JPH0690267B2 - ディジタル・スクィド - Google Patents
ディジタル・スクィドInfo
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- JPH0690267B2 JPH0690267B2 JP62177509A JP17750987A JPH0690267B2 JP H0690267 B2 JPH0690267 B2 JP H0690267B2 JP 62177509 A JP62177509 A JP 62177509A JP 17750987 A JP17750987 A JP 17750987A JP H0690267 B2 JPH0690267 B2 JP H0690267B2
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- Measuring Magnetic Variables (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Superconductor Devices And Manufacturing Methods Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔概要〕 微小な磁束や電流の測定に用いられるディジタル・スク
ィドに関し， ディジタル・スクィドの出力パルスが正と負が略交互に
現れるようにして，アップダウンカウンタのビット数を
低減し，実装上有利で高感度の測定装置の実現を目的と
し， 超伝導インダクタンスと２個以上のジョセフソン接合を
含む超伝導ループよりなるスクィドと，被測定電流を流
し，かつ該スクィドに磁界結合する線と，該スクィドに
振幅変調波形のバイアス電流を与える振幅変調波形発生
器とを有し，該スクィドの少なくとも１組の注入端子に
振幅変調波を加え，かつ出力をパルス列で取り出すよう
に構成する。
ィドに関し， ディジタル・スクィドの出力パルスが正と負が略交互に
現れるようにして，アップダウンカウンタのビット数を
低減し，実装上有利で高感度の測定装置の実現を目的と
し， 超伝導インダクタンスと２個以上のジョセフソン接合を
含む超伝導ループよりなるスクィドと，被測定電流を流
し，かつ該スクィドに磁界結合する線と，該スクィドに
振幅変調波形のバイアス電流を与える振幅変調波形発生
器とを有し，該スクィドの少なくとも１組の注入端子に
振幅変調波を加え，かつ出力をパルス列で取り出すよう
に構成する。
本発明は高感度の磁束や電流の測定に用いられるディジ
タル・スクィドに関する。
タル・スクィドに関する。
２個以上のジョセフソン接合と超伝導インダクタンスを
含む超伝導ループを狭義にスクィド（SQUID,Supercondu
cting Quantum Interference Device,量子干渉素子）と
呼び，ジョセフソン接合が２個の場合は２接合量子干渉
計とも呼ばれている。これは現在では最高感度で磁束
（電流）を検出できる素子であり，これに対して表題で
いうスクィドとは広義に検知系，フィードバック系等の
回路を含めた磁束計としての機能をもつ全体の系をい
う。
含む超伝導ループを狭義にスクィド（SQUID,Supercondu
cting Quantum Interference Device,量子干渉素子）と
呼び，ジョセフソン接合が２個の場合は２接合量子干渉
計とも呼ばれている。これは現在では最高感度で磁束
（電流）を検出できる素子であり，これに対して表題で
いうスクィドとは広義に検知系，フィードバック系等の
回路を含めた磁束計としての機能をもつ全体の系をい
う。
従って，ここでは狭義のスクィドをSQUIDと表示する。
既に，市販されているアナログ・スクィドは，例えば身
体の神経系に流れる微小電流により発生する磁束を検出
して心磁図や脳磁図等を得る医療機器に使用さている。
体の神経系に流れる微小電流により発生する磁束を検出
して心磁図や脳磁図等を得る医療機器に使用さている。
これらは，電圧を検出する今までの心電図等に代わっ
て，磁束の検出により同様の，あるいはより微細な身体
の情報を得るものである。
て，磁束の検出により同様の，あるいはより微細な身体
の情報を得るものである。
また,SQUIDは，未だ検出に成功していないが，重力波の
検出に応用されている。
検出に応用されている。
アナログ・スクィドは,SQUIDにdcバイアスをかけ，入力
信号に比例する電圧，または電流で出力が得られる。こ
