JPH06311653A - インバータの系統連系保護方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】逆充電を信頼性良く防ぐことができるインバー
タの系統連系保護方法およびその装置を得ることにあ
る。 【構成】直流電力を交流電力に変換するインバータブリ
ッジ２と交流電力系統８とを連系するものであって、イ
ンバータブリッジ２の出力周波数が前記交流電力系統の
電圧に同期した位相の電流基準に合致するよう制御する
インバータシステムにおいて、交流電力系統８とインバ
ータブリッジ２が７により切り離されてインバータブリ
ッジ２がの出力周波数が上昇または下降した時、逆充電
時の周波数、周波数変化率、歪率の変化等に基づいて電
流位相を進める方向に電流位相を変化させる係数設定回
路３０と位相・ゲイン設定回路３１を具備したもの。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータにより直流
電力を交流電力に変換して負荷に供給すると共に、交流
電力系統に連系して運転するインバータの系統連系保護
方法およびその装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来装置の代表例を図７に示
し、以下に説明する。太陽電池あるいは燃料電池等から
なる直流電源１の直流電力はインバータブリッジ２によ
り交流電力に変換され、この交流電力はリアクトル３と
コンデンサ４からなるフィルタによりＰＷＭ（パルス幅
変調）制御による高周波分が除去されて負荷９に供給さ
れる。

【０００３】一方、交流電力系統８からしゃ断器７と柱
上変圧器６を介して供給される一般家庭用の交流電力が
負荷９に供給されており、インバータブリッジ２の交流
電力は交流電力系統８に連系して運転する。負荷９に供
給される交流電圧は電圧検出器１０によって検出され、
バンドパスフィルタ１６を介して電流基準回路１２に正
弦波の信号Ｖ_S が入力される。電流基準回路１２は増幅
器１１から出力される制御信号Ｖ_C と上記正弦波の信号
Ｖ_S を乗算して電流基準Ｉ^* を出力する。この電流基準
Ｉ^* と電流検出器５で検出したインバータブリッジ２の
出力電流Ｉが増幅器１３に入力されＰＷＭ制御部１４、
駆動部１５を介して電流偏差が零になるようにインバー
タブリッジ２をＰＷＭ制御する。

【０００４】電流基準Ｉ^* の位相は、負荷９に供給され
る交流電圧の位相にほぼ一致しており、インバータブリ
ッジ２から高力率の交流電力が供給される。なお、直流
電源１として太陽電池を用いるとき、最大電力を取り出
すように電圧基準Ｖ^* が与えられるが、本発明とは直接
関係しないので詳細説明は省略する。

【０００５】このような配電系統において、柱上変圧器
６を含む負荷側の保守点検を行う場合、しゃ断器７を開
放して交流電力系統８から切り離して行われる。この場
合、電圧リレー１７と周波数リレー１８により負荷側の
状態を監視し、交流電力系統８から切り離されたとき異
常検出回路１９によりこれを検出し、駆動部１５の動作
を中止させてインバータブリッジ２を停止させるように
している。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、しゃ断
器７を開放して交流電力系統８から切り離したとき、イ
ンバータブリッジ２から供給する電力と、負荷９の電力
がバランスしていると異常検出回路１９では異常検出が
行なわれず、インバータブリッジ２が運転を維持する場
合がある。この状態をアイランディング（ｉｓｌａｎｄ
ｉｎｇ）又は逆充電と呼び保守点検を行うとき危険な状
態となる。

【０００７】特に負荷９に誘導電動機が接続されている
場合には、この電動機の逆起電圧により交流電力系統８
の電圧や周波数が維持される傾向となり、逆充電の検出
が困難となる。

【０００８】この逆充電を防ぐ方法として以下に述べる
バンドパスフィルタ方式および電力変動方式ならびに高
調波電圧監視方式の提案がなされており、以下これらに
ついて説明する。

【０００９】＜バンドパスフィルタ方式＞図７の電流基
準Ｉ^* の大きさおよび位相は、バンドパスフィルタ１６
の特性により図８に示すようになる。逆充電時、インバ
ータが供給する無効電力と負荷が要求する無効電力が一
致していない場合は、交流電源の周波数は定格周波数ｆ
₀からずれることになり、電流値が低下して有効電力の
バランスがくずれ交流電源の電圧が低下し、電圧リレー
１７が異常を検出してインバータが停止する。

