JPH06505852A

JPH06505852A - 直交振幅変調同期方法

Info

Publication number: JPH06505852A
Application number: JP5512446A
Authority: JP
Inventors: ジャスパー，スティーブン・シー; バルター，ジェームス・エー
Original assignee: モトローラ・インコーポレイテッド
Priority date: 1992-01-09
Filing date: 1992-12-14
Publication date: 1994-06-30
Also published as: CA2103786A1; WO1993014587A1; CA2103786C; AU3320993A; AU655534B2; US5343499A; KR960007813B1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】直交振幅変調同期方法発明の分野本発明は通信方法に関する。本発明は、特に、ＦＭまたはＡＭのような他のタイプの変調より狭い帯域を用いて、デジタル情報を含む情報を伝送するのに用いられる変調技術である直交振幅変調、即ちＱＡＭに関するものである。

発明の背景ＱＡＭは通信技術では公知であり、位相変調と振幅変調の両方の特性を組み合せて、情報保持信号（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｂｅａｒｉｎｇ　ｓｉｇｎａｌ）内においである量の情報を搬送するのに必要な帯域を減少させるものである。ＱＡＭでは、情報を伝送するのに、キャリア波の振幅と、そのキャリア信号の基準角度に対する相対位相角との双方における変化を用いる。ＱＡＭ変調を泪いてデジタルデータな伝送すると、２．３．４またはそれ以上のビットのデジタル情報を、ＱＡＭ信号要素毎に伝送することができる。

多重キャリア（ｍｕｌｔｉ−ｃａｒｒｉｅｒ）Ｑ　ＡＭは、例えばコンピュータや他の機械からの直列デジタル化音声、デジタルデータのような情報保持信号が、多数の別個の周波数分割多重化されたＱＡＭ信号に分割される技術である。各ＱＡＭ信号は、個別の周波数バンドを専有しくバンドの各々は、他のものと実質的に周波数が隣接している）、情報保持信号内の情報の一部を搬送する。

多重キャリアＱＡＭを含む、ＱＡＭを基にした通信システムにおける１つの問題は、ＱＡＭ信号内の情報をコヒーレントにそして密接な関連をもって復調することである。ＱＡＭ信号は、キャリア波の振幅と位相角の双方を用いて情報を伝送する。キャリアの強度および位相角は、デカルト面上の種々の点即ち位置を指し示すベクトル（強度とある基準軸に関する位相角とを有する）として表わされ、前記面上の各位置は、特定の二進値を識別する。各ベクトルは、異なる位相角のキャリア信号を用いて、特定の振幅レベルを有するキャリアとして表わされる。

例えば、１の単位長を有し、Ｘ軸に対して４５度の角度のベクトルは、００１０の二進値即ちパターンを表わすものとして、識別することができる。単位長の半分を有し４５度の角度のベクトルは、０１１０の二進値を表わすものとして識別される点を指し示すことができる。１に等しい長さを有し、角度がゼロ度のベクトルは、００００を表わすことができる、などである。キャリア信号の相対強度および位相角は、ある面における特定点を指し示すベクトルの相対強度および位相に対応し、これはその点に割り当てられた二進値を表わすものである。（ある面上の特定点、即ちある二進値を表わすように設定された点、を指し示すベクトルを表わす送信信号が、受信機によって検出され、変調され、そしてデコードされて、そのベクトルによって表わされる二進値が生成される。）種々の強度および位相角を有するベクトルが多数の二進値を表わすことができる。（認識可能な振幅および位相角の数は、各ＱＡＭ信号要素によって表現可能な情報ビット数を増大させる。可能な振幅レベル数を増加させ、位相角差を減少させると、必要な送信機の電力を増加させることになる。）振幅および位相変調されたＲＦキャリアのバーストとして表わされたベクトル・ストリームを送出することは、デジタル情報ストリームを送出する１つの方法である。（多重レベルＱＡＭは公知の技術である。例えば、ｒＡｌｌ　Ａｂｏｕｔ　Ｍ。

ｄｅｍｓＪ　（著作権、１９８１年、Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ　Ｄａｔａ　Ｓｙｓｔｅｍｓ、Ｉｎｃ、）、または他のデジタル通信に関する本を参照されたい。）ＱＡＭ信号内のＱＡＭ要素からコヒーレントに情報を検出するためには、受信機は、キャリアの振幅の変動および位相角変化間の差を正確に区別することができなければならない。

多くの環境では、位相ジッタまたは位相シフトが、フェーディングや多重経路信号伝搬を伴うことがある。受信機は、フェーディングや多重経路伝搬に拘らず、位相角変化およびキャリアの振幅を信頼性高く検出することができなければならない。多重キャリアＱＡＭが用いられる時は、各ＱＡＭ信号がそれ自体のフェーディングを伴うので、各ＱＡＭ信号がそれ自体の同期シーケンスを有することを必要とする。

受信機がＱＡＭ送信機に同期するまたは固定（ｌｏｃｋ）することができるようにする、ＱＡＭ信号要素の同期シーケンスは、受信機が情報ストリームの相対タイミングの位置を定めるのを補助する。しかしながら、同期シーケンスが、受信機に比較的複雑な計算動作を行うことを要求するならば、ＱＡＭ受信機用の任意の同期シーケンスは、実際上恩恵を与えるものではなくなるであろう。ＱＡＭ受信機の複雑さを簡素化するＱＡＭ通信システムがあれば、それは従来技術に対する改善となろう。

