JPH0675644A - Cycle control method - Google Patents
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- JPH0675644A JPH0675644A JP4253694A JP25369492A JPH0675644A JP H0675644 A JPH0675644 A JP H0675644A JP 4253694 A JP4253694 A JP 4253694A JP 25369492 A JP25369492 A JP 25369492A JP H0675644 A JPH0675644 A JP H0675644A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、変圧器等のインダクタ
ンス負荷への交流給電の電力を調整する半導体構成の給
電スイッチ回路のサイクル制御方法に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a cycle control method for a power supply switch circuit having a semiconductor structure for adjusting the power of AC power supply to an inductance load such as a transformer.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、交流電源を変圧器を介して電気炉
等に給電する場合、その電力調整はサイリスタを用いた
サイクル制御で行われる。この従来のサイクル制御が適
用される装置は図７に示すように構成される。同図にお
いて、１は交流電源、２は１次巻線２ａに交流電源１が
供給される変圧器、３は交流電源１と１次巻線２ａとの
間の給電路に直列挿入されたサイリスタ構成の給電スイ
ッチ回路であり、２個のサイリスタ４，５を逆並列接続
して形成されている。2. Description of the Related Art Conventionally, when AC power is supplied to an electric furnace or the like via a transformer, the power adjustment is performed by cycle control using a thyristor. An apparatus to which this conventional cycle control is applied is configured as shown in FIG. In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a transformer in which the AC power supply 1 is supplied to the primary winding 2a, and 3 is a thyristor inserted in series in the power supply path between the AC power supply 1 and the primary winding 2a. A power supply switch circuit having a configuration, which is formed by connecting two thyristors 4 and 5 in antiparallel.
【０００３】６は変圧器２の２次巻線２ｂに接続された
電気炉等の負荷、７はサイリスタ４，５を点弧駆動する
制御装置である。そして、交流電源１から負荷６側をみ
た場合、変圧器２によりいわゆるインダクタンス負荷が
形成され、この負荷への交流給電の電力調整により、負
荷４の供給電力が調整される。Reference numeral 6 is a load such as an electric furnace connected to the secondary winding 2b of the transformer 2, and reference numeral 7 is a control device for igniting and driving the thyristors 4 and 5. When the load 6 side is viewed from the AC power source 1, a so-called inductance load is formed by the transformer 2, and the power supply of the load 4 is adjusted by adjusting the power of AC power supply to this load.
【０００４】そして、前記インダクタンス負荷への交流
給電の電力調整は、制御装置７のゼロ電圧スイッチング
制御によりサイリスタ４，５を交流電源１のゼロクロス
（電圧ゼロクロス）に同期して点弧駆動し、給電スイッ
チ回路３を交流電源１の半サイクル又は１サイクルの整
数倍の給電（オン）期間Ｔａと休止（オフ）期間Ｔｂと
に交互に制御し、交流電源１から変圧器２への給電をそ
の半サイクル又は１サイクルの単位でサイクル制御して
行われる。この場合、変圧器２の１次巻線２ａの給電電
圧は図８の（ａ）に示すように、給電期間Ｔａの始め及
び終わりが交流電源１のゼロクロスに一致する。In the power adjustment of the AC power supply to the inductance load, the thyristors 4 and 5 are ignited by the zero voltage switching control of the control device 7 in synchronization with the zero cross (voltage zero cross) of the AC power supply 1 to supply the power. The switch circuit 3 is alternately controlled during a half cycle of the AC power supply 1 or a power supply (ON) period Ta and a rest (OFF) period Tb that are integral multiples of one cycle, and the power supply from the AC power supply 1 to the transformer 2 is half that cycle. Cycle control is performed in units of cycles or one cycle. In this case, the power supply voltage of the primary winding 2a of the transformer 2 coincides with the zero cross of the AC power supply 1 at the beginning and end of the power supply period Ta, as shown in FIG.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】前記従来の交流電源１
のゼロクロスに同期したサイクル制御の場合、変圧器２
に生じる交番磁束が例えば図８の（ａ）に示す１次巻線
２ａの電圧位相に対して同図（ｂ）に示すようにずれて
変化し、給電期間Ｔａの始め及び終わりが磁束最大（ピ
ーク）になり、とくに、給電期間Ｔａが磁束最大の状態
から始まることになるため、この期間Ｔａの始めに磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じ易く、サイリスタ３
ａ，３ｂが破損する等の問題点がある。SUMMARY OF THE INVENTION The conventional AC power supply 1 described above.
In the case of cycle control synchronized with the zero cross of
The alternating magnetic flux generated at the time shifts as shown in FIG. 8B with respect to the voltage phase of the primary winding 2a shown in FIG. 8A, and the magnetic flux maximum ( Since the power feeding period Ta starts from the state of maximum magnetic flux, an excessive inrush current due to magnetic saturation is likely to occur at the beginning of this period Ta, and the thyristor 3
There are problems such as damage to a and 3b.
