JPH0677035B2 - Ａｃ−ｄｃ変換回路 - Google Patents
Ａｃ−ｄｃ変換回路Info
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- JPH0677035B2 JPH0677035B2 JP60065573A JP6557385A JPH0677035B2 JP H0677035 B2 JPH0677035 B2 JP H0677035B2 JP 60065573 A JP60065573 A JP 60065573A JP 6557385 A JP6557385 A JP 6557385A JP H0677035 B2 JPH0677035 B2 JP H0677035B2
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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Description
【発明の詳細な説明】 Ａ 産業上の利用分野 本発明は、FMチューナ等におけるマルチパス検出手段と
して用いられるAC−DC変換回路に関するものである。
して用いられるAC−DC変換回路に関するものである。
Ｂ 発明の概要 本発明は、AC−DC変換回路においてAC入力電圧を一度電
流に変換した後電流をDC電圧に変換して出力することに
より、回路動作の安定化を計るようにしたものである。
流に変換した後電流をDC電圧に変換して出力することに
より、回路動作の安定化を計るようにしたものである。
Ｃ 従来の技術 FMチューナのマルチパルス検出手段として第４図のよう
なAC−DC変換回路が用いられている。
なAC−DC変換回路が用いられている。
同図においてTiは入力端子、Toは出力端子、C1〜C4はコ
ンデンサ、R6〜R11は抵抗、QOはトランジスタ、D1〜D3
はダイオード、＋VCC′＋Ｖは電源である。
ンデンサ、R6〜R11は抵抗、QOはトランジスタ、D1〜D3
はダイオード、＋VCC′＋Ｖは電源である。
AMPは増幅回路でトランジスタQO、抵抗R6〜R8で構成さ
れ、またRECは倍電圧整流回路でダイオードD1,D2、コン
デンサC2,C3で構成されている。
れ、またRECは倍電圧整流回路でダイオードD1,D2、コン
デンサC2,C3で構成されている。
以上の構成において、端子Tiに加えられたマルチパス信
号等から成るAC入力信号（電圧）viはカツプリングコン
デンサC1を介して増幅回路AMPに供給されて増幅され、
この増幅出力は倍電圧整流回路RECへ加えられる。倍電
圧型を用いるのはできるだけ大きなレベルの調整出力を
得てマルチバス信号の検出感度をアツプするためであ
る。増幅出力の正の半サイクルにおいてはダイオードD1
を介してコンデンサC2が図示のような極性で充電され、
同様にして負の半サイクルにおいてはダイオードD2を介
してコンデンサC3が図示のような極性で充電される。こ
れによつてコンデンサC3の両端からは図示のような極性
で増幅出力の約２倍の値の整流出力が得られる。
号等から成るAC入力信号（電圧）viはカツプリングコン
デンサC1を介して増幅回路AMPに供給されて増幅され、
この増幅出力は倍電圧整流回路RECへ加えられる。倍電
圧型を用いるのはできるだけ大きなレベルの調整出力を
得てマルチバス信号の検出感度をアツプするためであ
る。増幅出力の正の半サイクルにおいてはダイオードD1
を介してコンデンサC2が図示のような極性で充電され、
同様にして負の半サイクルにおいてはダイオードD2を介
してコンデンサC3が図示のような極性で充電される。こ
れによつてコンデンサC3の両端からは図示のような極性
で増幅出力の約２倍の値の整流出力が得られる。
またコンデンサC4は電源＋Ｖによつて充電されダイオー
ドD3がオフの状態ではそのホツト側（アースと反対側）
