JPH07111422A - Multiplier circuit - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To reduce considerably an undesired beat component caused in a double balanced type multiplier circuit. CONSTITUTION:First and second capacitors C12, C13 whose capacitance is sufficiently larger than a stray capacitance CCB between a collector and a base of lower side transistors(TRs) Q12, Q13 are connected respectively to bases of the lower side TRs Q12, Q13 in the double balanced type multiplier circuit. A differentiation pulse component PB caused in the bases of the lower TRs Q12, Q13 is bypassed through the 1st and 2nd capacitors C12, C13 by using an input signal S15 of upper side TRs Q14-Q17.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、例えばスーパーヘテ
ロダイン方式の受信機においてミキサ回路として使用さ
れる乗算回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a multiplication circuit used as a mixer circuit in, for example, a superheterodyne type receiver.

【０００２】[0002]

【従来の技術】スーパーヘテロダイン方式の受信機とし
て、例えば図９に示すように、ダブルスーパーヘテロダ
イン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプの受信機
が知られている。この受信機は、第１周波数変換及び第
２周波数変換を、直交変換により行うことにより、イメ
ージ特性を改善しているものであるが、その動作は以下
のとおりである。2. Description of the Related Art As a super-heterodyne type receiver, for example, as shown in FIG. 9, a double super-heterodyne type direct conversion type receiver is known. This receiver improves the image characteristics by performing the first frequency conversion and the second frequency conversion by orthogonal conversion, and its operation is as follows.

【０００３】すなわち、図９の受信機は、コードレス電
話の受信部を構成している場合であり、その受信信号は
ＦＭ信号である。そして、その受信したＦＭ信号Ｓr
が、端子１から高周波アンプ２を通じて直交変換のＩ軸
用及びＱ軸用の第１ミキサ回路１１、２１に供給され
る。That is, the receiver shown in FIG. 9 is a case where it constitutes a receiver of a cordless telephone, and the received signal is an FM signal. Then, the received FM signal Sr
Is supplied from the terminal 1 through the high frequency amplifier 2 to the first mixer circuits 11 and 21 for I-axis and Q-axis for orthogonal transformation.

【０００４】また、第１局部発振回路１４から受信信号
Ｓrのキャリア周波数に等しい周波数の第１局部発振信
号Ｓ14が取り出され、この信号Ｓ14がミキサ回路１１に
供給されるとともに、移相回路２４に供給されてπ／２
だけ移相され、その移相信号Ｓ24がミキサ回路２１に第
１局部発振信号として供給される。Further, a first local oscillation signal S14 having a frequency equal to the carrier frequency of the received signal Sr is taken out from the first local oscillation circuit 14, and this signal S14 is supplied to the mixer circuit 11 and to the phase shift circuit 24. Π / 2 supplied
The phase shift signal S24 is supplied to the mixer circuit 21 as the first local oscillation signal.

【０００５】したがって、簡単のため、図１０Ａに示す
ように、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号
成分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有す
るとともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。Therefore, for simplification, as shown in FIG. 10A, the received signal Sr has a signal component Sa in the band of its lower sideband and a signal component Sb in the band of its upper sideband, and ωo: Carrier frequency (angular frequency) of received signal Sr ωa: Angular frequency of signal component Sa ωa <ωo Ea: Amplitude of signal component Sa ωb: Angular frequency of signal component Sb ωb> ωo Eb: If the amplitude of the signal component Sb is Δωa = ωo−ωa Δωb = ωb−ωo, then Sr = Sa + Sb Sa = Ea · sinωat Sb = Eb · sinωbt.

【０００６】また、 Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ14、Ｓ24の振幅 とすれば、 Ｓ14＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ24＝Ｅ1・cosωoｔ である。Further, if E1 is the amplitude of the first local oscillation signals S14 and S24, then S14 = E1.sin.omega.ot S24 = E1.cos.omega.ot.

【０００７】したがって、 Ｓ11、Ｓ12：ミキサ回路１１、２１の出力信号 とすれば、 Ｓ11＝Ｓr・Ｓ14 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ21＝Ｓr・Ｓ24 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。S11, S12: S11 = Sr.S14 = (Ea.sin.omega.at + Eb.sin.omega.bt) .times.E1.sin.omega.ot = .alpha.a {-cos (.omega. +. Omega.t) + cos (.omega.o- ωa) t} + αb {−cos (ωb + ωo) t + cos (ωb−ωo) t} = αa {−cos (ωa + ωo) t + cosΔωat} + αb {−cos (ωb + ωo) t + cosΔωbt} S21 = Sr · S24 = (Ea · sinωat + Eb ・ sinωat ) × E1 · cosωot = αa {sin (ωa + ωo) t−sin (ωo−ωa) t} + αb {sin (ωb + ωo) t + sin (ωb−ωo) t} = αa {sin (ωa + ωo) t−sinΔωat} + αb {sin (Ωb + ωo) t + sinΔωbt} αa = Ea · E1 / 2/2 αb = Eb · E1 / 2

【０００８】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ11、Ｓ21がローパスフィルタ１２、２２に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ12、Ｓ22として取り出され、 Ｓ12＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ22＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、図１０Ａからも明らかなよ
うに、信号Ｓ12、Ｓ22は、ベースバンドの信号である。Then, in the above equation, the angular frequencies Δωa, Δ
Since the signal component of ωb is the required intermediate frequency signal, these signals S11 and S21 are supplied to the low pass filters 12 and 22, and the signal components of the angular frequencies Δωa and Δωb are extracted as the first intermediate frequency signals S12 and S22, and S12 = Αa · cos Δωat + αb · cos Δωbt S22 = −αa · sin Δωat + αb · sin Δωbt In this case, as is apparent from FIG. 10A, the signals S12 and S22 are baseband signals.

【０００９】さらに、これら信号Ｓ12、Ｓ22が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１３、２３に供
給される。また、第２局部発振回路１５から比較的低い
周波数の第２局部発振信号Ｓ15が取り出され、この信号
Ｓ15がミキサ回路１３に供給されるとともに、移相回路
２５に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
25がミキサ回路２３に第２局部発振信号として供給され
る。Further, these signals S12 and S22 are supplied to the second mixer circuits 13 and 23 for the I axis and the Q axis of the orthogonal transformation. Further, the second local oscillation signal S15 having a relatively low frequency is taken out from the second local oscillation circuit 15, and this signal S15 is supplied to the mixer circuit 13 and also to the phase shift circuit 25 to shift by π / 2. Phase-shifted signal S
25 is supplied to the mixer circuit 23 as the second local oscillation signal.

【００１０】したがって、 Ｓ15＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ25＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ15、Ｓ25の振幅 ωs＝２πｆs ｆsは、例えば55ｋHz とするとともに、 Ｓ13、Ｓ14：ミキサ回路１３、２３の出力信号 とすれば、 Ｓ13＝Ｓ12・Ｓ15 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ23＝Ｓ22・Ｓ25 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。Therefore, S15 = E2.sin.omega.st S25 = E2.cos.omega.st E2: The amplitude ωs = 2πfs fs of the second local oscillation signals S15 and S25 is, for example, 55 kHz, and S13 and S14: the outputs of the mixer circuits 13 and 23. S13 = S12 · S15 = (αa · cosΔωat + αb · cosΔωbt) × E2 · sinωst = βa {sin (Δωa + ωs) t−sin (Δωa−ωs) t} + βb {sin (Δωb + ωs) t−sin (Δωb −ωs) t} S23 = S22 · S25 = (− αa · sin Δωat + αb · sin Δωbt) × E2 · cosωst = −βa {sin (Δωa + ωs) t + sin (Δωa−ωs) t} + βb {sin (Δωb + ωs) t + sin (Δωb−ωs) ) T} βa = αa · E2 / 2 βb = αb · E2 / 2.

【００１１】そして、これらの信号Ｓ13、Ｓ23におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ13、Ｓ
23を変形すると、 Ｓ13＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ23＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。Then, in these signals S13 and S23, signals S13 and S23 are set so that the frequency difference does not become a negative value.
By transforming 23, S13 = βa {sin (Δωa + ωs) t + sin (ωs−Δωa) t} + βb {sin (Δωb + ωs) t + sin (ωs−Δωb) t} = βa · sin (ωs + Δωa) t + βa · sin (ωs−Δωa) t + βb · sin (ωs + Δωb) t + βb · sin (ωs−Δωb) t S23 = −βa {sin (Δωa + ωs) t−sin (ωs−Δωa) t} + βb {sin (Δωb + ωs) t−sin (ωs−Δωb) t } = − Βa · sin (ωs + Δωa) t + βa · sin (ωs−Δωa) t + βb · sin (ωs + Δωb) t−βb · sin (ωs−Δωb) t.

【００１２】そして、これら信号Ｓ13、Ｓ23が加算回路
３に供給されて加算され、加算回路３からは、 Ｓ3＝Ｓ13＋Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δ
ωb）ｔ で示される加算信号Ｓ3が取り出される。Then, these signals S13 and S23 are supplied to the adder circuit 3 to be added, and from the adder circuit 3, S3 = S13 + S23 = 2βa · sin (ωs−Δωa) t + 2βb · sin (ωs + Δ
The addition signal S3 represented by ωb) t is taken out.

