JPH0632591B2 - Induction motor control method - Google Patents
Induction motor control methodInfo
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- JPH0632591B2 JPH0632591B2 JP60272311A JP27231185A JPH0632591B2 JP H0632591 B2 JPH0632591 B2 JP H0632591B2 JP 60272311 A JP60272311 A JP 60272311A JP 27231185 A JP27231185 A JP 27231185A JP H0632591 B2 JPH0632591 B2 JP H0632591B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は誘導電動機を電流形インバータでドライブす
る場合の制御方法の改良に関するもので、特に精度の高
い制御を要求されるエレベータの制御等に有効なもので
ある。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to an improvement of a control method when an induction motor is driven by a current source inverter, and particularly to an elevator control or the like which requires highly accurate control. It is valid.
［従来の技術及び問題点］ 電流形インバータで誘導電動機をドライブする場合、１
次周波数の低い領域ではトルクリップルによる機械系の
共振が起こり易い。例えばエレベータの場合、この領域
すなわちかご速度の低い領域でトルクリップルによるか
ご振動が発生するので、低速時すなわちエレベータの起
動時から加速途中まで或いは減速途中から停止に到るま
での間はＰＷＭ制御を行ない乗心地の悪化を防止するこ
とが行なわれている。[Prior Art and Problems] When an induction motor is driven by a current source inverter, 1
In a region where the next frequency is low, resonance of the mechanical system due to torque ripple is likely to occur. For example, in the case of an elevator, car vibration due to torque ripple occurs in this region, that is, in a region where the car speed is low, so PWM control is performed at low speed, that is, from the start of the elevator to the middle of acceleration or from the middle of deceleration to the stop. It is carried out to prevent deterioration of riding comfort.
ところで、このように１次周波数の低い領域でＰＷＭ制
御を行なうものにおいて、ＰＷＭ制御有から無しモード
への切り替え時、或いはこの逆の切り替え時、例えばこ
の時点のモータの１次周波数が10Hz程度とすると、トル
クリップルは１次周波数の６倍の周波数で発生するから
このときのトルクリップルは60Hzとなり、一方、通常の
エレベータの場合、トルク変動がかご床への振動として
現れる周波数の最高値は20Hz程度であり、それより高い
周波数すなわち0.05秒以下のトルク変動に対しては、ロ
ープ系等の応答遅れによりかごの床振動としては表われ
ないので、従って上記トルクリップルはかごの床振動と
して現われない。しかし、上記のＰＷＭ制御有と無との
モードの切り替え時に、ただ単に電流位相指令が６０°
に達した時点で切り替えを行なうと、切り替え時に上記
トルクリップルとは別の、過渡的に大きなトルクの変化
を発生し、このトルク変動はモータのほぼ２次時定数で
決まる0.2〜0.3秒の間持続するため、ロープを介してか
ごに伝わり、乗客に不快感を与えることになる。By the way, in such a case where the PWM control is performed in the low primary frequency region, when switching from the mode with PWM control to the mode without PWM control or vice versa, for example, the primary frequency of the motor at this time is about 10 Hz. Then, the torque ripple is generated at a frequency that is 6 times the primary frequency, and the torque ripple at this time is 60 Hz. On the other hand, in the case of an ordinary elevator, the maximum value of the frequency where the torque fluctuation appears as vibration to the car floor is 20 Hz. However, for torque fluctuations higher than that, that is, for torque fluctuations of 0.05 seconds or less, it does not appear as car floor vibration due to response delay of the rope system, etc., so the above torque ripple does not appear as car floor vibration. . However, when switching the mode with and without PWM control, the current phase command is simply 60 °.
If the switching is performed at the time when the value reaches, a transient large change in torque other than the above torque ripple occurs at the time of switching, and this torque fluctuation is between 0.2 and 0.3 seconds determined by the almost secondary time constant of the motor. Because it lasts, it will be transmitted to the car through the rope, which will cause passenger discomfort.
以下に、この過渡的なトルク変動を発生する理由につい
て説明する。The reason why this transient torque fluctuation is generated will be described below.