は＋Ｖの電位を保つている。ダイオードD3はレベルシフ
ト用として用いられている。
ドD3がオフの状態ではそのホツト側（アースと反対側）
は＋Ｖの電位を保つている。ダイオードD3はレベルシフ
ト用として用いられている。
ダイオードD3がオフ状態で前記入力端子Tiに加えられる
AC入力信号viが増加し、倍電圧整流回路RECのコンデン
サC3の端子電圧もそれについて増加してこの値（負電
圧）がダイオードD3の順電圧VDを越えると、この瞬間に
ダイオードD3はオンし同時にコンデンサC4に充電されて
いた電荷はダイオードD3を通じて放電される。
AC入力信号viが増加し、倍電圧整流回路RECのコンデン
サC3の端子電圧もそれについて増加してこの値（負電
圧）がダイオードD3の順電圧VDを越えると、この瞬間に
ダイオードD3はオンし同時にコンデンサC4に充電されて
いた電荷はダイオードD3を通じて放電される。
この結果、電源＋Ｖは端子Tiに加えられたAC入力信号vi
のレベルに応じた大きさのDC電圧VOに変換されて、端子
TOから出力される。
のレベルに応じた大きさのDC電圧VOに変換されて、端子
TOから出力される。
またAC入力信号viがない場合は、又はあつてもその整流
出力レベルが前記Vd以下のような場合には、ダイオード
D3はオフ状態を保つているので端子TOからはコンデンサ
C4の端子電圧＋ＶがそのままDC電圧として出力される。
出力レベルが前記Vd以下のような場合には、ダイオード
D3はオフ状態を保つているので端子TOからはコンデンサ
C4の端子電圧＋ＶがそのままDC電圧として出力される。
これによつてマルチパス信号が発生した場合にはその交
流信号viの大きさに応じて電源＋Ｖを直流電圧VOに変換
して出力させることにより、その大きさを把握すること
ができるように構成されている。
流信号viの大きさに応じて電源＋Ｖを直流電圧VOに変換
して出力させることにより、その大きさを把握すること
ができるように構成されている。
Ｄ 発明が解決しようとする問題点 ところで従来構成のAC−DC変換回路においては次のよう
な問題点が存在している。
な問題点が存在している。
検出感度をアツプできない。
検出感度をアツプするにはAC入力信号viのレベルが小さ
い場合でも確実にDC変換させる必要がある。このために
は整流出力レベルを大きく、すなわち増幅出力レベルを
大きくする必要があり、増幅回路の利得を増加させる必
要がある。しかしそれには多段増幅が必要となり、部品
点数を増加させるのみならず回路動作が不安定となるお
それがある。
い場合でも確実にDC変換させる必要がある。このために
は整流出力レベルを大きく、すなわち増幅出力レベルを
大きくする必要があり、増幅回路の利得を増加させる必
要がある。しかしそれには多段増幅が必要となり、部品
点数を増加させるのみならず回路動作が不安定となるお
それがある。
マルチパス信号の平均値が検出されてしまう。
正確なマルチパス検出を行なうためには入力信号のピー
ク値を検出する必要がある。しかしレベルの小さな信号
が瞬間的（単発的）に発生した場合には、前記コンデン
サC3が充電されてもダイオードD3のオフ状態を変化させ
るには至らない。これらの信号は頻繁に発生した場合の
み各々のレベルが積算されてダイオードD3をオンに至ら
せることができるが、この場合検出されたDC電圧は複数
の信号が平均された値であり、各々の信号に対応したも
のではない。
ク値を検出する必要がある。しかしレベルの小さな信号
が瞬間的（単発的）に発生した場合には、前記コンデン
サC3が充電されてもダイオードD3のオフ状態を変化させ
るには至らない。これらの信号は頻繁に発生した場合の
み各々のレベルが積算されてダイオードD3をオンに至ら
せることができるが、この場合検出されたDC電圧は複数
の信号が平均された値であり、各々の信号に対応したも
