JPH07123360B2 - 誘導電動機のベクトル制御装置 - Google Patents
誘導電動機のベクトル制御装置Info
- Publication number
- JPH07123360B2 JPH07123360B2 JP62263167A JP26316787A JPH07123360B2 JP H07123360 B2 JPH07123360 B2 JP H07123360B2 JP 62263167 A JP62263167 A JP 62263167A JP 26316787 A JP26316787 A JP 26316787A JP H07123360 B2 JPH07123360 B2 JP H07123360B2
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Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関する。
B.発明の概要 本発明は、誘導電動機のベクトル制御装置において、 鉄損分電流も含めて二次磁束と二次電流を直交させるこ
とにより、 トルク誤差を少なくしたものである。
とにより、 トルク誤差を少なくしたものである。
C.従来の技術 誘導電動機のベクトル制御装置では、電動機の一次電流
を励磁電流と二次電流に分けて制御し、二次磁束と二次
電流ベクトルを常に直交させることで直流機と同等の応
答性を得ようとする。
を励磁電流と二次電流に分けて制御し、二次磁束と二次
電流ベクトルを常に直交させることで直流機と同等の応
答性を得ようとする。
また、ベクトル制御方式において、二次磁束分と二次電
流分との間の互いの干渉分をキャンセルすることで応答
性及び精度を一層向上させる方式も提案されている（例
えば、特開昭59−165982号公報）。
流分との間の互いの干渉分をキャンセルすることで応答
性及び精度を一層向上させる方式も提案されている（例
えば、特開昭59−165982号公報）。
このようなベクトル制御において、その基礎となる電圧
方程式は、誘導電動機を電気角速度ωで回転するｄ−ｑ
二軸で表わすと次の（１）式になり、トルクＴは（２）
式になる。
方程式は、誘導電動機を電気角速度ωで回転するｄ−ｑ
二軸で表わすと次の（１）式になり、トルクＴは（２）
式になる。
Ｔ＝Ｋ（i2d・i1q−i2q・i1d） …（２） 但し、 V1d，V1q:d軸とｑ軸の一次電圧 i1d，i1q:d軸とｑ軸の一次電流 i2d，i2q:d軸とｑ軸の二次電流 R1，R2 ：一次，二次抵抗 L1，L2 ：一次，二次インダクタンス Ｍ ：一次と二次の相互インダクタンス Ｐ :d/dt ωｓ ：すべり周波数 Ｋ ：定数 上述の方程式において、ベクトル制御にはｑ軸を二次電
流,d軸を磁束軸となるようにし、非干渉制御には励磁電
流指令i0 *とトルク電流指令iT *から一次電圧V1d，V1qを
求めるのに二次磁束と二次電流の間の相互干渉分を補償
する。
流,d軸を磁束軸となるようにし、非干渉制御には励磁電
流指令i0 *とトルク電流指令iT *から一次電圧V1d，V1qを
求めるのに二次磁束と二次電流の間の相互干渉分を補償
する。
第２図は従来の非干渉ベクトル制御装置を示す。電圧形
PWMインバータ１は相電圧ea*，eb*，ec*による出力周波
数及び電圧に制御されて誘導電動機２を駆動し、電動機
２の回転子角速度ωｒがピックアップ３で検出され、こ
の角速度ωｒは速度指令ω*と比較されて速度制御増幅
器４にトルク電流指令iT *として取り出される。すべり
周波数演算回路５には励磁電流指令i0 *とトルク電流指
令iT *とが取り込まれ、二次時定数τ2とからすべり周波
数ωｓが次の（３）式に従って求め、 さらにすべり周波数ωｓをωｒと加算して電源角周波数
ω0を求める。そして、三角関数発生回路６では電源角
周波数ω0を持つ正弦と余弦の交流信号SIN ω0tとCOS
ω0tを発生する。演算回路７は励磁電流指令i0 *とトル
ク電流指令iT *とから非干渉演算としてｄ−ｑ軸の電圧
信号V1d，V1qを求め、さらに固定二軸座標での一次電圧
V1d，V1qを求める。これら一次電圧は２相/3相変換回路
８によって２相/3相変換して３相電圧ea*，eb*，ec*を
得、この信号と三角波発生回路９による三角波とでイン
バータ１によるPWM制御がなされる。
PWMインバータ１は相電圧ea*，eb*，ec*による出力周波
数及び電圧に制御されて誘導電動機２を駆動し、電動機
２の回転子角速度ωｒがピックアップ３で検出され、こ
の角速度ωｒは速度指令ω*と比較されて速度制御増幅
器４にトルク電流指令iT *として取り出される。すべり
周波数演算回路５には励磁電流指令i0 *とトルク電流指
令iT *とが取り込まれ、二次時定数τ2とからすべり周波
数ωｓが次の（３）式に従って求め、 さらにすべり周波数ωｓをωｒと加算して電源角周波数
ω0を求める。そして、三角関数発生回路６では電源角
周波数ω0を持つ正弦と余弦の交流信号SIN ω0tとCOS
ω0tを発生する。演算回路７は励磁電流指令i0 *とトル
ク電流指令iT *とから非干渉演算としてｄ−ｑ軸の電圧
信号V1d，V1qを求め、さらに固定二軸座標での一次電圧
V1d，V1qを求める。これら一次電圧は２相/3相変換回路
８によって２相/3相変換して３相電圧ea*，eb*，ec*を
得、この信号と三角波発生回路９による三角波とでイン
バータ１によるPWM制御がなされる。
D.発明が解決しようとする問題点 従来の非干渉ベクトル制御装置においては、誘導電動機
に内在する鉄損によってトルク変動等を起こす問題があ
った。これを以下に詳細に説明する。
に内在する鉄損によってトルク変動等を起こす問題があ
った。これを以下に詳細に説明する。