【００１３】そして、この加算信号Ｓ3を図示すると、
図１０Ｂに示すようになり、この信号Ｓ3は、もとの受
信信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に
周波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、
信号Ｓ3は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。When the addition signal S3 is illustrated,
As shown in FIG. 10B, this signal S3 is nothing but the signal when the original received signal Sr is frequency-converted into a signal of the carrier frequency (angular frequency) ωs. That is,
The signal S3 is the second intermediate frequency signal having the intermediate frequency fs.

【００１４】そこで、この第２中間周波信号Ｓ3が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４及びリミッタ
アンプ５を通じてＦＭ復調回路６に供給されてもとのオ
ーディオ信号が復調され、このオーディオ信号が端子７
に取り出される。Therefore, the second intermediate frequency signal S3 is supplied to the FM demodulation circuit 6 through the band pass filter 4 for the intermediate frequency filter and the limiter amplifier 5 to demodulate the original audio signal, and this audio signal is output to the terminal. 7
Taken out.

【００１５】なお、加算回路３において、信号Ｓ13と信
号Ｓ23との加算を行わずに、減算を行うと、 Ｓimg＝Ｓ13−Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs−Δ
ωb）ｔ となる。そして、この信号Ｓimgは、上記した本来の第
２中間周波信号Ｓ3の占有周波数帯域において、その信
号Ｓ3の周波数スペクトラムを反転した状態で分布する
妨害信号、すなわち、イメージ妨害信号である。In addition, in the adder circuit 3, when the subtraction is performed without adding the signal S13 and the signal S23, Simg = S13−S23 = 2βa · sin (ωs + Δωa) t + 2βb · sin (ωs−Δ
ωb) t. The signal Simg is an interference signal, that is, an image interference signal, which is distributed in a state where the frequency spectrum of the signal S3 is inverted in the occupied frequency band of the original second intermediate frequency signal S3.

【００１６】そして、一般に、ＦＭ受信機であれば、そ
の中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周
波フィルタはセラミックフィルタにより構成することに
なり、ＩＣ化することができない。しかし、上述の受信
機においては、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバ
ンドであり、第２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低く
することができるので、フィルタ１２、２２、４を、抵
抗器、コンデンサ及びアンプを有するアクティブフィル
タにより構成することができ、したがって、端子１から
端子７までをフィルタ１２、２２、４を含んでモノリシ
ックＩＣに１チップＩＣ化することができる。Generally, in the case of an FM receiver, the intermediate frequency is set to 10.7 MHz, so that the intermediate frequency filter is composed of a ceramic filter and cannot be integrated into an IC. However, in the above-mentioned receiver, the first intermediate frequency signals S12 and S22 are baseband, and the second intermediate frequency fs can be lowered to 55 kHz, for example, so that the filters 12, 22, and 4 are connected to resistors, It can be configured by an active filter having a capacitor and an amplifier. Therefore, the terminals 1 to 7 including the filters 12, 22 and 4 can be integrated into a monolithic IC into one chip IC.

【００１７】文献：IEEE Journal of Solid State Circ
uit, 1987 No.6 (Dec.)などReference: IEEE Journal of Solid State Circ
uit, 1987 No.6 (Dec.) etc.

【００１８】[0018]

【発明が解決しようとする課題】ところで、第２ミキサ
回路１３（及び２３）は、一般に、図１１あるいは図１
２に示すように、トランジスタＱ1〜Ｑ7によりダブルバ
ランス形の乗算回路（平衡変調回路）に構成される。By the way, the second mixer circuit 13 (and 23) generally has the configuration shown in FIG.
As shown in FIG. 2, the transistors Q1 to Q7 form a double-balanced multiplication circuit (balanced modulation circuit).

【００１９】すなわち、トランジスタＱ1を定電流源と
してトランジスタＱ2、Ｑ3が差動接続され、トランジス
タＱ2のコレクタに、そのコレクタ電流を分岐する１対
のトランジスタＱ4、Ｑ5のエミッタが接続されるととも
に、トランジスタＱ3のコレクタに、そのコレクタ電流
を分岐する１対のトランジスタＱ6、Ｑ7のエミッタが接
続される。そして、トランジスタＱ4、Ｑ7のベースが互
いに接続され、トランジスタＱ5、Ｑ6のベースが互いに
接続されるとともに、トランジスタＱ4、Ｑ6のコレクタ
が互いに接続され、トランジスタＱ5、Ｑ7のコレクタが
互いに接続される。That is, the transistors Q2 and Q3 are differentially connected using the transistor Q1 as a constant current source, and the collector of the transistor Q2 is connected to the emitters of a pair of transistors Q4 and Q5 which branch the collector current. The collector of Q3 is connected to the emitters of a pair of transistors Q6 and Q7 that branch the collector current. The bases of the transistors Q4 and Q7 are connected to each other, the bases of the transistors Q5 and Q6 are connected to each other, the collectors of the transistors Q4 and Q6 are connected to each other, and the collectors of the transistors Q5 and Q7 are connected to each other.

【００２０】さらに、トランジスタＱ2のベースに、前
段のローパスフィルタ１２（あるいは２２）が接続さ
れ、トランジスタＱ4、Ｑ7のベースと、トランジスタＱ
5、Ｑ6のベースとの間に、例えば図１３Ａに示すよう
に、矩形状の第２局部発振信号Ｓ15（あるいはＳ25）が
供給される。また、トランジスタＱ2、Ｑ3のベースに
は、抵抗器Ｒ2、Ｒ3を通じてベースバイアス電圧ＶBが
供給される。Further, the base of the transistor Q2 is connected to the low pass filter 12 (or 22) of the preceding stage, and the bases of the transistors Q4 and Q7 and the transistor Q2 are connected.
A rectangular second local oscillation signal S15 (or S25) is supplied between the bases of 5 and Q6, as shown in FIG. 13A, for example. The base bias voltage VB is supplied to the bases of the transistors Q2 and Q3 through resistors R2 and R3.

【００２１】したがって、ローパスフィルタ１２からの
第１中間周波信号Ｓ12が、トランジスタＱ2、Ｑ3により
差動増幅されてトランジスタＱ2、Ｑ3のコレクタから出
力されるとともに、このとき、トランジスタＱ4〜Ｑ7が
信号Ｓ15により交互にオン・オフされるので、トランジ
スタＱ2、Ｑ3のコレクタに出力された信号Ｓ12が、信号
Ｓ15によりスイッチングされ、トランジスタＱ4〜Ｑ7の
コレクタから第２中間周波信号Ｓ13が取り出される。Therefore, the first intermediate frequency signal S12 from the low-pass filter 12 is differentially amplified by the transistors Q2 and Q3 and output from the collectors of the transistors Q2 and Q3. At this time, the transistors Q4 to Q7 output the signal S15. The signal S12 outputted to the collectors of the transistors Q2 and Q3 is switched by the signal S15, and the second intermediate frequency signal S13 is taken out from the collectors of the transistors Q4 to Q7.

【００２２】ところが、これらのミキサ回路１３（及び
２３）において、第２局部発振信号Ｓ15により例えばト
ランジスタＱ4、Ｑ5がオン・オフされる場合、信号Ｓ15
の立ち上がり時間及び立ち下がり時間は、完全に０では
ないので、トランジスタＱ4、Ｑ5がオンからオフになる
とき、及びオフからオンになるとき、ごくわずかの期間
ではあるが、能動領域で動作してしまう。However, in the mixer circuits 13 (and 23), when the transistors Q4 and Q5 are turned on / off by the second local oscillation signal S15, the signal S15 is output.
Since the rise time and fall time of is not completely 0, when the transistors Q4 and Q5 turn from on to off and from off to on, they operate in the active region for a very short period of time. I will end up.

【００２３】このため、信号Ｓ15の立ち上がり時及び立
ち下がり時、瞬間的ではあるが、両方のトランジスタＱ
4、Ｑ5にコレクタ電流が流れ、この結果、図１３Ａ、Ｂ
に示すように、信号Ｓ15の立ち上がり時及び立ち下がり
時ごとに、トランジスタＱ2のコレクタ電圧が瞬間的に
低下することになる。すなわち、トランジスタＱ2のコ
レクタには、信号Ｓ15の２倍の周波数のパルスＰCを生
じてしまう。Therefore, at the rising and falling edges of the signal S15, both of the transistors Q are momentarily generated.
Collector current flows through 4 and Q5, and as a result, as shown in FIGS. 13A and 13B.
As shown in, the collector voltage of the transistor Q2 instantaneously drops every time the signal S15 rises and falls. That is, a pulse PC having a frequency twice that of the signal S15 is generated at the collector of the transistor Q2.

【００２４】そして、このパルスＰCが、トランジスタ
Ｑ2のコレクタ・ベース間の浮遊容量ＣCBにより図１３
Ｃに示すように、信号Ｓ15の２倍の周波数のパルスＰB
に微分され、この微分パルスＰBがトランジスタＱ2のベ
ースに供給されてしまう。This pulse PC is caused by the stray capacitance CCB between the collector and base of the transistor Q2 shown in FIG.
As shown in C, a pulse PB having a frequency twice that of the signal S15
And the differentiated pulse PB is supplied to the base of the transistor Q2.