のではない。
応答特性が遅い。
コンデンサを利用しているため充電時間が必要となりそ
の分、検出動作が遅れる。小容量のものを利用すること
により改善が可能であるが、AC成分の除去効果が薄れ、
AC−DC変換効率が低下する。
の分、検出動作が遅れる。小容量のものを利用すること
により改善が可能であるが、AC成分の除去効果が薄れ、
AC−DC変換効率が低下する。
動作開始点を任意に設定できない。
ダイオードD3の順電圧Vdの降下分だけAC−DC変換回路の
動作開始点のレベルシフトを行なうことができるが、Vd
以下の範囲にレベルシフトを行なうことはできない。
動作開始点のレベルシフトを行なうことができるが、Vd
以下の範囲にレベルシフトを行なうことはできない。
IC化に適さない。
倍電圧整流回路を利用しているためコンデンサC2,C3は
大容量のものが必要であり、IC化を計る場合のネツクと
なる。
大容量のものが必要であり、IC化を計る場合のネツクと
なる。
本発明は以上の観点からなされたもので、電圧−電流変
換回路を利用することによりAC入力電圧を一度電流に変
換するようにして前記問題点を除去するようにしたAC−
DC変換回路を提供することを目的とするものである。
換回路を利用することによりAC入力電圧を一度電流に変
換するようにして前記問題点を除去するようにしたAC−
DC変換回路を提供することを目的とするものである。
Ｄ 問題点を解決するための手段 このような目的を達成するために本発明は、 （Ａ）AC電圧がベースに供給される第１のトランジスタ
と、第２のトランジスタとを含む差動増幅器を有し、第
２のトランジスタのベースバイアスが第１のトランジス
タのベースバイアスより低くなるように設定されている
電圧−電流変換回路と、 （Ｂ） 上記変換電流を基準電流としその値をエミツタ
抵抗比に応じた大きさの電流に可変するカレントミラー
回路と、 （Ｃ） 上記可変電流をその値に応じた大きさのDC電圧
に変換して出力する電流−電圧変換回路と、 を含むAC−DC変換回路を提供するものである。
と、第２のトランジスタとを含む差動増幅器を有し、第
２のトランジスタのベースバイアスが第１のトランジス
タのベースバイアスより低くなるように設定されている
電圧−電流変換回路と、 （Ｂ） 上記変換電流を基準電流としその値をエミツタ
抵抗比に応じた大きさの電流に可変するカレントミラー
回路と、 （Ｃ） 上記可変電流をその値に応じた大きさのDC電圧
に変換して出力する電流−電圧変換回路と、 を含むAC−DC変換回路を提供するものである。
Ｅ 作用 上記構成によればAC入力電圧は一度電流に変換されこの
電流はカレントミラー回路のエミツタ抵抗比に応じて任
意の大きさの電流に可変された後、この可変電流の値に
応じてDC電圧に変換されるので増幅利得を増加させる必
要はなくなり、回路動作の安定化を計ることができる。
電流はカレントミラー回路のエミツタ抵抗比に応じて任
意の大きさの電流に可変された後、この可変電流の値に
応じてDC電圧に変換されるので増幅利得を増加させる必
要はなくなり、回路動作の安定化を計ることができる。
Ｇ 実施例 以下図面を参照して本発明を説明する。
第１図は本発明実施例によるAC−DC変換回路を示すもの
で、Cinはコンデンサ、Rim,R1〜R5は抵抗、Q1〜Q8はト
ランジスタ、Ae,Ao,A1は定電流源、TB1,TB2はベース入
力端子である。
で、Cinはコンデンサ、Rim,R1〜R5は抵抗、Q1〜Q8はト
ランジスタ、Ae,Ao,A1は定電流源、TB1,TB2はベース入
力端子である。
またブロツク１は電圧−電流変換回路、ブロツク２はカ
レントミラー回路、ブロツク３は電流−電圧変換回路を
示している。上記電圧−電流変換回路１はトランジスタ
Q1,Q2およびそれらエミツタ側に共通に接続された定電
流源Aeから成る差動増幅器と、この同相出力側に接続さ
