JPH0683573B2 - 共振コンバータおよびその制御方法 - Google Patents
共振コンバータおよびその制御方法Info
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- JPH0683573B2 JPH0683573B2 JP63071416A JP7141688A JPH0683573B2 JP H0683573 B2 JPH0683573 B2 JP H0683573B2 JP 63071416 A JP63071416 A JP 63071416A JP 7141688 A JP7141688 A JP 7141688A JP H0683573 B2 JPH0683573 B2 JP H0683573B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，直流入力電源電圧を半導体スイッチによりオ
ン，オフして，共振回路要素を有するトランスの出力巻
線に交流電圧を得て，この交流電圧を整流・平滑回路を
介して所定の直流出力電圧を得るようにした共振コンバ
ータおよびその制御方法に関する。
ン，オフして，共振回路要素を有するトランスの出力巻
線に交流電圧を得て，この交流電圧を整流・平滑回路を
介して所定の直流出力電圧を得るようにした共振コンバ
ータおよびその制御方法に関する。
近年，スイッチングレギュレータは，小型且つ高効率で
あるために，通信機器や一般産業機器等の電源として，
広く用いられている。中でも情報端末用電源において
は，より小型化，低価格化及び低雑音化が強く求めら
れ，回路方式，部品等の開発が盛んに行われている。
あるために，通信機器や一般産業機器等の電源として，
広く用いられている。中でも情報端末用電源において
は，より小型化，低価格化及び低雑音化が強く求めら
れ，回路方式，部品等の開発が盛んに行われている。
しかし，現在のスイッチングレギュレータの主流を占め
る矩形波スイッチングモード方式は長年の研究，開発の
結果，技術的にはほぼ確立され，性能の向上は構成部品
の開発に依存されるようになってきている。
る矩形波スイッチングモード方式は長年の研究，開発の
結果，技術的にはほぼ確立され，性能の向上は構成部品
の開発に依存されるようになってきている。
そこで，高周波の電極増幅段においては、電力の高効率
を得るために,E級増幅回路が提案されている。これは，
半導体スイッチに流れる電流ｉと半導体スイッチの両端
にかかる電圧Ｖが,LC回路の構成及び定数を選定するこ
とにより，同一時刻に両者が存在しないようにすると共
に，電圧波形の立ち上がり初期値及び降下終期値双方の
傾斜をゼロにしようとするものである。
を得るために,E級増幅回路が提案されている。これは，
半導体スイッチに流れる電流ｉと半導体スイッチの両端
にかかる電圧Ｖが,LC回路の構成及び定数を選定するこ
とにより，同一時刻に両者が存在しないようにすると共
に，電圧波形の立ち上がり初期値及び降下終期値双方の
傾斜をゼロにしようとするものである。
しかし，入力電圧変動，負荷変動のあるスイッチングレ
キュレータにおいては，上記のＥ級動作は望めないの
で，半導体スイッチの電流の立ち上がり時，及び降下時
に電圧をゼロにしている。さらに，この方式の動作上の
臨界点は電圧の降下終期値の傾斜がゼロとなる時点にあ
り，この付近を使用すことが構成部品に対する経済設計
となる。このような，準共振スイッチングと呼ばれるス
イッチング動作を行う電圧共振コンバータが使用されて
いる。
キュレータにおいては，上記のＥ級動作は望めないの
で，半導体スイッチの電流の立ち上がり時，及び降下時
に電圧をゼロにしている。さらに，この方式の動作上の
臨界点は電圧の降下終期値の傾斜がゼロとなる時点にあ
り，この付近を使用すことが構成部品に対する経済設計
となる。このような，準共振スイッチングと呼ばれるス
イッチング動作を行う電圧共振コンバータが使用されて
いる。
しかし，起動時，負荷変動時等の過渡変動時において，
半導体スイッチに並列接続されている共振用コンデンサ
に電圧が充電されている状態で，半導体スイッチをオン
させてしまうことがあり、この場合には，上記共振用コ
