JPH0656923B2 - 超楕円導波管接続装置 - Google Patents
超楕円導波管接続装置Info
- Publication number
- JPH0656923B2 JPH0656923B2 JP60299679A JP29967985A JPH0656923B2 JP H0656923 B2 JPH0656923 B2 JP H0656923B2 JP 60299679 A JP60299679 A JP 60299679A JP 29967985 A JP29967985 A JP 29967985A JP H0656923 B2 JPH0656923 B2 JP H0656923B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- waveguide
- transformer
- section
- elliptical
- cross
- Prior art date
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Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
- H01P5/082—Transitions between hollow waveguides of different shape, e.g. between a rectangular and a circular waveguide
Landscapes
- Waveguide Switches, Polarizers, And Phase Shifters (AREA)
- Waveguide Connection Structure (AREA)
- Waveguides (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はほヾ長方形導波管をほヾ楕円形導波管に接続す
るために使用する非均質導波管接続装置に関する。非均
質導波管接続装置とは、異なる遮断周波数を有する導波
管相互間を結合するのに使用するコネクタと称される。
るために使用する非均質導波管接続装置に関する。非均
質導波管接続装置とは、異なる遮断周波数を有する導波
管相互間を結合するのに使用するコネクタと称される。
発明が解決しようとする問題点 本発明は長方形導波管を楕円形導波管に結合するための
非均質導波管コネクタを提供し、広いバンド巾について
低い戻り損失とする。
非均質導波管コネクタを提供し、広いバンド巾について
低い戻り損失とする。
本発明は更に、比較的大きな切削工具によつて製造で
き、精密な加工精度を保ち得る新しいコネクタを提供す
る。
き、精密な加工精度を保ち得る新しいコネクタを提供す
る。
本発明は更に極めて低い戻り損失であり、コネクタの電
力処理容量を減少するねじ等の同調装置のない導波管コ
ネクタを提供する。
力処理容量を減少するねじ等の同調装置のない導波管コ
ネクタを提供する。
本発明は更に段付き変成器を使用し、段部の数が増加す
るにつれ戻り損失（リターンロス）が減少する特性を有
する、上述の型式の導波管コネクタを提供する。
るにつれ戻り損失（リターンロス）が減少する特性を有
する、上述の型式の導波管コネクタを提供する。
本発明は更に比較的短い長さの導波管コネクタを提供す
る。
る。
問題点を解決するための手段 上述の目的を達成するための本発明による導波管接続装
置は、長方形導波管と、遮断周波数と特性インピーダン
スとが長方形導波管とは異なる楕円形導波管と、長方形
導波管を楕円形導波管に結合する非均質段付変成器とを
設け、上記変成器は複数のセクションを有し、すべての
セクションの内面寸法は予じめ選択した周波数帯で１次
の励起可能の高次モードを遮断し得る小さな寸法とし、
変成器の各セクションの横断面は次式によつて定め、 (2x／a)p+(2y／b)p＝１ ここにａは上記断面の長軸に沿う内面寸法、ｂは断面の
短軸に沿う内面寸法、ｘ，ｙは断面の長軸短軸によつて
定まる座標系の内面各点の位置を定め、べき指数ｐの値
は楕円導波管に隣接するセクションから長方形導波管に
近いセクションに向けて段々に増加させ、ｐ,ａ,ｂの値
は変成器の長さに沿つて段部毎に順次変化させて変成器
の遮断周波数とインピーダンスを単調に変成器の長さに
沿つて変化させる。
置は、長方形導波管と、遮断周波数と特性インピーダン
