JPH066983A - 逆変換装置 - Google Patents
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- JPH066983A JPH066983A JP4068515A JP6851592A JPH066983A JP H066983 A JPH066983 A JP H066983A JP 4068515 A JP4068515 A JP 4068515A JP 6851592 A JP6851592 A JP 6851592A JP H066983 A JPH066983 A JP H066983A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な回路構成で過渡過電圧を抑制できる自
己消弧形モジュールＴＭで構成された逆変換装置ＩＮＴ
を提供する。 【構成】 １個の抵抗と一個のダイオードで形成される
並列回路に１個のコンデンサを直列接続して成るスナバ
回路ＴＸと自己消弧形モジュールＴＭとを、導体フレー
ムＦＲP,ＦＲN 上に短い相互間隔で配設し、両導体フレ
ームの中間点を含み、これ等の導体フレームに垂直な平
面に対して、スナバ回路ＴＸと自己消弧形モジュールＴ
Ｍとを対称に配設している。
己消弧形モジュールＴＭで構成された逆変換装置ＩＮＴ
を提供する。 【構成】 １個の抵抗と一個のダイオードで形成される
並列回路に１個のコンデンサを直列接続して成るスナバ
回路ＴＸと自己消弧形モジュールＴＭとを、導体フレー
ムＦＲP,ＦＲN 上に短い相互間隔で配設し、両導体フレ
ームの中間点を含み、これ等の導体フレームに垂直な平
面に対して、スナバ回路ＴＸと自己消弧形モジュールＴ
Ｍとを対称に配設している。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、直流電源より給電を
受け、自己消弧素子を使用して所定周波数の交流電力を
発生させる逆変換装置に関する。
受け、自己消弧素子を使用して所定周波数の交流電力を
発生させる逆変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の逆変換装置では、一般に自己消
弧型素子を使用する回路構成が採用されている。特に、
近年高出力でスイッチング速度の早い電力トランジスタ
あるいはＦＥＴ素子が作製され、実用化されている。し
かし、これ等の素子の転流および過負荷遮断時には強力
な遷移電圧あるいは電流を伴い、往々これ等の素子の動
作に対する安全な許容範囲を越えることがあり、素子を
破損するけでなく、周囲の回路素子も破損し、逆変換装
置自体を使用不能にする。
弧型素子を使用する回路構成が採用されている。特に、
近年高出力でスイッチング速度の早い電力トランジスタ
あるいはＦＥＴ素子が作製され、実用化されている。し
かし、これ等の素子の転流および過負荷遮断時には強力
な遷移電圧あるいは電流を伴い、往々これ等の素子の動
作に対する安全な許容範囲を越えることがあり、素子を
破損するけでなく、周囲の回路素子も破損し、逆変換装
置自体を使用不能にする。
【０００３】この種の逆変換装置のうち中位の電力変換
を行う装置 (20 kVA〜 100kVA の容量の装置) では、通
常上記の過渡過電圧発生抑制に対する対策に比較的簡単
な解決策が講じられている。この装置の概要とその対策
をここで、簡単に概観しておく。
を行う装置 (20 kVA〜 100kVA の容量の装置) では、通
常上記の過渡過電圧発生抑制に対する対策に比較的簡単
な解決策が講じられている。この装置の概要とその対策
をここで、簡単に概観しておく。
【０００４】図１に示すように、この種の逆変換装置Ｉ
ＮＴは、順変換装置ＣＶＴと組みにして使用されること
が多い。この発明では、便宜上、船舶の動力部に装着さ
れている発電機Ｍから入力端Ｔ１を経由して三相交流電
力を順変換装置ＣＶＴに導入する。順変換装置ＣＶＴか
ら出た直流出力電圧は正負母線ＬP,ＬN を経由して逆変
換装置ＩＮＴに導入される。そして、この逆変換装置Ｉ
ＮＴの三相出力電力を出力端Ｔ２から所要電源部、例え
ば船舶中の照明装置、船内機器の動力電源として使用さ
れる。
ＮＴは、順変換装置ＣＶＴと組みにして使用されること
が多い。この発明では、便宜上、船舶の動力部に装着さ
れている発電機Ｍから入力端Ｔ１を経由して三相交流電
力を順変換装置ＣＶＴに導入する。順変換装置ＣＶＴか
ら出た直流出力電圧は正負母線ＬP,ＬN を経由して逆変
換装置ＩＮＴに導入される。そして、この逆変換装置Ｉ
ＮＴの三相出力電力を出力端Ｔ２から所要電源部、例え
ば船舶中の照明装置、船内機器の動力電源として使用さ
れる。
【０００５】直流電力を三相交流電力に変換するこの逆
変換装置ＩＮＴでは、各相Ｕ，Ｖ，Ｗ当たりに対にして
配置した、自己消弧型素子である、例えばトランジスタ
Ｔｒ 1,Ｔｒ2 から成るトランジスタ・モジュールＴＭ1,
ＴＭ2,ＴＭ3 によって方形波に変換される。この場合、
図示していない位相制御回路によってトランジスタＴｒ
1,Ｔｒ2 の切り換え時間を制御する制御信号を対応する
ベースＢu1, Ｂl1に印加して、上記の変換を行い、トラ
ンジスタ・モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の対応する出
力端Ｏ1 等から各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電力を得る。また、必
要とあれば、こら等の方形波を、例えばパルス幅変調法
によって、適当な正弦波等に変換することもできる トランジスタ・モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 は、通常
の場合、電流電圧に応じた導電性材料製のフレームＦＲ
P,ＦＲN の上に装着される。そして、順変換装置ＣＶＴ
で整流された電力は、順変換装置ＣＶＴの給電点ＳP,Ｓ
N から母線ＬP,ＬN を経由して受電点ＭP,ＭN に達す
る。
変換装置ＩＮＴでは、各相Ｕ，Ｖ，Ｗ当たりに対にして
配置した、自己消弧型素子である、例えばトランジスタ
Ｔｒ 1,Ｔｒ2 から成るトランジスタ・モジュールＴＭ1,
ＴＭ2,ＴＭ3 によって方形波に変換される。この場合、
図示していない位相制御回路によってトランジスタＴｒ
1,Ｔｒ2 の切り換え時間を制御する制御信号を対応する
ベースＢu1, Ｂl1に印加して、上記の変換を行い、トラ