【００１０】ここで、負荷インピーダンスが図９（ａ）
に示すＲとＬの遅れ力率角φの場合を考えてみる。イン
バータが負荷インピーダンスの大きな交流電力系統に接
続されている状態では定格周波数ｆ₀ で運転しているの
で、図８のバンドパスフィルタ特性により力率１の電力
をインバータは出力している。しゃ断器７が開放される
と、負荷９の遅れ力率角φのためインバータの周波数が
上昇し、周波数がｆ₁まで上昇すると、バンドパスフィ
ルタ１６の特性で位相が遅れ力率角φだけ遅れた電力を
インバータは供給する。この場合電流値は、Ｉ₀ からＩ
₁ までわずかに減少するのみであり、電圧の変動は大き
くない。この電圧変動は、供給される有効電力と負荷が
消費する有効電力によって決まる。

【００１１】ところが、バンドパスフィルタ１６が無い
場合は、常に力率１の電流を流すようインバータは動作
するので、図９（ａ）の場合バランスする点は周波数が
無限大（実際には制御の遅れなどにより無限大にはなら
ないが極めて高い周波数となる）となる。

【００１２】このように、バンドパスフィルタ１６は逆
充電時系統周波数変動を抑制するよう作用する。このこ
とは進み力率負荷の場合も同様に周波数を下げる作用を
抑制するよう働くことになり、バンドパスフィルタ１６
は逆充電時、電圧変動は拡大する方向であるが、周波数
変動は抑制する方向であり条件によっては逆充電検出を
遅らせることもある。

【００１３】＜電力変動方式＞図７のゆらぎ回路２１に
より電流基準回路１２から出力する電流基準Ｉ^* を一定
量の範囲内で低周波で変動させ、しゃ断器７が開放され
たときインバータから出力する電力（有効電力と無効電
力）と負荷の電力のバランスを崩すことにより、電圧と
周波数を変化させ逆充電を検出する。しかし、この方式
でも多数台のインバータが並列に接続されると各インバ
ータの電力変動の位相がバラバラとなり、全体として電
力変動がない状態となって検出できない場合がある。

【００１４】＜高調波電圧監視方式＞高調波検出回路２
０により負荷側電圧の高調波を監視し、しゃ断器７が開
放されたとき高調波（第３、第５、第７高調波）が増加
することにより逆充電を検出する。しかし、この方式
は、インバータエアコン、テレビなどのようなコンデン
サインプット形の整流回路を持つ負荷が多数使用される
と定常時に第３、第５、第７高調波が増加して検出の信
頼性が著しく低下する。

【００１５】本発明は、これらの問題点を解決するため
なされたもので、その目的とするところは、逆充電をよ
り確実に検出することができるインバータの系統連系保
護方法およびその装置を提供することにある。

【００１６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に対応する発明は、直流電力を交流電力に
変換するインバータと交流電力系統とを連系するもので
あって、前記インバータの出力周波数が前記交流電力系
統の電圧に同期した位相の電流基準に合致するよう制御
するインバータシステムにおいて、前記交流電力系統と
前記インバータが切り離されて前記インバータの出力周
波数が上昇または下降した時は、逆充電時の周波数、周
波数変化率、歪率の変化等に基づいて電流位相を進める
方向に変化させるインバータの系統連系保護方法であ
る。

【００１７】上記目的を達成するため、請求項２に対応
する発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ
と交流電力系統とを連系するものであって、前記インバ
ータの出力周波数が前記交流電力系統の電圧に同期した
位相の電流基準に合致するよう制御するインバータシス
テムにおいて、前記交流電力系統と前記インバータが切
り離されて前記インバータの出力周波数が上昇した時、
逆充電時の周波数、周波数変化率、歪率の変化等に基づ
いて電流位相を進める方向に電流位相を変化させる位相
変化手段を具備したインバータの系統連系保護装置であ
る。

【００１８】上記目的を達成するため、請求項３に対応
する発明は、請求項２記載の位相変化手段として、定格
周波数より設定値以上周波数がずれる場合位相特性を周
波数が発散する方向と逆とし周波数の発散にリミットを
かける機能を有しているインバータの系統連系保護装置
である。

【００１９】上記目的を達成するため、請求項４に対応
する発明は、請求項２記載の位相変化手段として、電流
基準を減衰させるゲイン曲線を有し、周波数や周波数変
化率、歪率の変化、電流又は電流基準に対する電圧変動
率などの組合せに基づき、前記ゲインを低下させる機能
を有しているインバータの系統連系保護装置である。

