JPH0685710A - 受信機 - Google Patents
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- JPH0685710A JPH0685710A JP4185152A JP18515292A JPH0685710A JP H0685710 A JPH0685710 A JP H0685710A JP 4185152 A JP4185152 A JP 4185152A JP 18515292 A JP18515292 A JP 18515292A JP H0685710 A JPH0685710 A JP H0685710A
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
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- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/24—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits
- H03D3/241—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop
- H03D3/242—Modifications of demodulators to reject or remove amplitude variations by means of locked-in oscillator circuits the oscillator being part of a phase locked loop combined with means for controlling the frequency of a further oscillator, e.g. for negative frequency feedback or AFC
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- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【目的】 振幅変動及び位相変動等を補償しAM/FM
受信に適した受信機を提供する。 【構成】 RF入力搬送波を加えるためのRF入力1
と、これに結合され、位相検出器2、ループフィルタ
3、制御増幅器4および制御発振器6を含む信号パスを
有する位相同期ループ(PLL)と、局部補助パイロッ
ト発生用信号発生器と、局部補助パイロット検出器8と
を有し、パイロット検出器は、その第1入力が位相検出
器の出力と制御発振器の制御入力の間の位相同期ループ
の信号パスに接続され、その第2入力がパイロット信号
発生器の出力に接続され、またその出力が制御増幅器の
制御入力に選択デバイスを介して接続される。利得制御
に対する発振器放射の影響およびその他の寄生的漏話作
用を低減するように、補助パイロットによる発振器信号
の角度変調のため、信号発生器の出力が位相検出器の出
力と制御発振器の制御入力との間の位相同期ループの信
号パスに接続される。
受信に適した受信機を提供する。 【構成】 RF入力搬送波を加えるためのRF入力1
と、これに結合され、位相検出器2、ループフィルタ
3、制御増幅器4および制御発振器6を含む信号パスを
有する位相同期ループ(PLL)と、局部補助パイロッ
ト発生用信号発生器と、局部補助パイロット検出器8と
を有し、パイロット検出器は、その第1入力が位相検出
器の出力と制御発振器の制御入力の間の位相同期ループ
の信号パスに接続され、その第2入力がパイロット信号
発生器の出力に接続され、またその出力が制御増幅器の
制御入力に選択デバイスを介して接続される。利得制御
に対する発振器放射の影響およびその他の寄生的漏話作
用を低減するように、補助パイロットによる発振器信号
の角度変調のため、信号発生器の出力が位相検出器の出
力と制御発振器の制御入力との間の位相同期ループの信
号パスに接続される。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、RF入力搬送波を加え
るためのRF入力と、このRF入力に結合され、位相検
出器、ループフィルタ、制御増幅器および制御発振器を
含む信号パスを有する位相同期ループと、局部補助パイ
ロット発生用信号発生器と、局部補助パイロット検出用
パイロット検出器とを有し、前記局部補助パイロット検
出用パイロット検出器は、その第1入力が前記位相検出
器の出力と前記制御発振器の制御入力の間の位相同期ル
ープの信号パスに接続され、その第2入力が前記信号発
生器の出力に接続され、またその出力が前記制御増幅器
の制御入力に選択装置を介して接続されるように成され
た受信機に関するものである。
るためのRF入力と、このRF入力に結合され、位相検
出器、ループフィルタ、制御増幅器および制御発振器を
含む信号パスを有する位相同期ループと、局部補助パイ
ロット発生用信号発生器と、局部補助パイロット検出用
パイロット検出器とを有し、前記局部補助パイロット検
出用パイロット検出器は、その第1入力が前記位相検出
器の出力と前記制御発振器の制御入力の間の位相同期ル
ープの信号パスに接続され、その第2入力が前記信号発
生器の出力に接続され、またその出力が前記制御増幅器
の制御入力に選択装置を介して接続されるように成され
た受信機に関するものである。
【0002】
【従来の技術】この型の受信機は例えば欧州特許出願第
89302962号明細書から公知である。
89302962号明細書から公知である。
【0003】公知の受信機は、RF入力搬送波において
振幅変調される変調信号の同期振幅検出のために同期検
出器が使用されるAM PLL無線同期受信機である。
この同期検出のために必要とされる局部混合搬送波は位
相同期ループの中に合体された制御発振器によって得ら
れ、正確な同期検出を成すためにRF入力搬送波と位相
同期でなければならない。従って局部混合搬送波は局部
同相搬送波とも呼ばれる。RF入力搬送波と局部同相搬
送波との正確な位相等化は、制御発振器によって供給さ
れる局部直交搬送波がRF入力搬送波から位相において
正確に90゜相違する場合に得られる。
振幅変調される変調信号の同期振幅検出のために同期検
出器が使用されるAM PLL無線同期受信機である。
この同期検出のために必要とされる局部混合搬送波は位
相同期ループの中に合体された制御発振器によって得ら
れ、正確な同期検出を成すためにRF入力搬送波と位相
同期でなければならない。従って局部混合搬送波は局部
同相搬送波とも呼ばれる。RF入力搬送波と局部同相搬
送波との正確な位相等化は、制御発振器によって供給さ
れる局部直交搬送波がRF入力搬送波から位相において
正確に90゜相違する場合に得られる。
【0004】公知のように、位相検出器は、実際上RF
入力搬送波と局部直交搬送波との90゜からの位相偏差
のみならずRF入力搬送波の振幅または場の強さにも依
存する位相差信号を供給する。利得、帯域幅、位相偏移
およびループの安定性などのループ転送特性がRF入力
搬送波の振幅と共に変動することを防止するため、公知
のAM PLL無線同期受信機においてはループ利得の
自動制御が実施される。この自動制御のために必要とさ
れる制御信号はミキサ段階において得られ、このミキサ
段階において、RF入力搬送波が、補助パイロットによ
って振幅変調された局部同相搬送波と混合される。そこ
で、補助パイロットの周波数に対応する周波数を有しま
たRF入力搬送波の振幅に対応する振幅を有する所望の
