JPH06318846A - Coefficient update method for adaptive filter device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To improve the convergence and to reduce an adaptive error regardless of a small arithmetic operation quantity of coefficient update by using the method modified from the code method being a modified learning identification method. CONSTITUTION:An input signal x(t) at a sampling time (t) is sent as it is to a first tap line 10. An input signal x(t-1) or the like at one preceding sampling time (t-1) is obtained at an output terminal of delay elements 7, 8, 9. Multipliers 14, 15, 16, 17 are connected to a coefficient update means 21, coefficients w0(t)-w3(t) given therefrom are multiplied respectively with four input signals x(t)-x(t-3) whose sampling time differs and the product is provided as an output. Three adders 18, 19, 20 obtain the sum of outputs of the four multipliers 14, 15, 16, 17 and the sum is provided as an output to the filter. An unknown dynamic system 2 and an error arithmetic operation circuit 22 connecting to the adder 20 execute the calculation of d(t)-y(t) to provide an output of an error signal e(t). The coefficient update means 21 calculates equation I, where L is generalized number of tap lines 10-13 and the multipliers 14-17.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、ノイズキャンセリング
やシステムの同定等に使用されるディジタルフィルタの
１種である適応フィルタ装置における係数更新方法に関
する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a coefficient updating method in an adaptive filter device which is one of digital filters used for noise canceling, system identification and the like.

【０００２】[0002]

【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】トラン
スバーサル型適応フィルタはサンプリング時点の異なる
複数の入力信号に対して係数をそれぞれ乗算する手段を
有する。各係数は所定のアルゴリズムに従って更新され
る。係数更新のための代表的なアルゴリズムとしてＬＭ
Ｓ（Least Mean Square）アルゴリズムがある。この
典型的なＬＭＳアルゴリズムの変形として正規化ＬＭＳ
（ＮＬＭＳ）又は学習同定法と呼ばれているアルコリズ
ムが例えば昭和４３年９月の「計測と制御」第７巻第９
号又は「ＩＥＥＥ トランザクション・オートマチック
・コントロール」Vol.ＡＣ−１２ １９６７年６月の野
田、南雲の論文で知られている。この正規化ＬＭＳアル
ゴリズムは収束速度の向上をはかることができるという
特長を有する反面、係数を求めるための計算量が多いと
いう欠点を有する。また、正規化ＬＭＳの変形として、
上記論文に“符号法”による正規化ＬＭＳが記載されて
いる。この符号法においては、サンプリング時点の異な
る複数の入力信号が０より大きい値の時には＋１の符
号、０より小さい値の時には−１の符号、０の時には０
の符号に置き換える処理を含むので、係数更新の計算量
が大幅に少なくなる。しかし、収束速度が遅くなり且つ
収束誤差も大きくなる。2. Description of the Related Art A transversal type adaptive filter has means for multiplying a plurality of input signals at different sampling times by a coefficient. Each coefficient is updated according to a predetermined algorithm. LM as a typical algorithm for updating coefficients
There is an S (Least Mean Square) algorithm. Normalized LMS as a variation of this typical LMS algorithm
An algorithm called "NLMS" or learning identification method is, for example, "Measurement and Control" Vol.
No. or "IEEE Transaction Automatic Control," Vol. AC-12, June 1967, Noda, Nagumo's paper. This normalized LMS algorithm has the feature that the convergence speed can be improved, but has the drawback that the amount of calculation for obtaining the coefficient is large. Also, as a modification of the normalized LMS,
The above paper describes normalized LMS by the "code method". In this coding method, when a plurality of input signals at different sampling times have a value larger than 0, a code of +1 is given, a value of less than 0 is given a code of -1, and a value of 0 is 0.
Since the process of substituting with the sign of is included, the calculation amount of coefficient update is significantly reduced. However, the convergence speed becomes slow and the convergence error becomes large.

【０００３】そこで、本発明は、係数更新のための計算
量を符号法と同様に少なくし、収束速度を正規化ＬＭＳ
と同様に速くし、収束誤差を正規化ＬＭＳと符号法の中
間程度にすることができる適応フィルタ装置における係
数更新方法を提供することにある。Therefore, according to the present invention, the amount of calculation for updating the coefficient is reduced similarly to the coding method, and the convergence speed is normalized by the LMS.
The object of the present invention is to provide a coefficient updating method in an adaptive filter device which can be made to be as fast as the above and the convergence error can be set to an intermediate level between the normalized LMS and the coding method.