ンデンサからの放電電流が上記半導体スイッチを流れる
ため，上記半導体スイッチを破壊したり，効率が低下し
たり，乱調するという問題があった。
半導体スイッチに並列接続されている共振用コンデンサ
に電圧が充電されている状態で，半導体スイッチをオン
させてしまうことがあり、この場合には，上記共振用コ
ンデンサからの放電電流が上記半導体スイッチを流れる
ため，上記半導体スイッチを破壊したり，効率が低下し
たり，乱調するという問題があった。
本発明は共振コンバータの半導体スイッチを確実にゼロ
電圧スイッチングさせる制御方法を得ることを第１の課
題とする。そしてこの制御方法を適用した共振コンバー
タの具体的構成をえることを第２の課題とする。
電圧スイッチングさせる制御方法を得ることを第１の課
題とする。そしてこの制御方法を適用した共振コンバー
タの具体的構成をえることを第２の課題とする。
本発明はこの第１の課題を解決するために， 直流入力電源電圧を半導体スイッチによりオン，オフし
て、共振回路要素を有するトランスの出力巻線に交流電
圧を得て，この交流電圧を整流・平滑回路で整流，平滑
して所定の電圧を得るようにした共振コンバーガの制御
方法において， 半導体スイッチの主電極間の電圧が設定値になる時点を
検出し，トランスの駆動巻線よりエネルギーを半導体ス
イッチの制御電極に供給して，半導体スイッチをターン
オンさせると共に，出力電圧が設定値に達したとき,AVR
信号により半導体スイッチを強制的にターンオフさせ，
定電圧出力を得ることを特徴とする共振コンバータの制
御方法を提案するものである。
て、共振回路要素を有するトランスの出力巻線に交流電
圧を得て，この交流電圧を整流・平滑回路で整流，平滑
して所定の電圧を得るようにした共振コンバーガの制御
方法において， 半導体スイッチの主電極間の電圧が設定値になる時点を
検出し，トランスの駆動巻線よりエネルギーを半導体ス
イッチの制御電極に供給して，半導体スイッチをターン
オンさせると共に，出力電圧が設定値に達したとき,AVR
信号により半導体スイッチを強制的にターンオフさせ，
定電圧出力を得ることを特徴とする共振コンバータの制
御方法を提案するものである。
また第２の課題を解決するために， 共振電極と主電極と制御電極とを有する半導体スイッチ
と、少なくとも１次巻線と２次巻線とを有するトランス
とを具え，直流入力電源とこのトランスの１次巻線とこ
の半導体スイッチの主電極と共通電極とが直列接続さ
れ，このトランスの２次巻線に接続された整流・平滑回
路から直流出力電圧を得る共振コンバータであって， トランスの３次巻線の一端が半導体スイッチの共振電極
に接続され，トランスの３次巻線の他の一端がオンタイ
ミング回路を介して半導体スイッチの制御電極に接続さ
れてなり，このオンタイミング回路は，半導体スイッチ
の主電極と共通電極間の電圧が設定値になったときに導
通するものであり， 直流出力電圧を出力電圧検出回路を介して検出し，基準
電圧と比較してAVR信号を得て，このAVR信号がオフ回路
により半導体スイッチの制御電極と共通電極との間を短
絡することを特徴とする共振コンバータを提案すもので
ある。
と、少なくとも１次巻線と２次巻線とを有するトランス
とを具え，直流入力電源とこのトランスの１次巻線とこ
の半導体スイッチの主電極と共通電極とが直列接続さ
れ，このトランスの２次巻線に接続された整流・平滑回
路から直流出力電圧を得る共振コンバータであって， トランスの３次巻線の一端が半導体スイッチの共振電極
に接続され，トランスの３次巻線の他の一端がオンタイ
ミング回路を介して半導体スイッチの制御電極に接続さ
れてなり，このオンタイミング回路は，半導体スイッチ
の主電極と共通電極間の電圧が設定値になったときに導
通するものであり， 直流出力電圧を出力電圧検出回路を介して検出し，基準
電圧と比較してAVR信号を得て，このAVR信号がオフ回路
により半導体スイッチの制御電極と共通電極との間を短
絡することを特徴とする共振コンバータを提案すもので
ある。
尚，上記の半導体スイッチの主電極と共振電極間に必要
に応じてコンデンサを接続することも提案されるもので
ある。
に応じてコンデンサを接続することも提案されるもので
ある。
第１図は本発明の一実施例を説明するための回路図であ