電流形インバータのＰＷＭ制御は通常、モータへの１相
の電流を通電したままの状態で、他の２相を交互に通電
する事に依って、この２相の平均電流を、どちらか一方
から、もう一方へ徐々に移す方法がとられる。従って、
モータに供給する平均的な電流は台形波となる。The PWM control of the current source inverter is normally performed by alternately energizing the other two phases while the one phase current to the motor is still energized. , The method of gradually moving to the other is taken. Therefore,
The average current supplied to the motor is a trapezoidal wave.
第１図にＰＷＭ制御を行なったときのモータの線電流
（出力電流）及び平均電流（信号波とほぼ同等の特性を
持つ観点から出力電流を表わした波形）をそれぞれの相
について示す。FIG. 1 shows the line current (output current) and average current (waveform representing the output current from the viewpoint of having characteristics almost equivalent to the signal wave) of the motor when PWM control is performed for each phase.
第２図に第１図のような電流を流すために、ＰＷＭ制御
電流パターンの発生方法の１つを示す。FIG. 2 shows one of the methods for generating the PWM control current pattern in order to flow the current as shown in FIG.
第３図に第２図のＰＷＭ制御電流パターン信号を使っ
て、具体的にインバータ部のスイッチング半導体素子の
ドライブ信号を合成するためのタイムチャートを示す。FIG. 3 shows a time chart for specifically synthesizing the drive signal of the switching semiconductor element of the inverter section by using the PWM control current pattern signal of FIG.
このタイムチャートを実現するための構成図を第４図に
示す。A configuration diagram for realizing this time chart is shown in FIG.
第３図及び第４図において、アナログ信号で入力される
一次周波数指令ｆ１ ＊は、Ｖ／Ｆコンバータ11でパルス
列に変換される。このＶ／Ｆコンバータ11の伝達特性
は、１次周波数指令がｆ1[HZ]に相当する電圧入力のと
き、６pf1パルス／Ｓ（ただしｐは位相６０°に対応す
るように予め設定されたパルス数）のパルス列を発生す
るよう設定されている。このパルス列はカウンター12に
てカウントされる。このカウント値は周波数を積分した
ものに相当するので位相の次元を持つ。このカウント値
を、電流位相指令θ１ ＊として使用する。電流位相指令
θ１ ＊の一方は、ＰＷＭパターンを記憶しているＲＯＭ
１３にアドレス入力され、電流位相指令に対応した第３
図Ｐの如くＰＷＭパターンを発生する。電流位相指令θ
１ ＊の他の一方は６０°位相検出回路１４に入力され
る。Ｖ／Ｆコンバータは６pf1[パルス/S]発生するので位相
６０°毎のパルス数はｐとなり、このパルス数ｐ個をカ
ウントする毎に６０°位相検出回路１４は出力パルスを
発生し、このパルスの一方はカウンター１２のカウント
値を零にし、他方はリングカウンター１５に入力され
て、６０°位相毎にリングカウンター１５は、６つの状
態（Ａ〜Ｆ）を発生する。このリングカウンターの出力
と前述のＰＷＭパターン及びその反転信号が組み合わせ
論理回路１６により第３図の如く論理的に組み合わされ
て、インバータのドライブ信号Ｕ，Ｕ，Ｖ，Ｖ
，Ｗ，Ｗ，が得られる。このドライブ信号によっ
て、ドライブされる電流形インバータの主回路構成を第
５図に示す。In FIGS. 3 and 4, the primary frequency command f 1 * input as an analog signal is converted into a pulse train by the V / F converter 11. The transfer characteristic of this V / F converter 11 is preset at 6 pf 1 pulse / S (where p corresponds to a phase of 60 °) when the primary frequency command is a voltage input corresponding to f 1 [HZ] . The number of pulses is set to generate a pulse train. This pulse train is counted by the counter 12. Since this count value corresponds to the integrated frequency, it has the dimension of phase. This count value is used as the current phase command θ 1 * . One of the current phase commands θ 1 * is a ROM that stores a PWM pattern
No. 3 address corresponding to the current phase command
A PWM pattern is generated as shown in FIG. Current phase command θ
The other one of 1 * is input to the 60 ° phase detection circuit 14. Since the V / F converter generates 6 pf 1 [pulses / S], the number of pulses for each 60 ° phase is p, and the 60 ° phase detection circuit 14 generates an output pulse every time the number of p pulses is counted. One of the pulses makes the count value of the counter 12 zero, and the other is input to the ring counter 15, and the ring counter 15 generates six states (A to F) at every 60 ° phase. The output of this ring counter and the above-mentioned PWM pattern and its inverted signal are logically combined as shown in FIG. 3 by the combination logic circuit 16, and the drive signals U, U, V, V of the inverter are combined.