多重キャリアＱＡＭ情報システムにおいて、サブチャンネルの各々に同期情報を備えて、受信機が各サブチャンネル内の情報をコヒーレントに検出できるようにする必要がある場合がある。多重チャンネルＱＡＭで用いるのに適した同期シーケンスがあれば、従来技術に対する改善となろう。多重ＱＡＭチャンネルにおける信号発生（ｓｉｇｎａｌｌｉｎｇ）シーケンスを識別するのに必要な複雑な計算を軽減するように、同期シーケンスを選択すれば、同期シーケンスを検出しなければならないＱＡＭ受信機を、簡素化することが可能である。受信機ＩＦ段用自動周波数制御の簡素化や同期タイミングの改良を含む、好適な同期シーケンスから得られる別の恩恵も認められる。

発明の概要ここでは、ＱＡＭ受信機によってタイミングおよび周波数同期が簡単に得られるようにする方法が提供される。この方法は、ＱＡＭ信号要素ストリームである信号ベクトル同期シーケンスを、ＱＡＭ情報信号に、特に多重キャリアＱＡＭシステムの実質的に各ＱＡＭチャンネルに供給することを含む。

同期シーケンスは、ＱＡＭ受信機が必要とする計算時間を最短とするように選択される。

多重キャリアＱＡＭシステムでは、中央周波数を中心に整列されたＱＡＭサブチャンネルが対を成す（ベースバンドのＱＡＭ信号の周波数がアップ・シフト（ｕｐ　５ｈｉｆｔ）　されると、多重キャリアＱＡＭシステムを備えたＱＡＭサブチャンネルを、僅かに異なる量だけシフトすることができ、これによって、チャンネルの周波数をある周波数を中心として整列することができる）。サブチャンネル対の一方のＱＡＭサブチャンネル、即ち第１サブチヤンネルは、多重キャリア信号の中央周波数ｆ０からある量−Δｆ１だけずれた、中央周波数ｆ１を有する。サブチャンネル対の他方のＱＡＭサブチャンネル、即ち第２サブチヤンネルは、多重キャリア信号ｆ０の中央周波数ｆ０から＋Δｆ１に等しい量だけずれた、それ自体の中央周波数ｆ２を有する。

同期シーケンスは、複素ベクトルとそれらの複素共役とから成る。第１サブチヤンネル内のＱＡＭ信号ベクトル同期シーケンスおよび第２サブチヤンネル内の信号ベクトル同期シーケンスは、互いの複素共役である。（４，６，８またはそれ以上のＱＡＭサブチャンネルを有する多重キャリアＱＡＭシステムは、複素共役であるサブチャンネルのほぼ各対語に、信号ベクトル同期シンボルを有する。）ベクトル同期シーケンスは、送信に先だって加算、即ち合算される時、対を成す信号ベクトル同期シーケンスの加算が、実軸上で実部要素のみを有する信号、即ち虚部要素のない信号を結果的に生成するように、選択される。同期シーケンスの検出は、角度要素を有さないベクトル対によって生成される波形のみを捜し出す受信機フィルタを設計することによって、簡素化することができる。

各チャンネルにおいてＱＡＭシンボルを搬送する多重チャンネル情報システムでは、各チャンネルに付加される同期シーケンスは、複素数および複素共役の対から成り、ＱＡＭ受信機は、特定の波形のみを探して、ＱＡＭ情報ストリームのタイミングを検出しなければならない。

多重キャリアＱＡＭシステムに対して中央周波数を中心にＱＡＭサブチャンネルの対を形成すること、並びに複素ベクトルおよびそれらの複素共役を前記ＱＡＭサブチャンネルの対に用いることによって得られる二次的な恩恵は、受信機に対する自動周波数制御が改良されること、および送信されたＱＡＭシンボルに対する受信機の同期が改良されることを含む。

図面の簡単な説明第１図は、４−サブチャンネルＱＡＭのブロック図を示す。

第２図は、第１図の送信機からの伝送スペクトル図を示す。

第３図は、第１図に示すサブチャンネルの各々に存在する同期シーケンスおよび情報を表わす図である。

第４図は、第３図および第２図に示す情報内に存在する情報を復調することができる、ＱＡＭ受信機のブロック図を示す。

第５図は、第４図に示す受信機の一部分のブロック図を示す。

第５−１図は、第５図に描いた出方信号を示す。

第６−１図および第６−２図は、同期整合フィルタ（ｓｙｎｃｍａｔｃｈｅｄ　ｆｉｌｔｅｒ）の実施例を示す。

第７図は、１６レベルＱＡＭ通信システム用の信号点配置（ｓｉｇｎａｌ　ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）を示す◎第８図は、第３図に示す同期シーケンスによって生成されたベクトルの代表的フエーザ図（ｐｈλｓｏｒ　ｄｉａｇｒａｍ）を示す。

第９図は、３−サブチャンネルＱＡＭ信号の伝送スペクトルを示す。

第１０図は、６−サブチャンネルＱＡＭ信号の伝送スペクトルを示す。

第１１−１図はＡＦＣ制御信号を発生するための方法を示す。

第１１−２図は、第１１−１図に用いた用語の説明を示す。

第１２図は、ＡＦＣ制御信号を発生する代替方法を示す。

好適実施例の詳細な説明第１図は、４−サブチャンネルＱＡＭ送信機（１ｏ）の簡略化したブロック図を示す。ＱＡＭ送信機（１ｏ）は、直列データ源（１２）からの情報を、４つのサブチャンネルにフォーマットする。各サブチャンネルは元の直列ビット・ストリーム（１２）内の情報量の一部分を搬送する。直列ビット・ストリーム（１２）は、実際にはいかなる特定の源から発してもよい。この直列ビット・ストリームは、デジタル化した音声情報、コンピュータなどからのデータ、またはそのような同様の情報源の他のいずれがのものとすることができる。