【０００４】[0004]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、所定のサンプリング周期で基準信号ｄ(t)
を供給するための基準信号供給手段と、前記基準信号に
関係を有する入力信号ｘ(t) を所定のサンプリング周期
で供給するための入力信号供給手段と、前記基準信号供
給手段と前記入力信号供給手段に接続され、１サンプリ
ング周期を単位遅延時間として前記入力信号を順次に遅
延することによってサンプリング時点の異なる０番目か
らＬ−１番目までのＬ個（但し、Ｌは２よりも大きい正
の整数）の入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、…ｘ（ｔ
−Ｌ＋１）を同時に得、前記０番目からＬ番目の入力信
号に０番目からＬ−１番目の係数ｗ0 (t) 、ｗ1(t) 、
…ｗL-1 (t) を夫々乗算し、これによって得られたＬ個
の乗算出力を加算した出力ｙ(t) を得、前記出力ｙ(t)
と前記基準信号ｄ(t) との誤差信号ｅ(t)を求め、前記
入力信号ｘ(t) と前記誤差信号ｅ(t) とに基づいて前記
０番目からＬ−１番目の係数の更新値ｗ0 （ｔ＋１）、
ｗ1 （ｔ＋１）…ｗL-1 （ｔ＋１）を決定するためのデ
ィジタルフィルタ信号処理回路とを有する適応フィルタ
装置における係数更新方法であって、前記更新係数ｗ0
（ｔ＋１）、ｗ1 （ｔ＋１) 、…ｗL-1 （ｔ＋１）を、 ｗi （ｔ＋１）＝ｗi (t) ＋β［ｅ(t) ／｛Σ_j=0 ^L-1
x ′（ｔ−ｊ）ｘ（ｔ−ｊ）］ｘ′（ｔ−ｉ） ［ここで、各記号は次のものを示す。ｉ及びｊは０から
Ｌ−１までの正の整数；ｔはサンプリング時刻を示す記
号；ｗi （ｔ＋１）はＬ個の更新係数ｗ0 （ｔ＋１）、
ｗ1 （ｔ＋１）、…ｗL-1（ｔ＋１）；ｗi (t) はＬ個
の更新前の係数ｗ0 (t) 、ｗ1 (t) 、…ｗL-1 (t) ；β
は任意の定数；ｅ(t) はサンプリング時刻ｔにおける誤
差信号；ｘ（ｔ−ｊ）はサンプリング時点の異なるＬ個
の入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋
１）；ｘ′（ｔ−ｉ）及びｘ′（ｔ−ｊ）はサンプリン
グ時点の異なるＬ個の入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−
１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋１）に対応した変形入力信号ｘ′
（ｔ）、ｘ′（ｔ−１）、…ｘ′（ｔ−Ｌ＋１）、｛但
し、このｘ′（ｔ−ｉ）及びｘ′（ｔ−ｊ）は、 ｜ｘ（ｔ−ｉ）｜≧（ｃ／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ （ｃは１又はこれ以外の定数）が成立する時にｓｇｎ
［ｘ（ｔ−ｉ）］（ここで、ｓｇｎ［ｘ（ｔ−ｉ）］は
ｘ（ｔ−ｉ）＞０の時に＋１、ｘ（ｔ−ｉ）＜０の時は
−１、ｘ（ｔ−ｉ）＝０の時は０を示す。）であり、 ｜ｘ（ｔ−ｉ）｜＜（ｃ／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ が成立する時にゼロである。］に従って決定することを
特徴とする適応フィルタ装置における係数更新方法に係
わるものである。また、請求項２の発明は、所定のサン
プリング周期で基準信号ｄ(t) を供給するための基準信
号供給手段と、前記基準信号に関係を有する入力信号ｘ
(t) を所定のサンプリング周期で供給するための入力信
号供給手段と、前記基準信号供給手段と前記入力信号供
給手段に接続され、１サンプリング周期を単位遅延時間
として前記入力信号を順次に遅延することによってサン
プリング時点の異なる０番目からＬ−１番目までのＬ個
（但し、Ｌは２よりも大きい正の整数）の入力信号ｘ
（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋１）を同時に
得、前記０番目からＬ番目の入力信号に０番目からＬ−
１番目の係数ｗ0 (t) 、ｗ1(t) 、…ｗL-1 (t) を夫々
乗算し、これによって得られたＬ個の乗算出力を加算し
た出力ｙ(t) を得、前記出力ｙ(t) と前記基準信号ｄ
(t) との誤差信号ｅ(t)を求め、前記入力信号ｘ(t) と
前記誤差信号ｅ(t) とに基づいて前記０番目からＬ−１
番目の係数の更新値ｗ0 （ｔ＋１）、ｗ1 （ｔ＋１）…
ｗL-1 （ｔ＋１）を決定するためのディジタルフィルタ
信号処理回路とを有する適応フィルタ装置における係数
更新方法であって、前記更新係数ｗ0 （ｔ＋１）、ｗ1
（ｔ＋１) 、…ｗL-1 （ｔ＋１）を、 ｗi （ｔ＋１）＝ｗi （ｔ）＋βｅ（ｔ）x ′（ｔ−
ｉ）ｘ ［ここで、各記号は次のものを示す。ｉは０からＬ−１
までの正の整数；ｔはサンプリング時刻を示す記号；ｗ
i （ｔ＋１）はＬ個の更新係数ｗ0 （ｔ＋１）、ｗ1
（ｔ＋１）、…ｗL-1（ｔ＋１）；ｗi (t) はＬ個の更
新前の係数ｗ0 (t) 、ｗ1 (t) 、…ｗL-1 (t) ；βは任
意の定数；ｅ(t) はサンプリング時刻ｔにおける誤差信
号；ｘ′（ｔ−ｉ）はサンプリング時点の異なるＬ個の
入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋１）
に対応した変形入力信号ｘ′（ｔ）、ｘ′（ｔ−１）、
…ｘ′（ｔ−Ｌ＋１）、｛但し、このｘ′（ｔ−ｉ）
は、 ｜ｘ′（ｔ−ｉ）｜≧（ｃ／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ （ｃは定数、ｊは０からＬ−１までの正の整数）が成立
する時にｓｇｎ［ｘ（ｔ−ｉ）］（ここで、ｓｇｎ［ｘ
（ｔ−ｉ）］はｘ（ｔ−ｉ）＞０の時に＋１、ｘ（ｔ−
ｉ）＜０の時は−１、ｘ（ｔ−ｉ）＝０の時は０を示
す。）であり、 ｜ｘ′（ｔ−ｉ）｜＜（ｃ／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ が成立する時にゼロである。］に従って決定することを
特徴とする適応フィルタ装置における係数更新方法に係
わるものである。なお、本願において、Σ_j=0 ^L-1 は
ｘ′（ｔ−ｊ）ｘ（ｔ−ｊ）のｊを０からＬ−１まで変
化させたＬ個の値の総和を求めることを示し、またΣ
_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−ｊ）｜は｜ｘ（ｔ−ｊ）｜のｊを０
からＬ−１まで変化させたＬ個の値の総和を求めること
を示す。According to the present invention for achieving the above object, a reference signal d (t) is obtained at a predetermined sampling period.
And a reference signal supplying means for supplying an input signal x (t) related to the reference signal at a predetermined sampling period, the reference signal supplying means and the input signal supplying means. Connected to the means and sequentially delaying the input signal with one sampling period as a unit delay time, and L number from 0th to L-1th sampling points (where L is a positive integer greater than 2). ) Input signals x (t), x (t-1), ... x (t
-L + 1) are obtained at the same time, and the 0th to L-1th coefficients w0 (t), w1 (t),
The output y (t) is obtained by multiplying wL-1 (t) by each and adding the L multiplication outputs obtained thereby, and the output y (t) is obtained.
Error signal e (t) between the reference signal d (t) and the reference signal d (t), and updating the 0th to (L-1) th coefficients based on the input signal x (t) and the error signal e (t). Value w0 (t + 1),
A coefficient updating method in an adaptive filter device having a digital filter signal processing circuit for determining w1 (t + 1) ... wL-1 (t + 1), wherein the updating coefficient w0
(T + 1), w1 (t + 1), ... wL-1 (t + 1) is represented by wi (t + 1) = wi (t) + β [e (t) / {Σ _{j = 0} ^L-1
x ′ (t−j) x (t−j)] x ′ (t−i) [where each symbol indicates the following. i and j are positive integers from 0 to L-1; t is a symbol indicating the sampling time; wi (t + 1) is L update coefficients w0 (t + 1),
w1 (t + 1), ... WL-1 (t + 1); wi (t) is the L pre-update coefficients w0 (t), w1 (t), ... WL-1 (t); β
Is an arbitrary constant; e (t) is an error signal at the sampling time t; x (t-j) is L input signals x (t), x (t-1), ... L +
1); x '(t-i) and x' (t-j) are L input signals x (t), x (t-) at different sampling times.
1), ... Modified input signal x'corresponding to x (t-L + 1)
(T), x '(t-1), ... x' (t-L + 1), {however, these x '(t-i) and x' (t-j) are | x (t-i) | ≧ (c / L) Σ _{j = 0} ^L-1 | x (t-
j) | (c is 1 or a constant other than this) when sgn
[X (t-i)] (here, sgn [x (t-i)] is +1 when x (t-i)> 0, -1 when x (t-i) <0, and x ( When t−i) = 0, 0 is shown.), and | x (t−i) | <(c / L) Σ _{j = 0} ^L−1 | x (t−
j) is zero when | holds. ] According to the present invention, a coefficient updating method in an adaptive filter device. According to the invention of claim 2, a reference signal supplying means for supplying the reference signal d (t) at a predetermined sampling period, and an input signal x related to the reference signal.
An input signal supply means for supplying (t) at a predetermined sampling cycle, the reference signal supply means and the input signal supply means are connected, and the input signal is sequentially delayed with one sampling cycle as a unit delay time. Thus, L input signals x (where L is a positive integer larger than 2) from 0th to L-1th at different sampling points
(T), x (t−1), ... X (t−L + 1) are obtained at the same time, and the 0th to Lth input signals are 0th to L−
The first coefficient w0 (t), w1 (t), ..., WL-1 (t) are respectively multiplied, and an output y (t) obtained by adding L multiplication outputs obtained by the multiplication is obtained. (t) and the reference signal d
The error signal e (t) with respect to (t) is obtained, and based on the input signal x (t) and the error signal e (t), the 0th to L−1
Update values of the th coefficient w0 (t + 1), w1 (t + 1) ...
A coefficient updating method in an adaptive filter device having a digital filter signal processing circuit for determining wL-1 (t + 1), said updating coefficients w0 (t + 1), w1.
(T + 1), ... WL-1 (t + 1) is expressed as wi (t + 1) = wi (t) + βe (t) x '(t-
i) x [where each symbol indicates the following: i is 0 to L-1
Up to positive integer; t is a symbol indicating sampling time; w
i (t + 1) is L update coefficients w0 (t + 1), w1
(T + 1), ... WL-1 (t + 1); wi (t) is the L pre-update coefficients w0 (t), w1 (t), ... WL-1 (t); β is an arbitrary constant; e ( t) is an error signal at the sampling time t; x '(t-i) is L input signals x (t), x (t-1), ... X (t-L + 1) at different sampling times.
The modified input signals x ′ (t), x ′ (t−1),
... x '(t-L + 1), {however, this x' (t-i)
Is | x ′ (t−i) | ≧ (c / L) Σ _{j = 0} ^L−1 | x (t−
j) | (c is a constant, j is a positive integer from 0 to L-1), and sgn [x (ti)] (where sgn [x
(T-i)] is +1, x (t- when x (t-i)> 0.
i) <0 indicates −1, and x (t−i) = 0 indicates 0. ), And | x ′ (t−i) | <(c / L) Σ _{j = 0} ^L−1 | x (t−
j) is zero when | holds. ] According to the present invention, a coefficient updating method in an adaptive filter device. In the present application, sigma _{j = 0} ^L-1 indicates that obtaining the sum of x '(t-j) x (t-j) j L number of which is varied from 0 to L-1 value, Also Σ
_{j = 0} ^L-1 | x (t-j) | is 0 of | x (t-j) |
It shows that the sum total of L values changed from 1 to L-1 is obtained.