, W, W are obtained. The main circuit configuration of the current source inverter driven by this drive signal is shown in FIG.
第５図において、２１は三相交流電源、２２はコンバー
タ部、２３は直流リアクトル、２４はインバータ部、２
５はモータである。本図は直列ダイオード方式の場合を
示すが、ＧＴＯ方式の場合も同様である。第３図、第４
図のドライブ信号と第５図の主回路構成にて、第１図の
ＰＷＭ電流がモータに供給される。第２図の変調波とし
て通常電流位相指令が使われる。電流位相指令は第４図
で延べたように１次周波数指令を積分して位相信号に変
換し、この位相信号がモータ電気角として６０°に達す
ると、一旦零にリセットし、再び零より積分を開始する
ようにしたもので、１次周波数指令に応じて０°〜６０
°の間で、モータ１次電流が本来とるべき連続的な位相
を表わしたものである。但し、第４図で積分動作をＶ／
Ｆコンバータ及びカウンターにて行なわせている。ＰＷ
Ｍ制御無しの時は、この電流位相指令が６０°に達した
時点で所定の次の相へ転流が行なわれる。すなわち、第
４図のリングカウンターの出力（Ａ〜Ｆ）と、ｐ＝１が
第３図左下の論理で組み合わされて、インバータドライ
ブ信号Ｕ，Ｕ，Ｖ，Ｖ，Ｗ，Ｗ，として用
いられる。この時の電流位相指令と電流パターンの関係
を第６図に示す。In FIG. 5, 21 is a three-phase AC power supply, 22 is a converter unit, 23 is a DC reactor, 24 is an inverter unit, 2
5 is a motor. Although this figure shows the case of the series diode system, the same applies to the case of the GTO system. 3 and 4
With the drive signal shown in the figure and the main circuit configuration shown in FIG. 5, the PWM current shown in FIG. 1 is supplied to the motor. The current phase command is normally used as the modulated wave in FIG. The current phase command is converted into a phase signal by integrating the primary frequency command as extended in Fig. 4, and once this phase signal reaches 60 ° as the motor electrical angle, it is reset to zero and integrated from zero again. Is started, and 0 ° to 60 depending on the primary frequency command.
Between 0 °, the primary phase of the motor represents a continuous phase that should be obtained. However, in FIG.
It is performed by the F converter and the counter. PW
When there is no M control, commutation is performed to a predetermined next phase when the current phase command reaches 60 °. That is, the outputs (A to F) of the ring counter in FIG. 4 and p = 1 are combined by the logic in the lower left of FIG. 3 and used as the inverter drive signals U, U, V, V, W, W. . The relationship between the current phase command and the current pattern at this time is shown in FIG.
次にＰＷＭ制御有の状態から、ＰＷＭ制御無しの状態に
切り替わる時は、相方の電流位相指令を基準にして第３
図と第６図を合成すれば良いから第７図のとうりとな
る。ここで切り替えは、電流位相指令が零になる時点行
なわれており、この方法が最も簡単な構成で切り替えを
実現できる。Next, when switching from the state with PWM control to the state without PWM control, the third
Since FIG. 6 and FIG. 6 may be combined, the result is as shown in FIG. Here, the switching is performed when the current phase command becomes zero, and this method can be implemented with the simplest configuration.
第７図の電流波形で、平均的な電流の大きさを破線で示
す。これから分かるよう切り替え時点で、平均電流の位
相は、３０°ずれている（進んでいる）。ＰＷＭ制御有
から無しの切り替えは、１次周波数が低周波より増加
時、すなわち、エレベータの場合、加速時に行なわれ
る。すなわち、このときモータは通常力行トルクの状態
にあり、モータの発生トルクＴは、 で表わされる。In the current waveform of FIG. 7, the average magnitude of the current is indicated by the broken line. As can be seen from this, at the time of switching, the phase of the average current is shifted (advanced) by 30 °. The switching from the presence or absence of the PWM control is performed when the primary frequency is higher than the low frequency, that is, when the elevator is accelerating. That is, at this time, the motor is in a state of normal power running torque, and the generated torque T of the motor is It is represented by.