【００２５】また、図１１のミキサ回路１３において
は、同様の理由により、トランジスタＱ3のベースにも
微分パルスＰBが供給されてしまう。ただし、図１２の
ミキサ回路１３においては、トランジスタＱ3のベース
が、第１中間周波信号Ｓ12を供給するためのコンデンサ
Ｃ3を通じて接地されているので、トランジスタＱ3のベ
ースに現れた微分パルスＰBは、そのコンデンサＣ3を通
じて接地にバイパスされ、微分パルスＰBが、トランジ
スタＱ3のベースに供給されることはない（トランジス
タＱ2のベースには供給される）。In the mixer circuit 13 of FIG. 11, the differential pulse PB is also supplied to the base of the transistor Q3 for the same reason. However, in the mixer circuit 13 of FIG. 12, since the base of the transistor Q3 is grounded through the capacitor C3 for supplying the first intermediate frequency signal S12, the differential pulse PB appearing at the base of the transistor Q3 is Bypassed to ground through capacitor C3, the differential pulse PB is never supplied to the base of transistor Q3 (is supplied to the base of transistor Q2).

【００２６】そして、このような微分パルスＰBが、ト
ランジスタＱ2（及びＱ3）のベースに供給されると、こ
のパルスＰBは、トランジスタＱ2により増幅されてその
コレクタに現れ、このコレクタに現れたパルスＰBと、
第２局部発振信号Ｓ15との間で、ビート成分を生じてし
まう。そして、この場合、微分パルスＰBの周波数は２
ｆsであり、信号Ｓ15の周波数はｆsであるから、そのビ
ート成分の周波数は、 ２ｆs±ｆs＝ｆs及び３ｆs となる。When such a differential pulse PB is supplied to the base of the transistor Q2 (and Q3), this pulse PB is amplified by the transistor Q2 and appears at its collector, and the pulse PB appearing at this collector. When,
A beat component is generated with the second local oscillation signal S15. In this case, the frequency of the differential pulse PB is 2
Since the frequency of the signal S15 is fs and the frequency of the signal S15 is fs, the frequencies of the beat components thereof are 2fs ± fs = fs and 3fs.

【００２７】そして、このビート成分のうち、周波数３
ｆsの成分は、後段のバンドパスフィルタ４により除去
することができるが、周波数ｆsのビート成分ＳBTは、
第２中間周波数ｆsと等しい周波数なので、バンドパス
フィルタ４により除去することはできず、ＡＧＣ、受信
電界レベルの表示、同調指示などを行う場合、それらが
誤動作してしまう。Of the beat components, the frequency 3
Although the fs component can be removed by the band pass filter 4 in the subsequent stage, the beat component SBT of the frequency fs is
Since the frequency is equal to the second intermediate frequency fs, it cannot be removed by the bandpass filter 4, and when AGC, reception electric field level display, tuning instruction, etc. are performed, they malfunction.

【００２８】特に、ミキサ回路１３をＩＣ化する場合に
は、そのバランスが崩れて第２局部発振信号Ｓ15が、第
２中間周波信号Ｓ13にリークすることを防ぐため、トラ
ンジスタＱ1〜Ｑ7の形状を、他の回路のトランジスタよ
りも大きくしているので、浮遊容量ＣCBも0.5〜１ｐＦ
程度と大きくなる傾向にあり、結果として、ビート成分
ＳBTも大きくなり、なおさら誤動作を起こしやすくなっ
ている。In particular, when the mixer circuit 13 is integrated into an IC, the transistors Q1 to Q7 are shaped so as to prevent the second local oscillation signal S15 from leaking to the second intermediate frequency signal S13 due to imbalance. , The stray capacitance CCB is 0.5 to 1 pF because it is larger than the transistors of other circuits.
The beat component SBT also increases, and as a result, malfunctions are more likely to occur.

【００２９】なお、このビート成分ＳBTは、第２中間周
波信号Ｓ3から見れば、第２ミキサ回路１３において、
第２局部発振信号Ｓ15がリークしてきたのと等価であ
り、このビート成分ＳBTは、キャリアリーク成分と言う
こともできる。The beat component SBT is, in the second mixer circuit 13, seen from the second intermediate frequency signal S3.
This is equivalent to the leakage of the second local oscillation signal S15, and this beat component SBT can also be called a carrier leak component.

【００３０】このビート成分ＳBTは、上述のように、微
分パルスＰBが、トランジスタＱ2、Ｑ3のベースに供給
されることにより生じるのであるから、微分パルスＰB
がトランジスタＱ2、Ｑ3のベースに供給されなければよ
い。そして、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値を、トランジスタＱ
2、Ｑ3の入力インピーダンスに比べて十分に小さく、例
えば50Ωとすれば、微分パルスＰBは、抵抗器Ｒ2、Ｒ3
を通じて接地にバイパスされ、トランジスタＱ2、Ｑ3の
ベースに供給されなくなる。The beat component SBT is generated by the differential pulse PB being supplied to the bases of the transistors Q2 and Q3 as described above, so that the differential pulse PB is obtained.
Need not be supplied to the bases of the transistors Q2 and Q3. Then, the values of the resistors R2 and R3 are set to the transistor Q
2, sufficiently small compared to the input impedance of Q3, for example, 50Ω, the differential pulse PB, the resistor R2, R3
Is bypassed to the ground through and is not supplied to the bases of the transistors Q2 and Q3.

【００３１】しかし、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値を小さくする
と、前段のローパスフィルタ１２から見た負荷が重くな
るので、ローパスフィルタ１２のドライブ能力を大きく
する必要があり、この結果、消費電力が大きくなってし
まい、電池を電源とする場合には、好ましくない。However, if the values of the resistors R2 and R3 are reduced, the load seen from the low-pass filter 12 in the preceding stage becomes heavy. Therefore, it is necessary to increase the drive capability of the low-pass filter 12, resulting in a large power consumption. This is not preferable when the battery is used as the power source.

【００３２】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。The present invention is intended to solve the above problems.

【００３３】[0033]

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、第２及び第３のトランジスタＱ12、Ｑ13のベースの
少なくとも一方に、第１の入力信号Ｓ12が供給され、第
４及び第７のトランジスタＱ14、Ｑ17のベースと、第５
及び第６のトランジスタＱ15、Ｑ16のベースとの間に第
２の入力信号Ｓ15が供給され、第４及び第６のトランジ
スタＱ14、Ｑ16のコレクタあるいは第５及び第７のトラ
ンジスタＱ15、Ｑ17のコレクタの少なくとも一方から第
１の入力信号Ｓ12と第２の入力信号Ｓ15との乗算結果の
信号Ｓ13が出力されるようにしたダブルバランス形の乗
算回路において、第２及び第３のトランジスタＱ12、Ｑ
13のベースに、これら第２及び第３のトランジスタＱ1
2、Ｑ13のコレクタ・ベース間の浮遊容量ＣCB、ＣCBよ
りも十分に大きな値の第１及び第２コンデンサＣ12、Ｃ
13をそれぞれ接続し、第２の入力信号Ｓ15により第２及
び第３のトランジスタＱ12、Ｑ13のベースに生じる微分
パルス成分ＰB、ＰBを、第１及び第２のコンデンサＣ1
2、Ｃ13を通じてバイパスするようにしたものである。Therefore, in the present invention, when the reference numerals of the respective parts correspond to the embodiments described later, at least one of the bases of the second and third transistors Q12 and Q13 is provided with the first Input signal S12 is supplied to the bases of the fourth and seventh transistors Q14 and Q17, and
The second input signal S15 is supplied between the bases of the sixth and sixth transistors Q15 and Q16, and the collectors of the fourth and sixth transistors Q14 and Q16 or the collectors of the fifth and seventh transistors Q15 and Q17. In a double balance type multiplication circuit in which a signal S13 which is a multiplication result of the first input signal S12 and the second input signal S15 is output from at least one of the second and third transistors Q12 and Q12.
At the base of 13, these second and third transistors Q1
2, the collector and base stray capacitances of Q13, CCB, the first and second capacitors C12, C having a value sufficiently larger than CCB
13 are connected to each other, and differential pulse components PB and PB generated at the bases of the second and third transistors Q12 and Q13 by the second input signal S15 are connected to the first and second capacitors C1 and C1.
2 、 Bypassing through C13.

【００３４】[0034]

【作用】微分パルス成分ＰB、ＰBは、コンデンサＣ12、
Ｃ13を通じてバイパスされ、この微分パルス成分ＰB、
ＰBと第２の入力信号Ｓ15とのビート成分ＳBTは大幅に
低減される。[Function] The differential pulse components PB, PB are the capacitors C12,
Bypassed through C13, this differential pulse component PB,
The beat component SBT between PB and the second input signal S15 is greatly reduced.