混合信号が得られる。この所望の混合信号の低域選択後
に、オリジナル補助パイロットによるこの混合信号の変
換または変調がパイロット検出器の中で実施され、その
結果、RF入力搬送波の場の強さの変動と共に変動する
dc信号が得られ、次にこのdc信号が利得制御信号と
して制御増幅器の制御入力に供給される。
入力搬送波と局部直交搬送波との90゜からの位相偏差
のみならずRF入力搬送波の振幅または場の強さにも依
存する位相差信号を供給する。利得、帯域幅、位相偏移
およびループの安定性などのループ転送特性がRF入力
搬送波の振幅と共に変動することを防止するため、公知
のAM PLL無線同期受信機においてはループ利得の
自動制御が実施される。この自動制御のために必要とさ
れる制御信号はミキサ段階において得られ、このミキサ
段階において、RF入力搬送波が、補助パイロットによ
って振幅変調された局部同相搬送波と混合される。そこ
で、補助パイロットの周波数に対応する周波数を有しま
たRF入力搬送波の振幅に対応する振幅を有する所望の
混合信号が得られる。この所望の混合信号の低域選択後
に、オリジナル補助パイロットによるこの混合信号の変
換または変調がパイロット検出器の中で実施され、その
結果、RF入力搬送波の場の強さの変動と共に変動する
dc信号が得られ、次にこのdc信号が利得制御信号と
して制御増幅器の制御入力に供給される。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかし、発振器放射お
よびその他の寄生的漏話作用により、制御発振器によっ
て供給された非変調局部搬送波は受信機のRF入力にお
いて漏話依存振幅をもって生じる。これらの寄生的発振
器信号は、前記の混合段階において、補助パイロットに
よって変調された制御発振器振幅の局部同相搬送波によ
って逓倍され、その結果、補助パイロットの周波数に等
しい周波数を有する寄生的混合信号を生じる。この寄生
的混合信号が所望の混合信号の上に重畳され、これと共
に低域選択部を通過し、パイロット検出器の出力におい
て、利得制御信号の寄生的dcオフセットを生じる。こ
の利得制御信号の寄生的dcオフセットが発振器信号の
周波数と共に増大する。従って自動利得制御は周波数と
共に増大する程度まで擾乱され、その結果、周波数の増
大に従って受信機のダイナミック・レンジが低減する。
よびその他の寄生的漏話作用により、制御発振器によっ
て供給された非変調局部搬送波は受信機のRF入力にお
いて漏話依存振幅をもって生じる。これらの寄生的発振
器信号は、前記の混合段階において、補助パイロットに
よって変調された制御発振器振幅の局部同相搬送波によ
って逓倍され、その結果、補助パイロットの周波数に等
しい周波数を有する寄生的混合信号を生じる。この寄生
的混合信号が所望の混合信号の上に重畳され、これと共
に低域選択部を通過し、パイロット検出器の出力におい
て、利得制御信号の寄生的dcオフセットを生じる。こ
の利得制御信号の寄生的dcオフセットが発振器信号の
周波数と共に増大する。従って自動利得制御は周波数と
共に増大する程度まで擾乱され、その結果、周波数の増
大に従って受信機のダイナミック・レンジが低減する。
【0006】さらに、例えば制御発振器の自由作動周波
数の拡大、老化および温度変動などの可変的な外部要因
による、制御発振器によって再生された局部搬送波とR
F入力搬送波との間の位相誤差が前記公知の受信機の利
得制御信号には影響しない。従って、下記においてゆっ
くり変動する誤差または静的位相誤差と呼ばれるこれら
の位相誤差によるループ転送における変動は、公知の利
得制御回路によって補償されない。
数の拡大、老化および温度変動などの可変的な外部要因
による、制御発振器によって再生された局部搬送波とR
F入力搬送波との間の位相誤差が前記公知の受信機の利
得制御信号には影響しない。従って、下記においてゆっ
くり変動する誤差または静的位相誤差と呼ばれるこれら
の位相誤差によるループ転送における変動は、公知の利
得制御回路によって補償されない。
【0007】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、前記の
ような問題点を解決しまたRF AMおよび/またはR
F FM受信信号を受けるに適した受信機を提供するに
ある。
ような問題点を解決しまたRF AMおよび/またはR
F FM受信信号を受けるに適した受信機を提供するに
ある。
【0008】従って本発明によれば、冒頭に述べた型の
受信機は、補助パイロットによる発振器信号の角度変調
のため、前記信号発生器の出力が前記位相検出器の出力
と前記制御発振器の制御入力との間の位相同期ループの
信号パスに接続される。
受信機は、補助パイロットによる発振器信号の角度変調
のため、前記信号発生器の出力が前記位相検出器の出力
と前記制御発振器の制御入力との間の位相同期ループの
信号パスに接続される。
【0009】本発明は、RF入力搬送波の振幅変動によ
るループ転送中の変動のみならず、例えば前記の静的位
相誤差の結果として生じる変動を、PLLの信号パスの
正確な点に注入される補助パイロットを振幅変動および
位相変動に加えて誘導される利得制御信号を使用する利
得制御方式によって、補償することが可能となるという
発見に基づいている。さらにこのような利得制御信号
は、RF入力搬送波の周波数と共に変動せず、または少
なくともPLL入力信号の振幅変動から直接に誘導され
る利得制御信号を使用する利得制御と比較して、RF入
力搬送波の周波数と共に変動する程度が少ない。
るループ転送中の変動のみならず、例えば前記の静的位
相誤差の結果として生じる変動を、PLLの信号パスの
正確な点に注入される補助パイロットを振幅変動および
位相変動に加えて誘導される利得制御信号を使用する利
得制御方式によって、補償することが可能となるという
発見に基づいている。さらにこのような利得制御信号
は、RF入力搬送波の周波数と共に変動せず、または少
なくともPLL入力信号の振幅変動から直接に誘導され
る利得制御信号を使用する利得制御と比較して、RF入
力搬送波の周波数と共に変動する程度が少ない。
【0010】本発明による測定の場合、補助パイロット
がPLLの中に、前記位相検出器の出力と前記制御発振
器の制御入力との間の信号パスの注入点に注入され、前
記位相検出器の出力と前記制御発振器の制御入力との間
の信号パスの検出点において検出される。以下におい
て、注入点に注入される補助パイロットをオリジナルパ
イロットと呼び、このオリジナルパイロットによって検
出点に発生する補助パイロットをリターンパイロットと
呼ぶ。
がPLLの中に、前記位相検出器の出力と前記制御発振
器の制御入力との間の信号パスの注入点に注入され、前
記位相検出器の出力と前記制御発振器の制御入力との間
の信号パスの検出点において検出される。以下におい
て、注入点に注入される補助パイロットをオリジナルパ
イロットと呼び、このオリジナルパイロットによって検
出点に発生する補助パイロットをリターンパイロットと
呼ぶ。
【0011】信号方向において、注入点は検出点に先行
しまたは後続することができる。このようにして制御発
振器は、補助パイロットによって角度変調され、すなわ
ち周波数変調または位相変調された局部直交搬送波を供
給する。
しまたは後続することができる。このようにして制御発
振器は、補助パイロットによって角度変調され、すなわ
ち周波数変調または位相変調された局部直交搬送波を供
給する。
【0012】この場合、発振器放射およびその他の寄生
的漏話作用の結果、前記の角度変調された局部直交搬送
波は受信機のRF入力において漏話依存振幅をもって発
生する。これらの角度変調された発振器信号が位相検出