【０００６】そして、変圧器２以外の種々のインダクタ
ンス負荷についても、交流電源１のゼロクロスに同期し
た従来のサイクル制御の場合、前記と同様の問題点が生
じる。本発明は、インダクタンス負荷への交流給電の電
力を半導体構成の給電スイッチ回路のサイクル制御で調
整する際に、給電期間の始めの負荷の交番磁束の飽和に
伴う過大な突入電流の発生を防止することを目的とす
る。Also, with respect to various inductance loads other than the transformer 2, in the case of the conventional cycle control synchronized with the zero cross of the AC power source 1, the same problems as described above occur. The present invention prevents the generation of an excessive inrush current due to the saturation of the alternating magnetic flux of the load at the beginning of the power feeding period when adjusting the power of the AC power feeding to the inductance load by the cycle control of the power feeding switch circuit having the semiconductor configuration. The purpose is to
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めに、本発明のサイクル制御方法においては、交流電源
とインダクタンス負荷との間の半導体構成の給電スイッ
チ回路に設けた自己消弧型の半導体制御素子を前記負荷
の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御
し、前記負荷に供給する交流電力を前記交番磁束のゼロ
クロスに同期して調整する。In order to achieve the above object, in the cycle control method of the present invention, a self-extinguishing type provided in a power supply switch circuit having a semiconductor structure between an AC power supply and an inductance load. The semiconductor control element is switching-controlled in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux of the load, and the AC power supplied to the load is adjusted in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux.
【０００８】[0008]
【作用】前記のように構成された本発明のサイクル制御
方法の場合、交流電源とインダクタンス負荷との間の給
電スイッチ回路にトランジスタ等の自己消弧型の半導体
制御素子が設けられ、この半導体制御素子がインダクタ
ンス負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチン
グ制御され、この制御によりインダクタンス負荷の交流
給電の電力がサイクル制御されて調整される。In the cycle control method of the present invention configured as described above, a self-extinguishing type semiconductor control element such as a transistor is provided in the power supply switch circuit between the AC power supply and the inductance load. The elements are switching-controlled in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux of the inductance load, and by this control, the power of the AC power supply of the inductance load is cycle-controlled and adjusted.
【０００９】そして、半導体制御素子がインダクタンス
負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチングす
るため、サイクル制御の給電（オン）期間の始め及び終
わりが共に交番磁束最小の磁束ゼロに一致し、給電期間
の始めに磁気飽和が発生せず、過大な突入電流が防止さ
れる。Since the semiconductor control element switches in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux of the inductance load, the beginning and the end of the cycle control power supply (ON) period both coincide with the minimum magnetic flux of the alternating magnetic flux, and the power supply period is reduced. Magnetic saturation does not occur at the beginning of, and excessive inrush current is prevented.
【００１０】[0010]
【実施例】実施例について、図１ないし図６を参照して
説明する。 （第１の実施例）まず、第１の実施例について、図１な
いし図３を参照して説明する。図１において、図７と同
一符号は同一のものを示し、図７と異なる点は図７のス
イッチ回路３，制御装置７の代わりに自己消弧型の半導
体素子構成の給電スイッチ回路８，その制御装置９を備
えた点である。EXAMPLES Examples will be described with reference to FIGS. 1 to 6. (First Embodiment) First, the first embodiment will be described with reference to FIGS. In FIG. 1, the same reference numerals as those in FIG. 7 indicate the same elements, and the difference from FIG. 7 is that instead of the switch circuit 3 of FIG. 7, the power supply switch circuit 8 of the self-extinguishing type semiconductor element configuration, The point is that the controller 9 is provided.
【００１１】そして、給電スイッチ回路８は自己消弧型
の半導体素子としてＩＧＢＴを使用し、交流電源１の一
端と変圧器２の１次巻線２ａの一端との間に、逆流防止
用のダイオード１０のアノード，カソード及びＩＧＢＴ
１１のコレクタ，エミッタの直列回路が形成する正サイ
クルアーム１２と、ＩＧＢＴ１３のエミッタ，コレクタ
及び逆流防止用のダイオード１４のカソード，アノード
の直列回路が形成する負サイクルアーム１５とを並列接
続して形成されている。The power supply switch circuit 8 uses an IGBT as a self-extinguishing type semiconductor element, and a diode for preventing backflow is provided between one end of the AC power supply 1 and one end of the primary winding 2a of the transformer 2. 10 anodes, cathodes and IGBTs
A positive cycle arm 12 formed by a series circuit of a collector and an emitter of 11 and a negative cycle arm 15 formed by a series circuit of an emitter and a collector of an IGBT 13 and a diode 14 for preventing backflow and an anode are connected in parallel. Has been done.
【００１２】また、制御装置９は図２に示すように形成
され、同図において、１６は交流電源１に接続された同
期パルス発生回路、１７はマイクロコンピュータ構成の
デジタル処理回路、１８，１９は給電期間の始め，終わ
りのタイミングを決定する第１，第２のカウンタ、２０
は変圧器２の１次巻線２ａの電圧を検出する電圧検出
器、２１はＩＧＢＴ１１，１３のゲートに駆動信号を供
給する駆動回路である。The controller 9 is formed as shown in FIG. 2, in which 16 is a synchronizing pulse generating circuit connected to the AC power source 1, 17 is a digital processing circuit of a microcomputer configuration, and 18 and 19 are. First and second counters 20 for determining the start and end timings of the power supply period, 20
Is a voltage detector that detects the voltage of the primary winding 2a of the transformer 2, and 21 is a drive circuit that supplies a drive signal to the gates of the IGBTs 11 and 13.