ンジスタ・モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の対応する出
力端Ｏ1 等から各相Ｕ，Ｖ，Ｗの電力を得る。また、必
要とあれば、こら等の方形波を、例えばパルス幅変調法
によって、適当な正弦波等に変換することもできる トランジスタ・モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 は、通常
の場合、電流電圧に応じた導電性材料製のフレームＦＲ
P,ＦＲN の上に装着される。そして、順変換装置ＣＶＴ
で整流された電力は、順変換装置ＣＶＴの給電点ＳP,Ｓ
N から母線ＬP,ＬN を経由して受電点ＭP,ＭN に達す
る。
【０００６】上記の構成による電源装置では、トランジ
スタＴｒ1,Ｔｒ2 の転流および過負荷遮断時に遷移過渡
電圧（所謂キックバック電圧）が生じる。そして、逆バ
イアス安全領域（ＲＢＳＯＡ）を越えて、トランジスタ
Ｔｒ1,Ｔｒ2 を破損に導く。これを防止するため、例え
ば、各トランジスタＴｒ1 またはＴｒ2 のコレクタとエ
ミッタの間に抵抗、コンデンサおよびダイオードから成
る簡単なスナバ回路を挿入したり（例えば、正田英介、
天野比左雄監修、最新パワーデバイス活用読本、オーム
社、昭和 63 年６月出版、第１５頁参照）、あるいは、
母線ＬP,ＬN に限流リアクトル（図示せず）を挿入し、
このリアクトルの両端にフリーホィールダイード（図示
せず）を並列に接続している（例えば、正田英介、天野
比左雄監修、最新パワーデバイス活用読本、オーム社、
昭和 63 年６月出版、第１７頁参照）ことによって過渡
遷移電圧を抑制している。この種の対策は、各素子の寸
法および重量が大きいため、相当な取付スペースを必要
とする。しかも、そのために望ましくない浮遊容量ある
いは誘導性インダクタンスの増加をもたらし、回路の動
的特性に悪影響さえ与える。
スタＴｒ1,Ｔｒ2 の転流および過負荷遮断時に遷移過渡
電圧（所謂キックバック電圧）が生じる。そして、逆バ
イアス安全領域（ＲＢＳＯＡ）を越えて、トランジスタ
Ｔｒ1,Ｔｒ2 を破損に導く。これを防止するため、例え
ば、各トランジスタＴｒ1 またはＴｒ2 のコレクタとエ
ミッタの間に抵抗、コンデンサおよびダイオードから成
る簡単なスナバ回路を挿入したり（例えば、正田英介、
天野比左雄監修、最新パワーデバイス活用読本、オーム
社、昭和 63 年６月出版、第１５頁参照）、あるいは、
母線ＬP,ＬN に限流リアクトル（図示せず）を挿入し、
このリアクトルの両端にフリーホィールダイード（図示
せず）を並列に接続している（例えば、正田英介、天野
比左雄監修、最新パワーデバイス活用読本、オーム社、
昭和 63 年６月出版、第１７頁参照）ことによって過渡
遷移電圧を抑制している。この種の対策は、各素子の寸
法および重量が大きいため、相当な取付スペースを必要
とする。しかも、そのために望ましくない浮遊容量ある
いは誘導性インダクタンスの増加をもたらし、回路の動
的特性に悪影響さえ与える。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】この発明の課題は、上
記の難点を排除し、自己消弧型のスイッチング素子によ
る過渡過電圧の発生を抑制できる、簡単でしかも占有ス
ペースの少ない回路構成を有し、それ故に製造および保
守に対する経費を大幅に低減でき、動作が安定で信頼性
のある、冒頭に述べた種類の逆変換装置を提供すること
にある。
記の難点を排除し、自己消弧型のスイッチング素子によ
る過渡過電圧の発生を抑制できる、簡単でしかも占有ス
ペースの少ない回路構成を有し、それ故に製造および保
守に対する経費を大幅に低減でき、動作が安定で信頼性
のある、冒頭に述べた種類の逆変換装置を提供すること
にある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の課題は、この発明
により、冒頭に述べた種類の逆変換装置の場合、逆変換
装置ＩＮＴの正負電位用の平行な導体フレームＦＲP,Ｆ
ＲN 上に、それぞれが少なくとも２個の自己消弧素子Ｔ
ｒ1,Ｔｒ2 を直列接続して成る複数の自己消弧素子モジ
ュールＴＭと、１個の抵抗Ｒおよび１個のダイオードＤ
で形成される並列回路に１個のコンデンサＣを直列接続
して成る少なくとも１個のスナバ回路ＴＸとを短い相互
間隔で配設し、前記導体フレームＦＲP,ＦＲN の中間点
を含み、導体フレームＦＲP,ＦＲN に垂直な平面に対し
て、前記自己消弧素子モジュールＴＭと前記スナバ回路
ＴＸとを対称に配設し、前記ダイオードＤの順方向を正
電位の導体フレームＦＲP から負電位の導体フレームＦ
ＲN に向かうように配設し、直流電源ＣＶＴの給電点Ｓ
P,ＳN に対応する受電点ＭP,ＭN がそれぞれ導体フレー
ムＦＲP,ＦＲN の前記中間点の近くに設けてあることに
よって解決されている。
により、冒頭に述べた種類の逆変換装置の場合、逆変換
装置ＩＮＴの正負電位用の平行な導体フレームＦＲP,Ｆ
ＲN 上に、それぞれが少なくとも２個の自己消弧素子Ｔ
ｒ1,Ｔｒ2 を直列接続して成る複数の自己消弧素子モジ
ュールＴＭと、１個の抵抗Ｒおよび１個のダイオードＤ
で形成される並列回路に１個のコンデンサＣを直列接続
して成る少なくとも１個のスナバ回路ＴＸとを短い相互
間隔で配設し、前記導体フレームＦＲP,ＦＲN の中間点
を含み、導体フレームＦＲP,ＦＲN に垂直な平面に対し
て、前記自己消弧素子モジュールＴＭと前記スナバ回路
ＴＸとを対称に配設し、前記ダイオードＤの順方向を正
電位の導体フレームＦＲP から負電位の導体フレームＦ
ＲN に向かうように配設し、直流電源ＣＶＴの給電点Ｓ
P,ＳN に対応する受電点ＭP,ＭN がそれぞれ導体フレー
ムＦＲP,ＦＲN の前記中間点の近くに設けてあることに
よって解決されている。
【０００９】この発明による他の有利な構成は、特許請
求の範囲の従属請求項に記載されている。
求の範囲の従属請求項に記載されている。
【００１０】
【実施例】以下、実施例を示す図面に基づき、この発明
をより詳しく説明する。この場合、以下の図面で使用す
る符号が図１と同一機能を有する場合には、同じ符号を
使用する。また、回路構成上同一の機能を有し、直接説
明に必要でない部材の符号を簡単のため省略する。
をより詳しく説明する。この場合、以下の図面で使用す
る符号が図１と同一機能を有する場合には、同じ符号を
使用する。また、回路構成上同一の機能を有し、直接説