器の中で制御発振器のオリジナル角度変調局部直交搬送
波によって逓倍され、発振器放射および漏話の程度と共
に変動する振幅を有する望ましくない寄生的dc信号を
生じる。しかし、閉ループの位相および振幅転送に関す
る情報は補助パイロットによって位相検出器の出力に搬
送され、従って望ましくない寄生的dc信号から周波数
分離される。
的漏話作用の結果、前記の角度変調された局部直交搬送
波は受信機のRF入力において漏話依存振幅をもって発
生する。これらの角度変調された発振器信号が位相検出
器の中で制御発振器のオリジナル角度変調局部直交搬送
波によって逓倍され、発振器放射および漏話の程度と共
に変動する振幅を有する望ましくない寄生的dc信号を
生じる。しかし、閉ループの位相および振幅転送に関す
る情報は補助パイロットによって位相検出器の出力に搬
送され、従って望ましくない寄生的dc信号から周波数
分離される。
【0013】前記位相検出器の出力と前記制御発振器の
制御入力との間の信号パス中の検出点において生じるリ
ターンパイロットを検出することにより、前記閉ループ
の位相および振幅転送に関する情報は、前記望ましくな
い寄生的dc信号を完全に含まない振幅変動する望まし
いdc信号として得られる。この望ましいdc信号は、
閉ループの位相および振幅転送と共に正確に変動し、従
ってこの変動を生じる量と共に正確に変動する。このよ
うにして、この所望のdc信号によって得られる自動的
利得制御は、ループをRF入力搬送波の変動に対して安
定させるのみならず、前記の静的位相誤差に対してもル
ープを安定させ、このループにより、公知のAM PL
L無線同期受信機の場合よりも広くまたは高いダイナミ
ック・レンジとRF入力搬送波の周波数について局部入
力搬送波とRF入力搬送波の間の正確な実質的に一定の
位相同期化が得られる。
制御入力との間の信号パス中の検出点において生じるリ
ターンパイロットを検出することにより、前記閉ループ
の位相および振幅転送に関する情報は、前記望ましくな
い寄生的dc信号を完全に含まない振幅変動する望まし
いdc信号として得られる。この望ましいdc信号は、
閉ループの位相および振幅転送と共に正確に変動し、従
ってこの変動を生じる量と共に正確に変動する。このよ
うにして、この所望のdc信号によって得られる自動的
利得制御は、ループをRF入力搬送波の変動に対して安
定させるのみならず、前記の静的位相誤差に対してもル
ープを安定させ、このループにより、公知のAM PL
L無線同期受信機の場合よりも広くまたは高いダイナミ
ック・レンジとRF入力搬送波の周波数について局部入
力搬送波とRF入力搬送波の間の正確な実質的に一定の
位相同期化が得られる。
【0014】本発明の他の好ましい実施態様において
は、制御増幅器の出力と制御入力との間にピーク検出器
が配置され、前記のピーク検出器は位相同期ループのロ
ック範囲外にあるインロック検出器から生かされる。
は、制御増幅器の出力と制御入力との間にピーク検出器
が配置され、前記のピーク検出器は位相同期ループのロ
ック範囲外にあるインロック検出器から生かされる。
【0015】この手段を使用する場合、位相同期ループ
の捕獲挙動が改良される。
の捕獲挙動が改良される。
【0016】他の好ましい実施態様において、移相回路
がパイロット検出器の2つの入力信号パスの一方の中に
含まれる。
がパイロット検出器の2つの入力信号パスの一方の中に
含まれる。
【0017】この手段を使用すれば、移相回路の位相偏
移を正確に調整することによりループ利得の安定性がさ
らに改良される。
移を正確に調整することによりループ利得の安定性がさ
らに改良される。
【0018】前記の実施態様において、補助パイロット
の周波数が位相同期ループの帯域幅の3dB以下に選定
されれば、前記移相回路によって前記パイロット検出器
の一方の入力に補助パイロットの周波数で加えられる信
号はパイロット検出器の他方の入力に加えられる信号と
位相において実質的に90゜相違する。
の周波数が位相同期ループの帯域幅の3dB以下に選定
されれば、前記移相回路によって前記パイロット検出器
の一方の入力に補助パイロットの周波数で加えられる信
号はパイロット検出器の他方の入力に加えられる信号と
位相において実質的に90゜相違する。
【0019】この手段を使用すれば、パイロット検出器
は主として位相検出器として作用し、利得制御信号は実
質的にPLLの位相転送特性の変動と共に変動する。こ
れにより、最適利得制御調整が可能となる。
は主として位相検出器として作用し、利得制御信号は実
質的にPLLの位相転送特性の変動と共に変動する。こ
れにより、最適利得制御調整が可能となる。
【0020】本発明のさらに他の実施態様において、パ
イロット検出器はその出力信号を前記選択装置に供給
し、この選択装置は積分キャパシタンスおよび基準電流
源の並列回路を含み、この装置を介してパイロット検出
器が前記制御増幅器の制御入力に接続されている。
イロット検出器はその出力信号を前記選択装置に供給
し、この選択装置は積分キャパシタンスおよび基準電流
源の並列回路を含み、この装置を介してパイロット検出
器が前記制御増幅器の制御入力に接続されている。
【0021】この基準電流源により、利得制御ループの
最適化のもう1つの自由度が与えられる。
最適化のもう1つの自由度が与えられる。
【0022】FMステレオ受信機としての本発明による
受信機の実施態様は、前記信号発生器は第2制御発振器
を含み、前記第2制御発振器は、ステレオ和信号、38
kHzステレオ副搬送波で変調されたステレオ差分信号
および19kHzステレオパイロット信号を含むステレ
オ多重信号を復号するためのステレオ復号回路の第2位
相同期ループの中に含まれ、前記第2制御発振器は局部
補助パイロットを誘導するための発振器信号を供給し、
前記局部補助パイロットはステレオパイロット信号の周
波数の整数倍の周波数を有する。
受信機の実施態様は、前記信号発生器は第2制御発振器
を含み、前記第2制御発振器は、ステレオ和信号、38
kHzステレオ副搬送波で変調されたステレオ差分信号
および19kHzステレオパイロット信号を含むステレ
オ多重信号を復号するためのステレオ復号回路の第2位
相同期ループの中に含まれ、前記第2制御発振器は局部
補助パイロットを誘導するための発振器信号を供給し、
前記局部補助パイロットはステレオパイロット信号の周
波数の整数倍の周波数を有する。
【0023】この手段を使用すれば、ステレオデコーダ
においてステレオ副搬送波を再生するための前記第2制
御発振器の発振器信号は、ループ利得安定化のための局
部補助パイロットとしても使用される。
においてステレオ副搬送波を再生するための前記第2制
御発振器の発振器信号は、ループ利得安定化のための局
部補助パイロットとしても使用される。
【0024】
【実施例】以下、本発明を図1および図2について説明
する。
する。
【0025】図1は本発明によるFM PLL同期受信
機を示し、このPLL同期受信機は無線周波数アンテナ
ANTに接続するための無線周波数アンテナ入力IRFを
有し、この無線周波数アンテナ入力IRFは位相同期ルー
プPLLの位相検出器2に対して無線周波数入力回路1
を介して接続される。また位相同期ループPLLは位相
検出器2に順次接続されたループフィルタ3と、制御増
幅器4と、加算回路5と、制御発振器6とを含む。制御
発振器6は位相検出器2に対して局部直交搬送波を加
え、また同調制御装置Tに加えられる同調制御信号によ
って周波数同調される。
機を示し、このPLL同期受信機は無線周波数アンテナ
ANTに接続するための無線周波数アンテナ入力IRFを
有し、この無線周波数アンテナ入力IRFは位相同期ルー