【００２０】

【作用】請求項１，２に対応する発明によれば、交流電
力系統とインバータが切り離されてインバータの出力周
波数が上昇または下降した時は、電流位相を進める方向
に変化させるようにしたので、逆充電をより確実に検出
することができる。

【００２１】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は本発明の第１の実施例を示すブロッ
ク図であり、図中１〜１５の構成は図７と同一であるの
で、ここでは同一番号を付してその説明は省略する。

【００２２】電圧検出器１０で検出された交流電圧は、
バンドパスフィルタ１６を介して周波数検出回路２２に
入力され、ここで周波数が検出され、この検出周波数Ｖ
22を周波数変化率（ｄｆ／ｄｔ）検出回路２３および演
算回路２４に入力する。周波数変化率検出回路２３にお
いて検出されたＶ23を演算回路２４に入力し、演算回路
２４において、Ｖ23とＶ23を設定した比率で加算し出力
Ｖ24（ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）：αは係数である）を係数
設定回路３０に入力する。

【００２３】一方、電圧検出器１０で検出された交流電
圧は、電圧瞬時値検出回路２５を介して電圧実効値算出
回路２６に入力し、電圧実効値算出回路２６において実
効値Ｖ26を求め、これを電圧リレー１７に入力し、ここ
で設定電圧値と比較して交流電圧の異常を検出し、これ
を異常検出回路１９に入力する。また、電圧検出器１０
で検出された交流電圧は、周波数リレー１８に入力さ
れ、ここで系統周波数の異常を検出し、これを異常検出
回路１９に入力する。さらに、電圧検出器１０で検出さ
れた交流電圧は、ゼロクロス検出器２８に入力し、ここ
で交流電圧のゼロクロスを検出し、この検出値を歪検出
器２７に入力し、また歪検出器２７に電圧瞬時値検出回
路２５で検出された検出値を入力し、歪検出器２７で交
流電圧のゼロクロス付近の歪を検出し、この検出値Ｖ27
を歪リレー３２に入力し、ここで検出値Ｖ27が設定値よ
り大きい場合が検出され、これが異常検出回路１９に入
力される。異常検出回路１９において、電圧リレー１
７、周波数リレー１８、歪リレー３２の出力信号が入力
されたとき駆動部１５に停止指令を与える。

【００２４】歪検出器２７の検出値Ｖ27は歪変化検出器
３３に入力し、ここで歪変化が検出され、この検出値を
係数設定回路３０へ入力する。電流基準回路１２からの
電流基準Ｉ^* と、電圧実効値算出回路２６で算出された
実効値Ｖ26を変化率検出回路２９に入力し、ここでｄＶ
／ｄＩ^* を検出し、これを係数設定回路３０へ入力す
る。係数設定回路３０では、電圧実効値Ｖと電流基準Ｉ
^* の比ｄＶ／ｄＩ^* からインバータ出力電流を変化させ
ることが原因で電圧が変化したのかどうかを判断する。
係数設定回路３０において、Ｆ₁ ，Ｆ₂ のどこを出力す
るかで位相とゲインを自由に変化させることができる。

【００２５】係数設定回路３０の出力Ｆを位相・ゲイン
設定回路３１に入力し、ここで電流基準Ｉ^* の位相とゲ
インを変化させるように構成してあり、この出力はる電
圧実効値と電流基準Ｉ^* の比ｄＶ／ｄＩ^* からインバー
タ出力電流を変化させる電流基準回路１２に入力され
る。

【００２６】以下、このように構成された本発明の実施
例装置の動作について説明する。図２は位相・ゲイン設
定回路３１の特性例を示すものであり、今インバータが
交流電力系統に連系され図１のしゃ断器７が閉の場合
は、系統周波数は、ほぼ定格値ｆ₀ （５０Ｈｚ又は６０
Ｈｚ）に保たれているので、インバータからは交流電源
と同位相（力率＝１）の電流を出力していて、電流基準
Ｉ^* はゲイン１（即ち太陽電池の最大電力点）の出力と
なっている。

【００２７】次に、しゃ断器７が開放された場合の逆充
電（アイランディング）時の作用について説明する。イ
ンバータ出力の無効電力と負荷の無効電力にアンバラン
スがある時（ΔＱが０）インバータは力率＝１、即ち無
効電力を出さない制御を行っている。具体的には、周波
数はｆ₀ であり、フィルタコンデンサ４は負荷と考え
る。この時、負荷が図９（ｅ）のような遅れ力率である
場合、インバータ電流Ｉ_INと負荷電流_Ilが平衡するため
の交流電源の周波数がやや高くなり、コンデンサ電流を
増加させインダクタンス電流を減少させ負荷力率が１に
なろうとする。この周波数と周波数変化を検出し、Ｖ2
2，Ｖ23とし演算回路２４により、Ｖ24すなわちｆ＋α
（ｄｆ／ｄｔ）（αは係数）を求め、Ｖ24として係数設
定回路３０で重みづけをして図２のＦ₁ ，Ｆ₂ 軸を設定
し、位相、ゲイン設定回路３１によりインバータ電流の
位相と大きさを変化させる。