明に必要でない部材の符号を簡単のため省略する。
【００１１】図２には、自己消弧型のスイッチング素子
による過渡過電圧の発生を抑制するため、４個のスナバ
回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を正負導体フレームＦＲ
P,ＦＲN の間に差し渡し、各自己消弧型素子モジュール
ＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に隣接させて配設する。その場合、
特に重要なことは、線間あるいは部品間の浮遊容量や誘
導性負荷の増加を避けるため、できる限り線路の長さや
部品間の距離、つまりスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,Ｔ
Ｘ4 や自己消弧型素子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の
間の距離を短くし、しかもこれ等の部品を導体フレーム
ＦＲP,ＦＲN 上で対称配置にする必要がある。更に、順
変換器ＣＶＴまたは直流電源の両給電点ＳP,ＳN からそ
れぞれ母線ＬP,ＬN を経由して導入される逆変換装置Ｉ
ＮＴの正負導体フレームＦＲP,ＦＲN にある受電点ＭP,
ＭN の位置は、導体フレームＦＲ P,ＦＲN の中心、つま
り図２の場合、三つの自己消弧型素子モジュールＴＭ1,
ＴＭ2,ＴＭ3 の中央のモジュールＴＭ2 のところに配設
する。なお、図２と図４では、説明の都合上、受電点Ｍ
P,ＭN はモジュールＴＭ2 の接続点からずらして示して
ある。
による過渡過電圧の発生を抑制するため、４個のスナバ
回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を正負導体フレームＦＲ
P,ＦＲN の間に差し渡し、各自己消弧型素子モジュール
ＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に隣接させて配設する。その場合、
特に重要なことは、線間あるいは部品間の浮遊容量や誘
導性負荷の増加を避けるため、できる限り線路の長さや
部品間の距離、つまりスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,Ｔ
Ｘ4 や自己消弧型素子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 の
間の距離を短くし、しかもこれ等の部品を導体フレーム
ＦＲP,ＦＲN 上で対称配置にする必要がある。更に、順
変換器ＣＶＴまたは直流電源の両給電点ＳP,ＳN からそ
れぞれ母線ＬP,ＬN を経由して導入される逆変換装置Ｉ
ＮＴの正負導体フレームＦＲP,ＦＲN にある受電点ＭP,
ＭN の位置は、導体フレームＦＲ P,ＦＲN の中心、つま
り図２の場合、三つの自己消弧型素子モジュールＴＭ1,
ＴＭ2,ＴＭ3 の中央のモジュールＴＭ2 のところに配設
する。なお、図２と図４では、説明の都合上、受電点Ｍ
P,ＭN はモジュールＴＭ2 の接続点からずらして示して
ある。
【００１２】実際には、部品の配置および母線の太さや
可撓性のため、受電点ＭP,ＭN を完全に正負導体フレー
ムＦＲP,ＦＲN の中心に配設することが困難に場合、極
力中央のモジュールＴＭ2 の近くに設けることが望まし
い。
可撓性のため、受電点ＭP,ＭN を完全に正負導体フレー
ムＦＲP,ＦＲN の中心に配設することが困難に場合、極
力中央のモジュールＴＭ2 の近くに設けることが望まし
い。
【００１３】スナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 は、
図３に示すように、それ自体公知の回路構成を有する。
即ち、正導体フレームＦＲP に接続する正端子Ｐに抵抗
ＲとダイオードＤを並列回路の一端を接続し、他端をコ
ンデンサＣに接続し、負端子Ｎに直列接続された回路構
成を有する。この場合、ダイオードの向きを順方向か正
端子Ｐから負端子Ｎに向ける必要がある。
図３に示すように、それ自体公知の回路構成を有する。
即ち、正導体フレームＦＲP に接続する正端子Ｐに抵抗
ＲとダイオードＤを並列回路の一端を接続し、他端をコ
ンデンサＣに接続し、負端子Ｎに直列接続された回路構
成を有する。この場合、ダイオードの向きを順方向か正
端子Ｐから負端子Ｎに向ける必要がある。
【００１４】抵抗Ｒ、コンデンサＣおよびダイオードＤ
の耐圧および容量に関しては、実験的に最適値を求める
べきであるが、概ね次の式を目安として使用できる。即
ち、コンデンサＣに関して、
の耐圧および容量に関しては、実験的に最適値を求める
べきであるが、概ね次の式を目安として使用できる。即
ち、コンデンサＣに関して、
【００１５】
【外１】
【００１６】ここで、 Ｌ： 直流主回路インダクタ
ンス、ＶCP： スイッチング素子の耐圧、Ｅ： 直流主
回路電圧、Ｉ0 ： 過負荷遮断電流。
ンス、ＶCP： スイッチング素子の耐圧、Ｅ： 直流主
回路電圧、Ｉ0 ： 過負荷遮断電流。
【００１７】抵抗Ｒに関して、
【００１８】
【外２】
【００１９】ここで、 Ｋ： 一定の定数、（直流母
線上のリップル電流周波数）400 Hz ＞ 1.0 400 Hz ＜ 3.0、ｆ： 過負荷遮断時の電流周波数。
線上のリップル電流周波数）400 Hz ＞ 1.0 400 Hz ＜ 3.0、ｆ： 過負荷遮断時の電流周波数。
【００２０】また、ダイオードＤは電流サージ耐量が装
置の過電流遮断値の３分の１で、耐圧がスイッチング素
子の耐圧と同等であるものを使用する。自己消弧型素子
モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 による転流時の過渡過電
圧を排除する他の構成として、図４に示す回路を使用す
ることができる。この場合、順変換器ＣＶＴの正給電点
ＳP を逆変換装置ＩＮＴの正受電点ＭP に接続する正母
線ＬP に対して並列に転流ダイオードＤP を接続する。
この並列接続はダイオードの両端に接続された導線
ＬP ′を介して正給電点ＳP と正受電点ＭP との間で直
接行われ、母線ＬP にはリアクトルのようなリアクタン
ス成分を含む回路素子が挿入されていない。また、ダイ
オードＤP の順方向は、図示のように、正受電点ＭP か
ら正給電点ＳP を向いている。このダイオードＤP の耐
圧および容量に関しては、実験的に最適値を求めるべき