プPLLの位相検出器2に対して無線周波数入力回路1
を介して接続される。また位相同期ループPLLは位相
検出器2に順次接続されたループフィルタ3と、制御増
幅器4と、加算回路5と、制御発振器6とを含む。制御
発振器6は位相検出器2に対して局部直交搬送波を加
え、また同調制御装置Tに加えられる同調制御信号によ
って周波数同調される。
【0026】アンテナANTによって受信された無線周
波数(RF)FMの受信周波数範囲はRF入力回路1に
おける広帯域選択と増幅との後に位相検出器2に加えら
れる。前記のRF FM受信周波数範囲における所望の
RF受信信号に同調するには、局部直交搬送波の周波数
を、最大限、前記位相同期ループPLLの捕獲範囲内に
おいて、前記所望のRF受信信号から偏位した値に選定
することによって実施される。位相検出器2は、局部直
交搬送波と所望のRF受信信号のRF搬送波との間の9
0゜からの位相差に依存する位相差信号を供給する。こ
の位相差信号がループフィルタ3の中で選択され、その
後にこの位相差信号の制御増幅が後述のようにして制御
増幅器4の中で実施される。
波数(RF)FMの受信周波数範囲はRF入力回路1に
おける広帯域選択と増幅との後に位相検出器2に加えら
れる。前記のRF FM受信周波数範囲における所望の
RF受信信号に同調するには、局部直交搬送波の周波数
を、最大限、前記位相同期ループPLLの捕獲範囲内に
おいて、前記所望のRF受信信号から偏位した値に選定
することによって実施される。位相検出器2は、局部直
交搬送波と所望のRF受信信号のRF搬送波との間の9
0゜からの位相差に依存する位相差信号を供給する。こ
の位相差信号がループフィルタ3の中で選択され、その
後にこの位相差信号の制御増幅が後述のようにして制御
増幅器4の中で実施される。
【0027】制御増幅器4は位相差信号を、加算回路5
を介して、制御発振器6の入力に加える。ループPLL
の位相同期状態においては、ループ中において、局部直
交搬送波と所望のRF受信信号のRF搬送波との間の9
0゜からの位相差を位相検出器2の出力から入力へ負帰
還するように、従って有効抑圧するように、位相差信号
が制御発振器6を制御する。従って、局部直交搬送波が
周波数においてRF搬送波に正確に従いまたこれから位
相において90゜相違する位相同期化が得られる。この
場合、位相差信号は所望のRF受信信号のベースバンド
変調信号と共に変動する。このようにして得られたベー
スバンド変調信号は、制御増幅器4の出力に接続された
フィルタ7によって選択される。
を介して、制御発振器6の入力に加える。ループPLL
の位相同期状態においては、ループ中において、局部直
交搬送波と所望のRF受信信号のRF搬送波との間の9
0゜からの位相差を位相検出器2の出力から入力へ負帰
還するように、従って有効抑圧するように、位相差信号
が制御発振器6を制御する。従って、局部直交搬送波が
周波数においてRF搬送波に正確に従いまたこれから位
相において90゜相違する位相同期化が得られる。この
場合、位相差信号は所望のRF受信信号のベースバンド
変調信号と共に変動する。このようにして得られたベー
スバンド変調信号は、制御増幅器4の出力に接続された
フィルタ7によって選択される。
【0028】RF FMステレオ信号が受信される際
に、フィルタ7によって選択されるベースバンド変調信
号は、0ないし15kHzの周波数範囲内のステレオ和
信号L+Rと、19kHzステレオパイロットと、23
乃至53kHzの周波数範囲内において抑圧された38
kHzステレオ副搬送波に両側波帯振幅変調されたステ
レオ差分信号L−Rとを含むベースバンドステレオ多重
信号である。このベースバンドステレオ多重信号はステ
レオデコーダ16に加えられ、このデコーダは例えばフ
ィリップス型TEA 5581とし、その中においてベ
ースバンドステレオ多重信号が公知のようにしてそれぞ
れベースバンドの左および右ステレオ信号LとRに復号
される。
に、フィルタ7によって選択されるベースバンド変調信
号は、0ないし15kHzの周波数範囲内のステレオ和
信号L+Rと、19kHzステレオパイロットと、23
乃至53kHzの周波数範囲内において抑圧された38
kHzステレオ副搬送波に両側波帯振幅変調されたステ
レオ差分信号L−Rとを含むベースバンドステレオ多重
信号である。このベースバンドステレオ多重信号はステ
レオデコーダ16に加えられ、このデコーダは例えばフ
ィリップス型TEA 5581とし、その中においてベ
ースバンドステレオ多重信号が公知のようにしてそれぞ
れベースバンドの左および右ステレオ信号LとRに復号
される。
【0029】そのためステレオデコーダ16は位相同期
ループ14、同期ステレオ差分信号復調器15および弁
別回路13とを含む。位相同期ループ14は制御発振器
(図示されず)を含み、この制御発振器はループの位相
同期状態において発振器信号を発生し、この信号は前記
の19kHzステレオパイロット信号と位相同期であ
り、またその周波数は19kHzの整数倍、例えば38
kHzとすることができる。図示の実施例において、3
8kHz発振器信号が局部混合信号として同期ステレオ
差分信号復調器15に供給される。ベースバンドステレ
オ多重信号の38kHzステレオ副搬送波で変調された
ステレオ差分信号L−Rが同期ステレオ差分信号復調器
15の他方の入力に加えられ、ここでベースバンドに復
調される。ステレオ和信号L+Rおよびステレオ差分信
号L−Rが弁別回路13に入力信号として加えられ、こ
の弁別回路13における加算操作および減算操作によっ
てベースバンドの左および右ステレオ信号LとRに復調
される。
ループ14、同期ステレオ差分信号復調器15および弁
別回路13とを含む。位相同期ループ14は制御発振器
(図示されず)を含み、この制御発振器はループの位相
同期状態において発振器信号を発生し、この信号は前記
の19kHzステレオパイロット信号と位相同期であ
り、またその周波数は19kHzの整数倍、例えば38
kHzとすることができる。図示の実施例において、3
8kHz発振器信号が局部混合信号として同期ステレオ
差分信号復調器15に供給される。ベースバンドステレ
オ多重信号の38kHzステレオ副搬送波で変調された
ステレオ差分信号L−Rが同期ステレオ差分信号復調器
15の他方の入力に加えられ、ここでベースバンドに復
調される。ステレオ和信号L+Rおよびステレオ差分信
号L−Rが弁別回路13に入力信号として加えられ、こ
の弁別回路13における加算操作および減算操作によっ
てベースバンドの左および右ステレオ信号LとRに復調
される。
【0030】また位相同期ループ14の制御発振器(図
示されず)が局部補助パイロット信号を発生するための
信号発生器として作動する。なぜならば、これは同期ス
テレオ差分信号復調器15に対して38kHzの局部混
合信号を供給するのみならず、この信号を38kHzの
局部補助パイロット信号として、加算回路5を介して、
制御発振器6の制御入力に供給するからである。この局
部補助信号は、オリジナルパイロット信号と呼ばれ、パ
イロット検出器8の第1入力にも供給される。
示されず)が局部補助パイロット信号を発生するための
信号発生器として作動する。なぜならば、これは同期ス
テレオ差分信号復調器15に対して38kHzの局部混
合信号を供給するのみならず、この信号を38kHzの
局部補助パイロット信号として、加算回路5を介して、
制御発振器6の制御入力に供給するからである。この局
部補助信号は、オリジナルパイロット信号と呼ばれ、パ
イロット検出器8の第1入力にも供給される。
【0031】このようにして38kHzの局部補助パイ