【００１３】そして、変圧器２の１次巻線２ａに供給さ
れる交流電源１が図３の（ａ）に示すようにｔ0 ，
ｔ2 ，ｔ4 ，…にゼロクロスし、交流電源１の供給に基
づき、変圧器２の交番磁束が同図の（ｂ）に示すように
交流電源１のゼロクロスからα遅れたｔ1 ，ｔ3 ，
ｔ5 ，…にゼロクロスして最小になるとする。The AC power supply 1 supplied to the primary winding 2a of the transformer 2 is t 0 , as shown in FIG.
t 2, t 4, and the zero crossing ... to, based on the supply of the AC power supply 1, the transformer t 1 2 the alternating magnetic flux is that α delayed zero crossing of the AC power supply 1 as shown in the same figure (b), t 3 ，
It is assumed that t 5 , ... Is zero-crossed to the minimum.
【００１４】このとき、スイッチ回路８のＩＧＢＴ１
１，１３のサイクル制御に基づく変圧器２の１次巻線２
ａの給電期間をＴＡ，給電の休止期間をＴＢとすると、
スイッチ回路８がオンする給電期間ＴＡの始め及び終わ
りが、交流電源１の一端が他端より高電圧になる正の半
サイクルのゼロクロス点からα遅れるように、制御装置
９はＩＧＢＴ１１，１３を変圧器２の交番磁束のゼロク
ロスに同期してスイッチング制御する。At this time, the IGBT 1 of the switch circuit 8
Primary winding 2 of transformer 2 based on cycle control of 1, 13
If the power feeding period of a is TA and the power feeding halt period is TB,
The control device 9 transforms the IGBTs 11 and 13 so that the beginning and the end of the power supply period TA in which the switch circuit 8 is turned on are delayed by α from the positive half-cycle zero cross point where one end of the AC power supply 1 has a higher voltage than the other end. Switching control is performed in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux of the device 2.
【００１５】すなわち、給電期間ＴＡ，休止期間ＴＢを
それぞれ従来の給電期間Ｔａ（＝１サイクル），休止期
間Ｔｂと同じ長さに設定したとすると、交流電源１の正
の半サイクルのゼロクロスのタイミングｔ0 からα遅れ
たｔ1 を給電期間ＴＡの始めとし、ｔ1 から交流電源１
のつぎのゼロクロスのタイミングｔ2 までの（１／２−
α）サイクルの間、制御装置９からＩＧＢＴ１１のゲー
トに駆動信号を供給してＩＧＢＴ１１をオンする。That is, assuming that the power feeding period TA and the rest period TB are set to the same length as the conventional power feeding period Ta (= 1 cycle) and the rest period Tb, respectively, the positive zero cycle zero-cross timing of the AC power supply 1 is set. the t 1 which is delayed by α from t 0 and the beginning of the feeding period TA, the AC power supply 1 from t 1
Up to the timing t 2 of the next zero cross (1 / 2−
During the α) cycle, the control device 9 supplies a drive signal to the gate of the IGBT 11 to turn on the IGBT 11.
【００１６】また、ｔ2 から交流電源１のつぎのゼロク
ロスのタイミングｔ4 までの１／２サイクルの間、制御
装置９からＩＧＢＴ１３のゲートに駆動信号を供給して
ＩＧＢＴ１３をオンする。さらに、ｔ4 から給電期間Ｔ
Ａが終了するｔ5 までのαサイクルの間、制御装置９か
らＩＧＢＴ１１のゲートに駆動信号を供給してＩＧＢＴ
１１をオンする。During a half cycle from t 2 to the next zero-cross timing t 4 of the AC power supply 1, the control device 9 supplies a drive signal to the gate of the IGBT 13 to turn on the IGBT 13. Further, from t 4 to the power feeding period T
During the α cycle up to t 5 when A ends, the control device 9 supplies a drive signal to the gate of the IGBT 11 to drive the IGBT.
Turn on 11.
【００１７】そして、ＩＧＢＴ１１，１３の交互のオン
によりｔ1 〜ｔ5 の１サイクルの給電期間ＴＡにスイッ
チ回路８をオンして交流電源１を変圧器２の１次巻線２
ａに給電する。By alternately turning on the IGBTs 11 and 13, the switch circuit 8 is turned on during the power supply period TA of one cycle from t 1 to t 5 so that the AC power supply 1 is connected to the primary winding 2 of the transformer 2.
power to a.