但し、Ｐ：極数Ｉ１：１次電流 φ２：２次磁束θ：２と とのなす角 このベクトル図を第８図（ａ）に示す。斜線部は、２極
１相当りの発生トルクを示す。上式及び第８図（ａ）に
て切り替え時点で、電流位相が３０°進むと、ベクトル
図は第８図（ｂ）の如くとなり、過渡的に大きなトルク
を発生する。However, P: number of poles I 1 : primary current φ 2 : secondary magnetic flux θ: 2 Angle formed by and This vector diagram is shown in Fig. 8 (a). The shaded portion indicates the generated torque equivalent to 2 poles and 1. When the current phase advances by 30 ° at the time of switching in the above equation and FIG. 8 (a), the vector diagram becomes as shown in FIG. 8 (b), and a transiently large torque is generated.
次にＰＷＭ制御無しの状態から、ＰＷＭ制御有の状態に
切り替わるときを考える。この時の電流位相指令と各相
電流パターンを第９図に示す。第９図から分かる様に、
ＰＷＭ制御無しから有への切換え時点で、平均電流位相
（破線）は３０°進む。この切替え時点は１次周波数が
低周波へ移行する時、すなわち、エレベータ減速時とな
る。すなわち、この時、モータは通常制動トルク領域に
あり、平均電流位相が３０°進む事に依って、第１０図
（ａ）の切り替え前から第１０図（ｂ）の切り替え後の
状態へ過度的に移行し過渡的に制動トルクが減少する。Next, consider a case where the state without PWM control is switched to the state with PWM control. FIG. 9 shows the current phase command and the current pattern of each phase at this time. As you can see from Figure 9,
The average current phase (broken line) advances by 30 ° at the time of switching from without PWM control to with. This switching time is when the primary frequency shifts to a low frequency, that is, when the elevator is decelerated. That is, at this time, the motor is in the normal braking torque region, and the average current phase advances by 30 °, so that the motor is transiently changed from the state before switching in FIG. 10 (a) to the state after switching in FIG. 10 (b). And the braking torque is transiently reduced.
以上説明したように、ＰＷＭ制御有から無し或いはこの
逆への切り替えを、ただ単に電流位相指令が６０°に達
した時点で行なうと、この切り替え時点で過渡的にトル
クが増大或いは減少し、これによりかご振動が発生して
乗客に不快感をあたえることになる。As described above, if the switching from the PWM control presence to the absence or vice versa is performed only at the time when the current phase command reaches 60 °, the torque transiently increases or decreases at this switching time. This causes car vibration, which gives passengers discomfort.
［問題点を解決するための手段］ 本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
ＰＷＭ制御有から無しのモードへの切り替え時は、電流
位相指令が６０°に達した時点でＰＷＭ制御を中止する
とともに転流を行なわずに電流位相指令を一旦零にリセ
ットし、次に電流位相指令が３０°位相になった時点で
再び零にリセットすると同時に転流を行なう様にするこ
とにより、また、ＰＷＭ制御無しから有のモードへの切
り替え時は、電流位相指令が３０°位相に達した時点
で、電流位相指令を一旦零にリセットすると同時にＰＷ
Ｍ制御を開始するようにすることにより、それぞれの切
り替え時に平均電流の位相のずれが生じないようにした
点に特徴を有するものである。[Means for Solving Problems] The present invention has been made to solve the above problems.
When switching from the mode with PWM control to the mode without PWM control, the PWM control is stopped when the current phase command reaches 60 °, the current phase command is once reset to zero without commutation, and then the current phase By resetting to zero again when the command becomes the phase of 30 ° and performing commutation at the same time, and when switching from the mode without PWM control to the existing mode, the current phase command reaches the phase of 30 °. At the same time, the current phase command is reset to zero and PW
It is characterized in that the M control is started so that the phase shift of the average current does not occur at each switching.
［実施例］ 以下、本発明をエレベータに適用した場合の一実施例を
図面に基づいて説明する。[Embodiment] An embodiment of the present invention applied to an elevator will be described below with reference to the drawings.