れに対し，本発明者の提起したディジタル・スクィドは
バイアス電流をacにして，入力信号に比例し，かつバイ
アスのacと同じ周期をもつパルス数で出力できるように
したものである。
信号に比例する電圧，または電流で出力が得られる。こ
れに対し，本発明者の提起したディジタル・スクィドは
バイアス電流をacにして，入力信号に比例し，かつバイ
アスのacと同じ周期をもつパルス数で出力できるように
したものである。
第３図（１）〜（３）はそれぞれ従来例によるディジタ
ル・スクィドの回路図，動作説明図と出力パルスを示す
図である。
ル・スクィドの回路図，動作説明図と出力パルスを示す
図である。
このディジタル・スクィドは，本発明者により提起され
たもので，正の出力パルスの数と負の出力パルスの数の
差に比例する電流Ifをフィードバックすることにより被
測定磁束Φcを求めるようにしたものである。
たもので，正の出力パルスの数と負の出力パルスの数の
差に比例する電流Ifをフィードバックすることにより被
測定磁束Φcを求めるようにしたものである。
被測定磁束Φcは， Φc＝（L1＋L2）×Ic． で表される。ここにIcは被測定電流，L1はピックアップ
コイルとなる，L2はSQUIDに磁界結合する，いずれも被
測定超伝導ループを構成する超伝導インダクタンスであ
る。
コイルとなる，L2はSQUIDに磁界結合する，いずれも被
測定超伝導ループを構成する超伝導インダクタンスであ
る。
より一般的には，ピックアップコイルL1を用いないで，
被測定電流Icを直接超伝導インダクタンスL2に流せば電
流計として用いることができる。
被測定電流Icを直接超伝導インダクタンスL2に流せば電
流計として用いることができる。
この方式では，フィードバックする量は正と負のパルス
数の差であって，各々の絶対値は必要でない。
数の差であって，各々の絶対値は必要でない。
つぎに，このディジタル・スクィドの動作について説明
する。
する。
図において,2個のジョセフソン接合J1,J2と，超伝導イ
ンダクタンスＬを含む超伝導ループは２接合SQUIDと呼
ばれる。
ンダクタンスＬを含む超伝導ループは２接合SQUIDと呼
ばれる。
超伝導インダクタンスL1をもつピックアップコイルに，
被測定磁束Φcが叉交するとこの磁束を打ち消すように
被測定電流Icが被測定超伝導ループに流れ，これが２接
合SQUIDに磁界をつくり,2接合SQUIDの特性を変化させ
て，その変化より磁束を求める。
被測定磁束Φcが叉交するとこの磁束を打ち消すように
被測定電流Icが被測定超伝導ループに流れ，これが２接
合SQUIDに磁界をつくり,2接合SQUIDの特性を変化させ
て，その変化より磁束を求める。
２接合SQUIDの注入（バイアス）端子に第１の交流波形
発生器１より第１のac電流を注入する。
発生器１より第１のac電流を注入する。
２接合SQUIDに磁界結合する超伝導インダクタンスL
3に，第２の交流波形発生器２より第１のac電流より周
波数の低い第２のac電流を供給する。
3に，第２の交流波形発生器２より第１のac電流より周
波数の低い第２のac電流を供給する。
第３図（２）は２接合SQUIDのしきい値特性を示す図
で，縦軸はバイアス電流IGを，横軸は被測定電流Icを表
す。
で，縦軸はバイアス電流IGを，横軸は被測定電流Icを表
す。
動作点が曲線内にあるときはSQUIDの電圧は0,曲線外に
有る時はジョセフソン接合は電圧状態となり,SQUIDの電
圧は有限の電圧となる。
有る時はジョセフソン接合は電圧状態となり,SQUIDの電
圧は有限の電圧となる。
いま，第２のac電流の波形を図示のように三角波とし，
その正方向の半周期をt1〜t2，負方向の半周期をt2〜t3
とする。
その正方向の半周期をt1〜t2，負方向の半周期をt2〜t3
とする。
まず，t1近傍ではIcはＡ点（OAは被測定磁束Φcを変換
した電流とフィードバック電流Ifの差に相当する）付近
にあり，ここでバイアスIGが入っても動作点はしきい値
を越えることなく,SQUIDはスィッチしない。
した電流とフィードバック電流Ifの差に相当する）付近
にあり，ここでバイアスIGが入っても動作点はしきい値
を越えることなく,SQUIDはスィッチしない。
t1より時間が経過してIcが増加してゆくと，ある点よ
り，バイアスIGが入ったときに動作点はしきい値を越
え,SQUIDはスィッチして電圧出力が出る。バイアスIGが
落ちるとその出力電圧は０となる。すなわちバイアスパ