【００２８】今、電流位相だけ変化させる場合について
動作を説明する、図９（ｅ）の場合ｆ＋α（ｄｆ／ｄ
ｔ）＞ｆ₀ となるためこの制御によりインバータ電流位
相が進む。このため、負荷電流とインバータ電流の位相
が一致しないので、更に交流電圧の周波数は上昇する。
この作用が正帰還となり、周波数が更に上昇するが図２
に示すようにＦ₂ がある範囲を超えると電流位相が遅れ
るような特性にしておくと、例えばＦ_a の点で負荷とイ
ンバータの力率が一致してバランスする。

【００２９】次に負荷が図９（ｄ）に示すように進み力
率の場合は、逆充電時、インバータ力率と負荷力率が一
致しようとして交流電圧の周波数が低下しコンデンサ電
流が減少し、リアクトル電流が増加して無効電力が平衡
するように作用する。周波数が低下し、ｆ＋α（ｄｆ／
ｄｔ）＜ｆ₀ となるので、図２（ｂ）においてインバー
タ電流は遅れを出力するよう制御するので、更に交流電
圧の周波数が低下する正帰還作用で周波数が上昇し位相
特性が逆転している進み力率点Ｆ_b のような点でバラン
スする。

【００３０】周波数リレー１８を例えばＦｘ，Ｆｙの点
に設定してあれば、ΔＱが０でない場合は容易に逆充電
を検出してインバータを停止させることができる。この
場合、周波数を発散させる（周波数上昇時は電流位相を
進める）ことから、電圧が高くなることは負荷にとって
好ましくないので、図２（ａ）のゲイン特性により周波
数のずれが大きくなると、インバータ電流を下げ交流電
圧を下げて電圧リレー１７を動作させる方が望ましい。

【００３１】残る、逆充電保護ではΔＱが略０の場合に
ついてである。この条件で負荷の有効電力とインバータ
の有効電力がアンバランスしている時、即ちΔＰが０で
ない場合を考える。

【００３２】図９（ｃ）において、ＣとＬは有効電力を
消費しないので有効電力の消費はＲのみである。電圧を
Ｖ＋ΔＶ（Ｖが定格電圧）とすると、Ｒの消費電力は、
（Ｖ＋ΔＶ）² ／Ｒとなる。ただし、ΔＶは逆充電時の
電圧変化分である。

【００３３】従って、ΔＰ＝［（Ｖ＋ΔＶ）² ／Ｒ］−
［Ｖ² ／Ｒ］が成立する。よって、ΔＰが一定以上あれ
ば、Ｖ＋ΔＶを電圧リレー１７で検出してインバータを
停止することができる。

【００３４】次に、検出が最も困難なΔＱが略０、ΔＰ
が略０の場合を考える。交流電圧Ｖ_ACと柱上変圧器６の
励磁電流ｉ_exの関係を、図３（ａ）に示す。交流電圧の
ゼロクロス付近では鉄心の飽和特性により励磁電流ｉ_ex
は正弦波と異なりピーク電流状態となる。しゃ断器７が
閉の場合、励磁電流ｉ_exは交流電力系統８から供給さ
れ、電圧歪の少ない正弦波のＶ_ACを保持している。

【００３５】ところが、ΔＱが略０、ΔＰが略０でしゃ
断器７が開放されると、柱上変圧器６の励磁電流ｉ_exは
インバータと負荷から受けることになる。ΔＱが略０の
ため、力率１の状態で電力がバランスしているので、Δ
Ｐは図３（ｂ）に示すわずかな正弦波分であり、電圧の
ゼロクロス付近でのピーク電流を充分供給することでで
きず、図３（ｂ）の破線で示すＶ_ACのように、電圧のゼ
ロクロス付近の電圧が低下し歪が増加する。