れたトランジスタQ3,Q4,Q5から成るカレントミラー回路
CMおよび定電流源Aoとで構成される基準電流源とを含ん
でいる。上記電流−電圧変換回路３はトランジスタQ8か
ら成るエミツタフオロワ型のバツフアと、このエミツタ
側に接続された定電流源A1とを含んでいる。
レントミラー回路、ブロツク３は電流−電圧変換回路を
示している。上記電圧−電流変換回路１はトランジスタ
Q1,Q2およびそれらエミツタ側に共通に接続された定電
流源Aeから成る差動増幅器と、この同相出力側に接続さ
れたトランジスタQ3,Q4,Q5から成るカレントミラー回路
CMおよび定電流源Aoとで構成される基準電流源とを含ん
でいる。上記電流−電圧変換回路３はトランジスタQ8か
ら成るエミツタフオロワ型のバツフアと、このエミツタ
側に接続された定電流源A1とを含んでいる。
上記差動増幅器は両トランジスタQ1,Q2のベース入力端
子TB1,TB2間の電位差が０であれば、そのコレクタ電流
すなわち出力電流は互いに等しくなり定電流源Aeからの
定電流Ieが1/2ずつ流れる。（ただし、それらはAC入力
信号が加えられない場合の直流電流である） また上記ベース入力端子TB1,TB2間に電位差を与えた場
合は、Q1,Q2各々の出力電流はベース単位の大きさに応
じて変化することになる。しかしこの場合でもQ1,Q2各
々の出力電流Ｉ′e,Ie″間には、Ie′＋Ie″＝Ieの関係
が成立する。したがつてベース電位に応じて一方が増加
した時には必ず他方は減少するといつた、シーソー的な
動作が行われることになる。
子TB1,TB2間の電位差が０であれば、そのコレクタ電流
すなわち出力電流は互いに等しくなり定電流源Aeからの
定電流Ieが1/2ずつ流れる。（ただし、それらはAC入力
信号が加えられない場合の直流電流である） また上記ベース入力端子TB1,TB2間に電位差を与えた場
合は、Q1,Q2各々の出力電流はベース単位の大きさに応
じて変化することになる。しかしこの場合でもQ1,Q2各
々の出力電流Ｉ′e,Ie″間には、Ie′＋Ie″＝Ieの関係
が成立する。したがつてベース電位に応じて一方が増加
した時には必ず他方は減少するといつた、シーソー的な
動作が行われることになる。
本発明においてはQ1,Q2のベース入力端子TB1,TB2間には
Q2が低電位となるような一定電位差VB1−B2が与えられ
た状態で動作が行われる。
Q2が低電位となるような一定電位差VB1−B2が与えられ
た状態で動作が行われる。
以下本発明によるAC−DC変換回路の動作について説明す
る。
る。
入力端子Tiからカツプリングコンデンサとして働くCin
および静電破壊防止用抵抗として働くRinを介して、上
記差動増幅器のトランジスタQ1,Q2のベース入力端子
TB1,TB2に第２図（ａ）のようなAC入力信号（電圧）vi
が加えられたとする。
および静電破壊防止用抵抗として働くRinを介して、上
記差動増幅器のトランジスタQ1,Q2のベース入力端子
TB1,TB2に第２図（ａ）のようなAC入力信号（電圧）vi
が加えられたとする。
これによつて差動増幅器の同相出力側であるトランジス
タQ2には第２図（ｂ）のような出力電流Ie″が流れる。
この出力電流Ie″が流れる時間t1は上記AC入力信号の負
の半サイクルにおける前記予め設定された電位差VB1−
B2の値を越える範囲内に制限される。
タQ2には第２図（ｂ）のような出力電流Ie″が流れる。
この出力電流Ie″が流れる時間t1は上記AC入力信号の負
の半サイクルにおける前記予め設定された電位差VB1−
B2の値を越える範囲内に制限される。
また出力電流Ie″のうちその大きさが定電流Ioと等しい
分までについては前記定電流源Aoから供給され、このIo
を越えて増加した場合にはその増加分（Ie″−Io）は前
記カレントミラー回路CMから供給されるようになる。