【０００５】[0005]

【発明の作用及び効果】本発明における基本的な演算方
法は符号法と同一であり、符号法と同様にｓｇｎ［ｘ
（ｔ−ｉ）］の符号関数を使用する。しかし、すべての
入力信号に対してｓｇｎ［ｘ（ｔ−ｉ）］を使用しな
い。上記の（１／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−ｊ）｜はサ
ンプリング時点の異なるＬ個の入力信号ｘ（ｔ）、ｘ
（ｔ−１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋１）の絶対値の平均値を示
す。この平均値をしきい値としてこれよりも小さい入力
信号の時にはｘ'(ｔ−i)の値を符号関数Ｓｇ＋［ｘ（ｔ
−ｉ）］を使用して決定しないでゼロとする。このよう
に処理すると、収束速度が従来の符号法よりも速くな
る。また、収束誤差（適応誤差）は従来の正規化ＬＭＳ
よりは大きいが、従来の符号法よりも小さくなる。な
お、計算量は従来の符号法とほぼ同じである。従って、
本発明に従う方法は、収束誤差が従来の正規化ＬＭＳと
従来の符号法の中間程度であってもかまわないが、少な
い計算量と速い収束速度を要求する適応フィルタ装置に
好適であり、例えば低価格であるにも拘らず性能の良い
ノイズキャンセラー等を提供することができる。また、
請求項２の発明は、請求項１の発明と同様な技術思想を
ＬＭＳ（LeastMean Square ：最小２乗平均アルゴリズ
ム）に応用したものであり、請求項１の発明よりも更に
演算を簡略化することができる。The basic operation method of the present invention is the same as the coding method, and sgn [x
(Ti)] sign function is used. However, it does not use sgn [x (ti)] for all input signals. The above (1 / L) Σ _{j = 0} ^L-1 | x (t−j) | is L input signals x (t), x at different sampling points.
(T-1), ... Shows the average value of the absolute value of x (t-L + 1). When this average value is used as a threshold and the input signal is smaller than this, the value of x ′ (t−i) is the sign function Sg + [x (t
-I)] is not used to determine zero. With this processing, the convergence speed becomes faster than that of the conventional coding method. In addition, the convergence error (adaptive error) is
However, it is smaller than the conventional coding method. The amount of calculation is almost the same as the conventional coding method. Therefore,
The method according to the present invention may have a convergence error between the conventional normalized LMS and the conventional coding method, but is suitable for an adaptive filter device that requires a small amount of calculation and a high convergence speed, and for example, has a low convergence rate. It is possible to provide a noise canceller or the like having good performance despite the price. Also,
The invention of claim 2 is an application of the same technical idea as that of the invention of claim 1 to LMS (Least Mean Square: Least Mean Square Algorithm), and simplifies the operation more than the invention of claim 1. You can

【０００６】[0006]

【第１の実施例】次に、図１〜図６を参照して本発明の
第１の実施例に係わる適応フィルタ装置を説明する。図
１は未知のシステムのモデリングを行うための対応フィ
ルタ装置であって、入力信号ｘ(t) を所定のサンプリン
グ周期で供給するための入力端子１に未知の動的システ
ム２が接続されている。未知の動的システム２は等価的
に２次の遅延素子３と、ノイズ源４と、遅延素子３の出
力とノイズ源４のノイズを加算する加算器５とを有す
る。この未知の動的システム２は所定サンプリング周期
で望みの応答即ち基準信号ｄ(t) を出力する。[First Embodiment] Next, an adaptive filter device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 1 shows a corresponding filter device for modeling an unknown system, in which an unknown dynamic system 2 is connected to an input terminal 1 for supplying an input signal x (t) at a predetermined sampling period. . The unknown dynamic system 2 equivalently has a quadratic delay element 3, a noise source 4, and an adder 5 that adds the output of the delay element 3 and the noise of the noise source 4. The unknown dynamic system 2 outputs a desired response, that is, a reference signal d (t) at a predetermined sampling period.

【０００７】入力端子１はトランスバーサル型適応フィ
ルタ６にも接続されている。トランスバーサル型適応フ
ィルタ６は、１サンプリング周期を単位遅延時間として
入力信号ｘ(t) を順次に遅延させるための遅延手段とし
てのＬ−１個（３個）の遅延素子７、８、９と、入力端
子１に接続されたタップライン１０及び遅延素子７、
８、９の出力端子に接続されたタップライン１１、１
２、１３と、各タップライン１０〜１３に接続されたＬ
個（４個）の係数乗算器１４、１５、１６、１７と、各
乗算器１４、１５、１６、１７の出力を順次に加算する
加算器１８、１９、２０と、係数更新手段２１とから成
る。The input terminal 1 is also connected to a transversal type adaptive filter 6. The transversal type adaptive filter 6 includes L-1 (three) delay elements 7, 8 and 9 as delay means for sequentially delaying the input signal x (t) with one sampling period as a unit delay time. , The tap line 10 and the delay element 7 connected to the input terminal 1,
Tap lines 11, 1 connected to the output terminals of 8, 9
2, 13 and L connected to each tap line 10-13
From (4) coefficient multipliers 14, 15, 16, 17 and adders 18, 19, 20 for sequentially adding the outputs of the multipliers 14, 15, 16, 17 and coefficient updating means 21. Become.

【０００８】最初のタップライン１０にはサンプリング
時刻ｔにおける入力信号ｘ(t) がそのまま送られる。遅
延素子７、８、９の出力端子には１つ前のサンプリング
時刻（ｔ−１）の入力信号ｘ（ｔ−１）、２つ前のサン
プリング時刻（ｔ−２）の入力信号ｘ（ｔ−２）、３つ
前のサンプリング時刻（ｔ−３）の入力信号ｘ（ｔ−
３）が得られる。タップラインが全部でＬ個の場合に
は、Ｌ番目のラインにｘ（ｔ−Ｌ＋１）の信号が得られ
る。The input signal x (t) at the sampling time t is sent to the first tap line 10 as it is. Input signals x (t-1) at the previous sampling time (t-1) and input signals x (t at the previous sampling time (t-2) are output to the output terminals of the delay elements 7, 8, and 9. -2) Input signal x (t- at the sampling time (t-3) three times before.
3) is obtained. When there are L tap lines in total, a signal of x (t-L + 1) is obtained on the L-th line.

【０００９】乗算器１４、１５、１６、１７は係数更新
手段２１に接続されており、ここから与えられた係数ｗ
0(t)、ｗ1(t)、ｗ2(t)、ｗ3(t)をサンプリング時刻の異
なる４つの入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、ｘ（ｔ−
２）、ｘ（ｔ−３）にそれぞれ乗算し、ｗ0(t)ｘ(t) 、
ｗ1(t)ｘ（ｔ−１）、ｗ2(t)ｘ（ｔ−２）、ｗ3(t)ｘ
（ｔ−３）を送出する。The multipliers 14, 15, 16 and 17 are connected to the coefficient updating means 21, and the coefficient w given from here is supplied.
0 (t), w1 (t), w2 (t), w3 (t) are four input signals x (t), x (t-1), x (t-
2) and x (t-3) are respectively multiplied to obtain w0 (t) x (t),
w1 (t) x (t-1), w2 (t) x (t-2), w3 (t) x
(T-3) is transmitted.

【００１０】３つの加算器１８、１９、２０は４つの乗
算器１４、１５、１６、１７の出力の総和を求め、フィ
ルタ出力として ｙ(t) ＝ｗ0(t)ｘ（ｔ）＋ｗ1(t)ｘ（ｔ−１）＋ｗ2(t)ｘ（ｔ−２）＋ｗ3(t) ｘ（ｔ−３） 式（１） を出力する。The three adders 18, 19, 20 obtain the sum of the outputs of the four multipliers 14, 15, 16, 17, and as a filter output, y (t) = w0 (t) x (t) + w1 (t ) x (t-1) + w2 (t) x (t-2) + w3 (t) x (t-3) Equation (1) is output.

【００１１】未知の動的システム２と加算器２０に接続
された誤差演算回路２２はｄ(t) −ｙ(t) の演算を実行
して誤差（エラー）信号ｅ(t) を出力する。An error calculation circuit 22 connected to the unknown dynamic system 2 and the adder 20 executes a calculation of d (t) -y (t) and outputs an error (error) signal e (t).

【００１２】係数更新手段２１は、係数決定に使用する
情報を得るために誤差演算回路２２と入力端子１と各遅
延素子７、８、９の出力端子に接続されている。The coefficient updating means 21 is connected to the error calculation circuit 22, the input terminal 1 and the output terminals of the delay elements 7, 8 and 9 in order to obtain information used for coefficient determination.

【００１３】図１ではトランスバーサル型適応フィルタ
６の理解を容易にするために、これを個別回路によって
機能的（等価的）に示したが、実際にはフィルタ６及び
誤差演算回路２２はディジタル信号処理回路又はマイク
ロプロセッサ（マイクロコンピュータ）で構成されてい
る。In FIG. 1, the transversal type adaptive filter 6 is shown functionally (equivalently) by an individual circuit in order to facilitate understanding, but in reality, the filter 6 and the error calculation circuit 22 are digital signals. It is composed of a processing circuit or a microprocessor (microcomputer).

【００１４】係数更新手段は、タップライン１０〜１３
及び乗算器１４〜１７を一般的Ｌ個とした場合におい
て、次式を演算するように構成されている。 ｗi （ｔ＋１）＝ｗi (t) ＋β［ｅ(t) ／｛Σ_j=0 ^L-1 x ′（ｔ−ｊ）ｘ（ ｔ−ｊ）］ｘ′（ｔ−ｊ）］ｘ′（ｔ−ｉ） 式（２） この式（２）の各記号は特許請求の範囲及び課題を解決
する手段の欄において定義した通りである。なお、実施
例ではｉ及びｊは０、１、２、３の値をとる。The coefficient updating means includes tap lines 10 to 13.
When the number of multipliers 14 to 17 is generally L, the following equation is calculated. wi (t + 1) = wi (t) + β [e (t) / {Σ _{j = 0} ^L-1 x '(t-j) x (t-j)] x' (t-j)] x '(t -I) Formula (2) Each symbol of this formula (2) is as defined in the claims and the section of means for solving the problem. In the embodiment, i and j have values of 0, 1, 2, and 3.