まず、ＰＷＭ制御有から無しへ切り替える場合について
の回路構成図を第１１図に示す。なお、第４図と同一の
ものは同一符合にて示している。First, FIG. 11 shows a circuit configuration diagram in the case of switching from PWM control presence to no PWM control. The same parts as those in FIG. 4 are designated by the same reference numerals.
第１１図において、２０は電流位相指令θ１ ＊が３０°
位相に達したとき出力パルスを発する３０°位相検出回
路、２１は、１次周波数指令ｆ１ ＊が所定値を超えたと
き、すなわちエレベータの速度が所定値を超えたとき、
ＬｏｗからＨｉｇｈを出力するコンパレータ、２２〜２
４はＤ型ラッチ、２５〜２７はＡＮＤゲート、２８〜３
０はＯＲゲートである。In FIG. 11, reference numeral 20 indicates a current phase command θ 1 * of 30 °.
When the primary frequency command f 1 * exceeds a predetermined value, that is, when the elevator speed exceeds a predetermined value, the 30 ° phase detection circuit 21 that outputs an output pulse when the phase is reached,
Comparator 22 to 2 that outputs High from Low
4 is a D-type latch, 25-27 are AND gates, 28-3
0 is an OR gate.
第１１図の回路構成のタイムチャートを第１２図に示
す。ここでＱ１〜Ｑ３はＤ型ラッチ２２〜２４の出力、
Ｕ１〜Ｕ３はＡＮＤゲート２５〜２７の出力、Ｕ４及び
Ｕ５はＯＲゲート２８及び２９の出力である。コンパレ
ータ２１の出力がＬからＨになると、次に電流位相指令
が６０°位相に達した時点からＰＷＭ制御無しに切り替
わるが、ＯＲゲート２８の出力Ｕ４すなわちリングカウ
ンター１５への入力パルスは、ＰＷＭ制御無しに切り替
った時点で３０°位相が遅らされる。但し、カウンター
リセット信号Ｕ５（電流位相指令零リセット）はＰＷＭ
制御無しに切り替わった時点及び、それにより３０°の
位相遅れた時点で動作する。その結果このときのゲート
信号Ｕ〜Ｗは第１２図下部に示す如くとなる。A time chart of the circuit configuration of FIG. 11 is shown in FIG. Here, Q1 to Q3 are outputs of the D-type latches 22 to 24,
U1 to U3 are outputs of AND gates 25 to 27, and U4 and U5 are outputs of OR gates 28 and 29. When the output of the comparator 21 changes from L to H, the current phase command is switched to the PWM control without the control from the time when the phase reaches 60 °. However, the output U4 of the OR gate 28, that is, the input pulse to the ring counter 15 is the PWM control. The phase is delayed by 30 ° when switching to none. However, the counter reset signal U5 (current phase command zero reset) is PWM
It operates at the time of switching without control and at the time of a phase delay of 30 °. As a result, the gate signals U to W at this time are as shown in the lower part of FIG.
第１２図のゲート信号に基づいて、インバータ主回路素
子をスイッチングした時の電流パターンを第１３図に示
す。この図から明らかなように、ＰＷＭ制御有から無し
へ切り替わる時点で平均電流がずれていないので、モー
タは過渡的なトルクを発生することなくＰＷＭ制御有か
ら無しへスムーズに移行する。従って、この切り替え時
点で、かご振動を発生する事なくエレベータをスムーズ
に加速できる。FIG. 13 shows a current pattern when the inverter main circuit element is switched based on the gate signal of FIG. As is clear from this figure, since the average current does not deviate at the time of switching from the PWM control existence to the absence, the motor smoothly shifts from the PWM control existence to the absence without generating a transient torque. Therefore, at the time of this switching, the elevator can be smoothly accelerated without generating the car vibration.
次に、ＰＷＭ制御無しから有へ切り替える場合について
説明する。この場合の回路構成図を第１４図に示す。な
お、第１１図と同一のものは同一符合にて示している。Next, a case of switching from no PWM control to having PWM control will be described. A circuit configuration diagram in this case is shown in FIG. The same parts as those in FIG. 11 are designated by the same reference numerals.