分までについては前記定電流源Aoから供給され、このIo
を越えて増加した場合にはその増加分（Ie″−Io）は前
記カレントミラー回路CMから供給されるようになる。
この増加分（Ie″−Io）は電圧−電流変換回路１によつ
てAC入力信号がそのレベルに応じた大きさの電流に変換
された、いわゆる変換電流であり第２図（ｃ）のように
時間t2のみ流れることになる。
てAC入力信号がそのレベルに応じた大きさの電流に変換
された、いわゆる変換電流であり第２図（ｃ）のように
時間t2のみ流れることになる。
この変換電流（Ie″−Io）はさらにミラー電流として前
記カレントミラー回路２を構成しているトランジスタ
Q6,Q7のうちのQ6のコレクタに流入する。この場合他方
のトランジスタQ7のコレクタ電流Ｉは一方のトランジス
タQ6のコレクタ電流（Ie″−Io）に基いて、Q6,Q7のエ
ミツタ側に接続された抵抗R3,R4の比によつて次のよう
に決定される。
記カレントミラー回路２を構成しているトランジスタ
Q6,Q7のうちのQ6のコレクタに流入する。この場合他方
のトランジスタQ7のコレクタ電流Ｉは一方のトランジス
タQ6のコレクタ電流（Ie″−Io）に基いて、Q6,Q7のエ
ミツタ側に接続された抵抗R3,R4の比によつて次のよう
に決定される。
すなわち上記変換電流（Ie″−Io）はカレントミラー回
路２によつて、これを構成するQ6,Q7のエミツタ抵抗比
に応じた大きさの電流Ｉに可変されることになる。
路２によつて、これを構成するQ6,Q7のエミツタ抵抗比
に応じた大きさの電流Ｉに可変されることになる。
この可変電流Ｉはまた電流−電圧変換回路３、トランジ
スタQ8のエミツタに接続された抵抗R5にも流れている。
これによつて抵抗R5の両端にはＩ×R5の電圧降下が生ず
る。またトランジスタQ8のベースには電源＋Ｖが接続さ
れているので、このエミツタの電位VEは（＋Ｖ−VBE）
に保たれている。
スタQ8のエミツタに接続された抵抗R5にも流れている。
これによつて抵抗R5の両端にはＩ×R5の電圧降下が生ず
る。またトランジスタQ8のベースには電源＋Ｖが接続さ
れているので、このエミツタの電位VEは（＋Ｖ−VBE）
に保たれている。
この状態でもしカレントミラー回路２が動作してない時
すなわちAC入力信号が加わらない時は上記可変電流Ｉは
０なので、端子Toからは上記エミツタ電位（＋Ｖ−
VBE）がそのままDC電圧Voとして出力される。
すなわちAC入力信号が加わらない時は上記可変電流Ｉは
０なので、端子Toからは上記エミツタ電位（＋Ｖ−
VBE）がそのままDC電圧Voとして出力される。
一方、AC入力信号が前記入力端子Tiに加わつた時に前述
したようにして電圧−電流変換回路１およびカレントミ
ラー回路２が動作するので、変換電流（Ie″−Io）か流
れ出すため可変電流も流れ出すようになり、端子Toから
は上記エミッタ電位（＋Ｖ−VBE）から抵抗R5の電圧降
下分（I.R5）が差し引かれた下記のようなDC電圧Voが出
力される。
したようにして電圧−電流変換回路１およびカレントミ
ラー回路２が動作するので、変換電流（Ie″−Io）か流
れ出すため可変電流も流れ出すようになり、端子Toから
は上記エミッタ電位（＋Ｖ−VBE）から抵抗R5の電圧降
下分（I.R5）が差し引かれた下記のようなDC電圧Voが出
力される。
Vo＝（＋Ｖ−VBE）−Ｉ・R5 この出力は前記変換電流（Ie″−Io）に基いてエミッタ
抵抗R3,R4の比によつて決定される可変電流１が、電流
−電圧変換回路３によつてその値に応じた大きさのDC電
圧に変化されたものであり、第２図（ｄ）のように変換
電流（Ie″−Io）が流れる時間t2に一致した期間のみ
（ａ）のAC入力信号のピーク値の変化に追随して減衰し
たものが得られる。
抵抗R3,R4の比によつて決定される可変電流１が、電流