スとが長方形導波管とは異なる楕円形導波管と、長方形
導波管を楕円形導波管に結合する非均質段付変成器とを
設け、上記変成器は複数のセクションを有し、すべての
セクションの内面寸法は予じめ選択した周波数帯で１次
の励起可能の高次モードを遮断し得る小さな寸法とし、
変成器の各セクションの横断面は次式によつて定め、 (2x／a)p+(2y／b)p＝１ ここにａは上記断面の長軸に沿う内面寸法、ｂは断面の
短軸に沿う内面寸法、ｘ，ｙは断面の長軸短軸によつて
定まる座標系の内面各点の位置を定め、べき指数ｐの値
は楕円導波管に隣接するセクションから長方形導波管に
近いセクションに向けて段々に増加させ、ｐ,ａ,ｂの値
は変成器の長さに沿つて段部毎に順次変化させて変成器
の遮断周波数とインピーダンスを単調に変成器の長さに
沿つて変化させる。
作 用 本発明による上述の構成の超楕円コネクタは広いバンド
巾について著しく低い戻り損失であり、更に著しく加工
容易である。何等の同調装置を必要としない。
巾について著しく低い戻り損失であり、更に著しく加工
容易である。何等の同調装置を必要としない。
実施例 第１図は長方形導波管１１を楕円形導波管１２に結合す
るコネクタ１０を示す。長方形導波管11と楕円形導波管
１２の横断面は第２，３図に示し、コネクタ１０の横断
面および縦断面は第４〜６図に示す。コネクタ１０と長
方形導波管１１と楕円形導波管１２とはすべて互いに直
角の長軸ｘ、短軸ｙに対して対称とした一方が長い横断
面形とする。
るコネクタ１０を示す。長方形導波管11と楕円形導波管
１２の横断面は第２，３図に示し、コネクタ１０の横断
面および縦断面は第４〜６図に示す。コネクタ１０と長
方形導波管１１と楕円形導波管１２とはすべて互いに直
角の長軸ｘ、短軸ｙに対して対称とした一方が長い横断
面形とする。
長方形導波管１１はｘ軸に沿う巾ａｒ、ｙ軸に沿う高さ
ｂｒを有する。楕円形導波管１２は長軸と短軸に沿う最
大巾ａｅ、最大高さｂｅを有する。導波管技法で周知の
通り、値ar,br,ae,beは導波管を使用する特定周波数帯
に応じて選択する。この寸法は特性インピーダンスＺｃ
と遮断周波数ｆｃを導波管11,12について定める。例え
ば、WR137型長方形導波管は遮断周波数4.30GHzを有す
る。他の長方形導波管寸法に対応する遮断周波数は周知
である。楕円導波管は波形（コルゲート）の深さが遮断
周波数に影響し、各製造者がこの深さを定めるため、標
準化されていない。
ｂｒを有する。楕円形導波管１２は長軸と短軸に沿う最
大巾ａｅ、最大高さｂｅを有する。導波管技法で周知の
通り、値ar,br,ae,beは導波管を使用する特定周波数帯
に応じて選択する。この寸法は特性インピーダンスＺｃ
と遮断周波数ｆｃを導波管11,12について定める。例え
ば、WR137型長方形導波管は遮断周波数4.30GHzを有す
る。他の長方形導波管寸法に対応する遮断周波数は周知
である。楕円導波管は波形（コルゲート）の深さが遮断
周波数に影響し、各製造者がこの深さを定めるため、標
準化されていない。
第４〜６図に示す通りコネクタ１０は段形変成器を含
み、これは異なる断面形の導波管11,12間の遷移を行
う。第４〜６図に示す実施例では変成器は３個の段部2
1,22,23をセクション31,32に関連して形成する。別の用
途では段部の数を増減することができる。両セクション
31,32の断面寸法は、十分に大として所要のモードを伝
搬し得るようにし、一方一次の励起可能の高次モードを
遮断するように十分小さくなっている。所定断面形に対
して高次モードを遮断するに必要な横断面はR.M.Bulley
“Analysis of the Arbitrarily Shaped Waveguide by
Polynominal Approximation"IEEE Transactions on Mic
rowave Theory and Techniques,Vol MTT-18,No12,1970
年１２月，1022〜1028頁に記載する方法で計算できる。
み、これは異なる断面形の導波管11,12間の遷移を行
う。第４〜６図に示す実施例では変成器は３個の段部2
1,22,23をセクション31,32に関連して形成する。別の用
途では段部の数を増減することができる。両セクション
31,32の断面寸法は、十分に大として所要のモードを伝
搬し得るようにし、一方一次の励起可能の高次モードを