直列ビット・ストリーム（１２）の直列データは、直列−並列変換器およびＱＡＭシンボル・フォーマツタ（１４）によってフォーマットされ、直列ビット・ストリーム（１２）を４つの異なるＱＡＭ信号ストリーム（１４−１〜１４−４）にフォーマットする。ここで、各ＱＡＭ信号ストリームは、ＱＡＭシンボル・ストリームで構成されている。ブロック１４の出力Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ上のＱＡＭシンボルの各々は、複素数値化されたＱＡＭシンボルであり、各ＱＡＭシンボルは、相対強度と位相角とを有して複数のビットを表わし、そして強度と相対位相角とを有するフエーザ（ｐｈａｓｏｒ）またはベクトルとして表わされている。（ＱＡＭ即ち直交振幅変調は当技術では公知であり、いくつかのデータビット情報を単一量で表わすことができる変調技術である。）第７図に進むと、ある座標系上の１６ケ所の信号点配置（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ　ｍａｐ）が描かれており、各位置には、４−ヒツト二進語によって表現可能な１６個のビット・パターンの内の、固有二進ビット・パターンが割り当てられている。

ＱＡＭシンボル・フォーマツタ（１４）の出力は、４−ビット二進語を表わすので、１６個の可能な二進値に対応する、１６個の可能な異なる出力ベクトルまたはシンボルがある。

各可能なビット・パターンには、第７図に示した座標系上のある位置が割り当てられている。複素ベクトルは、その長さに対応する強度と、位相軸からのその角度的偏移に対応する位相角とを有しており、特定の配置点においてそれが指し示すビットを表わしている。したがって、各々強度と位相角とを有する連続ベクトルを用いて、適切な配置点を指し示すことによって、出力Ａ、Ｂ、ＣまたはＤの１つからの連続ビット・パターン出力を表わすことができる。

例えば、１６個の隣接する直列ビットをビット・ストリーム（１２）から４個の４−ビット語に変換するプロセスにおいて生成された、全てゼロの４ビツト語は、強度がＭｌで４５度のベクトルによって、表現することができる。無線システムでは、このベクトルＭ１は、典型的に、Ｍｌの強度に対応するある強度を有し、ある相対位相シフトｆ、のキャリア波として送信される。この強度および位相シフトは、受信機によって、例えばある基準値から４５度の位相シフトとして、識別することができる。

前記直列ビット・ストリーム１２からの他の４ビツトを組み合せることによって生成された、第２の４ビツト・パターンは、ベクトルＭ１より小さい強度を有するが同一の相対位相角の他のベクトルＭ２によって表わされることができる。

８ビツトの変わりに、ＭｌおよびＭ２のような２つのみの連続した複素数値化ベクトルを送信する場合、多くのデジタル情報シンボルまたはビットを、より短い期間に送信することができる。

ＱＡＭシンボル・フォマッタ・ブロック（１４）からの出力（１４−１〜１４− ４）は、二次的な情報信号として考慮され、これら二次的情報信号は、ブロック１４における変換のために、多値複素ＱＡＭ信号ストリームとなり、各ストリームは複数の個別ＱＡＭシンボルで構成されている。

直列−並列変換器ブロック（１４）からの４個の二次的情報信号（１４−１〜１４−４）出力の各々は、直列ビット・ストリーム（１２）の情報量の一部を含んでおり、これを用いてキャリア信号を変調するので、４個のＱＡＭサブチャンネルが形成され、各サブチャンネルはそれ自体の中央周波数を中心に整列されている。

同期シンボルが、同期挿入ブロック（１６）によって、図示のように３６個のＱＡＭ信号（１４−１〜１４−４）の各々の中に挿入されている。（実際の同期シンボルは、マイクロコンピュータ、適切なデジタル信号処理装置またはその他の同様な装置によって発生することができる。）直列−並列変換器ブロック（１４）からの出力は、４個の複素数値化されたＱＡＭシンボル・ストリームなので、同期およびシンボル挿入ブロックによって前記４個のストリーム（１４−１〜１４−４）に挿入された同期シンボルも、個別の複素ＱＡＭ情報サンプルである。

同期シンボル挿入ブロック（１６）からのＱＡＭシンボル出力（１６−１〜１６ −４）は、ブロック１４からのＱＡＭシンボルと埋め込まれた同期シンボルとを含んでおり、パルス整形フィルタ（１８）に結合され、これが同期シンボル挿入ブロック（１６）および直列−並列シンボル変換器ブロック（１４）からの複合信号の周波数スペクトルを帯域制限する。

パルス整形フィルタ（１８−１〜１８−４）の出カバ、変調器（２０−１〜２０ −２＞に結合され、その各々は、対応するパルス整形フィルタ（１８−１〜１８ −４）の出力に、（ｉ２ｒｌｉ″に等しい正弦波の量を乗算する。ここで、ｉは１から４まで変化する。これら変Ｗ４器段（２０−１〜２゜−４）の各々の出力は、複素ゼロＩＦ信号であり、直列ビット・ストリーム（１２）内の情報量の一部を搬送するが、その変調のために、変調器段（２０−１〜２Ｏ−４）の各々への変調入力周波数に対応する中央周波数を中心に整列されている。変調器段（２０−１〜２Ｏ−４）の各々の出力は、個別で周期的なＱＡＭシンボルを搬送するＱＡＭサブチャンネルに対応する。変調器段の各々の出力は、加算器（２２）において共に加算され、複葉ゼロＩＦ出力信号を形成し、これが最終的にアンテナ（２８）から送信される。

加算！（２２）からの複素ゼロＩＦ出力は、ＩＦアップ変換器、即ち変調器（２４）により、ＲＦ増増幅（２６）によって増幅されたあるキャリア周波数ｆ０に、周波数がシフトされ、その後アンテナ（２８）によって回報通信される。アンテナから伝送されるＱＡＭサブチャンネルの各々は、送信機（１０）において用いられた変調プロセスの結果として、それ自体の周波数スペクトルを専有する。