第１４図において３１及び３２はＤ型ラッチ、３３はＡ
ＮＤゲート、３４はＯＲゲートである。コンパレータ２
１は１次周波数指令ｆ１ ＊が所定値より更に低くなった
時点でＨｉｇｈからＬｏｗとなる。In FIG. 14, 31 and 32 are D-type latches, and 33 is A.
The ND gate 34 is an OR gate. Comparator 2
1 changes from High to Low when the primary frequency command f 1 * becomes lower than a predetermined value.
第１４図の構成のタイムチャートを第１５図に示す。こ
こでＱ４及びＱ５はＤ型ラッチの出力、Ｕ６はＡＮＤゲ
ート３３の出力、Ｕ７はＯＲゲート３４の出力である。
コンパレータ２１の出力がＨからＬになると、次に電流
位相指令が６０°位相に達した時点で一旦リセットさ
れ、更にそこから３０°位相に達した時点で再びリッセ
トされる。すなわち、リングカウンター１５への入力パ
ルス或いはカウンターリセットパルス（電流位相指令零
のリセットパルス）であるＯＲゲート３４の出力Ｕ７
は、ＰＷＭ制御無しから有へ切り替わる所で位相が３０
°縮んでいる。（短くなっている）その結果、このとき
のゲート信号Ｕ〜Ｗは第１５図下部に示す如くとな
る。A time chart of the configuration of FIG. 14 is shown in FIG. Here, Q4 and Q5 are outputs of the D-type latch, U6 is an output of the AND gate 33, and U7 is an output of the OR gate 34.
When the output of the comparator 21 changes from H to L, it is once reset when the current phase command reaches the 60 ° phase, and is reset again when the current phase command reaches the 30 ° phase. That is, the output U7 of the OR gate 34, which is an input pulse to the ring counter 15 or a counter reset pulse (reset pulse for zero current phase command).
Indicates that the phase is 30 at the point where it is switched from without PWM control to with.
° Shrinking. As a result, the gate signals U to W at this time are as shown in the lower part of FIG.
第１５図のゲート信号に基づいて、インバータ主回路素
子をスイッチングしたときの電流パターンを第１６図に
示す。この図から明らかなように、ＰＷＭ制御無しから
有へ切り替わるとき、平均電流位相がずれていないので
モータは過渡的なトルクを発生することなく、ＰＷＭ制
御無しから有へスムーズに移行する。従って、この切り
替え時点で、かご振動を発生する事なくエレベータをス
ムーズに減速できる。FIG. 16 shows a current pattern when the inverter main circuit element is switched based on the gate signal of FIG. As is clear from this figure, when there is no PWM control and there is no change in the average current phase, the motor does not generate a transient torque, and smoothly shifts from without PWM control to with. Therefore, at the time of this switching, the elevator can be smoothly decelerated without generating car vibration.
なお、以上の実施例において、電流位相指令はＶ／Ｆコ
ンバータとカウンターとで構成しているが、１次周波数
をデジタル量とするときはＶ／Ｆコンバータは省略され
る。また、勿論デジタル的に構成したものに限らず、ア
ナログ的に構成したものであってもよいことは言うまで
もない。Although the current phase command is composed of the V / F converter and the counter in the above embodiment, the V / F converter is omitted when the primary frequency is a digital quantity. It goes without saying that the structure is not limited to digital one and may be analog.
［発明の効果］ エレベータが加速する時のＰＷＭ制御有から無しへ切り
替わる時点及び、減速、停止するときのＰＷＭ制御無し
から有へ切り替わる時点でＰＷＭ制御有の時の平均電流
位相と、ＰＷＭ制御無しのときの平均電流位相が、不連
続を生じる事なく切り替わるので、モータは切り替え時
点で過渡的な異常トルクを発生する事なくスムーズに制
御される。このため、この切り替え時点で過渡的な、か
ご振動を発生する事なく極めてスムーズな乗り心地が得
られる。[Advantages of the Invention] The average current phase when PWM control is present and the PWM control is not present when the elevator is accelerated and when the PWM control is switched from having PWM control to when it is decelerating and stopping. Since the average current phase at the time of switching is switched without causing discontinuity, the motor is smoothly controlled without generating a transient abnormal torque at the time of switching. Therefore, at the time of this switching, an extremely smooth ride comfort can be obtained without generating a transient car vibration.