遮断するように十分小さくなっている。所定断面形に対
して高次モードを遮断するに必要な横断面はR.M.Bulley
“Analysis of the Arbitrarily Shaped Waveguide by
Polynominal Approximation"IEEE Transactions on Mic
rowave Theory and Techniques,Vol MTT-18,No12,1970
年１２月，1022〜1028頁に記載する方法で計算できる。
セクション31,32の横断面寸法ac,bc、夫々のセクション
の長手方向の長さ１ｃはコネクタを設計する所定周波数
帯についてのコネクタ１０の入力端の反射を最小とする
ように選択する。この最小反射を得るに必要とする特定
寸法は実験的に定め又はレーザーサーチ（razor searc
h）法等の計算機最適化技法によつて定める。(J.W.Band
ler“Computer Optimization of Inhomogeneous Wavegu
ide Transformer” 上記刊行物，Vol MTT-17,No.8,1969年８月，563〜571
頁）既知の反射の式を解けば、変成器の入力端子での反
射係数は、 反射係数＝（Ｙco−Ｙin−ｊＢ1）／（Ｙco＋Ｙin＋ｊＢ1） となる。ここで、Ｙcoは変成器の入力端子に接続された
導波管の特性アドミッタンスを、Ｙinは変成器の第１セ
クションに対する入力アドミッタンスを、Ｂ1は第１接
合部での不連続サセプタンスを表す。
の長手方向の長さ１ｃはコネクタを設計する所定周波数
帯についてのコネクタ１０の入力端の反射を最小とする
ように選択する。この最小反射を得るに必要とする特定
寸法は実験的に定め又はレーザーサーチ（razor searc
h）法等の計算機最適化技法によつて定める。(J.W.Band
ler“Computer Optimization of Inhomogeneous Wavegu
ide Transformer” 上記刊行物，Vol MTT-17,No.8,1969年８月，563〜571
頁）既知の反射の式を解けば、変成器の入力端子での反
射係数は、 反射係数＝（Ｙco−Ｙin−ｊＢ1）／（Ｙco＋Ｙin＋ｊＢ1） となる。ここで、Ｙcoは変成器の入力端子に接続された
導波管の特性アドミッタンスを、Ｙinは変成器の第１セ
クションに対する入力アドミッタンスを、Ｂ1は第１接
合部での不連続サセプタンスを表す。
セクション31,32は同じ長手電気長とすることもできる
が必要条件ではない。
が必要条件ではない。
本発明の重要な特長によつて、長方形から楕円へのコネ
クタの非均質段形変成器はほヾ超楕円内側断面を有し、
変成器の長さに沿つて段部から段部に、ｘ，ｙ軸方向共
に順次変化し、次の形としたべき指数ｐを有する。
クタの非均質段形変成器はほヾ超楕円内側断面を有し、
変成器の長さに沿つて段部から段部に、ｘ，ｙ軸方向共
に順次変化し、次の形としたべき指数ｐを有する。
(2x/a)p+(2y/b)p＝１ こゝにｐ２とする。各断面は同じ長手方向について順
次変化し、変成器の遮断周波数とインピーダンスも変成
器の長さに沿つて単調に変化する。変成器の各段部は超
楕円断面であるため、べき数ｐは定義上各段について２
以上である。べき数ｐは、コネクタの横断面がその端部
で長方形に最も近づくように長方形導波管に結合するコ
ネクタ端で最大値を有し、一方楕円導波管に結合される
コネクタの端で最小値を有する。ただし、楕円端でべき
数が２までに減少する必要がない。即ち、楕円導波管と
コネクタの隣接端部との間に段部が一つあってもよい。
次変化し、変成器の遮断周波数とインピーダンスも変成
器の長さに沿つて単調に変化する。変成器の各段部は超
楕円断面であるため、べき数ｐは定義上各段について２
以上である。べき数ｐは、コネクタの横断面がその端部
で長方形に最も近づくように長方形導波管に結合するコ
ネクタ端で最大値を有し、一方楕円導波管に結合される
コネクタの端で最小値を有する。ただし、楕円端でべき
数が２までに減少する必要がない。即ち、楕円導波管と
コネクタの隣接端部との間に段部が一つあってもよい。
コネクタ１０の長方形導波管端でのコネクタの巾ａ１、
高さｂ１は長方形導波管１１の巾ａｒ、高さｂｒと同じ
とする。コネクタ１０の楕円形導波管端である段部２３
ではコネクタ１０の巾ａ３、高さｂ３は、段部21,23で