第２図は、第１図に示した送信機（１０）からの伝送エネルギスペクトル出力を表わすものである。送信機（ｌＯ）からの周波数スペクトル出力は、第２図に示すように、４個のサブチャンネル（３２，３４，３６，３８）が中央周波数ｆ。

を中心として整列されている。各サブチャンネル（３２゜３４．３６．３８）は、それぞれ、それ自体の中央周波数ｆ、＋ｆ０．ｆ、＋ｆ０．ｆ、＋ｆ０．ｆ４＋ｆ０（それぞれ４２゜４４．４６．４８）　を有する。

ここに開示される発明は、同期シンボルの使用と、同期シンボルの値の選択との双方によって、ＱＡＭ通信システムの性能を最適化することを旨とする。

第３図は、第２図に示したサブチャンネルｌ−４の各々に現れ得る情報を表わす図を示している。サブチャンネル１（５２）は、Ｓ１１’　ＳＬ２”　、Ｓｌａと命名されている一連の同期シーケンスと共に示されていることに注意されたい。

（これらの同期シーケンスは、同期を可能にするベクトルとして表される一連のシンボル、即ち、信号ベクトル同期シンボル・シーケンスとして、記述してもよい。）サブチャンネル２（５４）は、それ自体の一連の同期シンボルｓｚｉ＋　Ｓ２２”、Ｓ２ｍを有する。同様に、サブチャンネル３および４（５６および５８）は、同期シンボルＳ、１〜Ｓ３゜およびＳ４〜Ｓ　をそれぞれ有する。これらの同期シーケンスは、サブチャンネル１〜４の情報に付加された複素数値であり、ＱＡＭ受信機による検出およびデコードを簡素化するために前もって選択された値である。

第３図に示すように、同期シーケンスは、ヘッダとして、ＱＡＭを送信するために用いられるフレーム、またはタイムスロット内の情報に付加される。本発明の代替実施例では、データ内に同期シーケンスをインターリーブすること、データ・ストリームの中央またはデータ・ストリームの端部に同期シーケンスを配置することを含むこともある。また、第３図も、各ＱＡＭサブチャンネルが同期シーケンスを有することを示している。本発明の代替実施例では、このような同期シーケンスを、一部のＱＡＭサブチャンネルに付加するようにしてもよい。例えば、第３図に示す、チャンネルｌおよび４のみ、またはチャンネル２および３のみに同期シーケンスを加えるようにしてもよい。

第４図は、ＱＡＭ受信機の簡略化したブロック図の簡略化したブロック図を示す。周波数ブリセレクタ（ｐｒｅｓｅｌｅｃｔｏｒ）（６２）が、第２図に示した伝送スペクトル内のＲＦエネルギを検出し、この情報を図示のＩＦ段（６４）に供給する。

その出力は、ゼロＩＦ信号であり、ゼローＩＦ信号の同相および直交成分によって知られるまたは表現される複素量のストリームで構成されている。このゼロＩＦダウン変換器（６４）は、自動周波数制御入力を備え、受信機によって受信される信号の周波数のシフトを追跡できるようにすることも可能である。同期検出回路（６６）は、これらのゼロＩＦ信号を監視し、第３図のサブチャンネルに示されているＱＡＭシンボルのタイミング同期点を発見する。（ＱＡＭサブチャンネル内の情報は、個別のパケットとして送信される。これらは、振幅変調および周波数シフトまたは位相変調したキャリア信号の有限の期間である。同期検出回路（６６）は、ＱＡＭサブチャンネル内の情報に付加された同期シーケンスから、ＱＡＭサブチャンネル内の情報が検出のためにいつサンプルされるべきかを、正確に識別する回路を備えている。）ゼローＩＦ変換器６４からのゼローＩＦ信号は、各々サブチャンネル・ミキサ（６５−１〜６５−４）および受信機パルス整形フィルタ（６７−１〜６７−４）を備えた、４個のサブチャンネル受信機に結合されている。サブチャンネル・ミキサは、ゼローＩＦ信号に信号ｅ−ＩＺｔｒ°１を乗算する。

ここで、ｆ、は各サブチャンネルのサブチャンネル中央周波数で、１から４までであり、ｔは時間である。サブチャンネル・ミキサの出力は、ゼロヘルツを中心に整列された信号であり、これがパルス整形フィルタ（６７−１〜６７−４）によって濾過されて、ノイズおよび望ましくないいかなるサブチャンネル信号をも除去する。

パルス整形フィルタの出力は、同期検出回路（６６）によって決定される速度でサンプルされる。サンプルされたパルス整形フィルタの出力は、シンボル検出器ブロック（６９−１〜６９−４）に入力され、送信された元の情報信号を推定する。

自動周波数制御が、ＡＦＣブロック（６８）内に設けられている。ＡＦＣブロック（６８）は、同期検出ブロック（６６）によって判定される同期シンボルが存在する期間に、パルス整形フィルタのサンプルされた出力を受け取る。別の言い方をすれば、ＡＦＣブロックは、同期シンボルが存在する時の、パルス整形フィルタからの同期シンボルのサンプルＸ１、のみを利用する（ここでｉはサブチャンネル番号、ｊは同期シンボル番号である）。同期シンボルのサンプルｘ、ｌは、送信された元の同期シンボル・ベクトルＳ、に対応するものである。ＡＦＣブロックの出力は、ゼローＩＦ変換器（６４）、またはプリセレクタ（６２）とシンボル検出器（６９−１〜６９−１）との間にあり得る他の周波数シフト段に結合され、受信された信号の周波数シフトを追跡する。

８５図は、同期整合フィルタおよび第４図の同期検出器（６６）に関連する他の回路の簡略化されたブロック図を示す。ゼローＩＦダウン変換器（６４）によってゼロ−ＩＦにダウン変換された後、受信機（６０）のＩＦ（６４）からの複素ゼロＩＦは、同期整合フィルタ（６６０）に入力される。