り，第２図は動作を説明するための各部の波形図であ
る。
り，第２図は動作を説明するための各部の波形図であ
る。
第１図において,1は直流入力電源,2はFETのような半導
体スイッチ,3は入力巻線N1，出力巻線N2，駆動巻線N3を
有するトランス,4はダイオードD1とコンデンサC1とから
なる整流・平滑回路,5は負荷,6はトランジスタQ1，Q2及
び抵抗R1〜R5からなる起動回路である。
体スイッチ,3は入力巻線N1，出力巻線N2，駆動巻線N3を
有するトランス,4はダイオードD1とコンデンサC1とから
なる整流・平滑回路,5は負荷,6はトランジスタQ1，Q2及
び抵抗R1〜R5からなる起動回路である。
７はオンダイミング回路であって，ダイオードD2と抵抗
R6とが直列になってトランジスタQ3のベースと半導体ス
イッチ２の主電極の一端であるドレインとの間を接続し
ている。またトランジスタQ3のエミッタはコンデンサC6
を介してトランス３の巻線N3の一端に接続されており，
半導体スイッチ２のドレイン電圧が設定値であるほぼゼ
ロの値になったときにトランス３の巻線N3の発生電圧か
らトランジスタQ3のエミッタ⇒ベース⇒抵抗R6ダイオー
ドD2⇒半導体スイッチ２⇒巻線N3の閉回路で電流が流れ
始めて，トランジスタQ3をオンさせ，並列の比較的高い
抵抗値の抵抗R7を短絡する。トランジスタQ3のオンによ
り，巻線N3の発生電圧はコンデンサC6と比較的低い抵抗
値の抵抗R14を介して半導体スイッチ２の制御電極であ
るゲートに，そのオンに必要は電圧が印加される。この
ようにオンタイミング回路７は半導体スイッチ２の主端
子間の電圧が，共振により変化していて，その値がゼロ
に近い設定値になったときを検出して半導体スイッチ２
のオンを開始させるものである。
R6とが直列になってトランジスタQ3のベースと半導体ス
イッチ２の主電極の一端であるドレインとの間を接続し
ている。またトランジスタQ3のエミッタはコンデンサC6
を介してトランス３の巻線N3の一端に接続されており，
半導体スイッチ２のドレイン電圧が設定値であるほぼゼ
ロの値になったときにトランス３の巻線N3の発生電圧か
らトランジスタQ3のエミッタ⇒ベース⇒抵抗R6ダイオー
ドD2⇒半導体スイッチ２⇒巻線N3の閉回路で電流が流れ
始めて，トランジスタQ3をオンさせ，並列の比較的高い
抵抗値の抵抗R7を短絡する。トランジスタQ3のオンによ
り，巻線N3の発生電圧はコンデンサC6と比較的低い抵抗
値の抵抗R14を介して半導体スイッチ２の制御電極であ
るゲートに，そのオンに必要は電圧が印加される。この
ようにオンタイミング回路７は半導体スイッチ２の主端
子間の電圧が，共振により変化していて，その値がゼロ
に近い設定値になったときを検出して半導体スイッチ２
のオンを開始させるものである。
８はコンデンサC3及び抵抗R9〜R12からなるピーク電流
検出回路である。９はトランジスタQ4，Q5，ダイオード
D3，コンデンサC4及び抵抗R13〜R16からなるオフ回路で
ある。10は集積回路IC,コンデンサC5及び抵抗R17〜R22
らなる出力電圧検出回路である。又，C0は共振用コンデ
ンサ，D0はクランプダイオード，D4はダイオード，ZD1
はツェナダイオード，C6，C7はコンデンサ，R23は抵抗
である。
検出回路である。９はトランジスタQ4，Q5，ダイオード
D3，コンデンサC4及び抵抗R13〜R16からなるオフ回路で
ある。10は集積回路IC,コンデンサC5及び抵抗R17〜R22
らなる出力電圧検出回路である。又，C0は共振用コンデ
ンサ，D0はクランプダイオード，D4はダイオード，ZD1
はツェナダイオード，C6，C7はコンデンサ，R23は抵抗
である。
初期条件として，共振用コンデンサC0の電流，電圧をゼ
ロとし，整流・平滑回路４のコンデンサC1の電圧V
C1は，出力電圧E5に充電している場合を仮定し，第２図
により動作を説明する。この状態において，今時刻t1で
半導体スイッチ２の制御極に第２図（ｅ）に示すような
制御電圧VGSを印加し，半導体スイッチ２をターンオン
させると，第２図（ａ）に示すように，半導体スイッチ
２を流れる電流I2すなわちトランス３の入力巻線電流I
N1は，時間と共に直線的に上昇する。