第２図の構成において、電動機２に流れる電流関係は第
３図（ａ）に示すようになり、励磁電流I0とトルク電流
ITを直交させるも鉄損分電流I0′がトルク電流IT軸に含
まれ、所期の一次電流i1が得られない。また、第３図
（ｂ）に示すように駆動領域での一次電流i1に対して制
動領域での一次電流i1′が小さくなってしまう。このた
め駆動領域では所期の一次電流i1を得るよう設定するも
実際のトルクは小さめになるし、制動領域では実際のト
ルクが大きめになる。
３図（ａ）に示すようになり、励磁電流I0とトルク電流
ITを直交させるも鉄損分電流I0′がトルク電流IT軸に含
まれ、所期の一次電流i1が得られない。また、第３図
（ｂ）に示すように駆動領域での一次電流i1に対して制
動領域での一次電流i1′が小さくなってしまう。このた
め駆動領域では所期の一次電流i1を得るよう設定するも
実際のトルクは小さめになるし、制動領域では実際のト
ルクが大きめになる。
E.問題点を解決するための手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、誘導電動
機の磁束軸一次電流値i1qとこれに直交するトルク軸一
次電流値i1d及びすべり周波数ωｓが次式 但し、I0 ：励磁電流設定値 IT ：トルク電流設定値 I0′：鉄損分電流 R2 ：二次抵抗 Ｓ ：すべり［＝（ω0−ωｒ）／ω0］ rm ：鉄損抵抗 L2 ：二次インダクタンス Ｍ ：相互インダクタンス になるよう制御する手段を備える。
機の磁束軸一次電流値i1qとこれに直交するトルク軸一
次電流値i1d及びすべり周波数ωｓが次式 但し、I0 ：励磁電流設定値 IT ：トルク電流設定値 I0′：鉄損分電流 R2 ：二次抵抗 Ｓ ：すべり［＝（ω0−ωｒ）／ω0］ rm ：鉄損抵抗 L2 ：二次インダクタンス Ｍ ：相互インダクタンス になるよう制御する手段を備える。
F.作用 前述の（１）式において、鉄損を導入した電圧方程式は
次の（５）式で示すようになる。
次の（５）式で示すようになる。
この電圧方程式から二次磁束と二次電流が直交する条件
を求めると、前記（４）式になり、この電流i1q，i1dを
有しかつすべり周波数ωｓになるようインバータ出力電
流制御、又は該電流から交換した電圧V1d，V1qになるよ
う制御することで鉄損分の影響を無くす。
を求めると、前記（４）式になり、この電流i1q，i1dを
有しかつすべり周波数ωｓになるようインバータ出力電
流制御、又は該電流から交換した電圧V1d，V1qになるよ
う制御することで鉄損分の影響を無くす。
G.実施例 第１図は本発明の一実施例を示す装置構成図を示し、電
動機の一次電流制御による場合である。同図において、
第２図と同じ機能を有するものは同一符号で示す。すべ
り周波数演算回路11は前述の（４）式中のすべり周波数
ωｓをトルク電流指令値IT *，励磁電流指令値I0 *，電源
角周波数ω0，回転子角周波数ωｒ及び電動機定数から
求める。鉄損電流演算回路12は鉄損分電流I0′を鉄損抵
抗rmから次の（６）式 によって求める。なお、抵抗rmは固定値として示すが、
この抵抗rmが周波数の関数であるため、より正確にする
には演算によって求めることができる。
動機の一次電流制御による場合である。同図において、
第２図と同じ機能を有するものは同一符号で示す。すべ
り周波数演算回路11は前述の（４）式中のすべり周波数
ωｓをトルク電流指令値IT *，励磁電流指令値I0 *，電源
角周波数ω0，回転子角周波数ωｒ及び電動機定数から
求める。鉄損電流演算回路12は鉄損分電流I0′を鉄損抵
抗rmから次の（６）式 によって求める。なお、抵抗rmは固定値として示すが、
この抵抗rmが周波数の関数であるため、より正確にする
には演算によって求めることができる。
電流指令演算回路13は、トルク電流指令IT *と鉄損分電
流I0′を加算したトルク電流指令IT′と、励磁電流指令
I0 *と、すべり周波数ωｓ、回転子角周波数ωｒから を求め、これらから各相電流指令ia*，ib*，ic* を求める。これら電流指令は電流制御増幅器14によって
インバータ１の出力電流との比較による該インバータ１
の出力電流フィードバック制御がなされる。
流I0′を加算したトルク電流指令IT′と、励磁電流指令
I0 *と、すべり周波数ωｓ、回転子角周波数ωｒから を求め、これらから各相電流指令ia*，ib*，ic* を求める。これら電流指令は電流制御増幅器14によって
インバータ１の出力電流との比較による該インバータ１
の出力電流フィードバック制御がなされる。
なお、上述の実施例では電流基準｜I1|,φによるベクト
ル演算を行う場合を示したが、本発明はこれに限定され
ることなく、電圧V1d，V1qによるベクトル演算を行うこ
とで同等の作用効果を得ることができる。
ル演算を行う場合を示したが、本発明はこれに限定され
ることなく、電圧V1d，V1qによるベクトル演算を行うこ
とで同等の作用効果を得ることができる。
H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、鉄損分電流も含めた非
干渉制御を行うようにしたため、鉄損分に因る磁束とト
ルク電流の干渉を完全に無くした非干渉制御になるし、
駆動と回生での実トルクの誤差を無くした高精度トルク
制御ができる効果がある。
干渉制御を行うようにしたため、鉄損分に因る磁束とト
ルク電流の干渉を完全に無くした非干渉制御になるし、
駆動と回生での実トルクの誤差を無くした高精度トルク
制御ができる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す装置構成図、第２図は
従来のベクトル制御装置構成図、第３図は従来の電流関