【００１５】式（２）を適応フィルタの分野で通常使用
されているベクトル形式で示すと次式になる。 Ｗ（ｔ＋１）＝Ｗ(t) ＋β［ｅ(t) ／｛Ｘ′^T (t) Ｘ(t) ｝］Ｘ′(t) 式（３） ここで、ｔはサンプリング時刻を示す記号、Ｗ(t) はサ
ンプリング時刻ｔにおけるＬ個の係数を示す係数ベクト
ル、Ｗ（ｔ＋１）はサンプリング時刻ｔ＋１におけるＬ
個の係数を示す係数ベクトル、βは任意の定数、ｅ(t)
はサンプリング時刻ｔにおける前記誤差信号、Ｘ(t) は
サンプリング時点の異なるＬ個の入力信号を示すベクト
ル、Ｘ′(t) はサンプリング時点の異なるＬ個の入力信
号｛ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）…ｘ（ｔ−Ｌ＋１）｝に対
応したＬ個の変形入力信号｛ｘ′（ｔ）、ｘ′（ｔ−
１）…ｘ′（ｔ−Ｌ＋１）｝を示すベクトル｛但し、前
記Ｌ個の変形入力信号から選ばれた任意の変形入力信号
をｘ′（ｔ−ｉ）（但し、ｉは０からＬ−１までの正の
整数である。）で表わした場合において、 ｜ｘ（ｔ−ｉ）｜≧（１／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ （但し、ここでｊは０からＬ−１までの数値である。）
が成立する時には、 ｘ′（ｔ−ｉ）＝ｓｇｎ［ｘ（ｔ−ｉ）］ （ここで、ｓｇｎ［ｘ（ｔ−ｉ）］は、ｘ（ｔ−ｉ）＞
０の時に＋１、ｘ（ｔ−ｉ）＜０の時に−１、ｘ（ｔ−
ｉ）＝０の時に０の符号を示す。）であり、 ｜ｘ（ｔ−ｉ）｜＜（１／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ が成立する時にはｘ′（ｔ−ｉ）＝０である。｝Ｘ′^T
(t) はベクトルＸ′(t) の転置ベクトルである。The equation (2) can be expressed by the following equation in a vector format usually used in the field of adaptive filters. W (t + 1) = W (t) + β [e (t) / { ^X'T (t) X (t)}] X '(t) Formula (3) where t is a symbol indicating the sampling time, W (t) is a coefficient vector indicating L coefficients at the sampling time t, and W (t + 1) is L at the sampling time t + 1.
Coefficient vector showing the number of coefficients, β is an arbitrary constant, e (t)
Is the error signal at the sampling time t, X (t) is a vector indicating L input signals at different sampling times, and X ′ (t) is L input signals at different sampling points {x (t), x ( t-1) ... x (t-L + 1)} corresponding to L modified input signals {x '(t), x' (t-
1) ... x '(t-L + 1)} vector {provided that any modified input signal selected from the L modified input signals is x' (t-i) (where i is 0 to L- It is a positive integer up to 1.) | x (ti) | ≧ (1 / L) Σ _{j = 0} ^L-1 | x (t−
j) | (where j is a numerical value from 0 to L-1)
X '(ti) = sgn [x (ti)] (where sgn [x (ti)] is x (ti)>
When 0, +1; when x (t-i) <0, -1, x (t-
When i) = 0, the sign of 0 is shown. ), And | x (t−i) | <(1 / L) Σ _{j = 0} ^L−1 | x (t−
j) | holds, x '(ti) = 0. } X ′ ^T
(t) is a transposed vector of the vector X '(t).

【００１６】図１の４個の係数 ｗ0 (t) 、ｗ1 (t) 、
ｗ2 (t) 、ｗ3 (t) の更新係数を式（２）に従って示す
と次の通りである。 ｗ0 （ｔ＋１）＝ｗ0 (t) ＋β［ｅ(t) ／Ａ］ｘ0 (t) ｗ1 （ｔ＋１）＝ｗ1 (t) ＋β［ｅ(t) ／Ａ］ｘ1 (t−１) ｗ2 （ｔ＋１）＝ｗ2 (t) ＋β［ｅ(t) ／Ａ］ｘ2 (t−２) ｗ3 （ｔ＋１）＝ｗ3 (t) ＋β［ｅ(t) ／Ａ］ｘ3 (t−３) 式（４） 但し、式（４）におけるＡは｛Σ_j=0 ^L-1 ｘ′（ｔ−
ｊ）ｘ（ｔ−ｊ）｝を示す。The four coefficients w0 (t), w1 (t), of FIG.
The update coefficients of w2 (t) and w3 (t) are shown below according to the equation (2). w0 (t + 1) = w0 (t) + β [e (t) / A] x0 (t) w1 (t + 1) = w1 (t) + β [e (t) / A] x1 (t-1) w2 (t + 1) = W2 (t) + β [e (t) / A] x2 (t-2) w3 (t + 1) = w3 (t) + β [e (t) / A] x3 (t-3) Formula (4) A in Equation (4) is {Σ _{j = 0} ^L-1 x ′ (t−
j) x (t-j)} is shown.

【００１７】図２は式（４）の演算を実行するための図
１の係数更新手段２１を機能的（等価的）に示すブロッ
ク図である。この係数更新手段２１は、図１の入力端子
１及び遅延素子７、８、９の出力端子に接続される４つ
の入力端子３１、３２、３３、３４と誤差演算回路２２
に接続されるエラー信号入力端子３５とを有する。４つ
の入力端子３１、３２、３３、３４に接続された平均値
算出回路３６は、入力端子３１〜３４の信号ｘ（ｔ）、
ｘ（ｔ−１）、ｘ（ｔ−２）、ｘ（ｔ−３）を入力とし
てこれ等の絶対値の平均値を算出する。即ち、（１／
Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−ｊ）｜＝ｘa (t) 演算を実行
する。なお、１／Ｌの代わりにｃ／Ｌを使用し、ｃを任
意の定数とすることもできる。FIG. 2 is a block diagram functionally (equivalently) showing the coefficient updating means 21 of FIG. 1 for executing the calculation of the equation (4). The coefficient updating means 21 has four input terminals 31, 32, 33, 34 connected to the input terminal 1 and the output terminals of the delay elements 7, 8, 9 and the error calculation circuit 22 of FIG.
And an error signal input terminal 35 connected to. The average value calculation circuit 36 connected to the four input terminals 31, 32, 33, 34 has the signal x (t) of the input terminals 31 to 34,
The average value of these absolute values is calculated by inputting x (t-1), x (t-2), and x (t-3). That is, (1 /
L) Σ _{j = 0} ^L-1 | x (t−j) | = xa (t) Calculation is executed. Note that c / L may be used instead of 1 / L, and c may be an arbitrary constant.

【００１８】入力端子３１、３２、３３、３４と平均値
算出回路３６とに接続された４つの判定回路３７、３
８、３９、４０は入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、ｘ
（ｔ−２）、ｘ（ｔ−３）が平均値ｘa （ｔ）以上か、
又は小さいかを判定し、更に、入力信号が平均値以上の
場合には入力信号が正の値か、又は負の値か又はゼロか
を判定し、＋１又は−１又は０の符号を発生する。即
ち、判定回路３７〜４０は、ｘ0 ′(t) 、ｘ1 ′(t) 、
ｘ2 ′(t) 、ｘ3 '(t) を決定する回路であり、 ｘ（ｔ）≧ｘa （ｔ） ｘ（ｔ−１）≧ｘa （ｔ） ｘ（ｔ−２）≧ｘa （ｔ） ｘ（ｔ−３）≧ｘa （ｔ） であり、且つｘ（ｔ−ｉ）が正の値の時には＋１を発生
し、ｘ（ｔ−ｉ）が負の値の時には−１を発生し、ｘ
（ｔ−ｉ）がゼロの時にはゼロを発生する。また、ｘ
（ｔ−ｉ）＜ｘa (t) の時にはゼロを発生する。Four determination circuits 37, 3 connected to the input terminals 31, 32, 33, 34 and the average value calculation circuit 36.
8, 39, 40 are input signals x (t), x (t-1), x
(T-2), x (t-3) is not less than the average value xa (t),
Or, if the input signal is equal to or higher than the average value, it is determined whether the input signal is a positive value, a negative value or zero, and a code of +1 or -1 or 0 is generated. . That is, the decision circuits 37 to 40 have x0 '(t), x1' (t),
x2 '(t) and x3' (t) are determined, and x (t) ≥xa (t) x (t-1) ≥xa (t) x (t-2) ≥xa (t) x When (t−3) ≧ xa (t) and x (t−i) is a positive value, +1 is generated, and when x (t−i) is a negative value, −1 is generated, and x is
Zero is generated when (ti) is zero. Also, x
Zero is generated when (ti) <xa (t).