ロとし，整流・平滑回路４のコンデンサC1の電圧V
C1は，出力電圧E5に充電している場合を仮定し，第２図
により動作を説明する。この状態において，今時刻t1で
半導体スイッチ２の制御極に第２図（ｅ）に示すような
制御電圧VGSを印加し，半導体スイッチ２をターンオン
させると，第２図（ａ）に示すように，半導体スイッチ
２を流れる電流I2すなわちトランス３の入力巻線電流I
N1は，時間と共に直線的に上昇する。
次に，時刻刻t2で半導体スイッチ２をターンオンさせる
と，第２図（ａ）に示すように，半導体スイッチをター
ンオフさせると，共振用コンデンサC0の電圧VC0は，第
２図（ｂ）に示すように，直流入力電源Ｉの電圧E1及び
トランス３の入力巻線N1のオープンインダクンスL1の電
流により，徐々に上昇する。
と，第２図（ａ）に示すように，半導体スイッチをター
ンオフさせると，共振用コンデンサC0の電圧VC0は，第
２図（ｂ）に示すように，直流入力電源Ｉの電圧E1及び
トランス３の入力巻線N1のオープンインダクンスL1の電
流により，徐々に上昇する。
時刻t3でVC0＝E1となり，第２図（ｃ）に示すように，
共振用コンデンサC0の電流IC0はピークに達する。その
後も共振用コンデンサC0の電圧VC0は，トランス３の入
力巻線N1のオープンインダクタンスL1との共振により上
昇を続け，時刻t4でVCO＝E1＋（N1／N2）・E5となり，
整流平滑回路４の整流ダイオードD1が導通する。これに
よりトランス３の出力巻線N2は，整流平滑回路４の平滑
コンデンサC1を介して出力電圧E5にクランプされた形と
なり，共振用コンデンサC0の電圧VC0は，時刻t5でピー
クとなるような共振用コンデンサC0とトランス３のリー
ケージインダクタンスL2との共振波形となる。
共振用コンデンサC0の電流IC0はピークに達する。その
後も共振用コンデンサC0の電圧VC0は，トランス３の入
力巻線N1のオープンインダクタンスL1との共振により上
昇を続け，時刻t4でVCO＝E1＋（N1／N2）・E5となり，
整流平滑回路４の整流ダイオードD1が導通する。これに
よりトランス３の出力巻線N2は，整流平滑回路４の平滑
コンデンサC1を介して出力電圧E5にクランプされた形と
なり，共振用コンデンサC0の電圧VC0は，時刻t5でピー
クとなるような共振用コンデンサC0とトランス３のリー
ケージインダクタンスL2との共振波形となる。
トランス３の出力巻線電流IN2は，第２図（ｄ）に示す
ように，共振用コンデンサC0の電圧VC0が再びVC0＝E1＋
（N1／N2）・E5となる時刻t6まで上昇する。さらに、ト
ランス３の出力巻線電流IN2は，トランス３のリーケー
ジインダクタンスL2に蓄えられたエネルギーにより流れ
続け，トランス３の出力巻線N2は出力電圧E5にクランプ
された状態が続く。共振用コンデンサC0の電圧VC0は，
時刻t7で直流入力電源１の電圧E1に達するが，トランス
３のリーケージインダクタンスL2との共振により，さら
に下降を続け，時刻t8でゼロとなる。時刻t8でクランプ
ダイオードD0が導通となり，共振用コンデンサC0の電流
IC0をクランプダイオードD0が引き継ぎ，共振用コンデ
ンサC0の電圧VC0は，クランプダイオードD0の順方向ド
ロップ電圧（−VF0）にクランプされる。時刻t9でトラ
ンス３の出力巻線電流IN2がゼロとなると，整流平滑回
路４の整流ダイオードD1が非導通となり，トランス３の
入力巻線電流IN1は再び第２図（ａ）に示すように，時
間と共に直線的に上昇し，時刻t10でゼロに戻る。
ように，共振用コンデンサC0の電圧VC0が再びVC0＝E1＋
（N1／N2）・E5となる時刻t6まで上昇する。さらに、ト
ランス３の出力巻線電流IN2は，トランス３のリーケー
ジインダクタンスL2に蓄えられたエネルギーにより流れ
続け，トランス３の出力巻線N2は出力電圧E5にクランプ
された状態が続く。共振用コンデンサC0の電圧VC0は，
時刻t7で直流入力電源１の電圧E1に達するが，トランス
３のリーケージインダクタンスL2との共振により，さら
に下降を続け，時刻t8でゼロとなる。時刻t8でクランプ
ダイオードD0が導通となり，共振用コンデンサC0の電流