このフィルタは、そのインパルス応答が、時間反転送信複合波形（ｔｉｍｅ　ｒｅｖｅｒｓｅｄ　ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ　ｃｏｍｐｏｓｉｔｅｗａｖｅｆｏｒｍ）の複素共役に密接に近似するものである。（送信機のアンテナに現れる信号はどれでも、ＱＡＭサブチャンネルの追加による、同期シーケンスを含む純粋な複合波形（ｎｅｔ　ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ　ｗａｖｅｆｏｒｍ）を有する・同期整合フィルタ（６６０）は、一連の同期シンボルＳ、による、送信機からの波形のみについて試験する。ここでｉはサブチャンネル番号、ｊは送られた同期シンボルの時間インデックス即ち番号である。このフィルタ（６６０）はＱＡＭフレーム内の情報については試験しない。）同期整合フィルタ（６６０）の出力は、二乗強度ブロック（６７）に結合されている。これは、同期整合フィルタ（６６０）の出力の振幅の二乗を計算し、同期整合フィルタく６６０）によって検出された信号の電力レベルの判定ができるようにするものである。二乗強度ブロック（６６０）の出力は、比較器（６８０）においてしきい値と比較され、同期整合フィルタ（６６０）が送信機（１０）からの同期パターンを発見したか否かを判定する。（第５−１図に示すように、このしきい値は、ノイズに対する判別を行うために選択することができる。）更に第５図を参照して、二乗強度ブロックの出力は、ピーク・タイミング検出器回路（６９０）にも結合されている。

ピーク・タイミング検出回路（６９）は、二乗強度ブロックからのピーク出力値の発生回数を発見する。二乗強度ブロックからのピーク出力値の発生回数は、ＱＡＭシンボルの回数についての情報を提供し、受信機（６０）によって正確なシンボルのサンプリングができるようにする。（第４図では、同期検出ブロック（６６）の出力６９２が、いつシンボルを獲得するべきかを制御する。）好適実施例では、第４図に示す受信機の要素からはプリセレクタ（６２）およびゼロＩＦ（６４）が除外されており、Ｍｏｔｏｒｏｌａ　ＤＳＰ　５６０００のようなデジタル信号プロセッサによって、動作が行われる。

第３図に示すサブチャンネルが、特定の周波数ｆ、（４０）を中心に等しくずれるように対を組み、互いに複素共役である同期ベクトルをロードすれば、変調された同期ベクトルの付加によって生成された波形は、結果的に得られる実部の量のみを有するベクトルを表す信号のみを識別する簡略化された受信機があれば十分であることが、認められた。例えば、第２図を参照して、サブチャンネル１とサブチャンネル４が、双方ともｆｏから等しくずれており、したがって中央周波数ｆ０（４０）を中心とする１対のチャンネルの半分である第１および第２の部分であって、更に、サブチャンネル２とサブチャンネル３が、双方ともｆｏを中心に等しくずれた、第２サブチヤンネル対の半分である第１および第２の部分であると考えると、複素ベクトルＳＩＩをサブチャンネルｌに対する同期シンボルにロードし、その複素共役５４１をサブチャンネル４にロードするとくここでＳｌｌ”＝５４１であり、′は複素共役を表わす）、それらを付加する際に、実数成分のみを有する信号が結果的に生成される（パルス濾過および変調の後に）。

同様に、複素ベクトルｓ２１をサブチャンネル２に、そしてその複素共役”３１をサブチャンネル３にロードすると、（ここで３３１＝５２１”であり、′は複素共役を表わす）それらを付加する際に、それと同様に実数成分のみを有する信号が結果的に生成される。

第８図を参照すると、受信機用の同期およびタイミング検出を簡略化するのに用いられるベクトルと、それらのベクトルの複素共役とのマツプが示されている。

第１同期ベクトルＳ１１には、４５度の角度で、特定の強度Ｍｌを有するものを任意に選択する。これの複素共役は、サブチャンネル４の同期シンボルとして用いられ、ｓ４１で示されている。サブチャンネル２および３用の同期シンボルも、Ｓ２．で表されたサブチャンネル２の同期ベクトルおよびＳ３□として示されたサブチャンネル３の同期ベクトルで表されている。同期シーケンス、即ちＳｌ　２　’　Ｓ２２　＋　ｓ３２　ｒ　ｓ４２等を含む、特定の時間に生じる他のシンボルについても、同様の図を示すことができよう。

複素ベクトルおよび共役を含むことによる、伝送シンボルのタイミングおよび同期の検出の簡略化は、第６−１図および第６−２図に示す同期整合フィルタによって達成される＠第６−１図において、実部（Ａ）および虚部（Ｂ）として示された複素ゼロＩＦは、要素６６２，６６４，６６６．６６８から成る複素フィルタに結合されている。各要素は、実スカラ入力および実スカラ出力を有する。この複素フィルタのインパルス応答は、量ｓ　（ｔ）＝ｓ、（ｔ）＋ｊｓ、（ｔ）に整合されており、ここでＳ、およびｓｌは、それぞれｓ　（ｔ）の実部および虚部成分である。Ｓ　（ｔ）は、送信機によって送られた同期シンボル要素の複合波形を表している。一般的な整合フィルタのインパルス応答は、ｓ”　（−ｔ）＝ｓ、（−ｔ）−ｊｓ、（−ｔ）にほぼ等しい。整合フィルタへの入力が複素信号なので、実際の実施には、第６−１図に示したような４個の実数値フィルタ（ｒｅａｌ−ｖａｌｕｅｄ　ｆｉｌｔｅｒ）が必要となる。

第６−１図に示した受信機の簡略化、および本発明方法による、対にした即ち整合したＱＡＭサブチャンネルにおいて、複素同期ベクトルおよびその複素共役を使用することによって可能となったものを、第６−２図に示す。