【００１８】つぎに、ｔ5 からつぎの給電期間ＴＡの始
めまでの休止期間ＴＢは、ＩＧＢＴ１１，１３を共にオ
フしてスイッチ回路８をオフして交流電源１の給電を休
止する。さらに、半サイクル又は１サイクルの整数倍の
休止期間ＴＢが経過し、ｔ1 に相当するつぎの給電期間
ＴＡの始めになると、再びＩＧＢＴ１１をオンして前記
ｔ1 〜ｔ5 の制御をくり返す。Next, during the rest period TB from t 5 to the beginning of the next power feeding period TA, the IGBTs 11 and 13 are both turned off and the switch circuit 8 is turned off to suspend the power feeding of the AC power source 1. Further, when the pause period TB that is an integral multiple of one half cycle or one cycle elapses and the beginning of the next power feeding period TA corresponding to t 1 , the IGBT 11 is turned on again and the control of t 1 to t 5 is repeated. .
【００１９】以上の制御のくり返しにより、変圧器２の
１次巻線２ａには図３の（ａ）に示すように、交流電源
１のゼロクロスからαずれた毎給電期間ＴＡに交流電源
１が給電される。By repeating the above-described control, the AC power source 1 is supplied to the primary winding 2a of the transformer 2 in each power feeding period TA deviated from the zero cross of the AC power source 1 by α, as shown in FIG. 3 (a). Power is supplied.
【００２０】そして、毎給電期間ＴＡの始め及び終わり
は図３の（ｂ）に示すように、変圧器２に生じる交番磁
束の最小（ゼロクロス）に一致し、このとき、毎給電期
間ＴＡが磁束最小の状態から始まるため、毎給電期間Ｔ
Ａの始めに従来のような磁気飽和が発生せず、この磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じることもない。The beginning and end of each feeding period TA coincide with the minimum (zero cross) of the alternating magnetic flux generated in the transformer 2 as shown in FIG. Since it starts from the minimum state, every power feeding period T
At the beginning of A, magnetic saturation as in the prior art does not occur, and an excessive inrush current due to this magnetic saturation does not occur.
【００２１】つぎに、制御装置９の具体的な動作につい
て説明する。まず、同期パルス発生回路１６は交流電源
１のゼロクロスを検出し、例えば交流電源１の負の半サ
イクルから正の半サイクルに変化するｔ0 ，ｔ4 ，…の
ゼロクロス（以下立上りのゼロクロスという）に同期し
て同期パルスをデジタル処理回路９に供給する。Next, a specific operation of the control device 9 will be described. First, the synchronization pulse generation circuit 16 detects a zero cross of the AC power supply 1 and, for example, a zero cross of t 0 , t 4 , ... Which changes from a negative half cycle of the AC power supply 1 to a positive half cycle (hereinafter referred to as a rising zero cross). The synchronizing pulse is supplied to the digital processing circuit 9 in synchronism with.
【００２２】また、電圧検出器２０は変圧器２の１次巻
線２ａの電圧を検出して検出電圧を周波数に変換し、こ
の変換により形成した周波数信号をデジタル処理回路１
７に供給する。そして、デジタル処理回路１７は周波数
信号がゼロに保持される休止期間ＴＢの直流電源１の最
後の立上りのゼロクロス，例えばｔ0 の立上りのゼロク
ロスに基づく同期パルスの入力により、カウンタ１８に
起動指令を発行する。The voltage detector 20 detects the voltage of the primary winding 2a of the transformer 2 and converts the detected voltage into a frequency, and the frequency signal formed by this conversion is converted into a digital signal by the digital processing circuit 1.
Supply to 7. Then, the digital processing circuit 17 issues a start command to the counter 18 by inputting a synchronization pulse based on the last rising zero cross of the DC power supply 1 in the pause period TB in which the frequency signal is held at zero, for example, the rising zero cross of t 0. Issue.
【００２３】このカウンタ１８は交流電源１のゼロクロ
スから交番磁束のゼロクロスまでの位相差αに相当する
時間がプリセットされ、起動指令が与えられると、同期
パルスに同期したデジタル処理回路１７のクロックパル
スをダウンカウントし、ｔ0からα経過したｔ1 に給電
期間ＴＡの開始指令をデジタル処理回路１７に与える。The counter 18 is preset with a time corresponding to the phase difference α from the zero cross of the AC power supply 1 to the zero cross of the alternating magnetic flux, and when a start command is given, the clock pulse of the digital processing circuit 17 synchronized with the synchronizing pulse is supplied. It counts down and gives a command to start the power supply period TA to the digital processing circuit 17 at t 1 when α has elapsed from t 0 .
【００２４】そして、デジタル処理回路１７は開始指令
の入力により直ちに駆動回路２１にＩＧＢＴ１１の駆動
指令を発行し、この指令に基づき駆動回路２１がＩＧＢ
Ｔ１１のゲートに駆動指令信号を供給し、この供給によ
りＩＧＢＴ１１がｔ1 にオンする。また、デジタル処理
回路１７はクロックパルスのカウンタ又は同期パルスの
入力により、ｔ0 から半サイクル又はｔ1 から（１／２
−α）サイクル経過したｔ2 に駆動回路２１にＩＧＢＴ
１３の駆動指令を発行する。Then, the digital processing circuit 17 immediately issues a drive command for the IGBT 11 to the drive circuit 21 by the input of the start command, and the drive circuit 21 is driven by the drive circuit 21 based on this command.