のac,bcの平均増分に応じた増分だけ楕円形導波管の巾
ａｅ高さｂｅより小さい。
高さｂ１は長方形導波管１１の巾ａｒ、高さｂｒと同じ
とする。コネクタ１０の楕円形導波管端である段部２３
ではコネクタ１０の巾ａ３、高さｂ３は、段部21,23で
のac,bcの平均増分に応じた増分だけ楕円形導波管の巾
ａｅ高さｂｅより小さい。
第３図に点線で示す容量性アイリス（ｉｒｉｓ）４０、
又は誘導性アイリス（図示しないが、容量性アイリスが
短軸ｙに平行であることを除きその容量性アイリスと同
じである）が、コネクタの楕円導波管端に設けられて、
バンド幅を広げ、又は戻り損失を少なくし、あるいはこ
れら両方の作用をする。このアイリスの効果は既知であ
り、Ｌ．Ｖ．Ｂｌｏｎｋｅの”アンテナ”（１９６６
年）に記されている。
又は誘導性アイリス（図示しないが、容量性アイリスが
短軸ｙに平行であることを除きその容量性アイリスと同
じである）が、コネクタの楕円導波管端に設けられて、
バンド幅を広げ、又は戻り損失を少なくし、あるいはこ
れら両方の作用をする。このアイリスの効果は既知であ
り、Ｌ．Ｖ．Ｂｌｏｎｋｅの”アンテナ”（１９６６
年）に記されている。
非均質変成器の長軸ｘと短軸ｙとの双方に沿う順次のセ
クションの内側横断面寸法ａcおよびｂcを変化させ（ａ
cおよびｂcがｆc(ＥＷ)▲＜ ＞▼ｆｃ（ＷＲ）の可能性
に従って変わり）、一方べき数ｐの値を変える（ｐが楕
円導波管（ＥＷ）に対する２から長方形導波管（ＷＲ）
に対する∞まで変わる）ことにより、遮断周波数ｆcと
インピーダンスＺcとは変成器の長さに沿って単調に変
化するように予め定め得る。つまり、長方形導波管の寸
法ａr、ｂrと、楕円導波管の寸法ａe、ｂeとは、導波管
が用いられる周波数帯に従って選択される。これらの寸
法は、それぞれ、長方形導波管の遮断周波数ｆc（Ｗ
Ｒ）と楕円導波管の遮断周波数ｆc（ＥＷ）を決定す
る。変成器の段部の長軸および短軸の寸法ａc，ｂcは、
ａr，ｂrとａe，ｂeとの間を段々に変化する。上記のよ
うにすることによって、変成器とこれに接続する種々の
導波管との間の良いインピーダンス整合が得られ、比較
的広い周波数帯について所要の低い戻り損失(VSWR)とな
る。
クションの内側横断面寸法ａcおよびｂcを変化させ（ａ
cおよびｂcがｆc(ＥＷ)▲＜ ＞▼ｆｃ（ＷＲ）の可能性
に従って変わり）、一方べき数ｐの値を変える（ｐが楕
円導波管（ＥＷ）に対する２から長方形導波管（ＷＲ）
に対する∞まで変わる）ことにより、遮断周波数ｆcと
インピーダンスＺcとは変成器の長さに沿って単調に変
化するように予め定め得る。つまり、長方形導波管の寸
法ａr、ｂrと、楕円導波管の寸法ａe、ｂeとは、導波管
が用いられる周波数帯に従って選択される。これらの寸
法は、それぞれ、長方形導波管の遮断周波数ｆc（Ｗ
Ｒ）と楕円導波管の遮断周波数ｆc（ＥＷ）を決定す
る。変成器の段部の長軸および短軸の寸法ａc，ｂcは、
ａr，ｂrとａe，ｂeとの間を段々に変化する。上記のよ
うにすることによって、変成器とこれに接続する種々の
導波管との間の良いインピーダンス整合が得られ、比較
的広い周波数帯について所要の低い戻り損失(VSWR)とな
る。
本発明は既知の長方形対楕円形導波管コネクタの非均質
段形変成器使用のもので断面が短軸に沿う寸法のみが変
化したものとは異なる。このような既知の変成器は変成
器の長さに沿う遮断周波数の変化は単調ではなく、変成
器の１以上の段部で増加し、１以上の他の段部で減少
し、比較的高い戻り損失となる。超楕円断面が、以前に
は、長方形導波管と円形導波管との間の平滑壁即ち段部
のない均質な（一定遮断周波数の）遷移において用いら
れていたが、月並みな結果であった（T.Larson,“Super
elliptic Broadbaud Transition Between Rsctangular
and Circular Waveguides"Proceeding of European Mic
rowaue Conference,1969年９月８〜12日，277〜280
頁）。本発明の段形非均質長方形対楕円コネクタの超楕
円断面が上述の良い結果を得たことは驚くべきことであ
る。
段形変成器使用のもので断面が短軸に沿う寸法のみが変
化したものとは異なる。このような既知の変成器は変成
器の長さに沿う遮断周波数の変化は単調ではなく、変成
器の１以上の段部で増加し、１以上の他の段部で減少
