ｑａｍ通信システム |
| US5052000A (en) * | 1989-06-09 | 1991-09-24 | At&T Bell Laboratories | Technique for improving the operation of decision feedback equalizers in communications systems utilizing error correction |
| EP0481549B1 (fr) * | 1990-10-09 | 1996-09-04 | Laboratoires D'electronique Philips S.A.S. | Système et procédé de codage/décodage de signaux numériques transmis en modulation codée |
| US5233629A (en) * | 1991-07-26 | 1993-08-03 | General Instrument Corporation | Method and apparatus for communicating digital data using trellis coded qam |
| US5258987A (en) * | 1992-04-16 | 1993-11-02 | At&T Bell Laboratories | Multilevel coding using trellis-coded modulation and reed-solomon codes |
-
1994
- 1994-05-31 CA CA 2124711 patent/CA2124711A1/en not_active Abandoned
- 1994-08-17 EP EP94306048A patent/EP0641087A3/en not_active Withdrawn
- 1994-08-24 JP JP6220887A patent/JPH07170300A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011526112A (ja) * | 2008-06-25 | 2011-09-29 | トムソン ライセンシング | トレリス符号化変調と内部非２進ｌｄｐｃ符号との直列連結 |
| US8793551B2 (en) | 2008-06-25 | 2014-07-29 | Thomson Licensing | Serial concatenation of trellis coded modulation and an inner non-binary LDPC code |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0641087A3 (en) | 1996-01-24 |
| EP0641087A2 (en) | 1995-03-01 |
| CA2124711A1 (en) | 1995-02-25 |
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