IC0をクランプダイオードD0が引き継ぎ，共振用コンデ
ンサC0の電圧VC0は，クランプダイオードD0の順方向ド
ロップ電圧（−VF0）にクランプされる。時刻t9でトラ
ンス３の出力巻線電流IN2がゼロとなると，整流平滑回
路４の整流ダイオードD1が非導通となり，トランス３の
入力巻線電流IN1は再び第２図（ａ）に示すように，時
間と共に直線的に上昇し，時刻t10でゼロに戻る。
以上で動作の１周期が終了し，以後同様な動作を繰り返
す。尚，半導体スイッチをFETとした場合には，クラン
プダイオードD0はFET内部の寄生ダイオードで置き換え
ることができる。また，高周波動作時では，共振用コン
デンサC0はFETの出力容量で置き換えることができる。
す。尚，半導体スイッチをFETとした場合には，クラン
プダイオードD0はFET内部の寄生ダイオードで置き換え
ることができる。また，高周波動作時では，共振用コン
デンサC0はFETの出力容量で置き換えることができる。
ところで，このような定常動作状態においては，オンタ
イミング回路７によって，共振用コンデンサC0の電圧V
C0を検出して以上のような動作を行っているが，例えば
負荷変動等によって共振用コンデンサCOの電圧VC0がオ
ンタイミング回路７の設定値まで降下せず，高い電圧値
である場合には，オンタイミググ回路７のダイオードD2
が逆バイアスされてトランジスタQ3がオンしないが，半
導体スイッチ２の制御極には比較的高い抵抗値の抵抗R7
を介して電圧が印加されるので，半導体スイッチ２は徐
々に導通状態となり，共振用コンデンサC0の電圧VC0は
徐々に降下する。そして，共振用コンデンサC0の電圧V
COが設定値になったところで，トランジスタQ3がオンし
て抵抗R7を短絡し，半導体スイッチ２を急速にオンし
て，その電流I2が増大し，発振が開始して定常状態に移
行する。このように何らかの原因によって，定常動作状
態をはずれた場合には，オンダイミング回路７によって
これを検出して，安全に修正しながら効率よく動作させ
ることができる。
イミング回路７によって，共振用コンデンサC0の電圧V
C0を検出して以上のような動作を行っているが，例えば
負荷変動等によって共振用コンデンサCOの電圧VC0がオ
ンタイミング回路７の設定値まで降下せず，高い電圧値
である場合には，オンタイミググ回路７のダイオードD2
が逆バイアスされてトランジスタQ3がオンしないが，半
導体スイッチ２の制御極には比較的高い抵抗値の抵抗R7
を介して電圧が印加されるので，半導体スイッチ２は徐
々に導通状態となり，共振用コンデンサC0の電圧VC0は
徐々に降下する。そして，共振用コンデンサC0の電圧V
COが設定値になったところで，トランジスタQ3がオンし
て抵抗R7を短絡し，半導体スイッチ２を急速にオンし
て，その電流I2が増大し，発振が開始して定常状態に移
行する。このように何らかの原因によって，定常動作状
態をはずれた場合には，オンダイミング回路７によって
これを検出して，安全に修正しながら効率よく動作させ
ることができる。
また、起動時においては、起動回路６が動作する。起動
時において，抵抗R1を介して半導体スイッチ２の制御極
に電圧が印加されるが，直流入力電源１の電圧E1が未だ
低い状態である場合には，正常な発振ができず，半導体
スイッチ２が完全にオンできないために発熱してしまう
という問題がある。この実施例においては，直流入力電
源１の電圧E1が半導体スイッチ２の動作可能な電圧にな
るまで，トランジスタQ1をオンさせておき，直流入力電
源１の電圧E1がある電圧値になったところで，トランジ
スタQ1をオフさせ，抵抗R1を介して半導体スイッチ２の
制御極に電圧を印加するようにしているので，半導体ス
イッチ２が発熱することがない。このようにして，共振
用コンデンサC0の電圧が設定値になったところで，前述
したオンタイミング回路７の動作とあいまって，定常動
作状態に移行させる。
時において，抵抗R1を介して半導体スイッチ２の制御極
に電圧が印加されるが，直流入力電源１の電圧E1が未だ
低い状態である場合には，正常な発振ができず，半導体
スイッチ２が完全にオンできないために発熱してしまう
という問題がある。この実施例においては，直流入力電