【００１９】入力端子３１、３２、３３、３４と判定回
路３７、３８、３９、４０にそれぞれ接続された４つの
乗算器４１、４２、４３、４４は式（２）のｘ′（ｔ−
ｉ）ｘ（ｔ−ｉ）の演算を実行するものであり、ｘ′
(t) ｘ(t) 、ｘ′（ｔ−１）ｘ（ｔ−１）、ｘ′（ｔ−
２）ｘ（ｔ−２）、ｘ′（ｔ−３）ｘ（ｔ−３）を出力
する。なお、ｘ′（ｔ）、ｘ′（ｔ−１）、ｘ′（ｔ−
２）、ｘ′（ｔ−３）は＋１又は−１又は０であるの
で、この乗算は簡単に行うことができる。The four multipliers 41, 42, 43, 44 connected to the input terminals 31, 32, 33, 34 and the decision circuits 37, 38, 39, 40, respectively, are x '(t- in equation (2).
i) x (t-i) is executed, and x '
(t) x (t), x '(t-1) x (t-1), x' (t-
2) Output x (t-2) and x '(t-3) x (t-3). Note that x '(t), x' (t-1), x '(t-
2), x '(t-3) is +1 or -1 or 0, so this multiplication can be performed easily.

【００２０】乗算器４１〜４４に接続された３つの加算
器４５、４６、４７は式（４）のＡを求めるものであ
り、Ａとしてｘ′(t) ｘ(t) ＋ｘ′（ｔ−１）（ｔ−
１）＋ｘ′（ｔ−２）ｘ（ｔ−２）＋ｘ′（ｔ−３）ｘ
（ｔ−３）を除算器４８に送る。The three adders 45, 46 and 47 connected to the multipliers 41 to 44 are for obtaining A in the equation (4), and x '(t) x (t) + x' (t- 1) (t-
1) + x '(t-2) x (t-2) + x' (t-3) x
(T-3) is sent to the divider 48.

【００２１】エラー信号入力端子３５に接続されたβ乗
算器４９はエラー信号ｅ(t) に定数βを乗算して除算器
４８に送る。βは例えば０．５である。A β multiplier 49 connected to the error signal input terminal 35 multiplies the error signal e (t) by a constant β and sends it to the divider 48. β is 0.5, for example.

【００２２】除算器４８は式（２）のβ［ｅ(t) ／Ａ］
を求めて乗算器５０、５１、５２、５３に送る。The divider 48 uses β [e (t) / A] of the equation (2).
Is sent to the multipliers 50, 51, 52 and 53.

【００２３】乗算器５０、５１、５２、５３は判定回路
３７、３８、３９、４０に接続されていると共に除算器
４８に接続され、式（２）の右辺の第２項のｘ′（ｔ−
ｉ）の乗算を行って、 ｛βｅ(t) ／Ａ｝ｘ′（ｔ） ｛βｅ(t) ／Ａ｝ｘ′（ｔ−１） ｛βｅ(t) ／Ａ｝ｘ′（ｔ−２） ｛βｅ(t) ／Ａ｝ｘ′（ｔ−３） を出力する。The multipliers 50, 51, 52, 53 are connected to the decision circuits 37, 38, 39, 40 and the divider 48, and x '(t of the second term on the right side of the equation (2). −
i) is multiplied to obtain {βe (t) / A} x '(t) {βe (t) / A} x' (t-1) {βe (t) / A} x '(t-2 ) {Βe (t) / A} x '(t-3) is output.

【００２４】４個のメモリ５４、５５、５６、５７は現
在時点ｔの係数を記憶するものである。即ち、式（２）
のｗi (t) に対応するｗ0 (t) 、ｗ1 (t) 、ｗ2 (t) 、
ｗ3(t) を記憶するものである。The four memories 54, 55, 56, 57 store the coefficients at the present time t. That is, equation (2)
W0 (t), w1 (t), w2 (t) corresponding to w i (t) of
It stores w3 (t).

【００２５】４つの加算器５８、５９、６０、６１は乗
算器５０、５１、５２、５３の出力とメモリ５４、５
５、５６、５７の出力とに接続され、これ等の出力の加
算値を出力端子６２、６３、６４、６５に送出するもの
である。４つの出力端子６２、６３、６４、６５には式
（２）の更新係数ｗi （ｔ＋１）に対応するｗ0 （ｔ＋
１）、ｗ1 （ｔ＋１）、ｗ2 （ｔ＋２）、ｗ3 （ｔ＋
３）が得られ、これ等が図１の乗算器１４、１５、１
６、１７に次のサンプリング時点（ｔ＋１）の係数とし
て送られる。The four adders 58, 59, 60 and 61 are the outputs of the multipliers 50, 51, 52 and 53 and the memories 54 and 5, respectively.
It is connected to the outputs of 5, 56 and 57, and outputs the added value of these outputs to the output terminals 62, 63, 64 and 65. The four output terminals 62, 63, 64 and 65 have w0 (t +) corresponding to the update coefficient wi (t + 1) of the equation (2).
1), w1 (t + 1), w2 (t + 2), w3 (t +
3) is obtained, which are the multipliers 14, 15, 1 of FIG.
It is sent to 6 and 17 as a coefficient at the next sampling time (t + 1).

【００２６】図３は係数更新手段２１における係数更新
処理の所定のプログラムに従って実行する手順を示す。
まず、ブロック７０でスタートすると、ブロック７１で
入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、ｘ（ｔ−２）、ｘ
（ｔ−３）を得る。次に、ブロック７２で各入力信号の
絶対値の平均値ｘa （ｔ）を求める。。FIG. 3 shows a procedure of the coefficient updating process executed by the coefficient updating means 21 in accordance with a predetermined program.
First, when starting at block 70, at block 71 input signals x (t), x (t-1), x (t-2), x
(T-3) is obtained. Next, in block 72, an average value xa (t) of absolute values of the input signals is obtained. .

【００２７】次に、ブロック７３に示すように入力信号
の絶対値｜ｘ(t) ｜が平均値ｘa (ｔ) 以上か否かを判
定する。この値が平均値ｘa (t) よりも大きい時にはブ
ロック７４に示すようにｘ(t) がゼロよりも大きいか小
さいかを判断する。ｘ(t) ＞０の時にはブロック７５に
示すようにｘ′(t) として＋１を出力し、ｘ(t) ＜０の
時にはブロック７６に示すようにｘ′(t) として−１を
出力する。一方、ブロック７３において｜ｘ(t) ｜が平
均値ｘa （t)未満であることが判定された時にはブロッ
ク７７に示すようにｘ′(t) としてゼロを出力する。な
お、ｘ′(t) の値はメモリで一時保持する。Next, as shown in block 73, it is determined whether or not the absolute value | x (t) | of the input signal is equal to or greater than the average value xa (t). When this value is larger than the average value xa (t), it is judged whether x (t) is larger or smaller than zero as shown in a block 74. When x (t)> 0, +1 is output as x '(t) as shown in block 75, and when x (t) <0, -1 is output as x' (t) as shown in block 76. . On the other hand, when it is determined in block 73 that | x (t) | is less than the average value xa (t), zero is output as x '(t) as shown in block 77. The value of x '(t) is temporarily stored in the memory.

【００２８】ブロック７８、７９、８０に示すように、
ｘ′（ｔ−１）、ｘ′（ｔ−２）、ｘ′（ｔ−３）の値
をブロック７３〜７７と同一の方法で順次に求める。As shown in blocks 78, 79 and 80,
The values of x '(t-1), x' (t-2), and x '(t-3) are sequentially obtained by the same method as in blocks 73 to 77.

【００２９】次に、図４のブロック８１に示すように
ｘ′(t) ＝１か否かを判定する。ｘ′(t) ＝１の時には
ｘ′(t) ｘ(t) の値としてブロック８２に示すようにｘ
(t) を得る。一方、ｘ′(t) ＝１でない場合にはブロッ
ク８３においてｘ′(t) ＝−１か否かを判定し、ＹＥＳ
の場合にはブロック８４に示すようにｘ′(t) ｘ(t) と
して−ｘ(t) を得る。また、ブロック８３の出力がＮＯ
の場合はブロック８５に示すようにｘ′(t) ｘ(t) とし
てゼロを得る。Next, as shown in block 81 of FIG. 4, it is determined whether x '(t) = 1. When x '(t) = 1, the value of x' (t) x (t) is set to x as shown in block 82.
get (t). On the other hand, when x '(t) = 1 is not satisfied, it is determined in block 83 whether x' (t) = -1 and YES.
In this case, -x (t) is obtained as x '(t) x (t) as shown in block 84. The output of the block 83 is NO.
Then zero is obtained as x '(t) x (t) as shown in block 85.