第６−２図では、互いに複素共役であり、送信に先だって変調され共に付加されることによって一定の位相波形を生成する、同期ベクトルによって生成された波形に整合されたフィルタに、複素ゼロＩＦ信号が結合されている。第６−２図に示すフィルタは、第６−１図に示したものより、かなり簡素である。

ＱＡＭシステムの代替実施例は、二値情報ストリーム（１２）のような情報信号を、おそらく偶数のサブチャンネルに分割することを、含むものもあろう。第９図は、第１および第２サブチヤンネルが、中央周波数ｆ。を中心に等しくずれている、３個のサブチャンネルを示す。第３サブチヤンネルは、もちろん第６−２図の同期整合フィルタが同期を検出するために、ｆ　を中心に整列されていなければならない。サブチャンネルが奇数であると、サブチャンネル１および２に挿入される同期シーケンスが、互いに複素共役であることが必要となる。これら２個の同期シーケンスが互いに付加された結果、実数値が生成されるので、サブチャンネル３に付加される同期シーケンスは、実数値を取らなければならない。

第１図に示した送信機の他の代替実施例（もちろんこれも付帯する回路および受信機を必要とするであろう）は、第１０図に示すもののように、いくつかのサブチャンネルを備えた送信機を含んでもよい。６個のサブチャンネルが、ｆｏを中心として整列されており、サブチャンネル２および３．　１および４，５および６がグループ化されている。複素ベクトルおよびこれら複素ベクトルの共役を付加することによっても、実軸上に存在する同期ベクトルが結果として生成されることになる。

ここに記載したいずれの多重キャリアＱＡＭシステムにおいても、対を組むサブチャンネルの全てに、複素ベクトル／複素共役ベクトルの同期シーケンスが付加される必要はないことに注意されたい。いずれの多重キャリアＱＡＭシステムでも、少なくとも１対のサブチャンネル対には、同期の検出を簡略化するために、ここに記載した同期シーケンスが付加されていなければならない。（サブチャンネルを中央周波数を中心に整列する要件は、この場合も未だ適用される。）同期シーケンスを多重−キャリアＱＡＭシステムと共に用いることによって、この同期シーケンスから改良された自動周波数制御信号を得ることができるようになる。送信機および受信機は各々ある周波数ｆ０で信号を変調しようとするので、送信機および受信機の１０周波数は互いに対して少しずれていることがあるが、ＡＦＣ制御信号によって受信機（またはおそらく送信機も）の動作周波数を調整することができるので、ＱＡＭシステムの性能を向上させることになる。

（受信機によって発生されたＡＦＣ制御信号は、おそらく送信機に戻され、そこで送信機のｆｏをシフトして受信機のｆｏと整合させるために、おそらく用いることができよう。）第１１−１図および第１１−２図を参照すると、同期シーケンスを検出した後の、ＱＡＭ信号内の連続受信信号ベクトル同期シンボル・シーケンスＸ、から、ＡＦＣ制御信号を得るのに必要なステップが示されている（ここでＸは同期シンボルであり、ｉはＱＡＭのサブチャンネル番号、ｊは同期シンボル番号である）。これは先にＱＡＭ信号において同期シーケンスとも呼ばれたものである。ＡＦＣ信号を算出するために用いられる連続同期シーケンスは、時間的に隣接していなければならない。即ちそれらは、算出に用いられる他のシンボルと、時間的に隣接していなければならない。

同期シンボルの全ての連続サンプルに対して、時間的に隣接する同期ベクトル対Ｘ１間の、実際の位相角の差に等しい、一連の数を算出する。（ここで、４サブチャンネルＱＡＭシステムではｉ＝１ないし４、そしてｊ＝１ないしｎ、ここでｎは同期シンボルの数である。）前記Ｎ個のＱＡＭサブチャンネルの各々について、同期シンボル間で予測される位相角差がある。受信機は、通常この予測位相角差を前もって察知する。ＡＦＣ制御信号の生成方法は、前記Ｎ個のＱＡＭサブチャンネルの各々について、連続する同期ベクトルＳ　ｉ　ｉ間の予測される位相角差を、時間的に隣接する同期ベクトルサンプルＸ１間の実際の位相角差から減算することを必要とし、これによって、位相角エラーを表わす一連の数を形成する（送信機および受信機の１０周波数が同一であれば、実際の位相角差は、予測される位相角差に等しくなろう。ｆｏは異なることが多いので、予測される値以外の角度差が生じることになる）。

前述のステップから得られた一連の数を処理して、重み付けした平均位相角を形成する。好適実施例では、この一連の数を形成する差の各々を、時間的に隣接した同期シンボルＸ１の振幅の積に比例するスカラ値と乗算する。

重み付は平均を形成した後、結果を、２ｒＴに等しい係数で除算し、周波数エラー信号を生成する。ここでＴは当該サブチャンネル内の連続する同期ベクトル間の時間であり、位相角はラジアン表記である。この処理の結果は、受信機と送信機との間の周波数偏移の推定値となる。この推定された周波数偏移を更に濾過して、ＡＦＣ制御信号を生成することもできる。

重み付は平均位相角を発生する代替方法が、第１２図に示されており、以下に部分的に再現する。ここでは、各同期シンボルベクトルＸ　を、先の同期ベクトルＸ２１．−１の複素共役に等しい量と乗算する。これらのベクトル積の各々を、対応する同期シンボルＳ、およびＳ　１．　ｉ−１間の予測される位相各差の負の量だけ回転し、別のベクトルを形成する。全ての同期シンボルおよび全てのサブチャンネルに対する、全てのベクトルの合計が形成される。この結果得られるベクトル（ｙ）の位相は、重み付は平均位相角となる。