源１の電圧E1が半導体スイッチ２の動作可能な電圧にな
るまで，トランジスタQ1をオンさせておき，直流入力電
源１の電圧E1がある電圧値になったところで，トランジ
スタQ1をオフさせ，抵抗R1を介して半導体スイッチ２の
制御極に電圧を印加するようにしているので，半導体ス
イッチ２が発熱することがない。このようにして，共振
用コンデンサC0の電圧が設定値になったところで，前述
したオンタイミング回路７の動作とあいまって，定常動
作状態に移行させる。
次にオフ回路９について説明する。入力電流をピーク電
流検出回路８により検出した信号と出力電圧を出力電圧
検出回路10により検出した信号との合成をコンデンサC4
により積分した電圧がトランジスタQ5のベースに印加さ
れてオンし，続いてトランジスタQ4がオンして，正帰還
により半導体スイッチ２を強制的に高速にターンオフさ
せる。そして，トランス３の駆動巻線N3に発生する電圧
が反転して黒点印側が負極になったとき，この負極圧に
トランジスタQ4，Q5に流れる電流を流してトランジスタ
Q4，Q5を強制的に高速にオフさせる。このようにして，
半導体スイッチ２を高速駆動することができる。
流検出回路８により検出した信号と出力電圧を出力電圧
検出回路10により検出した信号との合成をコンデンサC4
により積分した電圧がトランジスタQ5のベースに印加さ
れてオンし，続いてトランジスタQ4がオンして，正帰還
により半導体スイッチ２を強制的に高速にターンオフさ
せる。そして，トランス３の駆動巻線N3に発生する電圧
が反転して黒点印側が負極になったとき，この負極圧に
トランジスタQ4，Q5に流れる電流を流してトランジスタ
Q4，Q5を強制的に高速にオフさせる。このようにして，
半導体スイッチ２を高速駆動することができる。
次にピーク電流検出回路８について説明する。抵抗R9を
流れる入力電流を抵抗R10を介して検出し，上記AVR信号
に重畳している。このようにして，起動時および過負荷
時には，入力電流のピーク値を検出して制限している。
また，直流電源１の電圧変動を抵抗R11を介して補正で
きる。
流れる入力電流を抵抗R10を介して検出し，上記AVR信号
に重畳している。このようにして，起動時および過負荷
時には，入力電流のピーク値を検出して制限している。
また，直流電源１の電圧変動を抵抗R11を介して補正で
きる。
本発明は以上述べたような特徴を有するので，共振用コ
ンデンサに電圧が充電されている状態で，半導体スイッ
チを急速にオンさせることがなくなり，半導体スイッチ
の破壊の効率の低下を防止することができる。また，定
常時において，半導体スイッチを高速駆動することがで
きる。
ンデンサに電圧が充電されている状態で，半導体スイッ
チを急速にオンさせることがなくなり，半導体スイッチ
の破壊の効率の低下を防止することができる。また，定
常時において，半導体スイッチを高速駆動することがで
きる。
第１図は本発明の一実施例を説明するための回路図であ
り，第２図は動作を説明するための各部の波形図であ
る。 １…直流入力電源、２…半導体スイッチ、３…トラン
ス、４…整流・平滑回路、５…負荷、６…起動回路、７
…オンタイミング回路 ８…ピーク電流検出回路、９…オフ回路、10…出力電圧
検出回路 C0…共振用コンデンサ、D0…クランプダイオード
り，第２図は動作を説明するための各部の波形図であ
る。 １…直流入力電源、２…半導体スイッチ、３…トラン
ス、４…整流・平滑回路、５…負荷、６…起動回路、７
…オンタイミング回路 ８…ピーク電流検出回路、９…オフ回路、10…出力電圧
検出回路 C0…共振用コンデンサ、D0…クランプダイオード
Claims (3)
- 【請求項１】直流入力電源電圧を半導体スイッチにより
オン，オフして，共振回路要素を有するトランスの出力
巻線に交流電圧を得て，この交流電圧を整流・平滑回路
で整流，平滑して所定の電圧を得るようにした共振コン
バータの制御方法において， 上記半導体スイッチの主電極間の電圧が設定値になる時
点を検出し，上記トランスの駆動巻線よりエネルギーを
上記半導体スイッチの制御電極に供給して，上記半導体
スイッチをターンオンさせると共に，出力電圧が設定値
に達したとき,AVR信号により上記半導体スイッチを強制