【００３０】次に、ブロック８６、８７、８８に示すよ
うに、ｘ′（ｔ−１）ｘ（ｔ−１）の値、ｘ′（ｔ−
２）ｘ（ｔ−２）の値、ｘ′（ｔ−３）ｘ（ｔ−３）の
値を、ブロック８１〜８５と同様な方法で求める。Next, as shown in blocks 86, 87 and 88, the value of x '(t-1) x (t-1), x' (t-
2) The value of x (t-2) and the value of x '(t-3) x (t-3) are obtained by the same method as in blocks 81 to 85.

【００３１】次に、ブロック８１〜８５で求めたｘ′
(t) ｘ(t) の値とブロック８６、８７、８８で求めた値
とをブロック８９に示すように加算して値Ａを求める。Next, x'determined in blocks 81 to 85
The value of (t) x (t) and the value obtained in blocks 86, 87 and 88 are added as shown in block 89 to obtain the value A.

【００３２】次に、ブロック９０に示すようにβｅ(t)
／Ａを求める。次に、ブロック９１に示すようにβｅ
(t) ／Ａに対してｘ′（ｔ）、ｘ′（ｔ−１）、ｘ′
（ｔ−２）、ｘ′（ｔ−３）の値（＋１、又は−１又は
０）を乗算してβｅ(t) ／Ａ｛ｘ′(t) ｝、βｅ(t) ／
Ａ｛ｘ′（ｔ−１）｝、βｅ(t) ／Ａ｛ｘ′（ｔ−
２）｝、βｅ(t) ／Ａ｛ｘ′（ｔ−３）｝求める。Next, as shown in block 90, βe (t)
/ A is requested. Next, as shown in block 91, βe
x '(t), x' (t-1), x'for (t) / A
Βe (t) / A {x '(t)}, βe (t) / by multiplying the value (+1, -1 or 0) of (t-2), x' (t-3)
A {x '(t-1)}, βe (t) / A {x' (t-
2)}, βe (t) / A {x ′ (t−3)}.

【００３３】次に、ブロック９２に示すようにブロック
９１で求めた値にｗ0 （ｔ）、ｗ0（ｔ−１）、ｗ0
（ｔ−２）、ｗ0 （ｔ−３）を加算して更新係数ｗ0
（ｔ＋１）、ｗ1 （ｔ＋１）、ｗ2 （ｔ＋１）、ｗ3
（ｔ＋１）を求め、ブロック９３に示すようにメモリに
格納し、図１の乗算器１４〜１７におけるｔ＋１時点の
新しい係数として使用する。その後、図３のブロック７
１に戻り、次のサンプリング周期の動作を繰返す。Next, as shown in block 92, the values obtained in block 91 are added to w0 (t), w0 (t-1), w0.
(T-2), w0 (t-3) are added to update coefficient w0
(T + 1), w1 (t + 1), w2 (t + 1), w3
(T + 1) is obtained, stored in the memory as shown in block 93, and used as a new coefficient at time t + 1 in the multipliers 14 to 17 of FIG. Then block 7 of FIG.
Returning to 1, the operation of the next sampling cycle is repeated.

【００３４】上述から明らかなように、本実施例ではサ
ンプリング時点の異なる入力信号の絶対値の平均値ｘa
(t) を求めるが、この平均値ｘa (t)の計算は比較的簡
単に達成される。即ち、平均値を計算する場合には４つ
の入力端子３１、３２、３３、３４の合計を求めること
が必要になるが、１サンプリング時点毎に４つの入力信
号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、ｘ（ｔ−２）、ｘ（ｔ−
３）の内の最も古い１つの入力信号ｘ（ｔ−３）が次の
新しい入力信号に入れ替わるのみであるから、この平均
値計算は簡単に達成される。また、ｘ′（ｔ）、ｘ′
（ｔ−１）、ｘ′（ｔ−２）、ｘ′（ｔ−３）は＋１又
は−１又は０であるので、式（２）の右辺の演算を容易
に達成することができる。即ち、本発明に従う方法の係
数更新の演算量は従来の符号法におけるそれとほぼ同等
である。As is apparent from the above, in this embodiment, the average value xa of the absolute values of the input signals at different sampling points is
Although (t) is obtained, the calculation of this average value xa (t) is achieved relatively easily. That is, when calculating the average value, it is necessary to obtain the total of the four input terminals 31, 32, 33, 34, but four input signals x (t), x (t- 1), x (t-2), x (t-
This averaging is easily accomplished because the oldest one input signal x (t-3) of 3) is only replaced by the next new input signal. Also, x '(t), x'
Since (t-1), x '(t-2), and x' (t-3) are +1 or -1 or 0, the operation on the right side of Expression (2) can be easily achieved. That is, the calculation amount of coefficient updating in the method according to the present invention is almost equal to that in the conventional coding method.

【００３５】次に、本発明の方法と従来の正規化ＬＭＳ
及び符号法との関係を更に詳しく説明する。式（３）に
対応させて従来の正規化ＬＭＳの係数更新のための演算
式を示すと次の通りになる。 Ｗ（ｔ＋１）＝Ｗ(t) ＋β［ｅ(t) ／｛‖Ｘ(t) ‖² ｝
Ｘ(t) この演算式では‖Ｘ(t) ‖² の演算があるので、演算量
が本発明の方法よりも多い。また、従来の符号法の係数
更新のための演算式を示すと次の通りになる。 Ｗ（ｔ＋１）＝Ｗ(t) ＋β［ｅ(t) ／｛Ｘ′^T (t) Ｘ
(t) ｝Ｘ′(t) ］ 但し、ここで、Ｘ′(t) ＝ｓｇｎｘ（ｔ−ｉ）であり、
ｘ（ｔ−ｉ）＞０の時に＋１、ｘ（ｔ−ｉ）＜０の時に
−１、ｘ（ｔ−ｉ）＝０の時に０である。符号法と本発
明の方法とを比べると、本発明では平均値ｘa （t)を求
め、この平均値ｘa (t) よりも入力信号が小さい時には
Ｘ′(t) をゼロとするステップを新たに導入した点で両
者は異なる。従って、演算量においては前述したように
本発明と符号法とで大差ない。Next, the method of the present invention and the conventional normalized LMS
And the relationship with the coding method will be described in more detail. An arithmetic expression for updating the coefficient of the conventional normalized LMS corresponding to the expression (3) is shown below. W (t + 1) = W (t) + β [e (t) / {‖X (t) ‖ ² }
X (t) Since there is a calculation of ‖X (t) ‖ ^{2 in} this calculation formula, the calculation amount is larger than that of the method of the present invention. Further, an arithmetic expression for updating the coefficient of the conventional coding method is as follows. W (t + 1) = W (t) + β [e (t) / {X ′ ^T (t) X
(t)} X ′ (t)] where X ′ (t) = sgnx (t−i),
It is +1 when x (t−i)> 0, −1 when x (t−i) <0, and 0 when x (t−i) = 0. Comparing the coding method and the method of the present invention, in the present invention, a step of obtaining an average value xa (t) and making X '(t) zero when the input signal is smaller than this average value xa (t) is newly added. They are different in that they are introduced in. Therefore, in the calculation amount, as described above, there is no great difference between the present invention and the coding method.

【００３６】本発明に従う適応フィルタの効果を確認す
るために、図１の装置の入力端子１に白色雑音を加え、
ノイズ源４からも白色雑音を加えて収束特性を調べたと
ころ、図５に示す結果が得られた。図５において、Ｃ1
が本発明に従う方法の特性、Ｃ2 が従来の正規化ＬＭＳ
の特性、Ｃ3 が従来の符号法の特性を示す。この結果か
ら明らかなように、本発明によれば収束性即ち推定エラ
ー（収束誤差）が正規化ＬＭＳとほぼ同等となり、従来
の符号法よりは僅かに改善される。なお、図５において
横軸はサンプル番号を示し、縦軸はＥ＝｛‖Ｈ−ｗ(t)
‖² ｝／‖Ｈ‖² で示される推定エラーを示す。但し、
上式におけるＨは未知パラメータを表わし、Ｗはその推
定値を表わし、推定値の初期値はゼロである。また、図
１の入力端子１に白色ノイズを１／（１−０．９５
ｚ^-1）で示されるＩＩＲ型ディジタルフィルタを通した
得た有色ノイズを加えて図５と同様に収束性を調べたと
ころ、図６に示す結果が得られた。図６から明らかなよ
うに、本発明の方法は入力信号が有色雑音の場合に従来
の符号法よりも収束性が優れている。In order to confirm the effect of the adaptive filter according to the invention, white noise is added to the input terminal 1 of the device of FIG.
When white noise was also added from the noise source 4 and the convergence characteristics were examined, the results shown in FIG. 5 were obtained. In FIG. 5, C1
Is the characteristic of the method according to the invention, C2 is the conventional normalized LMS
, C3 indicates the characteristic of the conventional coding method. As is clear from this result, according to the present invention, the convergence property, that is, the estimation error (convergence error) becomes almost equal to that of the normalized LMS, which is slightly improved as compared with the conventional coding method. In addition, in FIG. 5, the horizontal axis represents the sample number and the vertical axis represents E = {∥H−w (t).
It shows the estimation error represented by ‖ ² } / ‖H‖ ² . However,
In the above equation, H represents an unknown parameter, W represents its estimated value, and the initial value of the estimated value is zero. In addition, white noise is input to the input terminal 1 of FIG.
z- ¹ ) was added to the IIR type digital filter to obtain the colored noise, and the convergence was examined in the same manner as in FIG. 5, and the result shown in FIG. 6 was obtained. As is apparent from FIG. 6, the method of the present invention has better convergence than the conventional coding method when the input signal is colored noise.