ここで、ｉはサブチャンネルの番号；ｊは同期ベクトルの番号；ｎはサブチャンネル当たりの同期ベクトル数；ｘ　（ｉ、ｊ）は、ＱＡＭサブチャンネルｉ内の１番目の同期ベクトル・サンプル；ｘｏは、ベクトルＸの複素共役；ｌａｌｇ　［ｓ　（１，ｉｌ　Ｓ・（１，１−１）　］は、単位振幅ベクトルであり、その位相は、同期ベクトル間で予測される角である。

！ｅ１１’？！ａｘ：ｇＨＷｘｗコー＜ＦＩＧ、３サブチャネルｆＯ送信スペクトルＦＩＧ、１０Ｆｌに、１ｌ−２ＡＦＣ周波数評価補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の７第１項）平成５年９月８日

Claims

【特許請求の範囲】

１．第１情報信号内の情報を、Ｎ個の二次的情報信号に分割し、前記Ｎ個の二次的情報信号の各々は、前記第１情報信号内の請報の離散サンプルの実質的に周期的なストリームであり、別個の周波数範囲を占有しており、前記Ｎ個の二次的情報信号の各々は、前記第１情報信号内の情報量の一部を搬送し、かつ直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いてキャリア信号を変調することによって、実質的に中央周波数を中心として整列されたＮ個のＱＡＭサブチャンネルを形成し、各チャンネルは個別の周期的ＱＡＭシンボルを搬送し、各ＱＡＭシンボルは前記第１情報信号の一部を表わしている、多重キャリアは情報システムにおいて、タイミングおよび周波数同期情報をＱＡＭ受信機に供給する改良された方法であって：前記第１情報信号からの情報の送信に付随して、ＱＡＭ信号同期シンボル・シーケンスを、前記Ｎ個の二次的情報信号の、各々に実質的に与え、ＱＡＭ受信機が、前記ＱＡＭサブチヤンネルに対して、前記ＱＡＭ信号同期シンボル１シーケンスから、ＱＡＭ信号タイミングおよび周波数同期を検出することができるようにする段階から成ることを特徴とする方法。
２．請求項１記載の方法であって、更に：Ｎが偶数の時、偶数の前記Ｎ個のＱＡＭサブチヤンネルを、ある数の周波数帯域対に配列する段階を含み、前記周波数帯域対は、前記中央周波数を中心として等しくずれていることを特徴とする方法。
３．請求項１記載の方法であって、更に：Ｎが奇数の時、偶数の前記Ｎ個のＱＡＭサブチャンネルを、ある数の周波数帯域対に整列するステップを含み、前記周波数帯域対は所定の周波数を中心として整列され、対となっていないＱＡＭサブチャンネルは、実質的に前記中央周波数を中心として整列されていることを特徴とする方法。
４．請求項２記載の方法であって、更に：前記ＱＡＭサブチャンネル対の少なくとも１つに対して：一対のＱＡＭサブチャンネルの１方のＱＡＭサブチャンネル内のＱＡＭ信号同期シンボル・シーケンスに、第１複素信号シーケンスをロードする段階；および一対のＱＡＭサブチャンネルの他方のＱＡＭサブチャンネル内のＱＡＭ信号同期シンボル・シーケンスに、前記第１複素信号シーケンスの複素共役をロードする段階；を含むことを特徴とする方法。
５．請求項３記載の方法であって、更に：前記ＱＡＭサブチヤンネル対の少なくとも１つに対して一対のＱＡＭサブチャンネルの１方のＱＡＭサブチャンネル内のＱＡＭ信号同期シンボル・シーケンスに、第１複素信号シーケンスをロードする段階；および一対のＱＡＭサブチャンネルの他方のＱＡＭサブチャンネル内のＱＡＭ信号同期シンボル・シーケンスに、前記第１複素信号シーケンスの複素共役をロードする段階；を含むことを特徴とする方法。
６．請求項３記載の方法であって、更に：前記対をなしていないＱＡＭサブチャンネルに、実数値シーケンスをロードする段階を含むことを特徴とする方法。
７．第１情報信号内の情報をＮ個の２次情報信号に分割し、前記Ｎ個の２次情報信号の各々は、前記第１情報信号内の情報の離散サンプルの実質的に周期的なストリームであり、別個の周波数帯域を占有し、前記Ｎ個の２次情報信号の各々は、前記第１情報信号内の情報量の一部を搬送し、直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いてキャリア信号を変調することによって、実質的に周波数ｆｏを中心とするＮ個のＱＡＭサブチャネルを形成し、各チャネルは離散的な周期的なＱＡＭシンボルを搬送し、各ＱＡＭシンボルは前記第１情報信号の一部分を表現し、各サブチャネルはそれに付加される複素シンボルの所定の同期シーケンスを有し、前記複素シンボルの各々は付随する大きさと位相角とを有し、前記複素シンボルは連続するシンボルの間で予測される位相角を有する多重キャリア情報システムにおいて、送信機のｆｏと受信機のｆｏとの間の周波数オフセットに比例して、自動周波数制御信号を直交振幅変調受信機に与える改良された方法であって、前記方法は：実質的に前記Ｎ個のサブチャネルの各々においてＱＡＭ信号同期シーケンス・シンボルを検出する段階；時間的に隣接する同期シーケンス・シンボルの間で実際の位相角を計算する段階；前記Ｎ個のＱＡＭサブチャネルの各々に対して：時間的に隣接する同期シンボルの間の実際の位相角から連続する同期シンボルの間の予測された位相角差を減算することにより、位相角の誤差を表現する一連の数を形成する段階；実質的に全てのサブチャネルから得られる位相角誤差の重み付け平均を形成する段階；前記位相角誤差の前記重み付け平均を実質的に２πＴに等しい第１の量で除算し、周波数誤差信号を生成し、ここでＴは前記サブチャネルにおける連続する同期シンボルの間の時間であり、位相角はラジアン表記である段階；から構成され、位相角誤差の前記重み付け平均を前記第１の量で除算する段階は、前記送信機のｆｏと前記受信機のｆｏとの間の周波数オフセットに比例する信号を生成する方法。