的にターンオフさせ，定電圧出力を得ることを特徴とす
る共振コンバータの制御方法。 - 【請求項２】共通電極と主電極と制御電極とを有する半
導体スイッチと，少なくとも１次巻線と２次巻線と３次
巻線とを有するトランスとを具え，直流入力電源とこの
トランスの１次巻線とこの半導体スイッチの主電極と共
通電極とが直列接続され，このトランスの２次巻線に接
続された整流・平滑回路から直流出力電圧を得る共振コ
ンバータであって， 上記トランスの３次巻線の一端が上記半導体スイッチの
共通電極に接続され，上記トランスの３次巻線の他の一
端がオンタイミング回路を介して上記半導体スイッチの
制御電極に接続されてなり、このオンタイミング回路
は，上記半導体スイッチの主電極と共通電極間の電圧が
設定値になったときに導通するものであり， 上記直流出力電圧を出力電圧検出回路を介して検出し，
基準電圧と比較してAVR信号を得て，このAVR信号がオフ
回路により上記半導体スイッチの制御電極と共通電極と
の間を短絡することを特徴とする共振コンバータ。 - 【請求項３】上記半導体スイッチの主電極と共通電極間
にコンデンサを接続してなることを特徴とする特許請求
の範囲第２項記載の共振コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63071416A JPH0683573B2 (ja) | 1988-03-25 | 1988-03-25 | 共振コンバータおよびその制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63071416A JPH0683573B2 (ja) | 1988-03-25 | 1988-03-25 | 共振コンバータおよびその制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01243849A JPH01243849A (ja) | 1989-09-28 |
| JPH0683573B2 true JPH0683573B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=13459891
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63071416A Expired - Fee Related JPH0683573B2 (ja) | 1988-03-25 | 1988-03-25 | 共振コンバータおよびその制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0683573B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9214954B2 (en) | 2014-03-25 | 2015-12-15 | International Business Machines Corporation | Increasing speed of data compression |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02201614A (ja) * | 1989-01-31 | 1990-08-09 | Fujitsu Ltd | 安定化電源装置の誤差増幅器 |
-
1988
- 1988-03-25 JP JP63071416A patent/JPH0683573B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9214954B2 (en) | 2014-03-25 | 2015-12-15 | International Business Machines Corporation | Increasing speed of data compression |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01243849A (ja) | 1989-09-28 |
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