ルス１個に対して出力パルス１個が出る。
り，バイアスIGが入ったときに動作点はしきい値を越
え,SQUIDはスィッチして電圧出力が出る。バイアスIGが
落ちるとその出力電圧は０となる。すなわちバイアスパ
ルス１個に対して出力パルス１個が出る。
しきい値特性は左右非対称であるので，Icが正側にある
ときは，出力は正側にスィッチし，負側にスィッチしな
い。
ときは，出力は正側にスィッチし，負側にスィッチしな
い。
反対に，t1〜t3の半周期では出力は負側にスィッチし，
正側にはスィッチしない。
正側にはスィッチしない。
三角波の中心が原点にありIc＝０の場合はしきい値特性
が原点対称であるので，出力は正側にスィッチする数と
負側にとスィッチする数が等しくなる。ところがIc≠０
の場合は，しきい値特性は左右アンバランスになり，Ic
が正の場合は正の出力パルスが多く，Icが負の場合は負
の出力パルスが多くなる。
が原点対称であるので，出力は正側にスィッチする数と
負側にとスィッチする数が等しくなる。ところがIc≠０
の場合は，しきい値特性は左右アンバランスになり，Ic
が正の場合は正の出力パルスが多く，Icが負の場合は負
の出力パルスが多くなる。
従って，正負の出力パルス数の差が入力電流Icを表す。
測定系は実際には第３図（１）のようにフィードバック
回路を付加して，ヌルメソッドが採用されている。
回路を付加して，ヌルメソッドが採用されている。
２接合SQUIDの注入端子Ｂから出力を取り出すが，ここ
には第３図（３）に示される出力パルスが出てくる。
には第３図（３）に示される出力パルスが出てくる。
これをアップダウンカウンタ３に入れ，積分器４で積分
し,D/A変換器５でアナログ量であるフィードバック電流
Ifに変換し,2接合SQUIDに磁界結合する超伝導インダク
タンスLfに戻す。
し,D/A変換器５でアナログ量であるフィードバック電流
Ifに変換し,2接合SQUIDに磁界結合する超伝導インダク
タンスLfに戻す。
戻し方の符号は正の出力パルスが多いときはIc軸で負方
向に電流が流れる向きにする。反対の場合は逆向きにす
る。
向に電流が流れる向きにする。反対の場合は逆向きにす
る。
出力はIfをとるか，あるいはフィードバック回路の途中
からIcに相当するディジタルのパルス数をとってもよ
い。
からIcに相当するディジタルのパルス数をとってもよ
い。
正と負のパルス数の差はアップダウンカウンタにより得
られるが，カウンタには，例えば正のパルスが続いて現
れ，それが終わってから負のパルスが出てくる。これら
の数は例えば104（13〜14ビット）といった大きな数に
なるが，被測定磁束のダイナミックレンジが極端に大き
くない場合はこの差は通常これよりはるかに小さい数と
なる。例えば０〜102程度の小さな数であるが，カウン
タは一時的に104程度のパルス数をカウントしなければ
ならない。
られるが，カウンタには，例えば正のパルスが続いて現
れ，それが終わってから負のパルスが出てくる。これら
の数は例えば104（13〜14ビット）といった大きな数に
なるが，被測定磁束のダイナミックレンジが極端に大き
くない場合はこの差は通常これよりはるかに小さい数と
なる。例えば０〜102程度の小さな数であるが，カウン
タは一時的に104程度のパルス数をカウントしなければ
ならない。
このため，アップダウンカウンタのビット数を必要以上
に多くしていた。また次段のD/A変換器もビット数が増
え，フィードバック回路に負担を強いることになってい
た。
に多くしていた。また次段のD/A変換器もビット数が増
え，フィードバック回路に負担を強いることになってい
た。
上記問題点の解決は，超伝導インダクタンスと２個以上
のジョセフソン接合を含む超伝導ループからなるスクィ
ドと，被測定電流を流し，かつ該スクィドに磁界結合す
るループと，該スクィドにバイアス電流として交流波を
注入し，該スクィドの出力をパルス列で取り出す手段
と，該パルス列の正の出力パルスと負の出力パルスの差
を計数する手段とを有するディジタル・スクィドであっ
て，該スクィドに注入するバイアス電流として振幅変調
波を与える振幅変調波形発生器を有し，該スクィドは，
バイアス電流を与える注入端子が該スクィドの非対称の
位置に設けられているか，あるいは各々のジョセフソン
接合が異なった臨界電流値を有するディジタル・スクィ
ドにより達成される。
のジョセフソン接合を含む超伝導ループからなるスクィ
ドと，被測定電流を流し，かつ該スクィドに磁界結合す