【００３５】[0035]

【実施例】図１において、第２ミキサ回路１３（及び２
３）は、トランジスタＱ11〜Ｑ17によりダブルバランス
形の乗算回路に構成される。そして、前段のローパスフ
ィルタ１２（あるいは２２）が、抵抗器Ｒ12、Ｒ13を通
じてミキサ回路１３の下側のトランジスタＱ12、Ｑ13の
ベースに接続される。なお、バンドパスフィルタ１２か
らは、トランジスタＱ12、Ｑ13のベースバイアス電圧Ｖ
Bが第１中間周波信号Ｓ12（あるいはＳ22）に重畳して
出力されるものとする。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENT Referring to FIG. 1, a second mixer circuit 13 (and 2
3) is composed of a double-balanced type multiplying circuit by the transistors Q11 to Q17. Then, the low-pass filter 12 (or 22) at the preceding stage is connected to the bases of the transistors Q12 and Q13 below the mixer circuit 13 through the resistors R12 and R13. From the bandpass filter 12, the base bias voltage V of the transistors Q12 and Q13
It is assumed that B is superimposed on the first intermediate frequency signal S12 (or S22) and output.

【００３６】また、トランジスタＱ12、Ｑ13のベースと
接地との間に、コンデンサＣ12、Ｃ13が接続される。こ
の場合、コンデンサＣ12の値は、浮遊容量ＣCBに比べて
十分に大きく、かつ、信号Ｓ12に対して大きなインピー
ダンスを呈するような大きさ、すなわち、浮遊容量ＣCB
の10倍程度の大きさの５〜10ｐＦ程度とされる。また、
コンデンサＣ13の値は、浮遊容量ＣCBに比べて十分に大
きく、かつ、信号Ｓ12に対して十分に小さなインピーダ
ンスを示す大きさとされる。Further, capacitors C12 and C13 are connected between the bases of the transistors Q12 and Q13 and the ground. In this case, the value of the capacitor C12 is sufficiently larger than the stray capacitance CCB and has a large impedance with respect to the signal S12, that is, the stray capacitance CCB.
It is about 5 to 10 pF, which is about 10 times the size. Also,
The value of the capacitor C13 is set to a value that is sufficiently larger than the stray capacitance CCB and that exhibits a sufficiently small impedance with respect to the signal S12.

【００３７】さらに、トランジスタＱ14〜Ｑ17のベース
間に、第２局部発振信号Ｓ15（あるいはＳ25）が供給さ
れる。Further, the second local oscillation signal S15 (or S25) is supplied between the bases of the transistors Q14 to Q17.

【００３８】このような構成によれば、バンドパスフィ
ルタ１２からのベースバイアス電圧ＶBによりトランジ
スタＱ12、Ｑ13はバイアスされる。また、バンドパスフ
ィルタ１２からの第１中間周波信号Ｓ12が、抵抗器Ｒ12
を通じてトランジスタＱ12のベースに供給される。According to this structure, the base bias voltage VB from the bandpass filter 12 biases the transistors Q12 and Q13. Further, the first intermediate frequency signal S12 from the bandpass filter 12 is applied to the resistor R12.
Is supplied to the base of the transistor Q12 through.

【００３９】なお、このとき、トランジスタＱ12のベー
スと接地との間に、コンデンサＣ12が接続されている
が、第１中間周波信号Ｓ12はベースバンドの信号である
とともに、コンデンサＣ12は、上記のような値に設定さ
れているので、バンドパスフィルタ１２からの第１中間
周波信号Ｓ12が、コンデンサＣ12によりバイパスされる
ことはなく、ほぼそのままトランジスタＱ12のベースに
供給される。At this time, although the capacitor C12 is connected between the base of the transistor Q12 and the ground, the first intermediate frequency signal S12 is a baseband signal, and the capacitor C12 is as described above. Since the first intermediate frequency signal S12 from the bandpass filter 12 is not bypassed by the capacitor C12, it is supplied to the base of the transistor Q12 almost as it is.

【００４０】したがって、トランジスタＱ14〜Ｑ17のコ
レクタからは、第２中間周波信号Ｓ13（あるいはＳ23）
が取り出される。Therefore, the second intermediate frequency signal S13 (or S23) is output from the collectors of the transistors Q14 to Q17.
Is taken out.

【００４１】そして、この場合、トランジスタＱ12、Ｑ
13のベースには、コンデンサＣ12、Ｃ13が接続されてい
るとともに、その値は浮遊容量ＣCBに比べて十分に大き
いので、トランジスタＱ12、Ｑ13のベースに微分パルス
ＰB、ＰBが現れても、これら微分パルスＰB、ＰBは、コ
ンデンサＣ12、Ｃ13を通じて接地にバイパスされ、トラ
ンジスタＱ12、Ｑ13のベースには、ほとんど供給されな
い。したがって、第２中間周波信号Ｓ13には、微分パル
スＰBと、第２局部発振信号Ｓ15とによるビート成分ＳB
Tは、ほとんど含まれるなくなる。In this case, the transistors Q12, Q
Capacitors C12 and C13 are connected to the base of 13, and the value thereof is sufficiently larger than the stray capacitance CCB. Therefore, even if differential pulses PB and PB appear at the bases of the transistors Q12 and Q13, they are differentiated. The pulses PB and PB are bypassed to ground through capacitors C12 and C13, and are hardly supplied to the bases of the transistors Q12 and Q13. Therefore, the beat component SB due to the differential pulse PB and the second local oscillation signal S15 is included in the second intermediate frequency signal S13.
T is almost never included.

【００４２】こうして、このミキサ回路１３によれば、
トランジスタＱ12、Ｑ13のコレクタ・ベース間に浮遊容
量ＣCB、ＣCBがあっても、あるいはその浮遊容量ＣCB、
ＣCBが多少大きくても、この浮遊容量ＣCB、ＣCBに起因
して発生するビート成分ＳBTを大幅に低減することがで
きる。したがって、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同
調指示などを行う場合、それらを正しく動作させること
ができる。Thus, according to this mixer circuit 13,
Even if there are stray capacitances CCB, CCB between the collector and the base of the transistors Q12, Q13, or the stray capacitances CCB, CCB,
Even if CCB is somewhat large, the stray capacitances CCB and beat component SBT generated due to CCB can be significantly reduced. Therefore, when AGC, reception electric field level display, tuning instruction, and the like are performed, they can be operated properly.

【００４３】また、抵抗器Ｒ12、Ｒ13の値を大きくする
ことができるので、ローパスフィルタ１２から見た負荷
が軽くなり、したがって、消費電力を小さくすることが
できる。Further, since the values of the resistors R12 and R13 can be increased, the load seen from the low-pass filter 12 can be reduced, and the power consumption can be reduced.

【００４４】図２に示す例においては、ベース電圧ＶB
が、抵抗器Ｒ12、Ｒ13を通じてトランジスタＱ12、Ｑ13
のベースに供給されるとともに、バンドパスフィルタ１
２からの第１中間周波信号Ｓ12が、コンデンサＣ12を通
じてトランジスタＱ12のベースに供給される。また、ト
ランジスタＱ13のベースと、接地との間に、コンデンサ
Ｃ13が接続される。In the example shown in FIG. 2, the base voltage VB
Through the resistors R12 and R13, the transistors Q12 and Q13
Bandpass filter 1
The first intermediate frequency signal S12 from 2 is supplied to the base of the transistor Q12 through the capacitor C12. A capacitor C13 is connected between the base of the transistor Q13 and the ground.

【００４５】なお、コンデンサＣ12、Ｃ13の値は、信号
Ｓ12に対して十分に小さなインピーダンスを呈する大き
さとされる。さらに、バンドパスフィルタ１２の出力イ
ンピーダンスは、十分に小さくされる。The values of the capacitors C12 and C13 are set so as to exhibit a sufficiently small impedance with respect to the signal S12. Further, the output impedance of the bandpass filter 12 is made sufficiently small.

【００４６】このような構成によれば、トランジスタＱ
14〜Ｑ17から第２中間周波信号Ｓ13が出力される。そし
て、この場合、トランジスタＱ12のベースに微分パルス
ＰBが現れても、この微分パルスＰBは、コンデンサＣ12
を通じ、さらに、ローパスフィルタ１２の出力インピー
ダンスを通じて接地にバイパスされ、微分パルスＰB
は、トランジスタＱ12のベースにほとんど供給されな
い。According to such a configuration, the transistor Q
The second intermediate frequency signal S13 is output from 14 to Q17. And in this case, even if the differential pulse PB appears at the base of the transistor Q12, this differential pulse PB is
Through the output impedance of the low pass filter 12 to the ground, and the differential pulse PB
Is hardly supplied to the base of the transistor Q12.

【００４７】また、トランジスタＱ13のベースに微分パ
ルスＰBが現れても、この微分パルスＰBは、コンデンサ
Ｃ13を通じて接地にバイパスされる。したがって、第２
中間周波信号Ｓ13には、微分パルスＰBと、第２局部発
振信号Ｓ15とによるビート成分ＳBTは、ほとんど含まれ
るなくなる。Even if the differential pulse PB appears at the base of the transistor Q13, the differential pulse PB is bypassed to the ground through the capacitor C13. Therefore, the second
The intermediate frequency signal S13 contains almost no beat component SBT due to the differential pulse PB and the second local oscillation signal S15.