−電圧変換回路３によつてその値に応じた大きさのDC電
圧に変化されたものであり、第２図（ｄ）のように変換
電流（Ie″−Io）が流れる時間t2に一致した期間のみ
（ａ）のAC入力信号のピーク値の変化に追随して減衰し
たものが得られる。
次に本発明における動作条件として前記のように差動増
幅器のQ1,Q2のベース入力端子TB1,TB2間に電位差VB1-B2
を与えた理由について述べる。
幅器のQ1,Q2のベース入力端子TB1,TB2間に電位差VB1-B2
を与えた理由について述べる。
第３図のようにス電位差が０の場合はQ1,Q2各々の出力
電流Ie′,Ie″はIe′＝Ie″となり、ベース電位差を与
えた場合はシーソー動作となつてIe′＋Ie″＝Ieの関係
を満足しながら、一方の出力電流は他方よりも増加又は
減少する。
電流Ie′,Ie″はIe′＝Ie″となり、ベース電位差を与
えた場合はシーソー動作となつてIe′＋Ie″＝Ieの関係
を満足しながら、一方の出力電流は他方よりも増加又は
減少する。
このような観点でマルチパス信号を観察した時、一般に
マルチパス信号の成分は負側に偏つたリツプル成分が多
いという傾向がある。
マルチパス信号の成分は負側に偏つたリツプル成分が多
いという傾向がある。
この傾向を考慮するとベース電位差を設定しない場合
は、ダイナミックレンズが狭くなつてしまうことにな
り、この弊害を除去するために同相出力側であるQ2のベ
ース電位をQ1よりも低く（負側に）設定するのが望まし
くなるのである。この場合に設定する電位差VB1-B2の値
は、Q2の出力電流Ie″を流させる時間t1に相当した流通
角θを決定することになる。
は、ダイナミックレンズが狭くなつてしまうことにな
り、この弊害を除去するために同相出力側であるQ2のベ
ース電位をQ1よりも低く（負側に）設定するのが望まし
くなるのである。この場合に設定する電位差VB1-B2の値
は、Q2の出力電流Ie″を流させる時間t1に相当した流通
角θを決定することになる。
Ｈ 発明の効果 以上述べて明らかなように本発明によれば、AC入力電圧
は一度電流に変換されこの電流はカレントミラー回路の
エミツタ抵抗比に応じて任意の大きさの電流に可変され
た後、この可変電流の値に応じてDC電圧に変換されるよ
うに構成したものであるから、次のような効果が得られ
る。
は一度電流に変換されこの電流はカレントミラー回路の
エミツタ抵抗比に応じて任意の大きさの電流に可変され
た後、この可変電流の値に応じてDC電圧に変換されるよ
うに構成したものであるから、次のような効果が得られ
る。
検出感度をアツプすることができる。
AC入力信号を一度電流に変換することによりDC変換を行
なうようにしたので増幅回路の利得の増加は不要とな
り、差動増幅器のダイナミツクレンジを広げるようにし
て検出感度をアツプすることができる。よつて回路動作
の安定化を計ることができる。
なうようにしたので増幅回路の利得の増加は不要とな
り、差動増幅器のダイナミツクレンジを広げるようにし
て検出感度をアツプすることができる。よつて回路動作
の安定化を計ることができる。
マルチパス信号のピーク値が検出できる。
基準電流源からの変換電流を利用してDC電圧を出力させ
るようにしたので、単発的に発生したマルチパルス信号
のピーク値を正確に検出することができる。
るようにしたので、単発的に発生したマルチパルス信号
のピーク値を正確に検出することができる。
応答特性が速い。
DC出力電圧の変換過程でコンデンサを利用していないの
で充電による検出動作の遅れはない。
で充電による検出動作の遅れはない。
動作開始点を任意に設定できる。
ダイオードを用いたレベルシフト動作を利用していない
ので、動作開始点の設定が任意に行なえる。すなわち、
第１図において定電流Ioの値を任意に設定すれば、（I
e″−Io）を越えた分が動作電流となるため、定電流値I