【００３７】本発明に従う方法、従来の正規化ＬＭＳ、
従来の符号法のそれぞれについて、３２回の測定におけ
る収束後に適応誤差の２乗平均値を求めたところ、白色
ノイズの場合は、０．０１３、 ０．０１０、 ０．０
２２であり、有色ノイズの場合は０．０１２、 ０．０
１１、 ０．０１８であった。この結果から明らかなよ
うに適応誤差においては、本発明の方法は従来の正規化
ＬＭＳとほぼ同等であり、従来の符号法よりは優れてい
る。A method according to the invention, a conventional normalized LMS,
For each of the conventional coding methods, the root mean square value of the adaptive error was calculated after convergence in 32 measurements, and in the case of white noise, 0.013, 0.010, 0.0
22 and 0.012 in the case of colored noise, 0.0
It was 11, 0.018. As is clear from this result, in the adaptive error, the method of the present invention is almost equivalent to the conventional normalized LMS, and is superior to the conventional coding method.

【００３８】[0038]

【第２の実施例】次に、図７を参照して、本発明の第２
の実施例に係わる係数更新手段及び方法を説明する。第
２の実施例の適応フィルタ装置の基本的構成は図１と同
一であり、係数更新手段２１が図７に示すように変形さ
れている。図７の係数更新手段において、図２と共通す
る部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図
２と図７との比較から明らかなように、図７の回路は、
図２の回路から乗算器４１、４２、４３、４４、加算器
４５、４６、４７、除算器４８を省いたものに相当す
る。[Second Embodiment] Next, referring to FIG. 7, a second embodiment of the present invention will be described.
The coefficient updating means and method according to the embodiment will be described. The basic configuration of the adaptive filter device of the second embodiment is the same as that of FIG. 1, and the coefficient updating means 21 is modified as shown in FIG. In the coefficient updating means of FIG. 7, the same parts as those of FIG. 2 are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted. As is clear from the comparison between FIG. 2 and FIG. 7, the circuit of FIG.
This corresponds to the circuit of FIG. 2 from which the multipliers 41, 42, 43, 44, the adders 45, 46, 47, and the divider 48 are omitted.

【００３９】図７の係数更新手段は、 Ｗi (t＋1 ）＝Ｗｉ（ｔ）＋βｅ（ｔ）ｘ′（ｔ−ｉ） を求めるように構成されている。この式における各記号
は特許請求の範囲で定義されている。上記を求めるため
に係数演算手段にはｘ（ｔ−ｉ）として端子３１〜３４
にｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、ｘ（ｔ−２）、ｘ（ｔ−
３）が入力し、端子３５にｅ（ｔ）が入力している。The coefficient updating means of FIG. 7 is configured to obtain Wi (t + 1) = Wi (t) + βe (t) x '(ti). Each symbol in this formula is defined in the claims. In order to obtain the above, the coefficient calculation means has terminals 31 to 34 as x (ti).
X (t), x (t-1), x (t-2), x (t-
3) is input, and e (t) is input to the terminal 35.

【００４０】第２の実施例の係数更新は、ＬＭＳ（最小
２乗平均アルゴリズム）に基づくものであり、第１の実
施例よりも演算が更に簡略化されている。従って、第１
の実施例と同様に低価格であるにも係わらず性能の良い
ノイズキャンセラ−等を提供することができる。The coefficient updating in the second embodiment is based on LMS (Least Mean Square Algorithm), and the calculation is further simplified as compared with the first embodiment. Therefore, the first
It is possible to provide a noise canceller or the like having good performance, though it is inexpensive as in the embodiment.

【００４１】[0041]

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 適応フィルタを図１に示す個別回路の組み合せ
で構成することができる。 （２） 未知の動的システム２を入力信号１に接続しな
い構成にすることもできる。MODIFICATION The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, and the following modifications are possible. (1) The adaptive filter can be configured by combining the individual circuits shown in FIG. (2) The unknown dynamic system 2 may not be connected to the input signal 1.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明の第１の実施例に従う適応フィルタ装置
を機能的に示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram functionally showing an adaptive filter device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】図１の係数更新手段を機能的に示すブロック図
である。FIG. 2 is a block diagram functionally showing the coefficient updating means of FIG.

【図３】係数更新動作を示す流れ図である。FIG. 3 is a flowchart showing a coefficient updating operation.

【図４】図３に続く係数更新動作を示す流れ図である。FIG. 4 is a flowchart showing a coefficient updating operation subsequent to FIG.

【図５】白色雑音を入力させた時の収束性を示す図であ
る。FIG. 5 is a diagram showing convergence when white noise is input.

【図６】有色雑音を入力させた時の収束性を示す図であ
る。FIG. 6 is a diagram showing the convergence when color noise is input.

【図７】第２の実施例の係数更新手段を機能的に示すブ
ロック図である。FIG. 7 is a block diagram functionally showing a coefficient updating unit of a second embodiment.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ 入力端子 ７〜９ 遅延素子 ２２ 誤差演算回路 1 Input Terminal 7-9 Delay Element 22 Error Calculation Circuit