であるが、例えば定格負荷電流ｉ0 , 定格出力電圧ｖ0
に対して、耐圧＝３ｖ0 および電流値＝２ｉ0 のダイオ
ードを使用すべきである。一般に、出力交流電圧の周波
数が高い場合、高速ダイオードを使用すべきであるが、
商用電源の程度、つまり 50 〜 60 Hzの場合には、一般
のダイオードで充分効果的である。
置の過電流遮断値の３分の１で、耐圧がスイッチング素
子の耐圧と同等であるものを使用する。自己消弧型素子
モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 による転流時の過渡過電
圧を排除する他の構成として、図４に示す回路を使用す
ることができる。この場合、順変換器ＣＶＴの正給電点
ＳP を逆変換装置ＩＮＴの正受電点ＭP に接続する正母
線ＬP に対して並列に転流ダイオードＤP を接続する。
この並列接続はダイオードの両端に接続された導線
ＬP ′を介して正給電点ＳP と正受電点ＭP との間で直
接行われ、母線ＬP にはリアクトルのようなリアクタン
ス成分を含む回路素子が挿入されていない。また、ダイ
オードＤP の順方向は、図示のように、正受電点ＭP か
ら正給電点ＳP を向いている。このダイオードＤP の耐
圧および容量に関しては、実験的に最適値を求めるべき
であるが、例えば定格負荷電流ｉ0 , 定格出力電圧ｖ0
に対して、耐圧＝３ｖ0 および電流値＝２ｉ0 のダイオ
ードを使用すべきである。一般に、出力交流電圧の周波
数が高い場合、高速ダイオードを使用すべきであるが、
商用電源の程度、つまり 50 〜 60 Hzの場合には、一般
のダイオードで充分効果的である。
【００２１】図４では、母線ＬP,ＬN の一方、つまりＬ
P の方に上記のような転流ダイオードＤP を並列接続し
たが、他方、つまりＬN の方に接続してもよく、また両
方、つまり母線ＬP,ＬN にそれぞれ転流ダイオードＤP
を並列接続してもよい。ＬN側に接続した場合でも、ダ
イオードＤP の順方向は母線を流れる定常電流の向きと
は逆にすべきである。
P の方に上記のような転流ダイオードＤP を並列接続し
たが、他方、つまりＬN の方に接続してもよく、また両
方、つまり母線ＬP,ＬN にそれぞれ転流ダイオードＤP
を並列接続してもよい。ＬN側に接続した場合でも、ダ
イオードＤP の順方向は母線を流れる定常電流の向きと
は逆にすべきである。
【００２２】この発明による効果を調べるため、図１に
相当する順変換器ＣＶＴと逆変換装置ＩＮＴから成る実
際の装置で実験を行った。この実験では、自己消弧型素
子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に三社電機製作所製の
トランジスタモジール，SQD300 BA 60 を使用し、図１
の母線ＬP,ＬN の間に１個のブレーカーを入れ、一方の
母線ＬP に１個のメーターシャント抵抗を接続し、更に
この母線に電流変成器を挿入して過渡電流を測定した。
また、出力端にブレーカーを入れて三相負荷出力端を短
絡しておいた。出力側のブレーカーを開いた状態で、全
体の装置を起動させた後、安定した状態から、出力側の
ブレーカーを閉じて、導体フレームＦＲ P,ＦＲN の間に
オシロスコープのプローブを当ててトランジスタ転流時
の過渡電圧の測定を直接測定し、同時に母線の過渡電流
を上記電流変成器で測定した。
相当する順変換器ＣＶＴと逆変換装置ＩＮＴから成る実
際の装置で実験を行った。この実験では、自己消弧型素
子モジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に三社電機製作所製の
トランジスタモジール，SQD300 BA 60 を使用し、図１
の母線ＬP,ＬN の間に１個のブレーカーを入れ、一方の
母線ＬP に１個のメーターシャント抵抗を接続し、更に
この母線に電流変成器を挿入して過渡電流を測定した。
また、出力端にブレーカーを入れて三相負荷出力端を短
絡しておいた。出力側のブレーカーを開いた状態で、全
体の装置を起動させた後、安定した状態から、出力側の
ブレーカーを閉じて、導体フレームＦＲ P,ＦＲN の間に
オシロスコープのプローブを当ててトランジスタ転流時
の過渡電圧の測定を直接測定し、同時に母線の過渡電流
を上記電流変成器で測定した。
【００２３】順変換器ＣＶＴに入力する三相正弦交流は
205 V rmsで、周波数は 40 〜 120Hz であり、出力は
三相方形波で電圧 225 V rmsで、周波数は 60 Hz一定で
あった。 使用したスナバ回路は図３の回路構成で、Ｒ
＝ 1.5Ω / 5Ｗ (酸化金属抵抗),Ｃ＝ 3μF / 630 V
(金属化ポリプロピレンフィルムコンデンサ), Ｄ： ER
D 27 - 10 (富士電機社製）を用いた。また、図４の転
流ダイオードＤP は三社電機製作所の FRS 200 BA 60を
使用した。
205 V rmsで、周波数は 40 〜 120Hz であり、出力は
三相方形波で電圧 225 V rmsで、周波数は 60 Hz一定で
あった。 使用したスナバ回路は図３の回路構成で、Ｒ
＝ 1.5Ω / 5Ｗ (酸化金属抵抗),Ｃ＝ 3μF / 630 V
(金属化ポリプロピレンフィルムコンデンサ), Ｄ： ER
D 27 - 10 (富士電機社製）を用いた。また、図４の転
流ダイオードＤP は三社電機製作所の FRS 200 BA 60を
使用した。
【００２４】比較として、４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ
2,ＴＸ3,ＴＸ4 をそれぞれ単に１個のコンデンサＣのみ
で形成し、図２のように対称配置した場合のスイッチン
グ特性を、図５に示す。
2,ＴＸ3,ＴＸ4 をそれぞれ単に１個のコンデンサＣのみ
で形成し、図２のように対称配置した場合のスイッチン
グ特性を、図５に示す。
【００２５】４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ
4 をそれぞれ同じタイプの３個の回路素子Ｒ，Ｃ，Ｄで
形成し、図３に示す配置にした場合のスイッチング特性
を、図６に示す。
4 をそれぞれ同じタイプの３個の回路素子Ｒ，Ｃ，Ｄで
形成し、図３に示す配置にした場合のスイッチング特性
を、図６に示す。
【００２６】図４に示す１個の転流ダイオードＤP のみ
を母線ＬP に並列接続し、４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ
2,ＴＸ3,ＴＸ4 をそれぞれ単に１個のコンデンサＣのみ
で形成し、図２のように対称配置した場合のスイッチン
グ特性を、図７に示す。
を母線ＬP に並列接続し、４個のスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ
2,ＴＸ3,ＴＸ4 をそれぞれ単に１個のコンデンサＣのみ
で形成し、図２のように対称配置した場合のスイッチン
グ特性を、図７に示す。
【００２７】母線ＬP に１個の転流ダイオードＤP を並
列接続し、同時に図３に示す４個のスナバ回路ＴＸ1,Ｔ
Ｘ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を図２のように組み合わせて配置した
場合のスイッチング特性を、図８に示す。
列接続し、同時に図３に示す４個のスナバ回路ＴＸ1,Ｔ
Ｘ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を図２のように組み合わせて配置した
場合のスイッチング特性を、図８に示す。
【００２８】図４の配置に加えて、戻り母線ＬN に並列
に転流ダイオードを接続し、同時に図３に示す４個のス
ナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を図２のように組み
合わせて配置した場合のスイッチング特性を、図９に示
す。
に転流ダイオードを接続し、同時に図３に示す４個のス
ナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4 を図２のように組み
合わせて配置した場合のスイッチング特性を、図９に示
す。
【００２９】図５〜９の各々は同じ条件で測定され、横
軸の１目盛が 100μs, 縦軸の１目盛が出力電圧Ｖ0 に
対して、200 V で、電流Ｉ0 に対して 250 Aである。ま
た、短絡させるためのブレーカーの閉時点はαである。
軸の１目盛が 100μs, 縦軸の１目盛が出力電圧Ｖ0 に
対して、200 V で、電流Ｉ0 に対して 250 Aである。ま
た、短絡させるためのブレーカーの閉時点はαである。
【００３０】図５から明らかなように、コンデンサ一個
のみの最も簡単なスナバ回路では、閉時点α後 75 μs
でトランジスタが実質上スイッチングを開始し、次い
で、電圧電流ともに著しい振動波形を示す。この振動
は、この過渡電圧を減衰させるため使用したコンデンサ
Ｃと回路中の誘導性リアクタンスから成る実効共振回路
によるものである。また、トランジスタの転流時の遅れ
による著しい逆電流が閉時点α後 75 μs （図中に記号
βとして示してある）で生じる。この測定での出力電圧
Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 660 Vと 60 V であ
り、このトランジスタの逆バイアス安全領域（ＲＢＳＯ
Ａ）から離脱している（なお、コンデンサＣを使用しな
い、スナバ回路の全くない図１の構成では、確実にトラ
ンジスタモジュールが破損し、使用不能に陥った）。も
ちろん、使用する負荷あるいは使用電圧等でこの安全領
域を簡単に越えてしまう恐れがあり、このようなコンデ
ンサＣのみのスナバ回路は信頼性に欠けた、極めて危険
な装置である。
のみの最も簡単なスナバ回路では、閉時点α後 75 μs
でトランジスタが実質上スイッチングを開始し、次い
で、電圧電流ともに著しい振動波形を示す。この振動
は、この過渡電圧を減衰させるため使用したコンデンサ
Ｃと回路中の誘導性リアクタンスから成る実効共振回路
によるものである。また、トランジスタの転流時の遅れ
による著しい逆電流が閉時点α後 75 μs （図中に記号
βとして示してある）で生じる。この測定での出力電圧
Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 660 Vと 60 V であ
り、このトランジスタの逆バイアス安全領域（ＲＢＳＯ
Ａ）から離脱している（なお、コンデンサＣを使用しな
い、スナバ回路の全くない図１の構成では、確実にトラ
ンジスタモジュールが破損し、使用不能に陥った）。も
ちろん、使用する負荷あるいは使用電圧等でこの安全領
域を簡単に越えてしまう恐れがあり、このようなコンデ
ンサＣのみのスナバ回路は信頼性に欠けた、極めて危険
な装置である。
【００３１】図６では、ブレーカーの閉時点α後 75 μ
s で現れる著しい振動を完全に減衰させることができ、
出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 620 Vおよび
244Vとなった。
s で現れる著しい振動を完全に減衰させることができ、
出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 620 Vおよび
244Vとなった。
【００３２】図７では、ブレーカーの閉時点α後 75 μ
s で現れる逆電流は転流ダイオードＤP によって完全に
遮断されている。しかし、図６で生じた振動現象を再び
見ることができる。出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそ
れぞれ 636 Vおよび 92 V となった。
s で現れる逆電流は転流ダイオードＤP によって完全に
遮断されている。しかし、図６で生じた振動現象を再び
見ることができる。出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそ
れぞれ 636 Vおよび 92 V となった。
【００３３】図８では、ブレーカーの閉時点α後 75 μ
s で現れる逆電流は転流ダイオードＤP によって遮断さ
れ、しかも図６で生じた振動現象も完全に排除されてい
る。出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 548 Vお
よび 268 Vとなった。
s で現れる逆電流は転流ダイオードＤP によって遮断さ
れ、しかも図６で生じた振動現象も完全に排除されてい
る。出力電圧Ｖ0 の最大値と最小値はそれぞれ 548 Vお
よび 268 Vとなった。
【００３４】図９では、過渡出力電圧Ｖ0 の最大値と最
小値はそれぞれ 516 Vおよび 260 Vとなった。これ等の
結果を総合的に評価すると、コンデンサＣ，抵抗Ｒおよ
びダイオードＤから成るスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,