第１図はＰＷＭ制御を行なったときのモータの線電流を
示す図、第２図はＰＷＭ制御電流パターンの発生方法を
説明する図、第３図はＰＷＭ制御パターン信号を用いて
インバータ部のスイッチング半導体素子のドライブ信号
を合成するためのタイムチャート、第４図は第３図のド
ライブ信号を実現するための構成図、第５図は電流形イ
ンバータの主回路構成を示す図、第６図は電流位相指令
と電流パターンの関係を示す図、第７図はＰＷＭ制御有
から無しの状態に切り替えたときの従来の電流パターン
の変化の様子を示す図、第８図は第７図の切り替え時点
でのトルクの変化の様子を示す図、第９図はＰＷＭ制御
無しから有の状態に切り替えたときの従来の電流パター
ンの変化の様子を示す図、第１０図は第９図の切り替え
時点でのトルクの変化の様子を示す図、第１１図はＰＷ
Ｍ制御有から無しへ切り替える場合の本発明の回路構成
の一実施例を示す図、第１２図は第１１図の回路構成に
おける各信号のタイムチャート、第１３図は第１２図の
ゲート信号に基づいてインバータ主回路素子をスイッチ
ングしたときの電流パターンを示す図、第１４図はＰＷ
Ｍ制御無しから有へ切り替える場合の本発明の回路構成
の一実施例を示す図、第１５図は第１４図の回路構成に
おける各信号のタイムチャート、第１６図は第１５図の
ゲート信号に基づいてインバータ主回路素子をスイッチ
ングしたときの電流パターンを示す図である。 １１……Ｖ／Ｆコンバータ １２……カウンター １３……ＰＷＭパターン記憶回路 １４……６０°位相検出回路 １５……リングカウンター １６……組み合わせ論理回路 ２０……３０°位相検出回路 ２１……コンパレータ ２２〜２４，３１，３２……Ｄ型ラッチ ２５〜２７，３３……ＡＮＤゲート ２８〜３０，３４……ＯＲゲート ｆ１ ＊……１次周波数指令 θ１ ＊……電流位相指令 Ｕ，Ｕ，Ｖ，Ｖ，Ｗ，Ｗ……ゲート信号FIG. 1 is a diagram showing a line current of a motor when PWM control is performed, FIG. 2 is a diagram illustrating a method of generating a PWM control current pattern, and FIG. 3 is a switching of an inverter section using a PWM control pattern signal. A time chart for synthesizing drive signals of semiconductor elements, FIG. 4 is a configuration diagram for realizing the drive signals of FIG. 3, FIG. 5 is a diagram showing a main circuit configuration of a current source inverter, and FIG. FIG. 7 is a diagram showing a relationship between a current phase command and a current pattern, FIG. 7 is a diagram showing a state of change of a conventional current pattern when switching from a state with PWM control to a state without PWM control, and FIG. 8 is a switching time point in FIG. FIG. 9 is a diagram showing the state of change in the torque in FIG. 9, FIG. 9 is a diagram showing the state of change in the conventional current pattern when switching from the state without PWM control to the state with PWM control, and FIG. 10 is at the time of switching in FIG. Of torque Shows the state of reduction, FIG. 11 PW
FIG. 12 is a diagram showing an embodiment of the circuit configuration of the present invention in the case of switching from having M control to without, FIG. 12 is a time chart of each signal in the circuit configuration of FIG. 11, and FIG. 13 is a gate signal of FIG. The figure which shows the electric current pattern when switching the inverter main circuit element based on FIG.