係を示すベクトル図である。 １……インバータ、２……誘導電動機、４……速度制御
増幅器、11……すべり周波数演算回路、12……鉄損電流
演算回路、13……電流指令演算回路、14……電流制御増
幅器。
従来のベクトル制御装置構成図、第３図は従来の電流関
係を示すベクトル図である。 １……インバータ、２……誘導電動機、４……速度制御
増幅器、11……すべり周波数演算回路、12……鉄損電流
演算回路、13……電流指令演算回路、14……電流制御増
幅器。
Claims (1)
- 【請求項１】誘導電動機の磁束軸一次電流値i1qとこれ
に直交するトルク軸一次電流値i1d及びすべり周波数ω
ｓが次式 i1q＝I0（一定） i1d＝−（IT＋I0′） 但し、I0：励磁電流設定値 IT ：トルク電流設定値 I0′：鉄損分電流 R2 ：二次抵抗 Ｓ ：すべり rm ：鉄損抵抗 L2 ：二次インダクタンス Ｍ ：相互インダクタンス になるよう制御する手段を備えたことを特徴とする誘導
電動機のベクトル制御装置。
Priority Applications (8)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62263167A JPH07123360B2 (ja) | 1987-10-19 | 1987-10-19 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| EP88114617A EP0306922B1 (en) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | Control system for controlling revolution speed of electric motor |
| DE3852856T DE3852856T2 (de) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | Regelsystem zur Regelung der Umdrehungsgeschwindigkeit eines elektrischen Motors. |
| EP92118267A EP0526915B1 (en) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | Control system for controlling revolution speed of electric motor |
| DE3855386T DE3855386T2 (de) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | Regelsystem zur Geschwindigkeitsregelung eines elektrischen Motors |
| KR1019880011530A KR960001956B1 (ko) | 1987-09-08 | 1988-09-07 | 전기 모터 회전 속도 제어 시스템 |
| US07/322,250 US5155797A (en) | 1987-09-08 | 1989-03-10 | Control system for controlling revolution speed of electric motor |
| KR95030405A KR960001577B1 (en) | 1987-09-08 | 1995-09-18 | Control system for controlling revolution speed of electric |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62263167A JPH07123360B2 (ja) | 1987-10-19 | 1987-10-19 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01107692A JPH01107692A (ja) | 1989-04-25 |
| JPH07123360B2 true JPH07123360B2 (ja) | 1995-12-25 |
Family
ID=17385709
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62263167A Expired - Lifetime JPH07123360B2 (ja) | 1987-09-08 | 1987-10-19 | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07123360B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02219489A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-09-03 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機のベクトル制御方法 |
| CN109910635B (zh) * | 2019-03-29 | 2020-11-06 | 深圳猛犸电动科技有限公司 | 一种电动车的车速控制方法、***及终端设备 |
-
1987
- 1987-10-19 JP JP62263167A patent/JPH07123360B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01107692A (ja) | 1989-04-25 |
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