ロット信号は位相同期ループPLLの信号パスの中に、
制御発振器6の手前の点において注入される。従って制
御発振器6における局部直交搬送波の周波数は、制御増
幅器4および前記局部補助パイロット信号に対して角度
変調(周波数または位相変調)される。この角度変調さ
れた局部直交搬送波は位相検出器2の中においてRF受
信信号の搬送波と混合される。前記の位相差信号のほ
か、RF受信信号の振幅変動に依存するのみならず制御
発振器6の出力信号とRF入力搬送波との間にありうる
静的位相誤差に依存する振幅を有する所望の混合信号が
位相検出器2の出力において、局部補助パイロット信号
の周波数で得られる。この所望の混合信号が位相差信号
と共に、ループフィルタ3を通過し、制御増幅器4の入
力に入る。
ロット信号は位相同期ループPLLの信号パスの中に、
制御発振器6の手前の点において注入される。従って制
御発振器6における局部直交搬送波の周波数は、制御増
幅器4および前記局部補助パイロット信号に対して角度
変調(周波数または位相変調)される。この角度変調さ
れた局部直交搬送波は位相検出器2の中においてRF受
信信号の搬送波と混合される。前記の位相差信号のほ
か、RF受信信号の振幅変動に依存するのみならず制御
発振器6の出力信号とRF入力搬送波との間にありうる
静的位相誤差に依存する振幅を有する所望の混合信号が
位相検出器2の出力において、局部補助パイロット信号
の周波数で得られる。この所望の混合信号が位相差信号
と共に、ループフィルタ3を通過し、制御増幅器4の入
力に入る。
【0032】制御増幅器4は、リターンパイロットとも
呼ばれる前記の所望の混合信号を、移相回路7を介し
て、パイロット検出器8の第2入力に対して供給し、ま
たピーク検出器9に供給する。ピーク検出器9と同期パ
イロット検出器8の電流出力は共通制御端子Cを介して
積分器11に接続される。この積分器11は接地された
積分容量を有する。図示の実施例において、調整可能な
基準電源12が積分器11に並列接続されている。積分
器11の出力が制御増幅器4の利得制御入力に接続され
ている。ピーク検出器9は位相同期ループPLLのロッ
ク範囲または保持範囲外で作動し、位相同期ループPL
Lがその位相同期状態に達した時に切られる。そのた
め、ピーク検出器9は切り替え入力を有し、この入力が
インロック検出器10の出力に接続される。このような
インロック検出器はそれ自体公知であって、例えば特開
昭63−107304号公報から公知である。
呼ばれる前記の所望の混合信号を、移相回路7を介し
て、パイロット検出器8の第2入力に対して供給し、ま
たピーク検出器9に供給する。ピーク検出器9と同期パ
イロット検出器8の電流出力は共通制御端子Cを介して
積分器11に接続される。この積分器11は接地された
積分容量を有する。図示の実施例において、調整可能な
基準電源12が積分器11に並列接続されている。積分
器11の出力が制御増幅器4の利得制御入力に接続され
ている。ピーク検出器9は位相同期ループPLLのロッ
ク範囲または保持範囲外で作動し、位相同期ループPL
Lがその位相同期状態に達した時に切られる。そのた
め、ピーク検出器9は切り替え入力を有し、この入力が
インロック検出器10の出力に接続される。このような
インロック検出器はそれ自体公知であって、例えば特開
昭63−107304号公報から公知である。
【0033】前記の説明から明かなように、オリジナル
補助パイロットは位相同期ループ14の制御発振器(図
示されず)から、パイロット検出器8の第1入力に対し
て加えられ、リターンパイロットは制御増幅器4から移
相回路7を介して第2入力に加えられる。補助パイロッ
トの周波数は位相同期ループPLLの3dB通過帯域の
中にあるので、例えば場の強さの変動および/または静
的位相誤差の変動によるループ転送特性の変動は、この
リターンパイロットの振幅よりはその位相に対して大き
な効果を示す。従って、ループ転送特性における上述の
変動の最適検出は、パイロット検出器8のそれぞれ第1
および第2入力におけるオリジナルパイロットとリター
ンパイロットの間の位相差の測定によって得られる。従
って図示の実施例において、パイロット検出器8は乗算
回路を備え、またループPLLの位相同期状態において
加算回路5の入力から移相回路7の出力までの位相偏移
全体が38kHz補助パイロットの周波数において実質
的に90゜となるように、移相回路7によって実施され
る位相偏移がループPLLの位相偏移に対して選定され
る。
補助パイロットは位相同期ループ14の制御発振器(図
示されず)から、パイロット検出器8の第1入力に対し
て加えられ、リターンパイロットは制御増幅器4から移
相回路7を介して第2入力に加えられる。補助パイロッ
トの周波数は位相同期ループPLLの3dB通過帯域の
中にあるので、例えば場の強さの変動および/または静
的位相誤差の変動によるループ転送特性の変動は、この
リターンパイロットの振幅よりはその位相に対して大き
な効果を示す。従って、ループ転送特性における上述の
変動の最適検出は、パイロット検出器8のそれぞれ第1
および第2入力におけるオリジナルパイロットとリター
ンパイロットの間の位相差の測定によって得られる。従
って図示の実施例において、パイロット検出器8は乗算
回路を備え、またループPLLの位相同期状態において
加算回路5の入力から移相回路7の出力までの位相偏移
全体が38kHz補助パイロットの周波数において実質
的に90゜となるように、移相回路7によって実施され
る位相偏移がループPLLの位相偏移に対して選定され
る。
【0034】ループPLLの位相同期状態において、同
期パイロット検出器8が利得制御電流を発生するが、こ
の利得制御電流は、ループ転送特性の変動と共に変動
し、従って前記の変動、例えば移送検出器2に加えられ
るRF搬送波の場の強さまたは振幅の変動、および静的
位相誤差などから生じるすべての量と共に変動する。こ
の利得制御電流は積分器11の中で積分され、利得制御
電圧に変換される。この利得制御電圧が制御増幅器4の
制御入力に加えられ、ループ転送特性の変動、従って、
リターンパイロットの位相および振幅変動が補償される
ようなループ中の利得を実現する。実際に、位相同期ル
ープPLLのループ転送特性の安定化は受信機の広い入
力ダイナミック・レンジの範囲内にある。
期パイロット検出器8が利得制御電流を発生するが、こ
の利得制御電流は、ループ転送特性の変動と共に変動
し、従って前記の変動、例えば移送検出器2に加えられ
るRF搬送波の場の強さまたは振幅の変動、および静的
位相誤差などから生じるすべての量と共に変動する。こ
の利得制御電流は積分器11の中で積分され、利得制御
電圧に変換される。この利得制御電圧が制御増幅器4の
制御入力に加えられ、ループ転送特性の変動、従って、
リターンパイロットの位相および振幅変動が補償される
ようなループ中の利得を実現する。実際に、位相同期ル
ープPLLのループ転送特性の安定化は受信機の広い入
力ダイナミック・レンジの範囲内にある。
【0035】前記の先行技術と相違し、発振器放射の結
果として、位相検出器2のRF入力における寄生発振器
信号および局部直交搬送波が共に38kHzの前記局部
補助パイロットによって角度変調される。これは、発振
器放射の程度と漏話と共に変動する振幅を有する望まし
くない寄生dc信号を生じる。しかし閉ループの位相お
よび振幅転送に関する情報はリターンパイロットによっ
て搬送され、従って周波数において、望ましくない寄生
dc信号から分離される。この望ましくない寄生dc信
号はパイロット検出器8の中で補助パイロットの周波数
に対応する周波数に変換され、次に積分器11の中で抑