【００４８】こうして、このミキサ回路１３において
も、トランジスタＱ12、Ｑ13のコレクタ・ベース間の浮
遊容量ＣCB、ＣCBに起因するビート成分ＳBTを大幅に低
減することができる。また、抵抗器Ｒ12、Ｒ13の値を大
きくすることができるので、ローパスフィルタ１２から
見た負荷が軽くなり、したがって、消費電力を小さくす
ることができる。Thus, also in this mixer circuit 13, the beat component SBT caused by the stray capacitances CCB and CCB between the collector and the base of the transistors Q12 and Q13 can be greatly reduced. Moreover, since the values of the resistors R12 and R13 can be increased, the load seen from the low-pass filter 12 can be reduced, and therefore the power consumption can be reduced.

【００４９】ところで、図９により説明した受信機にお
いては、実際には、第２ミキサ回路１３、２３が理想的
な動作をしないので、第２局部発振信号Ｓ15、Ｓ25の一
部が、ミキサ回路１３、２３から加算回路３にリークし
てしまう。In the receiver described with reference to FIG. 9, the second mixer circuits 13 and 23 do not operate ideally in practice, so that part of the second local oscillation signals S15 and S25 is part of the mixer circuit. Leak from 13 and 23 to the adder circuit 3.

【００５０】すなわち、ミキサ回路１３（及び２３）と
しては、上述のように、一般に、ダブルバランス形の乗
算回路が使用されるが、実際には、トランジスタＱ1〜
Ｑ7の特性や直流バイアスのバランスに乱れがある。そ
して、このような乱れがあると、トランジスタＱ4〜Ｑ7
から出力される第２中間周波信号Ｓ13には、キャリア成
分（第２局部発振信号Ｓ15の成分）が含まれてしまう。
すなわち、キャリアリークを生じてしまう。That is, as the mixer circuit 13 (and 23), a double-balance type multiplying circuit is generally used as described above.
Q7 characteristics and DC bias balance are disturbed. Then, if there is such a disturbance, the transistors Q4 to Q7
The second intermediate frequency signal S13 output from the device includes a carrier component (a component of the second local oscillation signal S15).
That is, carrier leakage will occur.

【００５１】このため、これまでは、例えばトランジス
タＱ2のベースバイアス電圧を基準にしてトランジスタ
Ｑ3のベースバイアス電圧を調整し、キャリアリークが
最小となるようにしている。Therefore, so far, the base bias voltage of the transistor Q3 is adjusted with reference to the base bias voltage of the transistor Q2 to minimize the carrier leak.

【００５２】しかし、これでは、受信機ごとに調整を行
う必要があり、受信機の生産性が悪くなってしまう。ま
た、受信機の周囲温度が変化すると、最適調整点が変化
するので、温度補償も必要となり、これが簡単ではなか
った。However, in this case, it is necessary to make an adjustment for each receiver, which deteriorates the productivity of the receiver. Also, when the ambient temperature of the receiver changes, the optimum adjustment point changes, so temperature compensation is also necessary, which is not easy.

【００５３】そして、このようにミキサ回路１３、２３
からキャリアリークを生じていると、図９の受信機の場
合、そのキャリア周波数は周波数ｆ2であって第２中間
周波数ｆ2に等しいので、やはり、ＡＧＣ、受信電界レ
ベルの表示、同調指示などを行う場合、それらが誤動作
してしまう。さらに、キャリアリーク成分と第２中間周
波信号Ｓ3との間でビートを生じて受信特性が悪くなっ
てしまう。Then, as described above, the mixer circuits 13 and 23
In the case of the receiver of FIG. 9, the carrier frequency is the frequency f2 and is equal to the second intermediate frequency f2. Therefore, the AGC, the display of the received electric field level, the tuning instruction, etc. are performed. If so, they will malfunction. Further, a beat is generated between the carrier leak component and the second intermediate frequency signal S3, which deteriorates the reception characteristic.

【００５４】図３に示す受信機においては、そのような
キャリアリークをも考慮した場合である。すなわち、ミ
キサ回路１３のキャリアリーク成分の検出回路として、
同期検波回路３１が設けられ、ミキサ回路１３の出力信
号Ｓ13が、同期検波回路３１に検波入力として供給され
るとともに、局部発振回路１５からの第２局部発振信号
Ｓ15が、同期検波回路３１に基準信号として供給され、
この同期検波回路３１の出力信号がローパスフィルタ３
２に供給される。In the receiver shown in FIG. 3, such a carrier leak is taken into consideration. That is, as a carrier leak component detection circuit of the mixer circuit 13,
The synchronous detection circuit 31 is provided, the output signal S13 of the mixer circuit 13 is supplied to the synchronous detection circuit 31 as a detection input, and the second local oscillation signal S15 from the local oscillation circuit 15 is used as a reference for the synchronous detection circuit 31. Supplied as a signal,
The output signal of the synchronous detection circuit 31 is the low-pass filter 3
2 is supplied.

【００５５】そして、このローパスフィルタ３２の出力
電圧Ｖ32が、定電流回路あるいは出力抵抗の大きいアン
プ３３に供給されて電流Ｉ33に変換され、この電流Ｉ33
が第２ミキサ回路１３（図１あるいは図２）の例えばト
ランジスタＱ13のベースに供給される。The output voltage V32 of the low-pass filter 32 is supplied to a constant current circuit or an amplifier 33 having a large output resistance and converted into a current I33, which is the current I33.
Is supplied to, for example, the base of the transistor Q13 of the second mixer circuit 13 (FIG. 1 or 2).

【００５６】同様に、ミキサ回路２３のキャリアリーク
成分の検出回路として、同期検波回路４１が設けられ、
ミキサ回路２３の出力信号Ｓ23が、同期検波回路４１に
検波入力として供給されるとともに、移相回路２５から
の移相信号Ｓ25が、同期検波回路４１に基準信号として
供給され、同期検波回路４１の出力信号が、ローパスフ
ィルタ４２に供給されて所定の直流電圧が取り出され
る。そして、この直流電圧が、定電流回路あるいは出力
抵抗の大きいアンプ４３に供給されて電流Ｉ43に変換さ
れ、この電流Ｉ43が第２ミキサ回路２３の一方のトラン
ジスタＱ13のベースに供給される。Similarly, a synchronous detection circuit 41 is provided as a carrier leak component detection circuit of the mixer circuit 23.
The output signal S23 of the mixer circuit 23 is supplied to the synchronous detection circuit 41 as a detection input, and the phase shift signal S25 from the phase shift circuit 25 is supplied to the synchronous detection circuit 41 as a reference signal. The output signal is supplied to the low-pass filter 42 to extract a predetermined DC voltage. Then, this DC voltage is supplied to a constant current circuit or an amplifier 43 having a large output resistance and converted into a current I43, and this current I43 is supplied to the base of one transistor Q13 of the second mixer circuit 23.

【００５７】さらに、加算回路３からの第２中間周波信
号Ｓ3が、レベル検出回路５１に供給されて遅延ＡＧＣ
電圧Ｖ51が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ51がアンプ５２
を通じてアンプ２にその利得の制御電圧として供給され
る。Further, the second intermediate frequency signal S3 from the adder circuit 3 is supplied to the level detection circuit 51 to delay the AGC.
A voltage V51 is formed, and this AGC voltage V51 is applied to the amplifier 52.
Is supplied as a control voltage for the gain to the amplifier 2 through.

【００５８】このような構成によれば、ミキサ回路１３
にキャリアリークを生じると、同期検波回路３１におい
て、そのキャリアリーク成分が、これに等しい周波数の
第２局部発振信号Ｓ15により同期検波されるので、ロー
パスフィルタ３２からは、例えば図４Ａに示すように、
キャリアリーク成分の極性（正相あるいは逆相）及び大
きさに対応してレベルがＳ字状に変化する直流電圧Ｖ32
が出力される。According to such a configuration, the mixer circuit 13
When a carrier leak occurs in the synchronous detection circuit 31, the carrier leak component is synchronously detected by the second local oscillation signal S15 having a frequency equal to the carrier leak component. Therefore, as shown in FIG. ,
DC voltage V32 whose level changes in an S-shape corresponding to the polarity (normal phase or negative phase) and magnitude of the carrier leak component
Is output.

【００５９】そして、この直流電圧Ｖ32が、アンプ３３
により例えば図４Ｂに示すように変化する電流Ｉ33に変
換され、トランジスタＱ13のベースに供給される。した
がって、キャリアリーク成分が正相の場合には、電流Ｉ
33がトランジスタＱ13のベース電流を増加させ、キャリ
アリーク成分が逆相の場合には、電流Ｉ33がトランジス
タＱ13のベース電流を減少させる。また、このとき、そ
のベース電流の増減の大きさは、電流Ｉ33の大きさに対
応する。Then, this DC voltage V32 is applied to the amplifier 33.
Is converted into a current I33 which changes as shown in FIG. 4B, and is supplied to the base of the transistor Q13. Therefore, when the carrier leak component is in the positive phase, the current I
33 increases the base current of the transistor Q13, and the current I33 decreases the base current of the transistor Q13 when the carrier leak component has the opposite phase. At this time, the magnitude of increase or decrease in the base current corresponds to the magnitude of the current I33.