ＴＸ4 を導体フレームＦＲP,ＦＲN 上でトランジスタモ
ジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に対して対称に配置し、母
線ＬP,ＬN にそれぞれ並列に１個の転流ダイオードＤP,
ＤN を接続した場合が、最も効果的に過渡電圧と電流を
抑制していることが判る。
小値はそれぞれ 516 Vおよび 260 Vとなった。これ等の
結果を総合的に評価すると、コンデンサＣ，抵抗Ｒおよ
びダイオードＤから成るスナバ回路ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,
ＴＸ4 を導体フレームＦＲP,ＦＲN 上でトランジスタモ
ジュールＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3 に対して対称に配置し、母
線ＬP,ＬN にそれぞれ並列に１個の転流ダイオードＤP,
ＤN を接続した場合が、最も効果的に過渡電圧と電流を
抑制していることが判る。
【００３５】上記の説明を三相出力電圧に関して説明し
たが、この発明の回路配置は単相出力電圧の電源装置に
対しても全く同じ技術思想を適用できることも付記す
る。更に、この発明によれば、トランジスタモジュール
ＴＭに付属するスナバ回路ＴＸを導体フレームＦＲP,Ｆ
ＲN の上で受電点ＭP,ＭN を含み、導体フレームＦＲP,
ＦＲN に垂直な平面に対して対称に配置することが大切
で、図２の配置以外にその他の変形種を図１０〜１３に
示す。
たが、この発明の回路配置は単相出力電圧の電源装置に
対しても全く同じ技術思想を適用できることも付記す
る。更に、この発明によれば、トランジスタモジュール
ＴＭに付属するスナバ回路ＴＸを導体フレームＦＲP,Ｆ
ＲN の上で受電点ＭP,ＭN を含み、導体フレームＦＲP,
ＦＲN に垂直な平面に対して対称に配置することが大切
で、図２の配置以外にその他の変形種を図１０〜１３に
示す。
【００３６】図１０Ａ，Ｂ，Ｃでは、三相交流電源の逆
変換装置の場合であって、トランジスタモジュールＴＭ
1,ＴＭ2,ＴＭ3 に対してそれぞれ２個、３個および３個
のスナバ回路ＴＸを導体フレームＦＲP,ＦＲN の上に対
称に配設したものである。図１０Ｂのスナバ回路ＴＸ2
はトランジスタモジュールＴＭ2 の上または下に重ねて
配設されている。図Ｃでは、何れのスナバ回路ＴＸ1,Ｔ
Ｘ2,ＴＸ3 も、対応するトランジスタモジュールＴＭ1,
ＴＭ2,ＴＭ3 の上または下に、重ねて配設されている。
変換装置の場合であって、トランジスタモジュールＴＭ
1,ＴＭ2,ＴＭ3 に対してそれぞれ２個、３個および３個
のスナバ回路ＴＸを導体フレームＦＲP,ＦＲN の上に対
称に配設したものである。図１０Ｂのスナバ回路ＴＸ2
はトランジスタモジュールＴＭ2 の上または下に重ねて
配設されている。図Ｃでは、何れのスナバ回路ＴＸ1,Ｔ
Ｘ2,ＴＸ3 も、対応するトランジスタモジュールＴＭ1,
ＴＭ2,ＴＭ3 の上または下に、重ねて配設されている。
【００３７】図１１では、逆変換装置の出力電流容量を
増やすため、各相のトランジスタモジュールＴＭ1,ＴＭ
2,ＴＭ3 に、更に並列にトランジスタモジュールＴ
Ｍ1 ′,ＴＭ2 ′, ＴＭ3 ′を付加して補強したもので
ある。この場合でも、スナバ回路ＴＸ1 〜ＴＸ7 は導体
フレームＦＲP,ＦＲN の上に各対のトランジスタモジュ
ールＴＭ1,ＴＭ1 ′, ＴＭ2,ＴＭ2 ′, ＴＭ3,ＴＭ3 ′
に対して対称に配置されている。
増やすため、各相のトランジスタモジュールＴＭ1,ＴＭ
2,ＴＭ3 に、更に並列にトランジスタモジュールＴ
Ｍ1 ′,ＴＭ2 ′, ＴＭ3 ′を付加して補強したもので
ある。この場合でも、スナバ回路ＴＸ1 〜ＴＸ7 は導体
フレームＦＲP,ＦＲN の上に各対のトランジスタモジュ
ールＴＭ1,ＴＭ1 ′, ＴＭ2,ＴＭ2 ′, ＴＭ3,ＴＭ3 ′
に対して対称に配置されている。
【００３８】図１２Ａ，Ｂ，Ｃでは、単相電源の逆変換
装置の場合であって、単相を二相と見做すと各相のトラ
ンジスタモジュールＴＭ1,ＴＭ2 に対してそれぞれ１
個、２個および３個のスナバ回路ＴＸを対称に導体フレ
ームＦＲP,ＦＲN の上で配設したものである。
装置の場合であって、単相を二相と見做すと各相のトラ
ンジスタモジュールＴＭ1,ＴＭ2 に対してそれぞれ１
個、２個および３個のスナバ回路ＴＸを対称に導体フレ
ームＦＲP,ＦＲN の上で配設したものである。
【００３９】図１３Ａ，Ｂでは、逆変換装置の出力電流
容量を増やすため、各トランジスタモジュールＴＭ1,Ｔ
Ｍ2 に、更に同じタイプのトランジスタモジュールＴＭ
1 ′ , ＴＭ2 ′を並列に付加したものである。この場合
でも、スナバ回路ＴＸ1 〜ＴＸ3 は各対のトランジスタ
モジュールＴＭ1,ＴＭ1 ′, ＴＭ2,ＴＭ2 ′に対して対
称に導体フレームＦＲP,ＦＲN の上に配置されている。
容量を増やすため、各トランジスタモジュールＴＭ1,Ｔ
Ｍ2 に、更に同じタイプのトランジスタモジュールＴＭ
1 ′ , ＴＭ2 ′を並列に付加したものである。この場合
でも、スナバ回路ＴＸ1 〜ＴＸ3 は各対のトランジスタ
モジュールＴＭ1,ＴＭ1 ′, ＴＭ2,ＴＭ2 ′に対して対
称に導体フレームＦＲP,ＦＲN の上に配置されている。
【００４０】更に、上記図面中に示していないが、図３
で示したスナバ回路をトランジスタモジュールＴＭに直
接埋め込み、例えば硬化性プラスチック樹脂で成形モー
ルドすることによって、所謂ハイブリッドモジュールに
することができる。このような構成では、取り付けスペ
ースを低減でき、しかも上で述べた対称配置に関して格
別の配慮を加えなくても、これ等のハイブリッドモジュ
ールを導体フレームＦＲP,ＦＲN の上に等間隔に配設す
るだけで、自動的に対称配置を実現できる。もちろん、
このようなモールド成形方式は、出力電流容量を補強す
るために各相に対して並列配置された二個またはそれ以
上の個数のトランジスタモジュールＴＭにも適用でき
る。また、このような複合モジュール化は、船舶で使用
する時、あるいは雨中で使用するような、外部の環境が
悪くても、また耐熱、耐湿および耐塩害等に対する条件
下でも、極めて有利に使用できる。
で示したスナバ回路をトランジスタモジュールＴＭに直
接埋め込み、例えば硬化性プラスチック樹脂で成形モー
ルドすることによって、所謂ハイブリッドモジュールに