A drive command signal is supplied to the gate of T11, and this supply turns on the IGBT 11 at t 1 . Also, the digital processing circuit 17 of the clock pulse counter or the synchronization pulse input from the half-cycle or t 1 from t 0 (1/2
IGBT to the drive circuit 21 to t 2 that-.alpha.) cycles elapsed
13 drive commands are issued.
【００２５】そして、この駆動指令により駆動回路２１
がＩＧＢＴ１１の駆動指令信号をオフしてＩＧＢＴ１３
のゲートに駆動指令信号を供給し、ｔ2 にＩＧＢＴ１１
がオフしてＩＧＢＴ１３がオンする。さらに、ｔ2 から
半サイクルが経過して給電期間ＴＡの立上りのゼロクロ
スが生じるｔ4 に達すると、デジタル処理回路１７はカ
ウンタ１９に起動指令を発行する。Then, according to this drive command, the drive circuit 21
Turns off the drive command signal of the IGBT 11 and turns off the IGBT 13.
It supplies a drive command signal to the gate of, t 2 to IGBT11
Turns off and the IGBT 13 turns on. Further, when a half cycle elapses from t 2 and reaches t 4 at which the rising zero cross of the power supply period TA occurs, the digital processing circuit 17 issues a start command to the counter 19.
【００２６】このカウンタ１９はカウンタ１８と同様に
位相差αに相当する時間がプリセットされ、起動指令が
与えられると、デジタル処理回路１７のクロックパルス
をダウンカウントし、ｔ4 からα経過したｔ5 に給電期
間ＴＡの終了指令をデジタル処理回路１７に与える。Like the counter 18, the counter 19 is preset with a time corresponding to the phase difference α, and when a start command is given, the counter 19 counts down the clock pulse of the digital processing circuit 17, and t 5 when α has elapsed from t 4 Then, the digital processing circuit 17 is instructed to end the power supply period TA.
【００２７】このとき、デジタル処理回路１７はＩＧＢ
Ｔ１３の駆動信号をオフしてＩＧＢＴ１１，１３を共に
オフし、休止期間ＴＢの制御に移行し、同期パルス又は
クロックパルスを計数してつぎの給電期間ＴＡまで待機
する。以降、同様の動作をくり返し、ＩＧＢＴ１１，１
３を変圧器２の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッ
チング制御し、毎給電期間ＴＡにスイッチ回路８をオン
する。なお、前記実施例では説明等を簡単にするため、
α＝９０°としたが、位相差αはインダクタンス負荷に
よって異なり、種々の値をとる。At this time, the digital processing circuit 17 uses the IGB.
The drive signal of T13 is turned off to turn off both the IGBTs 11 and 13, the control shifts to the idle period TB, the synchronization pulse or the clock pulse is counted, and the process waits until the next power feeding period TA. After that, the same operation is repeated until the IGBTs 11 and 1
Switching control of 3 is performed in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux of the transformer 2, and the switch circuit 8 is turned on in each power feeding period TA. In the above embodiment, in order to simplify the explanation and the like,
Although α = 90 °, the phase difference α varies depending on the inductance load and takes various values.
【００２８】（第２の実施例）つぎに、第２の実施例に
ついて、図４及び図５を参照して説明する。図４におい
て、図１と同一符号は同一のものを示し、図１と異なる
点は、図１のスイッチ回路８，制御装置９の代わりに、
つぎに説明する給電スイッチ回路２２及びその制御装置
２３を備えた点である。(Second Embodiment) Next, a second embodiment will be described with reference to FIGS. 4, the same symbols as those in FIG. 1 indicate the same components, and the difference from FIG. 1 is that instead of the switch circuit 8 and the control device 9 in FIG.
The point is that the power supply switch circuit 22 and the control device 23 for the power supply switch circuit 22 described below are provided.
【００２９】そして、スイッチ回路２２は交流電源１の
一端と変圧器２の１次巻線２ａの一端との間に、サイリ
スタ２４，２５の逆並列回路と、図１の正サイクルアー
ム１２と同様の逆流防止用のダイオード２６，ＩＧＢＴ
２７の直列回路と、図１の負サイクルアーム１５と同様
のＩＧＢＴ２８，逆流防止用のダイオード２９の直列回
路とを並列に設けて形成されている。The switch circuit 22 is provided between one end of the AC power supply 1 and one end of the primary winding 2a of the transformer 2, and the antiparallel circuit of the thyristors 24 and 25 and the positive cycle arm 12 of FIG. Diode 26 for preventing backflow of the IGBT, IGBT
27 is formed in parallel with a series circuit of an IGBT 28 and a backflow preventing diode 29 similar to the negative cycle arm 15 of FIG.