圧される。従って、位相同期ループPLLのループ転送
特性の前記の安定化は周波数から独立であり、通常のA
M RF放送周波数範囲のみならず正規FM RF放送
周波数範囲を含む比較的広いRF受信範囲においても効
率的に作動する。
果として、位相検出器2のRF入力における寄生発振器
信号および局部直交搬送波が共に38kHzの前記局部
補助パイロットによって角度変調される。これは、発振
器放射の程度と漏話と共に変動する振幅を有する望まし
くない寄生dc信号を生じる。しかし閉ループの位相お
よび振幅転送に関する情報はリターンパイロットによっ
て搬送され、従って周波数において、望ましくない寄生
dc信号から分離される。この望ましくない寄生dc信
号はパイロット検出器8の中で補助パイロットの周波数
に対応する周波数に変換され、次に積分器11の中で抑
圧される。従って、位相同期ループPLLのループ転送
特性の前記の安定化は周波数から独立であり、通常のA
M RF放送周波数範囲のみならず正規FM RF放送
周波数範囲を含む比較的広いRF受信範囲においても効
率的に作動する。
【0036】前記はループの位相同期状態において成立
する。位相同期ループPLLのロック範囲または捕獲範
囲外においては、リターンパイロットの振幅はゼロまた
はゼロに近い。その結果、ロック範囲外の同期パイロッ
ト検出器8の出力電流はゼロまたは少なくとも非常に小
である。従って制御増幅器4の利得は最大値に設定され
る。これを防止するため、位相同期ループPLLのロッ
ク範囲外の制御増幅器4の利得を特定基準値に選定する
ことができる。
する。位相同期ループPLLのロック範囲または捕獲範
囲外においては、リターンパイロットの振幅はゼロまた
はゼロに近い。その結果、ロック範囲外の同期パイロッ
ト検出器8の出力電流はゼロまたは少なくとも非常に小
である。従って制御増幅器4の利得は最大値に設定され
る。これを防止するため、位相同期ループPLLのロッ
ク範囲外の制御増幅器4の利得を特定基準値に選定する
ことができる。
【0037】利得制御ループがループ利得の効率的安定
化を実現する入力ダイナミック・レンジの顕著な増大
は、ピーク検出器9によって可能である。このピーク検
出器9は、その発生する出力電流が、適当に選定された
積分定数に対して、入力電圧と共に変動するが、この出
力電流から一定の基準電流が減算されるように設計され
る。この基準電流は、ループ利得の安定化値の信号振幅
水準に対応する入力電圧において、ピーク検出器9の出
力電流と実質的に等しくなるように選定されなければな
らない。本発明の理解にとって、ピーク検出器9の動作
のこれ以上の説明は不必要である。位相同期ループにお
いて周波数制御の生じる範囲を捕獲範囲と呼び、位相同
期ループPLLにおいて位相同期化の生じる範囲をロッ
ク範囲と呼べば、位相検出器2における局部直交搬送波
とRF受信搬送波の間の周波数差分は、位相同期ループ
PLLの捕獲範囲においてはループフィルタ3と制御増
幅器4とを介してピーク検出器9の入力に伝達される。
安定化レベルに対するこの差分周波数の振幅に依存し
て、この差分周波数の振幅が安定化レベルに制御される
ようにピーク検出器9が制御増幅器4の利得を制御す
る。捕獲範囲における前記の周波数制御からロック範囲
における位相制御に移行する場合、同期パイロット検出
器8がピーク検出器9から利得制御を引き受ける。この
瞬間に、ピーク検出器9は同時にインロック検出器10
から切られる。
化を実現する入力ダイナミック・レンジの顕著な増大
は、ピーク検出器9によって可能である。このピーク検
出器9は、その発生する出力電流が、適当に選定された
積分定数に対して、入力電圧と共に変動するが、この出
力電流から一定の基準電流が減算されるように設計され
る。この基準電流は、ループ利得の安定化値の信号振幅
水準に対応する入力電圧において、ピーク検出器9の出
力電流と実質的に等しくなるように選定されなければな
らない。本発明の理解にとって、ピーク検出器9の動作
のこれ以上の説明は不必要である。位相同期ループにお
いて周波数制御の生じる範囲を捕獲範囲と呼び、位相同
期ループPLLにおいて位相同期化の生じる範囲をロッ
ク範囲と呼べば、位相検出器2における局部直交搬送波
とRF受信搬送波の間の周波数差分は、位相同期ループ
PLLの捕獲範囲においてはループフィルタ3と制御増
幅器4とを介してピーク検出器9の入力に伝達される。
安定化レベルに対するこの差分周波数の振幅に依存し
て、この差分周波数の振幅が安定化レベルに制御される
ようにピーク検出器9が制御増幅器4の利得を制御す
る。捕獲範囲における前記の周波数制御からロック範囲
における位相制御に移行する場合、同期パイロット検出
器8がピーク検出器9から利得制御を引き受ける。この
瞬間に、ピーク検出器9は同時にインロック検出器10
から切られる。
【0038】補助パイロットの周波数は位相同期ループ
PLLの3dB通過帯域の範囲内に選定することができ
るが、その範囲外にも選定することができる。3dBル
ープ帯域の範囲内の補助パイロットの周波数において
は、同期パイロット検出器8に加えられる2つのパイロ
ットの間の位相差が90゜である時に利得制御の作動点
の最適調整が得られる。この場合、パイロット検出器8
は主として位相検出器として作用する。そのため、移相
回路7における位相偏移は適当値に調整されなければな
らない。38kHzの補助パイロット周波数の使用され
た図示のFM PLL同期受信機の実施態様において
は、移相回路7中の38kHzのリターンパイロットの
位相偏移は実質的に45゜であった。しかし、移相回路
7について、他の作動点を選定することができる。
PLLの3dB通過帯域の範囲内に選定することができ
るが、その範囲外にも選定することができる。3dBル
ープ帯域の範囲内の補助パイロットの周波数において
は、同期パイロット検出器8に加えられる2つのパイロ
ットの間の位相差が90゜である時に利得制御の作動点
の最適調整が得られる。この場合、パイロット検出器8
は主として位相検出器として作用する。そのため、移相
回路7における位相偏移は適当値に調整されなければな
らない。38kHzの補助パイロット周波数の使用され
た図示のFM PLL同期受信機の実施態様において
は、移相回路7中の38kHzのリターンパイロットの
位相偏移は実質的に45゜であった。しかし、移相回路
7について、他の作動点を選定することができる。
【0039】作動点の調整の他の方法は、積分器11に
並列に接続された調整可能基準電源12によって実施さ
れる。補助パイロットの周波数が3dBループ通過帯域
の範囲内に選定されるならば、移相回路7の中のリター
ンパイロットの位相偏移を適当に選定することにより、
前記の基準電源12を使用しないですむ。
並列に接続された調整可能基準電源12によって実施さ
れる。補助パイロットの周波数が3dBループ通過帯域
の範囲内に選定されるならば、移相回路7の中のリター
ンパイロットの位相偏移を適当に選定することにより、
前記の基準電源12を使用しないですむ。
【0040】しかしまた、位相同期ループPLLの3d
B帯域幅をはるかに越えて補助パイロット周波数を選定
することもできる。この場合、ピーク検出器9は実質的
に振幅検出器として作用しなければならない。この場合
にはループ転送変動はリターンパイロットの位相よりは
その振幅に対して大きな作用を有するからである。この
場合、パイロット検出器8に加えられる2つのパイロッ
トの間の位相差は実質的に0または180゜となり、パ
イロット検出器8は実質的に振幅検出器として作動す
る。そのため、利得制御回路の作動点は好ましくは実質
的に調整可能基準電源12によって調整され、移相回路