することができる。このような構成では、取り付けスペ
ースを低減でき、しかも上で述べた対称配置に関して格
別の配慮を加えなくても、これ等のハイブリッドモジュ
ールを導体フレームＦＲP,ＦＲN の上に等間隔に配設す
るだけで、自動的に対称配置を実現できる。もちろん、
このようなモールド成形方式は、出力電流容量を補強す
るために各相に対して並列配置された二個またはそれ以
上の個数のトランジスタモジュールＴＭにも適用でき
る。また、このような複合モジュール化は、船舶で使用
する時、あるいは雨中で使用するような、外部の環境が
悪くても、また耐熱、耐湿および耐塩害等に対する条件
下でも、極めて有利に使用できる。
【００４１】以上、この発明の内容を種々の方法で変形
または改良することは当業者にとって容易に行えるが、
特許請求の範囲に規定する装置であれば、何れもこの発
明の範疇に帰属することは言うまでもない。
または改良することは当業者にとって容易に行えるが、
特許請求の範囲に規定する装置であれば、何れもこの発
明の範疇に帰属することは言うまでもない。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、この発明により、
非常に簡単な構成で逆変換装置の転流時の過渡電圧およ
び電流を適度な値に低減でき、出力トランジスタあるい
はＦＥＴのような能動素子の破損を防止できる。そのた
め、装置が非常にコンパクトに構成され、製造および保
守とも低価格で行える。
非常に簡単な構成で逆変換装置の転流時の過渡電圧およ
び電流を適度な値に低減でき、出力トランジスタあるい
はＦＥＴのような能動素子の破損を防止できる。そのた
め、装置が非常にコンパクトに構成され、製造および保
守とも低価格で行える。
【図１】逆変換装置を含む三相交流出力電源装置の一般
的な回路構成を示すブロック図である。
的な回路構成を示すブロック図である。
【図２】スナバ回路を自己消弧素子の近傍に対称配設し
た三相交流出力電源装置のブロック図である。
た三相交流出力電源装置のブロック図である。
【図３】図２に使用するスナバ回路の構成を示す回路図
である。
である。
【図４】順変換器と逆変換装置の間の母線の一方に転流
ダイオードを挿入した場合の三相交流出力電源装置のブ
ロック図である。
ダイオードを挿入した場合の三相交流出力電源装置のブ
ロック図である。
【図５】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を示
すグラフである（スナバ回路として単一コンデンサのみ
使用し、図２の回路配置を使用した場合）。
すグラフである（スナバ回路として単一コンデンサのみ
使用し、図２の回路配置を使用した場合）。
【図６】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を示
すグラフである（スナバ回路として図３の回路を使用
し、図２の回路配置を使用した場合）。
すグラフである（スナバ回路として図３の回路を使用
し、図２の回路配置を使用した場合）。
【図７】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を示
すグラフである（転流ダイオードを使用した図４の回路
に更に図２の回路配置を使用し、各スナバ回路に単一コ
ンデンサのみを使用した場合）。
すグラフである（転流ダイオードを使用した図４の回路
に更に図２の回路配置を使用し、各スナバ回路に単一コ
ンデンサのみを使用した場合）。
【図８】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を示
すグラフである（図７の場合のスナバ回路を図３の方式
で構成した場合）。
すグラフである（図７の場合のスナバ回路を図３の方式
で構成した場合）。
【図９】三相交流出力電源装置のスイッチング特性を示
すグラフである（図８の場合の配置に加えて、更に戻り
母線にも転流ダイオードを挿入した場合）。
すグラフである（図８の場合の配置に加えて、更に戻り
母線にも転流ダイオードを挿入した場合）。
【図１０】 三相出力電源の逆変換装置に使用する他の
スナバ回路の配置を示す回路図である。
スナバ回路の配置を示す回路図である。
【図１１】 電流容量の大きい三相出力電源の逆変換装
置に使用する他のスナバ回路の配置を示す回路図であ
る。
置に使用する他のスナバ回路の配置を示す回路図であ
る。
【図１２】 単相出力電源の逆変換装置に使用する他の
スナバ回路の配置を示す回路図である。
スナバ回路の配置を示す回路図である。
【図１３】 電流容量の大きい単相出力電源の逆変換装
置に使用する他のスナバ回路の配置を示す回路図であ
る。
置に使用する他のスナバ回路の配置を示す回路図であ
る。
ＣＶＴ 順変換器 ＩＮＴ 逆変換装置 Ｍ 発電機 Ｔ1 入力端 Ｔ2 出力端 ＬP,ＬN 母線 ＳP,ＳN 給電点 ＭP,ＭN 受電点 ＦＲP,ＦＲN 導体フレーム Ｄp 転流ダイオード ＴＭ1,ＴＭ2,ＴＭ3,ＴＭ1′, ＴＭ2′, ＴＭ3′ 自己消弧素子のモジュール ＴＸ1,ＴＸ2,ＴＸ3,ＴＸ4,ＴＸ5,ＴＸ6,ＴＸ7 スナ
バ回路
バ回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年４月２２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３２】図７では、ブレーカーの閉時点α後７５μ
ｓで表れる逆電流は転流ダイオードＤｐによって完全に
遮断されている。しかし、図５で生じた振動現象を再び
見ることができる。出力電圧Ｖｏの最大値と最小値はそ
れぞれ６３６Ｖおよび２６８Ｖとなった。
ｓで表れる逆電流は転流ダイオードＤｐによって完全に
遮断されている。しかし、図５で生じた振動現象を再び
見ることができる。出力電圧Ｖｏの最大値と最小値はそ
れぞれ６３６Ｖおよび２６８Ｖとなった。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３３
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３３】図８では、ブレーカーの閉時点α後７５μ
ｓで表れる逆電流は転流ダイオードＤｐによって完全に
遮断されている。しかも図５で生じた振動現象も完全に
除去されている。出力電圧Ｖｏの最大値と最小値はそれ
ぞれ５４８Ｖおよび２６８Ｖとなった。
ｓで表れる逆電流は転流ダイオードＤｐによって完全に