【００３０】また、制御装置２３は図１の制御装置９と
同様にマイクロコンピュータ等のデジタル処理回路を用
いて形成され、サイリスタ２４，２５及びＩＧＢＴ２
７，２８のゲートに駆動信号を供給する。そして、第１
の実施例の給電期間ＴＡ，休止期間ＴＢに相当する給電
期間，休止期間をＴＡ’，ＴＢ’とし、図５に示すよう
に給電期間ＴＡ’を１．５サイクルとする場合、スイッ
チ回路２２は制御装置２３によりつぎに説明するように
動作する。Further, the control device 23 is formed by using a digital processing circuit such as a microcomputer as in the control device 9 of FIG. 1, and the thyristors 24 and 25 and the IGBT 2 are formed.
A drive signal is supplied to the gates of 7, 28. And the first
In the case where the power supply period TA and the power supply period and the power supply period corresponding to the power supply period TA of the embodiment are TA ′ and TB ′ and the power supply period TA ′ is 1.5 cycles as shown in FIG. The controller 23 operates as described below.
【００３１】すなわち、図５の（ａ）に示すように休止
期間ＴＢ’の直流電源１の最後のゼロクロスがｔ0 ’に
生じると、制御装置２３はｔ0 ’から位相差α遅れて同
図（ｂ）に示すように変圧器２の交番磁束がゼロクロス
するｔ1 ’に、サイリスタ２４に駆動指令信号を供給し
てこのサイリスタ２４をオンし、給電期間ＴＡ’に移行
する。つぎに、ｔ0 ’から半サイクル又はｔ1 ’から
（１／２−α）サイクル経過して交流電源１のつぎのゼ
ロクロスのタイミングｔ2 ’に達すると、サイリスタ２
４が自然転流でオフし、同時に、制御装置９がサイリス
タ２５に駆動信号を供給してサイリスタ２５をオンし、
スイッチング回路２３をオン状態に維持する。That is, as shown in FIG. 5A, when the last zero cross of the DC power supply 1 in the idle period TB 'occurs at t 0 ', the control device 23 delays the phase difference α from t 0 'and the same figure. As shown in (b), a drive command signal is supplied to the thyristor 24 at t 1 'when the alternating magnetic flux of the transformer 2 crosses zero, the thyristor 24 is turned on, and the power supply period TA' is entered. Next, when the next zero-cross timing t 2 ′ of the AC power supply 1 is reached after a half cycle from t 0 ′ or (1 / 2−α) cycles from t 1 ′, the thyristor 2
4 turns off by natural commutation, and at the same time, the control device 9 supplies a drive signal to the thyristor 25 to turn on the thyristor 25,
The switching circuit 23 is maintained in the ON state.
【００３２】さらに、ｔ2 ’から半サイクル経過して交
流電源１のつぎのゼロクロス（立上りのゼロクロス）の
タイミングｔ4 ’に達すると、サイリスタ２５が自然転
流でオフし、同時に、制御装置９がサイリスタ２４に駆
動信号を供給してこのサイリスタ２４をオンする。When a next zero cross (rising zero cross) timing t 4 ′ of the AC power supply 1 is reached after a half cycle from t 2 ′, the thyristor 25 turns off by spontaneous commutation, and at the same time, the controller 9 Supplies a drive signal to the thyristor 24 to turn on the thyristor 24.
【００３３】そして、ｔ0 ’から１．５サイクル又はｔ
1 ’から（１．５−α）サイクル経過し、給電期間Ｔ
Ａ’の最後の交流電源１のゼロクロスのタイミング
ｔ6 ’に達すると、サイリスタ２４は自然転流でオフ
し、このとき、残りαサイクルだけスイッチ回路２３を
オンに保つため、制御装置９はＩＧＢＴ２８に駆動信号
を供給してこのＩＧＢＴ２８をオンする。Then, 1.5 cycles from t 0 'or t
(1.5-α) cycles have passed since 1 'and the power feeding period T
When the zero crossing timing t 6 ′ of the last AC power source 1 of A ′ is reached, the thyristor 24 turns off by natural commutation, and at this time, the control device 9 keeps the switch circuit 23 on for the remaining α cycles, so that the control device 9 causes the IGBT 28. The drive signal is supplied to and the IGBT 28 is turned on.
【００３４】さらに、このオンからα経過し、ｔ1 ’か
ら１．５サイクル後の変圧器２の交番磁束のゼロクロス
のタイミングｔ7 ’に達すると、制御装置９はＩＧＢＴ
２７の駆動信号をオフしてＩＧＢＴ２７をオフし、給電
期間ＴＡ’から休止期間ＴＢ’に移行する。Further, when α has elapsed from this turning on, and when the zero crossing timing t 7 ′ of the alternating magnetic flux of the transformer 2 is reached 1.5 cycles after t 1 ′, the control unit 9 causes the IGBT
The drive signal of 27 is turned off to turn off the IGBT 27, and the power supply period TA ′ shifts to the rest period TB ′.