oを大きくすれば動作開始点が大きくなり、小さくすれ
ば同様に小さくなる。
ので、動作開始点の設定が任意に行なえる。すなわち、
第１図において定電流Ioの値を任意に設定すれば、（I
e″−Io）を越えた分が動作電流となるため、定電流値I
oを大きくすれば動作開始点が大きくなり、小さくすれ
ば同様に小さくなる。
IC化に適す。
AC入力信号用に小容量のカツプリングコンデンサを用い
るだけで、整流用の大容量のコンデンサは必要なのでIC
化が容易となる。またカツプリングコンデンサは外付け
として用いることができるので、この場合にはさらにIC
化が容易となる。
るだけで、整流用の大容量のコンデンサは必要なのでIC
化が容易となる。またカツプリングコンデンサは外付け
として用いることができるので、この場合にはさらにIC
化が容易となる。
なお本発明はマルチパス信号の検出手段に一例をとつて
説明したが、これに限らず一般に単発的に発生するAC信
号成分の検出手段として広範囲に適用することができる
ものである。
説明したが、これに限らず一般に単発的に発生するAC信
号成分の検出手段として広範囲に適用することができる
ものである。
第１図は本発明実施例を示す回路図、第２図（ａ）〜
（ｄ）および第３図は共に本発明を説明するための波形
図および特性図、第４図は従来例を示す回路図である。 １……電圧−電流変換回路、２……カレントミラー回
路、３……電流−電圧変換回路、Ti……入力端子、To…
…出力端子、C1〜C4,Cin……コンデンサ、R1〜R11……
抵抗、D1〜D3……ダイオード、Q0〜Q8……トランジス
タ、Ae,Ao,A1……定電流源，＋Vcc,＋Ｖ……電源、vi…
…AC入力信号、Vo……DC出力電圧。
（ｄ）および第３図は共に本発明を説明するための波形
図および特性図、第４図は従来例を示す回路図である。 １……電圧−電流変換回路、２……カレントミラー回
路、３……電流−電圧変換回路、Ti……入力端子、To…
…出力端子、C1〜C4,Cin……コンデンサ、R1〜R11……
抵抗、D1〜D3……ダイオード、Q0〜Q8……トランジス
タ、Ae,Ao,A1……定電流源，＋Vcc,＋Ｖ……電源、vi…
…AC入力信号、Vo……DC出力電圧。
Claims (3)
- 【請求項１】AC電圧がベースに供給される第１のトラン
ジスタと、第２のトランジスタとを含む差動増幅器を有
し、第２のトランジスタのベースバイアスが第１のトラ
ンジスタのベースバイアスより低くなるように設定され
ている電圧−電流変換回路と、 上記変換電流を基準電流としその値をエミッタ抵抗比に
応じた大きさの電流に可変するカレントミラー回路と、 上記可変電流をその値に応じた大きさのDC電圧に変換し
て出力する電流−電圧変換回路と、 を含むことを特徴とするAC−DC変換回路。 - 【請求項２】前記差動増幅器の同相出力側に接続された
カレントミラー回路と定電流源とから成る基準電流源と
を含み、上記同相出力側の出力電流が定電流源からの定
電流よりも増加した時はこの増加分をカレントミラー回
路の基準電流となすように構成したことを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のAC−DC変換回路。 - 【請求項３】前記電流−電圧変換回路が前記カレントミ
ラー回路の出力側に接続された抵抗を含むことを特徴と
する特許請求の範囲第１項又は第２項記載のAC−DC変換
回路。
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| JP60065573A JPH0677035B2 (ja) | 1985-03-29 | 1985-03-29 | Ａｃ−ｄｃ変換回路 |
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