るループと，該スクィドにバイアス電流として交流波を
注入し，該スクィドの出力をパルス列で取り出す手段
と，該パルス列の正の出力パルスと負の出力パルスの差
を計数する手段とを有するディジタル・スクィドであっ
て，該スクィドに注入するバイアス電流として振幅変調
波を与える振幅変調波形発生器を有し，該スクィドは，
バイアス電流を与える注入端子が該スクィドの非対称の
位置に設けられているか，あるいは各々のジョセフソン
接合が異なった臨界電流値を有するディジタル・スクィ
ドにより達成される。
本発明は２接合以上のSQUIDの注入端子を非対称の位置
におくか，または各々のジョセフソン接合が異なった臨
界電流を有するように構成して，しきい値特性を変形
し,SQUIDに振幅変調波を与えることにより，出力パルス
列を正負交互に出るようにして，一時的にカウント数が
膨大になることがないようにしたものである。
におくか，または各々のジョセフソン接合が異なった臨
界電流を有するように構成して，しきい値特性を変形
し,SQUIDに振幅変調波を与えることにより，出力パルス
列を正負交互に出るようにして，一時的にカウント数が
膨大になることがないようにしたものである。
第１図（１）〜（５）は本発明の原理を説明するディジ
タル・スクィドの回路図，動作説明図と出力パルスを示
す図である。
タル・スクィドの回路図，動作説明図と出力パルスを示
す図である。
図において，装置は,2個のジョセフソン接合J1,J2と，
超伝導インダクタンスＬで形成される超伝導ループより
なる２接合SQUIDと，これに磁界結合し，かつ被測定電
流Icを流す超伝導インダクタンスL2を有し，出力端子を
兼ねる注入端子Ｂは２接合SQUIDの非対称の位置に設
け，ここに振幅変調波形発生器1Aより振幅変調されたバ
イアス電流IGを注入する。
超伝導インダクタンスＬで形成される超伝導ループより
なる２接合SQUIDと，これに磁界結合し，かつ被測定電
流Icを流す超伝導インダクタンスL2を有し，出力端子を
兼ねる注入端子Ｂは２接合SQUIDの非対称の位置に設
け，ここに振幅変調波形発生器1Aより振幅変調されたバ
イアス電流IGを注入する。
第１図（２），（４）は２接合SQUIDのしきい値特性を
示す図で，縦軸はバイアス電流IG，横軸は被測定電流Ic
を表す。
示す図で，縦軸はバイアス電流IG，横軸は被測定電流Ic
を表す。
しきい値特性は注入端子を非対称の位置に設けることに
より，対称の位置に設けた従来例に比しIG軸方向のピー
ク値は左右にずれる。
より，対称の位置に設けた従来例に比しIG軸方向のピー
ク値は左右にずれる。
第１図（２）は磁界結合電流（被測定電流）Ic＝０の場
合を示し，動作点はしきい値特性図の縦軸上を動く。こ
の場合正負のしきい値はそれぞれ＋I0，−I0であり，絶
対値は等しい。バイアスIGがしきい値を越すと，すなわ
ち＋I0以上，あるいは−I0以下になると,SQUIDはスィッ
チして，各々正のパルスあるいは負のパルスを生ずる。
この出力パルス列は第１図（３）に示すように正負が交
互に出力される。
合を示し，動作点はしきい値特性図の縦軸上を動く。こ
の場合正負のしきい値はそれぞれ＋I0，−I0であり，絶
対値は等しい。バイアスIGがしきい値を越すと，すなわ
ち＋I0以上，あるいは−I0以下になると,SQUIDはスィッ
チして，各々正のパルスあるいは負のパルスを生ずる。
この出力パルス列は第１図（３）に示すように正負が交
互に出力される。
従って，Ic＝０ならば正と負の出力パルス数は等しく，
その差は０である。
その差は０である。
第１図（４）はIc≠0,例えばIc＞０の場合を示し，正の
しきい値I1はI0より小さく（I1＜I0），また，負のしき
い値−I2は−I0より小さい（I2＞I0）。
しきい値I1はI0より小さく（I1＜I0），また，負のしき
い値−I2は−I0より小さい（I2＞I0）。
従って第１図（５）に示すように出力パルス列は正のパ
ルス数が負のパルス数より多くなる。
ルス数が負のパルス数より多くなる。
例えば，振幅変調波形のバイアス電流IGの包絡線（変調
波）を三角波とし，波形の最大，最小値をIg2,Ig1と
し，また変調三角波の１周期の中にＭ周期の交流波形
（例えば正弦波）があると，正および負の出力パルス数
の差は 〔（I2−I1）／（Ig2−Ig1）〕×M. で表される。しきい値特性がわかっていれば，I1−I1か
らIcを求めることができる。
波）を三角波とし，波形の最大，最小値をIg2,Ig1と