【００６０】したがって、電流Ｉ33によりトランジスタ
Ｑ12、Ｑ13の直流バランスが補正され、ミキサ回路１３
からのキャリアリークが大幅に低減される。Therefore, the DC balance of the transistors Q12 and Q13 is corrected by the current I33, and the mixer circuit 13
The carrier leak from the device is significantly reduced.

【００６１】同様に、アンプ４３の出力電流Ｉ43により
ミキサ回路２３のトランジスタＱ12、Ｑ13の直流バラン
スも補正される。したがって、ミキサ回路２３からのキ
ャリアリークも大幅に低減される。Similarly, the output current I43 of the amplifier 43 also corrects the DC balance of the transistors Q12 and Q13 of the mixer circuit 23. Therefore, the carrier leak from the mixer circuit 23 is also significantly reduced.

【００６２】そして、この場合、このキャリアリークの
低減化回路は、負帰還ループを構成しているので、その
ループゲインをＧNFとすれば、キャリアリークの大きさ
は、負帰還ループを構成していない場合（図９の場合）
に比べ、１／ＧNF倍となる。例えば、ループゲインＧNF
を100倍とすれば、キャリアリークの大きさは1/100とな
り、40dBの改善が得られることになる。In this case, the carrier leak reducing circuit constitutes a negative feedback loop. Therefore, if the loop gain is GNF, the magnitude of the carrier leak constitutes a negative feedback loop. If not (in case of Fig. 9)
It is 1 / GNF times that of. For example, loop gain GNF
If is set to 100 times, the magnitude of the carrier leak will be 1/100, and an improvement of 40 dB will be obtained.

【００６３】こうして、ミキサ回路１３、２３のキャリ
アリークの発生が大幅に低減されるので、このキャリア
リークに起因する各種のトラブルを防止することがで
き、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示などを行
う場合、それらを正しく動作させることができる。さら
に、キャリアリーク成分と第２中間周波信号Ｓ3との間
でビートを生じて受信特性が悪くなることもない。In this way, the occurrence of carrier leak in the mixer circuits 13 and 23 is greatly reduced, so that various troubles caused by the carrier leak can be prevented, and AGC, reception electric field level display, tuning instruction, etc. If you do, you can get them working properly. Further, there is no possibility that a beat is generated between the carrier leak component and the second intermediate frequency signal S3 and the reception characteristic is deteriorated.

【００６４】図５〜図７は、上述したキャリアリーク成
分の低減化回路をＩＣ化した場合の具体例を、図面の都
合で、分割して示す。なお、図７は一部を図５と重複し
て示す。FIGS. 5 to 7 show a specific example in the case where the above-mentioned carrier leak component reducing circuit is integrated into an IC, divided for convenience of the drawings. Note that FIG. 7 shows a part of FIG.

【００６５】すなわち、第１中間周波信号Ｓ12及び直流
バイアス電圧ＶBが、端子Ｔ11から抵抗器Ｒ12を通じて
第２ミキサ回路１３のトランジスタＱ12のベースに供給
される。また、端子Ｔ11が、抵抗器Ｒ13を通じてトラン
ジスタＱ13のベースに接続されるとともに、このベース
と接地との間に、端子Ｔ12を通じてコンデンサＣ13が外
付けされる。このコンデンサＣ13は、トランジスタＱ13
のベースを、第１中間周波信号Ｓ12から見て交流的にバ
イパスするとともに、ローパスフィルタ３２の一部を構
成するものである。That is, the first intermediate frequency signal S12 and the DC bias voltage VB are supplied from the terminal T11 to the base of the transistor Q12 of the second mixer circuit 13 through the resistor R12. Further, the terminal T11 is connected to the base of the transistor Q13 through the resistor R13, and the capacitor C13 is externally connected between the base and the ground through the terminal T12. This capacitor C13 is a transistor Q13
The base of AC is bypassed in an AC manner when viewed from the first intermediate frequency signal S12, and constitutes a part of the low-pass filter 32.

【００６６】さらに、バランス形の第２局部発振信号Ｓ
15が、端子Ｔ13、Ｔ14から、エミッタフォロワのトラン
ジスタＱ21、Ｑ22を通じてトランジスタＱ14、Ｑ17のベ
ースと、トランジスタＱ15、Ｑ16のベースとの間に供給
され、トランジスタＱ14、Ｑ16のコレクタと、トランジ
スタＱ15、Ｑ17のコレクタとからバランス形の第２中間
周波信号Ｓ13が取り出される。Further, the balanced second local oscillation signal S
15 is supplied from the terminals T13 and T14 through the emitter follower transistors Q21 and Q22 between the bases of the transistors Q14 and Q17 and the bases of the transistors Q15 and Q16, and the collectors of the transistors Q14 and Q16 and the transistors Q15 and Q17. The balanced second intermediate frequency signal S13 is taken out from the collector of.

【００６７】そして、この信号Ｓ13が、エミッタフォロ
ワのトランジスタＱ23、Ｑ24及びエミッタ接地のトラン
ジスタＱ25、Ｑ26を通じてカレントミラー回路６１のト
ランジスタＱ27、Ｑ28に供給されてアンバランス形の信
号Ｓ13に変換される。また、第２中間周波信号Ｓ23も同
様に処理されるとともに、カレントミラー回路６２にお
いて、アンバランス形の信号Ｓ23に変換される。The signal S13 is supplied to the transistors Q27 and Q28 of the current mirror circuit 61 through the emitter follower transistors Q23 and Q24 and the grounded-emitter transistors Q25 and Q26 to be converted into an unbalanced signal S13. Further, the second intermediate frequency signal S23 is processed in the same manner, and is converted into an unbalanced signal S23 in the current mirror circuit 62.

【００６８】そして、カレントミラー回路６１、６２の
出力端が互いに接続されて加算回路３が構成されるとと
もに、第２中間周波信号Ｓ3が取り出され、この信号Ｓ3
がバッファアンプ６３に通じて後段（図示せず）に供給
される。The output terminals of the current mirror circuits 61 and 62 are connected to each other to form the adder circuit 3, and the second intermediate frequency signal S3 is taken out.
Is supplied to the subsequent stage (not shown) through the buffer amplifier 63.

【００６９】さらに、トランジスタＱ31〜Ｑ37によりダ
ブルバランス形の同期検波回路３１が構成され、第２ミ
キサ回路１３の出力信号（第２中間周波信号）Ｓ13が、
トランジスタＱ23、Ｑ24を通じてトランジスタＱ33、Ｑ
32のベースに供給されるとともに、第２局部発振信号Ｓ
15が、端子Ｔ13、Ｔ14からトランジスタＱ34、Ｑ37のベ
ースと、トランジスタＱ35、Ｑ36のベースとの間に供給
される。こうして、トランジスタＱ34、Ｑ36のコレクタ
及びトランジスタＱ35、Ｑ37のコレクタから、バランス
形の同期検波信号Ｓ31が取り出される。Further, the transistors Q31 to Q37 constitute a double balance type synchronous detection circuit 31, and the output signal (second intermediate frequency signal) S13 of the second mixer circuit 13 is
Through transistors Q23 and Q24, transistors Q33 and Q
The second local oscillation signal S is supplied to the base of 32
Fifteen is supplied from the terminals T13 and T14 between the bases of the transistors Q34 and Q37 and the bases of the transistors Q35 and Q36. In this way, the balanced synchronous detection signal S31 is extracted from the collectors of the transistors Q34 and Q36 and the collectors of the transistors Q35 and Q37.

【００７０】そして、この同期検波信号Ｓ31が、トラン
ジスタＱ41、Ｑ42のベースに供給される。このトランジ
スタＱ41、Ｑ42は、差動アンプ６４を構成しているとと
もに、そのコレクタには、カレントミラー回路６５を構
成するトランジスタＱ43、Ｑ44が接続され、差動アンプ
６４及びカレントミラー回路６５によりアンプ３３が構
成される。Then, the synchronous detection signal S31 is supplied to the bases of the transistors Q41 and Q42. The transistors Q41 and Q42 form a differential amplifier 64, and the collectors thereof are connected to the transistors Q43 and Q44 which form a current mirror circuit 65. The differential amplifier 64 and the current mirror circuit 65 form an amplifier 33. Is configured.

【００７１】したがって、アンプ３３において、 Ｉ33＝Ｉ42−Ｉ44 Ｉ42：トランジスタＱ42のコレクタ電流 Ｉ44：トランジスタＱ44のコレクタ電流 である。Therefore, in the amplifier 33, I33 = I42-I44 I42: collector current of transistor Q42 I44: collector current of transistor Q44

【００７２】そして、アンプ３３の出力端がトランジス
タＱ13のベースに接続される。この場合、アンプ３３の
出力インピーダンスと、コンデンサＣ1とが、ローパス
フィルタ３２を構成する。The output terminal of the amplifier 33 is connected to the base of the transistor Q13. In this case, the output impedance of the amplifier 33 and the capacitor C1 form the low pass filter 32.