7を使用しないことができる。
B帯域幅をはるかに越えて補助パイロット周波数を選定
することもできる。この場合、ピーク検出器9は実質的
に振幅検出器として作用しなければならない。この場合
にはループ転送変動はリターンパイロットの位相よりは
その振幅に対して大きな作用を有するからである。この
場合、パイロット検出器8に加えられる2つのパイロッ
トの間の位相差は実質的に0または180゜となり、パ
イロット検出器8は実質的に振幅検出器として作動す
る。そのため、利得制御回路の作動点は好ましくは実質
的に調整可能基準電源12によって調整され、移相回路
7を使用しないことができる。
【0041】本発明の思想は図1に図示の受信機に限定
されないことは明かである。例えば、制御増幅器4の出
力をステレオデコーダ16のステレオ多重信号入力Sに
直接に接続し、19kHzステレオパイロットの2以外
の倍数に補助パイロット周波数を選定し、パイロット検
出器8および/またはピーク検出器9を使用して出力信
号電圧を発生し、これを適当に選定された選択装置を介
して制御増幅器4の制御入力に加えることができる。ま
たピーク検出器9を省略し、インロック検出器10によ
って制御増幅器4の利得を位相同期ループPLLのロッ
ク範囲外の基準値に調整することもできる。前述から明
かなように、補助パイロット周波数の選択に依存して、
利得制御ループ4、7乃至12の利得制御挙動の適当な
調整のために、移相回路7および/または調整可能基準
電源12を使用することができる。
されないことは明かである。例えば、制御増幅器4の出
力をステレオデコーダ16のステレオ多重信号入力Sに
直接に接続し、19kHzステレオパイロットの2以外
の倍数に補助パイロット周波数を選定し、パイロット検
出器8および/またはピーク検出器9を使用して出力信
号電圧を発生し、これを適当に選定された選択装置を介
して制御増幅器4の制御入力に加えることができる。ま
たピーク検出器9を省略し、インロック検出器10によ
って制御増幅器4の利得を位相同期ループPLLのロッ
ク範囲外の基準値に調整することもできる。前述から明
かなように、補助パイロット周波数の選択に依存して、
利得制御ループ4、7乃至12の利得制御挙動の適当な
調整のために、移相回路7および/または調整可能基準
電源12を使用することができる。
【0042】図示の受信機はFM PLL同期受信機で
ある。FM変調信号が位相同期ループPLLの中で直接
にRF受信搬送波からベースバンドに変調されるからで
ある。しかし、位相同期ループPLLは、RF FM受
信信号範囲の中間周波数への広帯域変換が実施されこの
周波数が前記RF FM受信帯域の中の最高周波数の上
方に配置されるようなRF セクション1を有するスー
パヘテロダインFM受信機においても使用することがで
きる。このようなスーパヘテロダインFM受信機におい
ては、制御発振器6の同調制御入力における同調制御信
号によって同調を実施することもできる。
ある。FM変調信号が位相同期ループPLLの中で直接
にRF受信搬送波からベースバンドに変調されるからで
ある。しかし、位相同期ループPLLは、RF FM受
信信号範囲の中間周波数への広帯域変換が実施されこの
周波数が前記RF FM受信帯域の中の最高周波数の上
方に配置されるようなRF セクション1を有するスー
パヘテロダインFM受信機においても使用することがで
きる。このようなスーパヘテロダインFM受信機におい
ては、制御発振器6の同調制御入力における同調制御信
号によって同調を実施することもできる。
【0043】図2において、図1に図示の位相同期ルー
プPLLを本発明によるAM PLL同期受信機に使用
した場合を示す。図1の素子と同一の素子は同一の参照
符号で示す。図示のAM PLL同期受信機は同期AM
検出器17を含み、この検出器に対して所望の無線周波
数AM受信信号がRFセクション1から加えられ、局部
同期直交搬送波が位相同期ループ2乃至11から加えら
れる。この局部同期混合搬送波は公知のようにして(図
示されず)、制御発振器6の出力における局部直交搬送
波の90゜位相偏移によって誘導される。同期AM復調
器17が所望のベースバンド変調信号を制御増幅器18
に加え、その制御入力が位相同期ループ2乃至11の制
御端子Cに接続されている。この制御増幅器18におい
ては、ベースバンド変調信号が増幅され適当レベルに安
定され、その後、ベースバンド変調信号が公知のように
してベースバンド信号処理回路19の中でさらに処理さ
れ再生される。図2の実施態様においては、補助パイロ
ットの発生のためには、固定周波数を有する局部発振器
16’が使用され、そのため例えば加算回路5と同期パ
イロット検出器8に接続された出力を有する結晶発振器
を使用することができる。
プPLLを本発明によるAM PLL同期受信機に使用
した場合を示す。図1の素子と同一の素子は同一の参照
符号で示す。図示のAM PLL同期受信機は同期AM
検出器17を含み、この検出器に対して所望の無線周波
数AM受信信号がRFセクション1から加えられ、局部
同期直交搬送波が位相同期ループ2乃至11から加えら
れる。この局部同期混合搬送波は公知のようにして(図
示されず)、制御発振器6の出力における局部直交搬送
波の90゜位相偏移によって誘導される。同期AM復調
器17が所望のベースバンド変調信号を制御増幅器18
に加え、その制御入力が位相同期ループ2乃至11の制
御端子Cに接続されている。この制御増幅器18におい
ては、ベースバンド変調信号が増幅され適当レベルに安
定され、その後、ベースバンド変調信号が公知のように
してベースバンド信号処理回路19の中でさらに処理さ
れ再生される。図2の実施態様においては、補助パイロ
ットの発生のためには、固定周波数を有する局部発振器
16’が使用され、そのため例えば加算回路5と同期パ
イロット検出器8に接続された出力を有する結晶発振器
を使用することができる。
【0044】発振器16’の補助パイロット周波数は好
ましくは位相同期ループ2乃至11の通過帯域の中にあ
るように選定される。AM PLL無線同期受信機の中
に使用するためには、この周波数は最高数100Hzと
する。このようなAM PLL無線同期受信機の実施態
様においては、補助パイロット周波数については可聴下
帯域の周波数が選定される。
ましくは位相同期ループ2乃至11の通過帯域の中にあ
るように選定される。AM PLL無線同期受信機の中
に使用するためには、この周波数は最高数100Hzと
する。このようなAM PLL無線同期受信機の実施態
様においては、補助パイロット周波数については可聴下
帯域の周波数が選定される。
【0045】本発明の思想を、テレビ受信機および例え
ば補助パイロット発生のためPLLの中に合体された回
線発振器の中に使用することは当業者には困難ではな
い。
ば補助パイロット発生のためPLLの中に合体された回
線発振器の中に使用することは当業者には困難ではな
い。
【図1】本発明によるFM PLL同期受信機の回路
図。
図。
【図2】本発明によるAM PLL同期受信機の回路
図。
図。
1 入力回路 2 位相検出器 3 ループフィルタ 4 制御増幅器 5 加算回路 6 制御発振器 7 移相回路 8 同期パイロット検出器 9 ピーク検出器 10 インロック検出器 11 積分器 12 基準電流源 13 弁別回路 14 PLL 15 同期ステレオ差分信号復調器 16 ステレオデコーダ(局部補助パイロット発生器) 16’局部発振器 17 AM検出器 18 増幅器
Claims (8)
- 【請求項1】RF入力搬送波を加えるためのRF入力
と、このRF入力に結合され、位相検出器、ループフィ