し，また変調三角波の１周期の中にＭ周期の交流波形
（例えば正弦波）があると，正および負の出力パルス数
の差は 〔（I2−I1）／（Ig2−Ig1）〕×M. で表される。しきい値特性がわかっていれば，I1−I1か
らIcを求めることができる。
実際には，フィードバックをかけて，パルス数の差が０
になるように，すなわちI2＝I1＝I0になるようにフィー
ドバック電流Ifを流すようにしているので，しきい値特
性の形を知る必要はなく，Ifより被測定電流が求められ
る。
になるように，すなわちI2＝I1＝I0になるようにフィー
ドバック電流Ifを流すようにしているので，しきい値特
性の形を知る必要はなく，Ifより被測定電流が求められ
る。
第２図は本発明の一実施例を説明するディジタル・スク
ィドの回路図である。
ィドの回路図である。
２接合SQUIDの注入端子Ｂから出力を取り出し，アップ
ダウンカウンタ３に入れ，出力パルス数の差を得て，積
分器４で積分し,D/A変換器５でフィードバック電流Ifに
変換し，超伝導インダクタンスLfに戻し,2接合SQUIDに
磁界結合される。
ダウンカウンタ３に入れ，出力パルス数の差を得て，積
分器４で積分し,D/A変換器５でフィードバック電流Ifに
変換し，超伝導インダクタンスLfに戻し,2接合SQUIDに
磁界結合される。
出力は積分されたパルス数として得られる。
実際の回路は，通常のフィードバック回路において行わ
れる応答制御回路や，またD/A変換器の過渡動作により
異常なフィードバック電流が流れないようにするための
ラッチ回路等を付加している。
れる応答制御回路や，またD/A変換器の過渡動作により
異常なフィードバック電流が流れないようにするための
ラッチ回路等を付加している。
また実施例において,2接合SQUIDは注入端子の位置を変
えてもよく，また２つのジョセフソン接合の臨界電流の
比を変えてもよい。
えてもよく，また２つのジョセフソン接合の臨界電流の
比を変えてもよい。
さらに，振幅変調波形を注入端子と磁界結合線とに分流
して加えてもよい。
して加えてもよい。
また，変調波形は三角波でなく，その他の波形，例えば
正弦波であってもよいし，変調される波形もその他の波
形，例えば矩形波あるいはJJパルサ（２個のジョセフソ
ン接合を利用したパルス発生器）から発生する半値幅の
短いパルス等であってもよい。
正弦波であってもよいし，変調される波形もその他の波
形，例えば矩形波あるいはJJパルサ（２個のジョセフソ
ン接合を利用したパルス発生器）から発生する半値幅の
短いパルス等であってもよい。
また実施例においては,2接合SQUIDを用いたが,3接合以
上のSQUIDを用いてもよい。
上のSQUIDを用いてもよい。
以上詳細に説明したように本発明によれば，ディジタル
・スクィドの出力パルスが正と負が略交互に現れるの
で，アップダウンカウンタのビット数を必要以上に多く
しないですむ。
・スクィドの出力パルスが正と負が略交互に現れるの
で，アップダウンカウンタのビット数を必要以上に多く
しないですむ。
かつ，従来例では周波数が大きく異なる２つの交流波形
を加える必要があったが，この方式では振幅変調波１つ
を加えるだけでよく，装置の実装上有利である。
を加える必要があったが，この方式では振幅変調波１つ
を加えるだけでよく，装置の実装上有利である。
さらに，この測定は微小測定であるので，外よりの誘導
とか，まわり込み等があると誤動作の原因となる。従っ
て，従来例のように２つの波形を入れると相互のまわり
込み等の原因となり，入力する波形が少ない本発明の方
式の方が高感度測定に適している。
とか，まわり込み等があると誤動作の原因となる。従っ
て，従来例のように２つの波形を入れると相互のまわり
込み等の原因となり，入力する波形が少ない本発明の方
式の方が高感度測定に適している。
第１図（１）〜（５）は本発明の原理を説明するディジ
タル・スクィドの回路図，動作説明図と出力パルスを示
す図， 第２図は本発明の一実施例を説明するディジタル・スク
ィドの回路図， 第３図（１）〜（３）はそれぞれ従来例によるディジタ
ル・スクィドの回路図，動作説明図と出力パルスを示す
図である。 図において， J1,J2はジョセフソン接合， Ｌは超伝導インダクタンス， Icは被測定電流， Φcは被測定磁束， L1はピックアップコイルで超伝導インダクタンス， L2は被測定超伝導ループの超伝導インダクタンス， Lfはフィードバック用超伝導インダクタンス， Ｂは注入端子， IGはバイアス電流， Ifはフィードバック電流， 1Aは振幅変調波形発生器， ３はアップダウンカウンタ， ４は積分器， ５はD/A変換器 である。