【００３６】この歪を歪検出回路２７、歪変化検出回路
３３で検出し、逆充電の可能性を検出して、図２のゲイ
ン特性の横軸Ｆ₁ と位相特性の横軸Ｆ₂ をシフトし電力
のバランスを、くずして周波数と電圧を変動させ電圧リ
レー１７、周波数リレー１８でインバータを停止させ
る。

【００３７】横軸Ｆ₂ は、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）の方向
と合わせる方がベターであるが、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）
＝ｆ₀ の場合は−βとして周波数を低い方にずらした方
が電動機負荷に対しては逆充電のバランスを早くくずす
ことができる。

【００３８】歪検出回路２７の出力Ｖ27が設定値以上に
なると、歪リレー３２で直接インバータを停止させるこ
とも可能となっている。次に、歪変化検出回路３３で、
歪増加を検出すると、横軸Ｆ₁ をシフトすると電流基準
Ｉ^* が変化するので、この変化と電圧の変化率（ｄＶ／
ｄＩ^* ）回路２９で検出し、逆充電状態ではｄＶ／ｄＩ
^* が一定値超えると、横軸Ｆ₁ へ正帰還させることによ
りバランスをくずす回路を追加することも可能となる。

【００３９】なお、位相を変える場合はｄＶ／ｄＩ^* ｃ
ｏｓφ（ｃｏｓφ＝力率）有効電流に対する電圧変動を
キャッチする方が良い。また、電流基準Ｉ^* は実測電流
Ｉとすることで、更に精度を向上できることは云うまで
もない。

【００４０】以上述べた実施例によれば、インバータと
交流電力系統が連系されて運転している状態で、交流電
力系統からインバータが切離されてた時、インバータ出
力の無効電力と負荷の無効電力がわずかでもアンバラン
スしている時は周波数がわずかに上昇又は下降する。こ
の周波数のずれを検出し、周波数が上昇した場合はイン
バータ電流位相を進めることにより周波数が更に上昇し
て発散させるよう制御し、周波数が下降した場合は電流
位相を送らせて周波数を下げる方向に発散させる。

【００４１】また、周波数が定格よりずれるに従ってイ
ンバータ電流値を下げ有効電力の供給を下げることによ
り電圧の低下をうながす。電力の有効分、無効分が完全
バランス時は電圧、周波数共に変化しないので、電圧波
形の歪の増大を検出して電流位相と電流の大きさを変化
させることによりバランス状態から発散動作へと移行さ
せる。このようにすることにより、逆充電をより信頼性
よく防ぐことができる。

【００４２】本発明は、以上述べた実施例に限定される
ものではなく、以下のように変形して実施できる。 （１）前述の実施例では、図１においてｆ＋α（ｄｆ／
ｄｔ）でゲイン、位相の横軸を動かす場合を説明した
が、これをＡ（ｆ−ｆ₀ ）＋ｆ₀ ＋α（ｄｆ／ｄｔ）
（Ａは係数）で横軸を動かすこともできる。Ａ＝０とす
れば周波数変化時にのみ位相を動かし定常時はｆに無関
係に力率＝１の運転も行うことができる。また、交流電
力系統８の応答に合わせて周波数変化率の帰還に時間係
数かけるなどの工夫を行ってもよい。

【００４３】（２）位相特性は図４（ａ）に示すように
系統周波数の正常運転範囲Ｆ₅ 〜ｆ₀ 〜Ｆ₄ 間はθの変
化率をゆるやか（又はゼロ）にし、その範囲をはずれる
とθの変化率を大きくすることにより定常時の力率を良
くするなど種々のバリエーションが考えられることは説
明するまでもない。

【００４４】また、図４（ｃ）に示すように定格周波数
付近のみθの変化さを大きくしてそれ以上ではθにリミ
ットをかけ力率の悪化を防ぐなども考えられる。 （３）またゲイン特性は図４（ｂ）に示すようにｘ，
ｙ，ｚなどの曲線を用意しｄＶ／ｄＩ^* ｃｏｓφの変化
や時間関数に従ってｘ→ｚに移行するなどのバリエーシ
ョンも考えられる。

【００４５】（４）図１の制御回路はマイクロプロセッ
サとメモリー回路を使用することで容易に実現できる。
特に、バンドパスタフィルタ１６とゲインの関係は似て
いるが位相特性は全く逆であるような特性もメモリーに
記憶させることで自由にできる。アナログ回路ではバン
ドパスフィルタのゲイン特性とノッチフィルタの位相特
性を別々に使うことで達成できる。