８．第１情報信号内の情報をＮ個の２次情報信号に分割し、前記Ｎ個の２次情報信号の各々は、前記第１情報信号内の情報の離散サンプルの実質的に周期的なストリームであり、別個の周波数帯域を占有し、前記Ｎ個の２次情報信号の各々は、前記第１情報信号内の情報量の一部を搬送し、直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いてキャリア信号を変調することによって、実質的に周波数ｆｏを中心とするＮ個のＱＡＭサブチャネルを形成し、各チャネルは離散的な周期的なＱＡＭシンボルを搬送し、各ＱＡＭシンボルは前記第１情報信号の一部分を表現し、各サブチャネルはそれに付加される複素シンボルの所定の同期シーケンスを有し、前記複素シンボルの各々は付随する大きさと位相角とを有し、前記複素シンボルは連続するシンボルの間で予測される位相角を有する多重キャリア情報システムにおいて、送信機のｆｏと受信機のｆｏとの間の周波数オフセットに比例して、自動周波数制御信号を直交振幅変調受信機に与える改良された方法であって、前記方法は；実質的に前記Ｎ個のサブチャネルの各々においてＱＡＭ信号同期シーケンスを求める段階；および時間的に隣接する同期シーケンス・シンボル対の間の美際の位相角差を計算する段階から構成され、前記計算する段階は：前記Ｎ個のＱＡＭサブチャネルの各々に対して：時間的に隣接するシンボルの間の前記実際の位相角から、連続する同期シンボルの間の予測された位相角差を減算する段階；実質的に全てのサブチャネルから得られる前記位相角誤差の重み付け平均を形成する段階；前記位相角誤差の前記重み付け平均を実質的に２πＴに等しい第１の量で除算し、周波数誤差信号を生成し、ここでＴは前記サブチャネルにおける連続する同期シンボルの間の時間であり、位相角はラジアン表記である段階；を含むことを特徴とする方法。
９．第１情報信号内の情報をＮ個の２次情報信号に分割し、前記Ｎ個の２次情報信号の各々は、前記第１情報信号内の情報の離散サンプルの実質的に周期的なストリームであり、別個の周波数帯域を占有し、前記Ｎ個の２次情報信号の各々は、前記第１情報信号内の情報量の一部を搬送し、直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いてキャリア信号を変調することによって、実質的に周波数ｆｏを中心とするＮ個のＱＡＭサブチャネルを形成し、各チャネルは離散的な周期的なＱＡＭシンボルを搬送し、各ＱＡＭシンボルは前記第１情報信号の一部分を表現し、各サブチャネルはそれに付加される複素シンボルの所定の同期シーケンスを有し、前記複素シンボルの各々は付随する大きさと位相角とを有し、前記複素シンボルは連続するシンボルの間で予測される位相角を有する多重キャリア情報システムにおいて、送信機のｆｏと受信機のｆｏとの間の周波数オフセットに比例して、自動周波数制御信号を直交振幅変調受信機に与える改良された方法であって、前記方法は：実質的に前記Ｎ個のサブチャネルにおいて時間的に隣接するＱＡＭ信号同期シーケンス・シンボルを求める段階；各ＱＡＭ信号同期シーケンス・シンボルに、前のＱＡＭ信号同期シーケンス・シンボルの複素共役に等しい量を乗算して一連の積を形成する段階；前記積の各々を、対応する同期信号の間で予測される位相角の負に実質的に等しい量だけ回転し、一連の回転した積を形成する段階；前記一連の回転した積の総和の位相角を求める段階；前記一連の回転し積の総和の位相角を、実質的に２πＴに等しい第１の量で除算し、ここでＴはサブチャネルにおける連続する同期シンボルの間の時間であり、位相角はラジアン表記である段階；から構成されることを特徴とする方法。
１０．第１情報信号内の情報がＮ個の２次情報信号に分割され、前記Ｎ個の２次情報信号の各々は前記第１情報信号において前記情報の離散サンプルの実質的に周期的なストリームであり、別個の周波数帯域を占有し、前記Ｎ個の２次情報信号の各々は前記第１情報信号における情報量の一部を搬送し、直交振幅変調（ＱＡＭ）を用いてキャリア信号を変調することにより、実質的に中心周波数を中心とするＮ個のＱＡＭサブチャネルを形成し、各チャネルは離散的な周期的なＱＡＭシンボルを搬送し、各ＱＡＭシンボルは前記第１情報信号の一部分を表現する多量キャリア情報システムにおいて、タイミング同期情報を直交振幅変調受信機に提供する改良された方法であって、前記方法は：８）前記ＱＡＭ信号に付加される所定の同期シンボルのシーケンスを有する伝送されたＱＡＭ信号をダウン変換し、実質的に零ヘルツを中心とする複素ゼロＩＦ信号を生成する段階；ｂ）出力を有し、かつ前記所定の同期シンボルを前記Ｎ個のＱＡＭサブチャネルの各々に加算して得られる合成信号により、前記送信機で生成される波形に整合した応答を有する第１ろ波器によつて前記複素ゼロＩＦをろ波する段階；ｃ）第１中間信号を得るため前記第１ろ波器から前記信号出力の振幅の二乗を計算する段階；ｄ）第１しきい値に対して前記第１中間信号の大きさを計算する段階；ｅ）前記第１しきい値を越える前記第１中間信号の発生を、ＱＡＭシンボルに対する実質的な最適サンプル時間として認識する段階；から構成されることを特徴とする方法。