遮断されている。しかも図５で生じた振動現象も完全に
除去されている。出力電圧Ｖｏの最大値と最小値はそれ
ぞれ５４８Ｖおよび２６８Ｖとなった。
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源より給電を受け、自己消弧素子
を使用して所定周波数の交流電力を発生させる逆変換装
置において、逆変換装置ＩＮＴの正負電位用の平行な導
体フレームＦＲP,ＦＲN 上に、それぞれが少なくとも２
個の自己消弧素子Ｔｒ1,Ｔｒ2 を直列接続して成る複数
の自己消弧素子モジュールＴＭと、１個の抵抗Ｒおよび
１個のダイオードＤで形成される並列回路に１個のコン
デンサＣを直列接続して成る少なくとも１個のスナバ回
路ＴＸとを短い相互間隔で配設し、前記導体フレームＦ
ＲP,ＦＲN の中間点を含み、導体フレームＦＲP,ＦＲN
に垂直な平面に対して、前記自己消弧素子モジュールＴ
Ｍと前記スナバ回路ＴＸとを対称に配設し、前記ダイオ
ードＤの順方向を正電位の導体フレームＦＲP から負電
位の導体フレームＦＲN に向かうように配設し、直流電
源ＣＶＴの給電点ＳP,ＳN に対応する受電点ＭP,ＭN が
それぞれ導体フレームＦＲP,ＦＲN の前記中間点の近く
に設けてあることを特徴とする逆変換装置。 - 【請求項２】 前記自己消弧素子モジュールＴＭと対応
する前記スナバ回路ＴＸは一体に成形モールドされた素
子であることを特徴とする請求項１に記載の逆変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4068515A JPH066983A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | 逆変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4068515A JPH066983A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | 逆変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH066983A true JPH066983A (ja) | 1994-01-14 |
Family
ID=13375934
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4068515A Pending JPH066983A (ja) | 1992-03-26 | 1992-03-26 | 逆変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH066983A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5954083A (en) * | 1997-05-13 | 1999-09-21 | Nifco Inc. | Liquid flow-out prevention valve |
| WO2019157105A1 (en) * | 2018-02-07 | 2019-08-15 | Chaoyang Semiconductor Jiangyin Technology Co., Ltd. | Switching regulator stability control circuit and methodology |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57206279A (en) * | 1981-06-12 | 1982-12-17 | Hitachi Ltd | Gto inverter device |
| JPH01311870A (ja) * | 1988-06-08 | 1989-12-15 | Fuji Electric Co Ltd | 高周波インバータ回路 |
| JPH03150073A (ja) * | 1989-07-31 | 1991-06-26 | Fuji Electric Co Ltd | トランジスタインバータ装置 |
| JPH03277182A (ja) * | 1990-03-26 | 1991-12-09 | Fuji Electric Co Ltd | インバータ |
-
1992
- 1992-03-26 JP JP4068515A patent/JPH066983A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57206279A (en) * | 1981-06-12 | 1982-12-17 | Hitachi Ltd | Gto inverter device |
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| JPH03150073A (ja) * | 1989-07-31 | 1991-06-26 | Fuji Electric Co Ltd | トランジスタインバータ装置 |
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| WO2019157105A1 (en) * | 2018-02-07 | 2019-08-15 | Chaoyang Semiconductor Jiangyin Technology Co., Ltd. | Switching regulator stability control circuit and methodology |
| US10498242B2 (en) | 2018-02-07 | 2019-12-03 | Chaoyang Semiconductor Jiangyin Technology Co., Ltd. | Switching regulator stability control circuit and methodology |
| US11018585B2 (en) | 2018-02-07 | 2021-05-25 | Chaoyang Semiconductor Jiangyin Technology Co., Ltd. | Switching regulator stability control circuit and methodology |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19970114 |