【００７３】したがって、第２ミキサ回路１３にキャリ
アリークを生じていない場合には、Ｓ31＝０となるの
で、 Ｉ42＝Ｉ44 となり、 Ｉ33＝０ となる。すなわち、第２ミキサ回路１３にキャリアリー
クを生じていない場合には、トランジスタＱ12、Ｑ13に
は、等しいベース電流が供給される。Therefore, when no carrier leak occurs in the second mixer circuit 13, S31 = 0, so I42 = I44 and I33 = 0. That is, when carrier leakage does not occur in the second mixer circuit 13, the same base current is supplied to the transistors Q12 and Q13.

【００７４】しかし、第２ミキサ回路１３にキャリアリ
ークを生じた場合には、Ｓ31＞０あるいはＳ31＜０とな
るので、 Ｉ42＞Ｉ44 あるいは Ｉ42＜Ｉ44 となり、 Ｉ33＞０ あるいは Ｉ33＜０ となる。また、このとき、その電流Ｉ33の大きさ（絶対
値）は、キャリアリークの大きさに対応している。However, when carrier leak occurs in the second mixer circuit 13, S31> 0 or S31 <0, so that I42> I44 or I42 <I44 and I33> 0 or I33 <0. At this time, the magnitude (absolute value) of the current I33 corresponds to the magnitude of carrier leak.

【００７５】したがって、第２ミキサ回路１３にキャリ
アリークを生じた場合には、トランジスタＱ12のベース
電流は変化しないが、トランジスタＱ13のベース電流
は、キャリアリークの極性に対応して増減されるととも
に、その増減量はキャリアリークの大きさに対応した大
きさとされるので、すなわち、第２ミキサ回路１３の直
流バランスが、電流Ｉ33により補正されるので、キャリ
アリークの発生が大幅に低減される。Therefore, when carrier leak occurs in the second mixer circuit 13, the base current of the transistor Q12 does not change, but the base current of the transistor Q13 is increased / decreased according to the polarity of the carrier leak, and Since the amount of increase or decrease is set to a magnitude corresponding to the magnitude of carrier leak, that is, the DC balance of the second mixer circuit 13 is corrected by the current I33, the occurrence of carrier leak is greatly reduced.

【００７６】また、トランジスタＱ12、Ｑ13のベースに
は、コンデンサＣ12、Ｃ13が接続されているので、トラ
ンジスタＱ12、Ｑ13のベースに微分パルスＰB、ＰBが現
れても、これら微分パルスＰB、ＰBは、コンデンサＣ1
2、Ｃ13を通じて接地にバイパスされ、トランジスタＱ1
2、Ｑ13のベースには、ほとんど供給されない。したが
って、第２中間周波信号Ｓ13には、微分パルスＰBと、
第２局部発振信号Ｓ15とによるビート成分ＳBTは、ほと
んど含まれるなくなる。Since the capacitors C12 and C13 are connected to the bases of the transistors Q12 and Q13, even if the differential pulses PB and PB appear at the bases of the transistors Q12 and Q13, these differential pulses PB and PB are Capacitor C1
2. Bypassed to ground through C13 and transistor Q1
2, hardly supplied to the base of Q13. Therefore, in the second intermediate frequency signal S13, the differential pulse PB,
The beat component SBT due to the second local oscillation signal S15 is almost not included.

【００７７】そして、図示は省略するが、第２ミキサ回
路２３についても、同様にしてキャリアリークがの発生
が大幅に低減される。Although not shown, occurrence of carrier leak is also greatly reduced in the second mixer circuit 23.

【００７８】ところで、上述は、コードレス電話機の受
信部において、第２ミキサ回路１３、２３からのキャリ
アリークを低減した場合であるが、コードレス電話機に
おいては、盗聴防止（秘話機能）のため、送受信される
音声信号の周波数スペクトルを反転している。そして、
上述のキャリアリークを低減する技術は、その音声信号
の周波数スペクトラムを反転する場合にも好適である。By the way, the above is the case where the carrier leak from the second mixer circuits 13 and 23 is reduced in the receiving section of the cordless telephone. However, in the cordless telephone, transmission / reception is performed for the prevention of wiretapping (secret communication function). The frequency spectrum of the audio signal is inverted. And
The above-described technique for reducing carrier leak is also suitable when inverting the frequency spectrum of the audio signal.

【００７９】すなわち、図８はその周波数スペクトルを
反転する場合の一例を示し、音声信号Ｓ71が、端子７１
からバンドパスフィルタ７２に供給されて例えば300Hz
〜３ｋHzの周波数成分の信号Ｓ72が取り出され、この信
号Ｓ72が、平衡変調回路７３に変調入力として供給され
るとともに、キャリア信号形成回路７４から、周波数が
例えば3.5ｋHzのキャリア信号Ｓ74が取り出されて変調
回路７３に供給される。こうして、変調回路７３から
は、信号Ｓ72により平衡変調されたＤＳＢ信号Ｓ73が取
り出される。That is, FIG. 8 shows an example of inverting the frequency spectrum, in which the audio signal S71 is converted to the terminal 71.
Is supplied to the band pass filter 72 from, for example, 300 Hz
A signal S72 having a frequency component of ˜3 kHz is extracted, this signal S72 is supplied to the balanced modulation circuit 73 as a modulation input, and a carrier signal S74 having a frequency of, for example, 3.5 kHz is extracted from the carrier signal forming circuit 74. It is supplied to the modulation circuit 73. In this way, the DSB signal S73 that is balanced-modulated by the signal S72 is taken out from the modulation circuit 73.

【００８０】そして、この信号Ｓ73が、ローパスフィル
タ７５に供給されて信号Ｓ73のうちの下側帯波信号、す
なわち、信号Ｓ72の周波数スペクトルの反転された信号
Ｓ75が、端子７６に取り出される。This signal S73 is supplied to the low-pass filter 75, and the lower sideband signal of the signal S73, that is, the signal S75 in which the frequency spectrum of the signal S72 is inverted is taken out to the terminal 76.

【００８１】そして、この場合、平衡変調回路７３が理
想的であれば、その出力信号である信号Ｓ73に、キャリ
ア信号Ｓ74がリークすることはないが、実際には、素子
や直流バイアスのバランスの乱れによりキャリア信号Ｓ
74がリークしてしまう。すなわち、出力信号Ｓ73には、
キャリアリーク成分が含まれてしまう。そして、このキ
ャリアリーク成分を除去するため、ローパスフィルタ７
５は、カットオフ特性が急峻でなければならず、この結
果、ローパスフィルタ７５として非常に次数の高いフィ
ルタが必要とされてしまう。In this case, if the balanced modulation circuit 73 is ideal, the carrier signal S74 does not leak to the output signal S73, but in reality, the balance of the elements and the DC bias is Carrier signal S due to disturbance
74 leaks. That is, in the output signal S73,
The carrier leak component is included. Then, in order to remove this carrier leak component, the low-pass filter 7
In No. 5, the cutoff characteristic must be steep, and as a result, a very high-order filter is required as the low-pass filter 75.

【００８２】そこで、平衡変調回路７３からの信号Ｓ73
が、同期検波回路８１に検波入力として供給されるとと
もに、キャリア信号Ｓ74が基準信号として供給されて信
号Ｓ73は信号Ｓ74により同期検波される。そして、その
同期検波の出力信号Ｓ81がローパスフィルタ８２に供給
されてキャリアリーク成分の極性及び大きさに対応した
直流電圧Ｖ82とされるとともに、この電圧Ｖ82がアンプ
８３に供給されて直流電流Ｉ83に変換されてから平衡変
調回路７３に直流バランスの制御信号として負帰還され
る。Therefore, the signal S73 from the balanced modulation circuit 73
Is supplied as a detection input to the synchronous detection circuit 81, the carrier signal S74 is supplied as a reference signal, and the signal S73 is synchronously detected by the signal S74. Then, the output signal S81 of the synchronous detection is supplied to the low-pass filter 82 to be a DC voltage V82 corresponding to the polarity and magnitude of the carrier leak component, and this voltage V82 is supplied to the amplifier 83 to be a DC current I83. After the conversion, the signal is negatively fed back to the balanced modulation circuit 73 as a DC balance control signal.

【００８３】したがって、平衡変調回路７３の出力信号
Ｓ73には、キャリアリーク成分は含まれなくなるので、
ローパスフィルタ７５のカットオフ特性はそれほど急峻
である必要はなくなる。したがって、ローパスフィルタ
７５は、次数の低いものでよく、電話機を小型化できる
とともに、コストダウンができる。Therefore, since the output signal S73 of the balanced modulation circuit 73 does not include the carrier leak component,
The cutoff characteristic of the low-pass filter 75 does not need to be so steep. Therefore, the low-pass filter 75 may be of a low order, which can downsize the telephone and reduce the cost.