タル・スクィドの回路図，動作説明図と出力パルスを示
す図， 第２図は本発明の一実施例を説明するディジタル・スク
ィドの回路図， 第３図（１）〜（３）はそれぞれ従来例によるディジタ
ル・スクィドの回路図，動作説明図と出力パルスを示す
図である。 図において， J1,J2はジョセフソン接合， Ｌは超伝導インダクタンス， Icは被測定電流， Φcは被測定磁束， L1はピックアップコイルで超伝導インダクタンス， L2は被測定超伝導ループの超伝導インダクタンス， Lfはフィードバック用超伝導インダクタンス， Ｂは注入端子， IGはバイアス電流， Ifはフィードバック電流， 1Aは振幅変調波形発生器， ３はアップダウンカウンタ， ４は積分器， ５はD/A変換器 である。
Claims (1)
- 【請求項１】超伝導インダクタンスと２個以上のジョセ
フソン接合を含む超伝導ループからなるスクィドと， 被測定電流を流し，かつ該スクィドに磁界結合するルー
プと， 該スクィドにバイアス電流として交流波を注入し，該ス
クィドの出力をパルス列で取り出す手段と， 該パルス列の正の出力パルスと負の出力パルスの差を計
数する手段とを有するディジタル・スクィドであって， 該スクィドに注入するバイアス電流として振幅変調波を
与える振幅変調波形発生器を有し， 該スクィドは，バイアス電流を与える注入端子が該スク
ィドの非対称の位置に設けられているか，あるいは各々
のジョセフソン接合が異なった臨界電流値を有すること
を特徴とするディジタル・スクィド。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62177509A JPH0690267B2 (ja) | 1987-07-16 | 1987-07-16 | ディジタル・スクィド |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62177509A JPH0690267B2 (ja) | 1987-07-16 | 1987-07-16 | ディジタル・スクィド |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6421378A JPS6421378A (en) | 1989-01-24 |
| JPH0690267B2 true JPH0690267B2 (ja) | 1994-11-14 |
Family
ID=16032149
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62177509A Expired - Fee Related JPH0690267B2 (ja) | 1987-07-16 | 1987-07-16 | ディジタル・スクィド |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0690267B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2677658B2 (ja) * | 1989-03-03 | 1997-11-17 | 日本電信電話株式会社 | メタル心線識別装置 |
| US5272479A (en) * | 1992-07-22 | 1993-12-21 | Trw Inc. | High sensitivity superconductive digitizer |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62125469A (ja) * | 1985-11-27 | 1987-06-06 | Hitachi Ltd | 検査項目の依頼方式 |
-
1987
- 1987-07-16 JP JP62177509A patent/JPH0690267B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 「ジョセフソン効果基礎と応用」ＰＰ．１４８−１５０電気学会昭和５３年５月２０日発行 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6421378A (en) | 1989-01-24 |
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