し、比較的高い戻り損失となる。超楕円断面が、以前に
は、長方形導波管と円形導波管との間の平滑壁即ち段部
のない均質な（一定遮断周波数の）遷移において用いら
れていたが、月並みな結果であった（T.Larson,“Super
elliptic Broadbaud Transition Between Rsctangular
and Circular Waveguides"Proceeding of European Mic
rowaue Conference,1969年９月８〜12日，277〜280
頁）。本発明の段形非均質長方形対楕円コネクタの超楕
円断面が上述の良い結果を得たことは驚くべきことであ
る。
本発明は製造上の見地から既知の技法に対して著しい利
点を有する。特に高周波例えば22GHzでは導波管コネク
タ及び一般的に導波管は小さい寸法とする必要があり、
コネクタ内面に小さな半径がある場合は製造困難であ
る。更に、この周波数においてはい、公差が、それが波
長のより大きい部分を表す点においてより臨界的にな
る。つまり、周波数が増大するにつれ、波長は低減する
ため、より高い周波数では、製造公差は、波長のより大
きな部分を表すことになる。従って、このような高周波
では、長方形断面の段形変成器は、機械加工が著しく困
難となり、フライス盤加工では垂直面と水平面との合一
部に必ず小さな半径が残る。しかし、超楕円断面では小
さな半径の必要がないためコネクタは安価に機械加工に
より製造できる。コネクタの一端は長方形断面がある
が、コネクタのこの部分は他の段部を加工する前に１回
のブローチ加工で形成できる。
点を有する。特に高周波例えば22GHzでは導波管コネク
タ及び一般的に導波管は小さい寸法とする必要があり、
コネクタ内面に小さな半径がある場合は製造困難であ
る。更に、この周波数においてはい、公差が、それが波
長のより大きい部分を表す点においてより臨界的にな
る。つまり、周波数が増大するにつれ、波長は低減する
ため、より高い周波数では、製造公差は、波長のより大
きな部分を表すことになる。従って、このような高周波
では、長方形断面の段形変成器は、機械加工が著しく困
難となり、フライス盤加工では垂直面と水平面との合一
部に必ず小さな半径が残る。しかし、超楕円断面では小
さな半径の必要がないためコネクタは安価に機械加工に
より製造できる。コネクタの一端は長方形断面がある
が、コネクタのこの部分は他の段部を加工する前に１回
のブローチ加工で形成できる。
第４〜７図に示す実施例の加工の例として、WR75型長方
形導波管をEW90型波形楕円導波管に結合する設計とした
３セクシヨン変成器を使用し、コネクタの両セクション
31,32は超楕円断面とし、べき指数ｐを夫々２．５５及
び２．４５とし、次の寸法（単位インチ）時とする。
形導波管をEW90型波形楕円導波管に結合する設計とした
３セクシヨン変成器を使用し、コネクタの両セクション
31,32は超楕円断面とし、べき指数ｐを夫々２．５５及
び２．４５とし、次の寸法（単位インチ）時とする。
セクション３１：a2＝0.892,b2＝0.424， １2＝0.350 セクション３２：a3＝0.978,b3＝0.504， １3＝0.445 WR75型長方形導波管の設計は、遮断周波数7.868GHz、巾
ａr＝0.75in、高さｂr＝0.375inである。EW90型波形楕
円導波管の設計は、遮断周波数6.5GHz、長軸ａe＝1.08
in、短軸ｂe＝0.56in（ａe，ｂeは波形の深さを測定し
て平均化して得る）である。10.7〜11.7GHzについての
正確な試験によつて、このコネクタは戻り損失(VSWR)が
タブフレア（図示せず）をEW90に使用した時に-38〜-4
5.7dB、ツールフレア（図示せず）を使用した時に-42〜
-49dBであつた。周知の通り、タブフレアは楕円導波管
端の延長部で複数の外に曲つたタブを長手スリツトによ
つて分離して形成し、ツールフレアは楕円導波管端の連
続延長部をツール機構によつて外方に拡げて形成する。
ａr＝0.75in、高さｂr＝0.375inである。EW90型波形楕
円導波管の設計は、遮断周波数6.5GHz、長軸ａe＝1.08
in、短軸ｂe＝0.56in（ａe，ｂeは波形の深さを測定し
て平均化して得る）である。10.7〜11.7GHzについての
正確な試験によつて、このコネクタは戻り損失(VSWR)が