【００８４】なお、図５〜図７の例においては、同期検
波回路３１の出力信号Ｓ31を、差動アンプ６４及びカレ
ントミラー回路６５を有するアンプ３３に供給して電流
Ｉ33を形成したが、同期検波回路３１の負荷としてカレ
ントミラー回路を接続して電流Ｉ33を得ることもでき
る。In the example of FIGS. 5 to 7, the output signal S31 of the synchronous detection circuit 31 is supplied to the amplifier 33 having the differential amplifier 64 and the current mirror circuit 65 to form the current I33. A current mirror circuit can be connected as the load of the detection circuit 31 to obtain the current I33.

【００８５】また、上述においては、電圧Ｖ32を電流Ｉ
33に変換し、その電流Ｉ33により第２ミキサ回路１３の
直流バランスを制御したが、電圧Ｖ32により制御するこ
ともできる。In the above description, the voltage V32 is changed to the current I.
Although the DC balance of the second mixer circuit 13 is converted to 33 and the DC balance of the second mixer circuit 13 is controlled by the current I33, it can be controlled by the voltage V32.

【００８６】[0086]

【発明の効果】この発明によれば、ダブルバランス形の
乗算回路を構成するトランジスタＱ12、Ｑ13のコレクタ
・ベース間に浮遊容量ＣCB、ＣCBがあっても、あるいは
その浮遊容量ＣCB、ＣCBが多少大きくても、この浮遊容
量ＣCB、ＣCBに起因して発生するビート成分ＳBTを大幅
に低減することができる。したがって、受信機において
は、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示などを行
う場合、それらを正しく動作させることができる。According to the present invention, even if there are stray capacitances CCB, CCB between the collectors and bases of the transistors Q12, Q13 that form a double-balanced multiplication circuit, or the stray capacitances CCB, CCB are somewhat large. However, the stray capacitance CCB, and the beat component SBT generated due to CCB can be significantly reduced. Therefore, in the receiver, when the AGC, the display of the received electric field level, the tuning instruction, and the like are performed, they can be properly operated.

【００８７】また、抵抗器Ｒ12、Ｒ13の値を大きくする
ことができるので、前段から見た負荷が軽くなり、した
がって、消費電力を小さくすることができる。Further, since the values of the resistors R12 and R13 can be increased, the load seen from the previous stage is lightened, and therefore the power consumption can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】この発明の一例を示す接続図である。FIG. 1 is a connection diagram showing an example of the present invention.

【図２】この発明の他の例を示す接続図である。FIG. 2 is a connection diagram showing another example of the present invention.

【図３】この発明の使用例を示す系統図である。FIG. 3 is a system diagram showing an example of use of the present invention.

【図４】図３の回路の動作を説明するための周波数スペ
クトル図である。FIG. 4 is a frequency spectrum diagram for explaining the operation of the circuit of FIG.

【図５】図３の回路の一部の一例を示す接続図である。5 is a connection diagram showing an example of a part of the circuit of FIG.

【図６】図５の続きの一例を示す接続図である。FIG. 6 is a connection diagram showing an example of a continuation of FIG.

【図７】図５の続きの一例を示す接続図である。FIG. 7 is a connection diagram showing an example of a continuation of FIG.

【図８】この発明の使用例を示す系統図である。FIG. 8 is a system diagram showing an example of use of the present invention.

【図９】この発明を説明するための系統図である。FIG. 9 is a system diagram for explaining the present invention.

【図１０】図９の回路の動作を説明するための図であ
る。FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the circuit of FIG.

【図１１】図９の回路の一部の一例を示す接続図であ
る。FIG. 11 is a connection diagram showing an example of a part of the circuit shown in FIG.

【図１２】図９の回路の一部の一例を示す接続図であ
る。12 is a connection diagram showing an example of a part of the circuit of FIG.

【図１３】図１１及び図１２の回路の動作を説明するた
めの波形図である。FIG. 13 is a waveform diagram for explaining the operation of the circuits of FIGS. 11 and 12.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

４ バンドパスフィルタ ５ リミッタ ６ ＦＭ復調回路 １１、２１ 第１ミキサ回路 １２、２２ ローパスフィルタ １３、２３ 第２ミキサ回路 １４ 第１局部発振回路 １５ 第２局部発振回路 ２４、２５ 移相回路 ３１、４１ 同期検波回路 ３２、４２ ローパスフィルタ ５１ レベル検出回路 4 band pass filter 5 limiter 6 FM demodulation circuit 11, 21 first mixer circuit 12, 22 low pass filter 13, 23 second mixer circuit 14 first local oscillator circuit 15 second local oscillator circuit 24, 25 phase shift circuit 31, 41 Synchronous detection circuit 32, 42 Low-pass filter 51 Level detection circuit

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 第１のトランジスタを定電流源として第
２及び第３のトランジスタが差動接続され、 上記第２のトランジスタのコレクタに、そのコレクタ電
流を分岐する１対の第４及び第５のトランジスタのエミ
ッタが接続され、 上記第３のトランジスタのコレクタに、そのコレクタ電
流を分岐する１対の第６及び第７のトランジスタのエミ
ッタが接続され、 上記第４及び第７のトランジスタのベースが互いに接続
され、 上記第５及び第６のトランジスタのベースが互いに接続
され、 上記第４及び第６のトランジスタのコレクタが互いに接
続され、 上記第５及び第７のトランジスタのコレクタが互いに接
続され、 上記第２及び第３のトランジスタのベースに第１及び第
２の抵抗器を通じてベースバイアス電圧が供給され、 上記第２及び第３のトランジスタのベースの少なくとも
一方に、第１の入力信号が供給され、 上記第４及び第７のトランジスタのベースと、上記第５
及び第６のトランジスタのベースとの間に第２の入力信
号が供給され、 上記第４及び第６のトランジスタのコレクタあるいは上
記第５及び第７のトランジスタのコレクタの少なくとも
一方から、上記第１の入力信号と上記第２の入力信号と
の乗算結果の信号が出力されるようにしたダブルバラン
ス形の乗算回路において、 上記第２及び第３のトランジスタのベースに、これら第
２及び第３のトランジスタのコレクタ・ベース間の浮遊
容量よりも十分に大きな値の第１及び第２コンデンサを
それぞれ接続し、 上記第２の入力信号により上記第２及び第３のトランジ
スタのベースに生じる微分パルス成分を、上記第１及び
第２のコンデンサを通じてバイパスするようにした乗算
回路。1. A pair of fourth and fifth transistors, wherein a second transistor and a third transistor are differentially connected with the first transistor as a constant current source, and the collector current of the second transistor is branched to the collector of the second transistor. The emitter of the transistor is connected to the collector of the third transistor, and the emitters of the pair of sixth and seventh transistors branching the collector current are connected to the bases of the fourth and seventh transistors. Connected to each other, bases of the fifth and sixth transistors connected to each other, collectors of the fourth and sixth transistors connected to each other, collectors of the fifth and seventh transistors connected to each other, A base bias voltage is supplied to the bases of the second and third transistors through the first and second resistors, Transistor based on at least one of the first input signal is supplied, the base of the fourth and seventh transistors, said fifth
And a second input signal between the bases of the sixth and sixth transistors, and the first input from at least one of the collectors of the fourth and sixth transistors or the collectors of the fifth and seventh transistors. A double-balanced multiplication circuit configured to output a signal resulting from the multiplication of an input signal and the second input signal, wherein the second and third transistors are provided at the bases of the second and third transistors. The first and second capacitors having a value sufficiently larger than the stray capacitance between the collector and the base of respectively are connected, and the differential pulse component generated in the bases of the second and third transistors by the second input signal is A multiplication circuit configured to be bypassed through the first and second capacitors. 【請求項２】 請求項１に記載の乗算回路において、 上記第２の入力信号を矩形波信号とするようにした乗算
回路。2. The multiplication circuit according to claim 1, wherein the second input signal is a rectangular wave signal. 【請求項３】 請求項１あるいは請求項２に記載の乗算
回路において、 上記第１の入力信号がベースバンドの第１中間周波信号
とされ、 上記第２の入力信号が第２局部発振信号とされ、 上記乗算結果の信号が第２中間周波信号とされるように
した乗算回路。3. The multiplication circuit according to claim 1, wherein the first input signal is a baseband first intermediate frequency signal, and the second input signal is a second local oscillation signal. And a signal which is obtained by multiplying the signal as the second intermediate frequency signal. 【請求項４】 請求項１、請求項２あるいは請求項３に
記載の乗算回路において、 上記乗算結果の信号が供給され、この乗算結果の信号に
含まれる上記第２の入力信号の信号成分を検出する検出
回路を設け、 この検出回路の出力信号を、上記第２及び第３のトラン
ジスタの一方のベースに供給して、上記乗算結果の信号
に含まれる上記第２の入力信号の信号成分が減少するよ
うに、直流バランスを補正するようにした乗算回路。4. The multiplication circuit according to claim 1, wherein the signal of the multiplication result is supplied, and the signal component of the second input signal included in the signal of the multiplication result is added. A detection circuit for detecting is provided, and an output signal of the detection circuit is supplied to one of the bases of the second and third transistors so that the signal component of the second input signal included in the signal of the multiplication result A multiplication circuit that corrects the DC balance so that it decreases.