FIG. 15 is a diagram showing an embodiment of the circuit configuration of the present invention in the case of switching from without M control to with control, FIG. 15 is a time chart of each signal in the circuit configuration of FIG. 14, and FIG. 16 is a gate signal of FIG. It is a figure which shows the electric current pattern when switching the inverter main circuit element based on it. 11 …… V / F converter 12 …… Counter 13 …… PWM pattern storage circuit 14 …… 60 ° phase detection circuit 15 …… Ring counter 16 …… Combination logic circuit 20 …… 30 ° phase detection circuit 21 …… Comparator 22 ~ 24, 31, 32 ... D-type latch 25-27, 33 ... AND gate 28-30, 34 ... OR gate f 1 * ... primary frequency command θ 1 * ... current phase command U, U, V, V, W, W ... Gate signal
Claims (1)
周波数指令に相当する角速度を積分し、この積分値が電
気角として６０°位相に相当する所定値に達すると、こ
の積分値を一旦零にリセットした後、再度積分を開始す
ることにより固定子電流ベクトルの相対的な位相指令を
与える電流位相指令、前記１次周波数指令が所定値以上
の時は、前記電流位相指令が６０°位相の所定値に達し
た時点で、次の所定の相へ転流するＰＷＭ無しのモード
とし、前記１次周波数指令が所定値以下のときは、固定
子電流ベクトルを一つの位置と、他の一つの隣り合う位
置を交互に通電し、この通電時間比を、前記電流位相指
令に対応させて変化させることにより、ＰＷＭ制御有の
モードとするようにした転流制御回路により電流形イン
バータを制御し、前記誘導電動機を駆動するようにした
誘導電動機の制御方法において、 ＰＷＭ制御有からＰＷＭ制御無しのモードへ切り替える
ときには、電流位相指令が６０°位相の所定値に達した
時点で、ＰＷＭ制御を中止すると同時に、転流を行なわ
ずに、電流位相指令を一旦零にリセットし、次に電流位
相指令が３０°位相になった時点で、次の所定の相へ転
流を行なうと同時に電流位相指令を一旦零にリセット
し、以後ＰＷＭ制御無しのモードに従って転流を行な
い、ＰＷＭ制御無しからＰＷＭ制御有のモードへ切り替
える時には、電流位相指令が３０°に達した時点で、電
流位相指令を、一旦零にリセットすると同時にＰＷＭ制
御を開始し、以後、ＰＷＭ制御有のモードに従って転流
を行なうようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御
方法。1. An angular velocity corresponding to a primary frequency command of an induction motor whose primary frequency is controlled is integrated, and when the integrated value reaches a predetermined value corresponding to an electrical angle of 60 ° phase, the integrated value is changed. Once reset to zero, integration is started again to give a relative phase command of the stator current vector. When the primary frequency command is a predetermined value or more, the current phase command is 60 °. When the phase reaches a predetermined value, the mode without PWM for commutating to the next predetermined phase is set, and when the primary frequency command is less than the predetermined value, the stator current vector is set to one position and another position. The current source inverter is controlled by a commutation control circuit that is set to a mode with PWM control by alternately energizing one adjacent position and changing the energizing time ratio in accordance with the current phase command. And before In the induction motor control method for driving the induction motor, when switching from the mode with PWM control to the mode without PWM control, if the PWM control is stopped when the current phase command reaches a predetermined value of 60 ° phase, At the same time, the current phase command is once reset to zero without performing commutation, and when the current phase command becomes the phase of 30 ° next time, the commutation to the next predetermined phase is performed and at the same time the current phase command is set. When the current phase command is reset to zero and then the commutation is performed according to the mode without PWM control and the mode without PWM control is switched to the mode with PWM control, the current phase command is once reset to zero when the current phase command reaches 30 °. A method for controlling an induction motor is characterized in that PWM control is started at the same time as resetting, and thereafter, commutation is performed according to a mode with PWM control.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60272311A JPH0632591B2 (en) | 1985-12-03 | 1985-12-03 | Induction motor control method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60272311A JPH0632591B2 (en) | 1985-12-03 | 1985-12-03 | Induction motor control method |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62131791A JPS62131791A (en) | 1987-06-15 |
| JPH0632591B2 true JPH0632591B2 (en) | 1994-04-27 |
Family
ID=17512111
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60272311A Expired - Lifetime JPH0632591B2 (en) | 1985-12-03 | 1985-12-03 | Induction motor control method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0632591B2 (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5172286B2 (en) | 2007-11-16 | 2013-03-27 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | Motor control device and control device for hybrid vehicle |
| JP5383847B2 (en) | 2012-03-28 | 2014-01-08 | ファナック株式会社 | Work removal method using a robot with gripping claws |
-
1985
- 1985-12-03 JP JP60272311A patent/JPH0632591B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62131791A (en) | 1987-06-15 |
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