ルタ、制御増幅器および制御発振器を含む信号パスを有
する位相同期ループと、局部補助パイロット発生用信号
発生器と、局部補助パイロット検出用パイロット検出器
とを有し、前記局部補助パイロット検出用パイロット検
出器は、その第1入力が前記位相検出器の出力と前記制
御発振器の制御入力の間の位相同期ループの信号パスに
接続され、その第2入力が前記局部補助パイロット信号
発生器の出力に接続され、またその出力が前記制御増幅
器の制御入力に選択装置を介して接続されるように成さ
れた受信機において、補助パイロットによる発振器信号
の角度変調のため、前記信号発生器の出力が前記位相検
出器の出力と前記制御発振器の制御入力との間の位相同
期ループの信号パスに接続されたことを特徴とする受信
機。 - 【請求項2】制御増幅器の出力信号を局部補助パイロッ
トに加算するために、制御増幅器と制御発振器の入力と
の間に加算回路が配置され、また制御増幅器の出力がパ
イロット検出器の第1入力に接続されていることを特徴
とする請求項1に記載の受信機。 - 【請求項3】移相回路がパイロット検出器の一方の入力
信号パスの中に含まれていることを特徴とする請求項1
または2のいずれかに記載の受信機。 - 【請求項4】制御増幅器の出力と制御入力との間にピー
ク検出器が配置され、前記のピーク検出器は位相同期ル
ープのロック範囲外にあるインロック検出器から生かさ
れることを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに記載
の受信機。 - 【請求項5】補助パイロットの周波数は位相同期ループ
の帯域幅の3dB以下であり、また前記移相回路によっ
て前記パイロット検出器の一方の入力に補助パイロット
の周波数で加えられる信号はパイロット検出器の他方に
入力に加えられる信号と位相において実質的に90゜相
違することを特徴とする請求項1乃至4のいずれかに記
載の受信機。 - 【請求項6】パイロット検出器はその出力信号を前記選
択装置に供給し、この選択装置は積分キャパシタンスお
よび基準電流源の並列回路を含み、この装置を介してパ
イロット検出器が前記制御増幅器の制御入力に接続され
ていることを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記
載の受信機。 - 【請求項7】前記ピーク検出器は出力信号電流を前記選
択装置に供給し、この選択装置は積分キャパシタンスお
よび基準電流源の並列回路を含み、この装置を介してピ
ーク検出器が前記制御増幅器の制御入力に接続されてい
ることを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の
受信機。 - 【請求項8】前記信号発生器は第2制御発振器を含み、
この第2制御発振器は、ステレオ和信号、38kHzス
テレオ副搬送波で変調されたステレオ差分信号および1
9kHzステレオパイロット信号を含むステレオ多重信
号を復号するためのステレオ復号回路の第2位相同期ル
ープの中に含まれ、前記第2制御発振器は局部補助パイ
ロットを誘導するための発振器信号を供給し、前記局部
補助パイロットはステレオパイロット信号の周波数の整
数倍の周波数を有することを特徴とする請求項1乃至7
のいずれかに記載の受信機。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP91201848 | 1991-07-15 | ||
NL91201848.8 | 1991-07-15 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0685710A true JPH0685710A (ja) | 1994-03-25 |
JP3174155B2 JP3174155B2 (ja) | 2001-06-11 |
Family
ID=8207782
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP18515292A Expired - Fee Related JP3174155B2 (ja) | 1991-07-15 | 1992-07-13 | 受信機 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5440586A (ja) |
EP (1) | EP0523778B1 (ja) |
JP (1) | JP3174155B2 (ja) |
KR (1) | KR100256455B1 (ja) |
DE (1) | DE69214218T2 (ja) |
SG (1) | SG48272A1 (ja) |
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JP2006094364A (ja) * | 2004-09-27 | 2006-04-06 | Kyocera Corp | 移動通信端末および移動通信端末のデータ受信方法 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL8802917A (nl) * | 1988-11-28 | 1990-06-18 | Philips Nv | Direktmengende am-synchroonontvanger. |
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-
1992
- 1992-07-07 EP EP92202042A patent/EP0523778B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-07-07 SG SG1996008563A patent/SG48272A1/en unknown
- 1992-07-07 DE DE69214218T patent/DE69214218T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-07-11 KR KR1019920012380A patent/KR100256455B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1992-07-13 JP JP18515292A patent/JP3174155B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-03-31 US US08/221,557 patent/US5440586A/en not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
DE69214218T2 (de) | 1997-04-03 |
SG48272A1 (en) | 1998-04-17 |
DE69214218D1 (de) | 1996-11-07 |
EP0523778B1 (en) | 1996-10-02 |
KR930003585A (ko) | 1993-02-24 |
US5440586A (en) | 1995-08-08 |
KR100256455B1 (ko) | 2000-05-15 |
JP3174155B2 (ja) | 2001-06-11 |
EP0523778A1 (en) | 1993-01-20 |
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---|---|---|---|
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