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 所定のサンプリング周期で基準信号ｄ
(t) を供給するための基準信号供給手段と、 前記基準信号に関係を有する入力信号ｘ(t) を所定のサ
ンプリング周期で供給するための入力信号供給手段と、 前記基準信号供給手段と前記入力信号供給手段に接続さ
れ、１サンプリング周期を単位遅延時間として前記入力
信号を順次に遅延することによってサンプリング時点の
異なる０番目からＬ−１番目までのＬ個（但し、Ｌは２
よりも大きい正の整数）の入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−
１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋１）を同時に得、前記０番目から
Ｌ番目の入力信号に０番目からＬ−１番目の係数ｗ0
(t) 、ｗ1(t) 、…ｗL-1 (t) を夫々乗算し、これによ
って得られたＬ個の乗算出力を加算した出力ｙ(t) を
得、前記出力ｙ(t) と前記基準信号ｄ(t) との誤差信号
ｅ(t)を求め、前記入力信号ｘ(t) と前記誤差信号ｅ(t)
とに基づいて前記０番目からＬ−１番目の係数の更新
値ｗ0 （ｔ＋１）、ｗ1 （ｔ＋１）…ｗL-1 （ｔ＋１）
を決定するためのディジタルフィルタ信号処理回路とを
有する適応フィルタ装置における係数更新方法であっ
て、 前記更新係数ｗ0 （ｔ＋１）、ｗ1 （ｔ＋１) 、…ｗL-
1 （ｔ＋１）を、 ｗi （ｔ＋１）＝ｗi （ｔ）＋β［ｅ（ｔ）／｛Σ_j=0
^L-1 x ′（ｔ−ｊ）ｘ（ｔ−ｊ）］ｘ′（ｔ−ｉ） ［ここで、各記号は次のものを示す。ｉ及びｊは０から
Ｌ−１までの正の整数；ｔはサンプリング時刻を示す記
号；ｗi （ｔ＋１）はＬ個の更新係数ｗ0 （ｔ＋１）、
ｗ1 （ｔ＋１）、…ｗL-1（ｔ＋１）；ｗi (t) はＬ個
の更新前の係数ｗ0 (t) 、ｗ1 (t) 、…ｗL-1 (t) ；β
は任意の定数；ｅ(t) はサンプリング時刻ｔにおける誤
差信号；ｘ（ｔ−ｊ）はサンプリング時点の異なるＬ個
の入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋
１）；ｘ′（ｔ−ｉ）及びｘ′（ｔ−ｊ）はサンプリン
グ時点の異なるＬ個の入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−
１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋１）に対応した変形入力信号ｘ′
（ｔ）、ｘ′（ｔ−１）、…ｘ′（ｔ−Ｌ＋１）、｛但
し、このｘ′（ｔ−ｉ）及びｘ′（ｔ−ｊ）は、 ｜ｘ（ｔ−ｉ）｜≧（ｃ／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ （ｃは定数）が成立する時にｓｇｎ［ｘ（ｔ−ｉ）］
（ここで、ｓｇｎ［ｘ（ｔ−ｉ）］はｘ（ｔ−ｉ）＞０
の時に＋１、ｘ（ｔ−ｉ）＜０の時は−１、ｘ（ｔ−
ｉ）＝０の時は０を示す。）であり、 ｜ｘ（ｔ−ｉ）｜＜（ｃ／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ が成立する時にゼロである。］に従って決定することを
特徴とする適応フィルタ装置における係数更新方法。1. A reference signal d at a predetermined sampling period.
reference signal supply means for supplying (t), input signal supply means for supplying an input signal x (t) related to the reference signal at a predetermined sampling period, the reference signal supply means, and It is connected to an input signal supply means and sequentially delays the input signal with one sampling period as a unit delay time, and thus L pieces from 0th to L-1th sampling points (where L is 2).
Input signal x (t), x (t−
1), ... X (t−L + 1) are obtained at the same time, and the 0th to L−1th coefficient w0 is added to the 0th to Lth input signals.
(t), w1 (t), ... WL-1 (t) are respectively multiplied, and the output y (t) obtained by adding L multiplication outputs obtained by the multiplication is obtained. The error signal e (t) with respect to the reference signal d (t) is obtained, and the input signal x (t) and the error signal e (t) are obtained.
And the updated values w0 (t + 1), w1 (t + 1) ... wL-1 (t + 1) of the 0th to L-1th coefficients based on
A method for updating coefficients in an adaptive filter device having a digital filter signal processing circuit for determining the update coefficient w0 (t + 1), w1 (t + 1), ... WL-
1 (t + 1), wi (t + 1) = wi (t) + β [e (t) / {Σ _{j = 0}
^L-1 x '(t-j) x (t-j)] x' (t-i) [where each symbol represents the following. i and j are positive integers from 0 to L-1; t is a symbol indicating the sampling time; wi (t + 1) is L update coefficients w0 (t + 1),
w1 (t + 1), ... WL-1 (t + 1); wi (t) is the L pre-update coefficients w0 (t), w1 (t), ... WL-1 (t); β
Is an arbitrary constant; e (t) is an error signal at the sampling time t; x (t-j) is L input signals x (t), x (t-1), ... L +
1); x '(t-i) and x' (t-j) are L input signals x (t), x (t-) at different sampling times.
1), ... Modified input signal x'corresponding to x (t-L + 1)
(T), x '(t-1), ... x' (t-L + 1), {however, these x '(t-i) and x' (t-j) are | x (t-i) | ≧ (c / L) Σ _{j = 0} ^L-1 | x (t-
j) | (where c is a constant), sgn [x (ti)]
(Here, sgn [x (ti)] is x (ti)> 0.
Is +1, when x (t-i) <0 is -1, x (t-
When i) = 0, 0 is shown. ), And | x (t−i) | <(c / L) Σ _{j = 0} ^L−1 | x (t−
j) is zero when | holds. ] The coefficient update method in the adaptive filter device characterized by the following. 【請求項２】 所定のサンプリング周期で基準信号ｄ
(t) を供給するための基準信号供給手段と、 前記基準信号に関係を有する入力信号ｘ(t) を所定のサ
ンプリング周期で供給するための入力信号供給手段と、 前記基準信号供給手段と前記入力信号供給手段に接続さ
れ、１サンプリング周期を単位遅延時間として前記入力
信号を順次に遅延することによってサンプリング時点の
異なる０番目からＬ−１番目までのＬ個（但し、Ｌは２
よりも大きい正の整数）の入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−
１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋１）を同時に得、前記０番目から
Ｌ番目の入力信号に０番目からＬ−１番目の係数ｗ0
(t) 、ｗ1(t) 、…ｗL-1 (t) を夫々乗算し、これによ
って得られたＬ個の乗算出力を加算した出力ｙ(t) を
得、前記出力ｙ(t) と前記基準信号ｄ(t) との誤差信号
ｅ(t)を求め、前記入力信号ｘ(t) と前記誤差信号ｅ(t)
とに基づいて前記０番目からＬ−１番目の係数の更新
値ｗ0 （ｔ＋１）、ｗ1 （ｔ＋１）…ｗL-1 （ｔ＋１）
を決定するためのディジタルフィルタ信号処理回路とを
有する適応フィルタ装置における係数更新方法であっ
て、 前記更新係数ｗ0 （ｔ＋１）、ｗ1 （ｔ＋１) 、…ｗL-
1 （ｔ＋１）を、 ｗi （ｔ＋１）＝ｗi （ｔ）＋βｅ（ｔ）x ′（ｔ−
ｉ）ｘ ［ここで、各記号は次のものを示す。ｉは０からＬ−１
までの正の整数；ｔはサンプリング時刻を示す記号；ｗ
i （ｔ＋１）はＬ個の更新係数ｗ0 （ｔ＋１）、ｗ1
（ｔ＋１）、…ｗL-1（ｔ＋１）；ｗi (t) はＬ個の更
新前の係数ｗ0 (t) 、ｗ1 (t) 、…ｗL-1 (t) ；βは任
意の定数；ｅ(t) はサンプリング時刻ｔにおける誤差信
号；ｘ′（ｔ−ｉ）はサンプリング時点の異なるＬ個の
入力信号ｘ（ｔ）、ｘ（ｔ−１）、…ｘ（ｔ−Ｌ＋１）
に対応した変形入力信号ｘ′（ｔ）、ｘ′（ｔ−１）、
…ｘ′（ｔ−Ｌ＋１）、｛但し、このｘ′（ｔ−ｉ）
は、 ｜ｘ′（ｔ−ｉ）｜≧（ｃ／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ （ｃは定数、ｊは０からＬ−１までの正の整数）が成立
する時にｓｇｎ［ｘ（ｔ−ｉ）］（ここで、ｓｇｎ［ｘ
（ｔ−ｉ）］はｘ（ｔ−ｉ）＞０の時に＋１、ｘ（ｔ−
ｉ）＜０の時は−１、ｘ（ｔ−ｉ）＝０の時は０を示
す。）であり、 ｜ｘ′（ｔ−ｉ）｜＜（ｃ／Ｌ）Σ_j=0 ^L-1 ｜ｘ（ｔ−
ｊ）｜ が成立する時にゼロである。］に従って決定することを
特徴とする適応フィルタ装置における係数更新方法。2. A reference signal d at a predetermined sampling period.
reference signal supply means for supplying (t), input signal supply means for supplying an input signal x (t) related to the reference signal at a predetermined sampling period, the reference signal supply means, and It is connected to an input signal supply means and sequentially delays the input signal with one sampling period as a unit delay time, and thus L pieces from 0th to L-1th sampling points (where L is 2).
Input signal x (t), x (t−
1), ... X (t−L + 1) are obtained at the same time, and the 0th to L−1th coefficient w0 is added to the 0th to Lth input signals.
(t), w1 (t), ... WL-1 (t) are respectively multiplied, and the output y (t) obtained by adding L multiplication outputs obtained by the multiplication is obtained. The error signal e (t) with respect to the reference signal d (t) is obtained, and the input signal x (t) and the error signal e (t) are obtained.
And the updated values w0 (t + 1), w1 (t + 1) ... wL-1 (t + 1) of the 0th to L-1th coefficients based on
A method for updating coefficients in an adaptive filter device having a digital filter signal processing circuit for determining the update coefficient w0 (t + 1), w1 (t + 1), ... WL-
1 (t + 1), wi (t + 1) = wi (t) + βe (t) x '(t-
i) x [where each symbol indicates the following: i is 0 to L-1
Up to positive integer; t is a symbol indicating sampling time; w
i (t + 1) is L update coefficients w0 (t + 1), w1
(T + 1), ... WL-1 (t + 1); wi (t) is the L pre-update coefficients w0 (t), w1 (t), ... WL-1 (t); β is an arbitrary constant; e ( t) is an error signal at the sampling time t; x '(t-i) is L input signals x (t), x (t-1), ... X (t-L + 1) at different sampling times.
The modified input signals x ′ (t), x ′ (t−1),
... x '(t-L + 1), {however, this x' (t-i)
Is | x ′ (t−i) | ≧ (c / L) Σ _{j = 0} ^L−1 | x (t−
j) | (c is a constant, j is a positive integer from 0 to L-1), and sgn [x (ti)] (where sgn [x
(T-i)] is +1, x (t- when x (t-i)> 0.
i) <0 indicates −1, and x (t−i) = 0 indicates 0. ), And | x ′ (t−i) | <(c / L) Σ _{j = 0} ^L−1 | x (t−
j) is zero when | holds. ] The coefficient update method in the adaptive filter device characterized by the following.