タブフレア（図示せず）をEW90に使用した時に-38〜-4
5.7dB、ツールフレア（図示せず）を使用した時に-42〜
-49dBであつた。周知の通り、タブフレアは楕円導波管
端の延長部で複数の外に曲つたタブを長手スリツトによ
つて分離して形成し、ツールフレアは楕円導波管端の連
続延長部をツール機構によつて外方に拡げて形成する。
発明の効果 上述の詳細な説明の通り、本発明は長方形導波管を楕円
導波管に結合する新しい導波管コネクタであり、広いバ
ンド巾について低い戻り損失である。このコネクタは比
較的簡単に機械加工によつて製造でき、高価な電気成形
即ち電鋳法等の製造技法を使用せずに精密な公差で効率
良く安価に製造できる。更に、このコネクタは同調装置
なしで戻り損失が小さく、このため、電力処理容量が大
きく、製造費が安価である。段付変成器を利用したコネ
クタは段部の数を増せば戻り損失は減少するため、コネ
クタは最小長さ又は最小戻り損失に対して最適化でき、
所与の実際的用途についての要件に応じて適合させ得
る。
導波管に結合する新しい導波管コネクタであり、広いバ
ンド巾について低い戻り損失である。このコネクタは比
較的簡単に機械加工によつて製造でき、高価な電気成形
即ち電鋳法等の製造技法を使用せずに精密な公差で効率
良く安価に製造できる。更に、このコネクタは同調装置
なしで戻り損失が小さく、このため、電力処理容量が大
きく、製造費が安価である。段付変成器を利用したコネ
クタは段部の数を増せば戻り損失は減少するため、コネ
クタは最小長さ又は最小戻り損失に対して最適化でき、
所与の実際的用途についての要件に応じて適合させ得
る。
第１図は本発明による導波管接続の部分斜視図、第２図
は第１図の２−２線に沿う断面図、第３図は第１図の３
−３線に沿う断面図、第４図は第１図の４−４線に沿う
拡大図、第５図は第４図の５−５線に沿う断面図、第６
図は第４図の６−６線に沿う断面図、第７図は第１図の
コネクタの各遷移部の導波管寸法の例を示すグラフであ
る。 １０……コネクタ １１……長方形導波管 １２……楕円形導波管 21,22,23……段部 31,32……セクション
は第１図の２−２線に沿う断面図、第３図は第１図の３
−３線に沿う断面図、第４図は第１図の４−４線に沿う
拡大図、第５図は第４図の５−５線に沿う断面図、第６
図は第４図の６−６線に沿う断面図、第７図は第１図の
コネクタの各遷移部の導波管寸法の例を示すグラフであ
る。 １０……コネクタ １１……長方形導波管 １２……楕円形導波管 21,22,23……段部 31,32……セクション
Claims (4)
- 【請求項１】長方形導波管と、 遮断周波数とインピーダンスとが前記長方形導波管とは
異なる楕円形導波管と、 前記長方形導波管を前記楕円形導波管に結合する非均質
段付変性器とを備え、 前記変性器は複数のセクションを有し、すべてのセクシ
ョンの内面寸法は予め選択した周波数帯で１次の励起可
能の高次モードを遮断し得る小さな寸法とし、 前記変成器の各セクションは横断面を次式によって定
め、 （２ｘ／ａ）p＋（２ｙ／ｂ）p＝１ ここにａは前記横断面の長軸に沿う内面寸法、ｂは前記
横断面の短軸に沿う内面寸法、ｘおよびｙは前記横断面
の長軸および短軸によって定まる座標系の内面各点の位
置を定め、べき数ｐの値は前記楕円形導波管に隣接する
セクションから前記長方形導波管に隣接するセクション
に向けて段々に増加させ、ｐ、ａおよびｂの値は前記変
性器の長さに沿って段部毎に順次変化させて前記変成器
の遮断周波数とインピーダンスとを単調に前記変成器の
長さに沿って変化させる ことを特徴とする導波管接続装置。 - 【請求項２】前記変成器の遮断周波数は低い遮断周波数
の導波管から高い遮断周波数の導波管に向けて順次増加
させることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の装
置。 - 【請求項３】前記変成器のインピーダンスは低いインピ
ーダンスの導波管から高いインピーダンスの導波管に向
けて順次増加させることを特徴とする特許請求の範囲第
１項記載の装置。 - 【請求項４】前記変成器の前記楕円形導波管に隣接した
端部に容量性アイリス又は誘導性アイリスを設けること
を特徴とする特許請求の範囲第１項ないし第３項のいず
れか一項に記載の装置。
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