【００３５】以降、同様の動作がくり返され、スイッチ
回路２２は図１のスイッチ回路８と同様、変圧器２の交
番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御され
る。そして、毎給電期間ＴＡ’の最後のαサイクル（＜
０．５サイクル）のみサイリスタ２５の代わりにＩＧＢ
Ｔ２８をオンするため、このＩＧＢＴ２８の通電期間が
極めて短くなり、その必要容量が小さくて済み、小型化
等が図れる。After that, the same operation is repeated, and the switch circuit 22 is switching-controlled in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux of the transformer 2, like the switch circuit 8 of FIG. Then, the last α cycle (<
IGB instead of thyristor 25 only for 0.5 cycle
Since T28 is turned on, the energization period of this IGBT 28 is extremely short, the required capacity thereof is small, and miniaturization and the like can be achieved.
【００３６】しかも、前記最後のαサイクルを除き、サ
イリスタ２４，２５を自然転流でオフしてスイッチ回路
２２の通電極性を切換えるため、制御装置２３の制御が
例えばサイリスタ２４，２５を省いてＩＧＢＴ２７，２
８のスイッチング制御のみを行う場合より簡素化する。Moreover, except for the last α cycle, since the thyristors 24 and 25 are turned off by natural commutation to switch the conduction polarity of the switch circuit 22, the control of the control device 23 omits the thyristors 24 and 25, for example. IGBT27,2
This is simpler than the case where only the switching control of 8 is performed.
【００３７】したがって、サイリスタの点弧制御と自己
消弧型の半導体素子のスイッチング制御等を組合せ、構
成及び制御の簡素化を図って第１の実施例と同様の給電
電力の調整が行える。なお、前記実施例では位相差α及
び給電期間ＴＡ’の設定に基づき、給電期間ＴＡ’の最
後のαサイクルにＩＧＢＴ２８をオンしたが、設定条件
によっては給電期間の最後のαサイクルにＩＧＢＴ２７
をオンする事態も生じる。Therefore, the ignition power control of the thyristor and the switching control of the semiconductor element of the self-extinguishing type are combined to simplify the configuration and control, and the supply power can be adjusted in the same manner as in the first embodiment. Although the IGBT 28 is turned on in the last α cycle of the power feeding period TA ′ based on the setting of the phase difference α and the power feeding period TA ′ in the above embodiment, the IGBT 27 is turned on in the last α cycle of the power feeding period depending on the setting conditions.
The situation of turning on also occurs.
【００３８】（第３の実施例）つぎに、第３の実施例に
ついて、図６を参照して説明する。図６において、図
１，図４と同一符号は同一のものを示し、それらの図面
と異なる点は、図１，図４のスイッチ回路８，２２及び
制御装置９，２３の代わりに、ダイオードブリッジ構成
の給電スイッチ回路３０及びその制御装置３１を備えた
点である。(Third Embodiment) Next, a third embodiment will be described with reference to FIG. 6, the same reference numerals as those in FIGS. 1 and 4 indicate the same things, and the difference from those drawings is that instead of the switch circuits 8 and 22 and the control devices 9 and 23 in FIGS. The point is that the power supply switch circuit 30 and the control device 31 thereof are provided.
【００３９】そして、スイッチ回路３０はダイオード３
１〜３５の全波整流のブリッジ回路と、このブリッジ回
路の直流端子間であるダイオード３２，３４のカソード
の接続点ａ，ダイオード３３，３５のアノードの接続点
ｂ間にエミッタ，コレクタを設けた自己消弧型の半導体
素子としての１個のＩＧＢＴ３６とにより形成されてい
る。The switch circuit 30 includes the diode 3
An emitter and a collector are provided between a bridge circuit for full-wave rectification of Nos. 1 to 35 and a connection point a between cathodes of the diodes 32 and 34 and a connection point b between anodes of the diodes 33 and 35, which are between DC terminals of the bridge circuit. It is formed by one IGBT 36 as a self-extinguishing type semiconductor element.
【００４０】また、制御装置３１は図１，図４の制御装
置９，２３と同様にマイクロコンピュータ等のデジタル
処理回路を用いて形成され、変圧器２の交番磁束のゼロ
クロスに同期した毎給電期間にＩＧＢＴ３６のゲートに
駆動信号を供給してＩＧＢＴ３６をオンする。Further, the control device 31 is formed by using a digital processing circuit such as a microcomputer as in the control devices 9 and 23 of FIGS. 1 and 4, and every power feeding period synchronized with the zero cross of the alternating magnetic flux of the transformer 2. Then, a drive signal is supplied to the gate of the IGBT 36 to turn on the IGBT 36.
【００４１】そして、このＩＧＢＴ３６のオンにより、
交流電源１の正サイクルにはダイオード３２，ＩＧＢＴ
３６，ダイオード３５の給電路が形成され、交流電源１
の負サイクルにはダイオード３４，ＩＧＢＴ３６，ダイ
オード３３の給電路が形成される。そのため、毎給電期
間を第１，第２の実施例と同様、変圧器２の交番磁束の
ゼロクロスに同期して設定して給電電力の調整が行え
る。By turning on the IGBT 36,
In the positive cycle of the AC power supply 1, the diode 32, the IGBT
A power supply path for the diode 36 and the diode 35 is formed, and the AC power supply 1
In the negative cycle of, the feeding path of the diode 34, the IGBT 36, and the diode 33 is formed. Therefore, similarly to the first and second embodiments, it is possible to adjust the power supply by setting each power supply period in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux of the transformer 2.
【００４２】そして、この実施例の場合はスイッチ回路
３０にＩＧＢＴを１個だけ設ければよいため、極めて安
価な構成でサイクル制御が行える利点がある。In the case of this embodiment, since only one IGBT needs to be provided in the switch circuit 30, there is an advantage that the cycle control can be performed with an extremely inexpensive structure.
【００４３】ところで、前記実施例においては自己消弧
型の半導体素子をＩＧＢＴとして説明したが、自己消弧
型の半導体素子はＭＯＳＦＥＴ，パワートランジスタ等
であってもよいのは勿論である。また、種々のインダク
タンス負荷の交流の給電電力の調整に適用できるのも勿
論である。By the way, in the above-mentioned embodiment, the self-arc-extinguishing type semiconductor element is described as an IGBT, but it goes without saying that the self-arc-extinguishing type semiconductor element may be a MOSFET, a power transistor or the like. Further, it is needless to say that it can be applied to the adjustment of AC power supply of various inductance loads.
【００４４】[0044]
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているため、以下に記載する効果を奏する。交流電源１
とインダクタンス負荷との間の給電スイッチ回路８，２
２，３０に設けた自己消弧型の半導体制御素子１１，１
４，２７，２８，３６をインダクタンス負荷の交番磁束
のゼロクロスに同期してスイッチング制御し、インダク
タンス負荷に給電する交流電力を前記交番磁束のゼロク
ロスに同期して調整したため、サイクル制御の毎給電期
間の始め及び終わりがインダクタンス負荷の交番磁束最
小（磁束ゼロ）に一致し、毎給電期間の始めに磁気飽和
が発生せず、この磁気飽和に伴う過大な突入電流が防止
されてスイッチ回路８，２２，３０等が突入電流で破損
せず、信頼性の高いサイクル制御を実現できる。Since the present invention is configured as described above, it has the following effects. AC power supply 1
Between the power supply and the inductance load
Self-extinguishing type semiconductor control elements 11, 1
Switching control of 4, 27, 28, 36 is performed in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux of the inductance load, and the AC power supplied to the inductance load is adjusted in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux. The start and end match the minimum alternating magnetic flux (zero magnetic flux) of the inductance load, magnetic saturation does not occur at the beginning of each feeding period, and an excessive inrush current due to this magnetic saturation is prevented, and the switch circuits 8, 22, It is possible to realize highly reliable cycle control without damaging 30 or the like due to an inrush current.
【図１】本発明のサイクル制御方法の第１の実施例の結
線図である。FIG. 1 is a connection diagram of a first embodiment of a cycle control method of the present invention.
【図２】図１の一部の詳細なブロック図である。2 is a detailed block diagram of a portion of FIG. 1. FIG.
【図３】（ａ），（ｂ）は図１の動作説明用の電圧，磁
束の波形図である。3A and 3B are waveform diagrams of voltage and magnetic flux for explaining the operation of FIG.
【図４】本発明の第２の実施例の結線図である。FIG. 4 is a connection diagram of a second embodiment of the present invention.
【図５】（ａ），（ｂ）は図４の動作説明用の電圧，磁
束の波形図である。5A and 5B are waveform diagrams of voltage and magnetic flux for explaining the operation of FIG.
【図６】本発明の第３の実施例の結線図である。FIG. 6 is a connection diagram of a third embodiment of the present invention.
【図７】従来例の結線図である。FIG. 7 is a connection diagram of a conventional example.
【図８】（ａ），（ｂ）は図７の動作説明用の電圧，磁
束の波形図である。8A and 8B are waveform diagrams of voltage and magnetic flux for explaining the operation of FIG. 7.
１ 交流電源 ２ インダクタンス負荷としての変圧器 ８，２２，３０ 給電スイッチ回路 １１，１４，２７，２８，３６ ＩＧＢＴ 1 AC power supply 2 Transformer as inductance load 8,22,30 Power feeding switch circuit 11,14,27,28,36 IGBT
Claims (1)
半導体構成の給電スイッチ回路に設けた自己消弧型の半
導体制御素子を前記負荷の交番磁束のゼロクロスに同期
してスイッチグ制御し、前記負荷に給電する交流電力を
前記交番磁束のゼロクロスに同期して調整することを特
徴とするサイクル制御方法。1. A self-extinguishing type semiconductor control element provided in a power feeding switch circuit of a semiconductor configuration between an AC power source and an inductance load is controlled by switching in synchronization with a zero cross of an alternating magnetic flux of the load, and is applied to the load. A cycle control method characterized in that the AC power to be fed is adjusted in synchronization with the zero cross of the alternating magnetic flux.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP4253694A JP2711497B2 (en) | 1992-08-27 | 1992-08-27 | Cycle control method |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JP2711497B2 JP2711497B2 (en) | 1998-02-10 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2020014045A (en) * | 2018-07-13 | 2020-01-23 | 富士電機株式会社 | Bidirectional switch circuit |
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