【００４６】（５）図１では、係数設定回路３０に周波
数、周波数変化率、ｄＶ／ｄＩ^* ｃｏｓφ、歪率変化な
どを入力しているが、これらの組合せは自由であり、歪
率変化は高調波の変化率でキャッチできることは説明す
るまでもない。

【００４７】（６）電圧の安定化にインバータの力率制
御が挿入されている場合は、力率制御角に図２の位相特
性を加算する制御であってもよい。この場合歪率が増加
したりｄＶ／ｄＩ^* ｃｏｓφが一定値を超えると力率制
御をホールドすることが好ましい。

【００４８】（７）図１の位相・ゲイン設定回路３１は
フィルタ１６の特性を図５、図６に示す特性にすること
で代用できることは勿論、バンドパスフィルタ１６の特
性に位相・ゲイン設定回路３１の特性を加算することも
できる。

【００４９】図５、図６の特性はアナログフィルタ技術
（特にスイッチドキパシタフィルタ）を使用することで
簡単に実用化できる。例えばリニアテクノロジ社のＬＴ
Ｃ１０６０のＩＣを１個使うことで図５（ａ）のバンド
パスフィルタ１６ａとノッチフィルタ１６ｂを直列に接
続することにより、図５（ｂ）のゲイン位相特性を得る
ことが可能である。さらに、図６（ａ）に示すように中
心周波数の少し異なった（ｆ₁ とｆ₂ ）バンドパスフィ
ルタ１６ｃと１６ｄを直列に接続することにより、図６
（ｂ）に示すような特性を得ることができるのは説明す
るまでもない。なお、バンドパスフィルタ１６ａは、ｆ
₀ を中心周波数としている。Ｖ16d の位相特性とＶ16a
のゲイン特性を使う。 （８）図１の位相・ゲイン設定回路３１のゲイン設定を
一定としてゲイン設定回路３１を省略しても基本動作は
変らないことは説明するまでもない。

【００５０】

【発明の効果】以上説明した本発明によれば、逆充電を
信頼性良く防ぐことができるインバータの系統連系保護
方法およびその装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を説明するためのブロック
図。

【図２】図１の位相・ゲイン設定回路の特性を説明する
ための図。

【図３】図１の動作を説明するための波形図。

【図４】他の実施例を説明するため図。

【図５】他の実施例を説明するため図。

【図６】他の実施例を説明するため図。

【図７】従来のインバータの系統連系保護装置の一例を
説明するためのブロック図。

【図８】図７の問題点を説明するための図。

【図９】図７の問題点および本発明の他の実施例を説明
するための図。

【符号の説明】

１…直流電源、２…インバータブリッジ、３…リアクト
ル、４…コンデンサ、５…電流検出器、６…柱上変圧
器、７…しゃ断器、８…交流電力系統、９…負荷、１０
…電圧検出器、１１…増幅器、１２…電流基準回路、１
３…増幅器、１４…ＰＷＭ制御回路、１５…駆動部、１
６…バンドパスフィルタ、１７…電圧リレー、１８…周
波数リレー、１９…異常検出回路、２０…高調波検出回
路、２１…ゆらぎ回路、２２…周波数検出回路、２３…
周波数変化率検出回路、２４…演算回路、２５…電圧検
出回路、２６…実効値算出回路、２７…歪検出回路、２
８…ゼロクロス検出回路、２９…変化率検出回路、３０
…係数設定回路、３１…位相・ゲイン設定回路、３２…
歪リレー、３３…歪変化検出回路。

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成５年７月２６日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】全文

【補正方法】変更

【補正内容】

【書類名】 明細書

【発明の名称】 インバータの系統連系保護方法お
よびその装置

【特許請求の範囲】

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータにより直流
電力を交流電力に変換して負荷に供給すると共に、交流
電力系統に連系して運転するインバータの系統連系保護
方法およびその装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来装置の代表例を図７に示
し、以下に説明する。

【０００３】太陽電池あるいは燃料電池等からなる直流
電源１の直流電力はインバータブリッジ２により交流電
力に変換され、この交流電力はリアクトル３とコンデン
サ４からなるフィルタによりＰＷＭ（パルス幅変調）制
御による高周波分が除去されて負荷９に供給される。

【０００４】一方、交流電力系統８からしゃ断器７と柱
上変圧器６を介して供給される一般家庭用の交流電力が
負荷９に供給されており、インバータブリッジ２の交流
電力は交流電力系統８に連系して運転する。負荷９に供
給される交流電圧は電圧検出器１０によって検出され、
バンドパスフィルタ１６を介して電流基準回路１２に正
弦波の信号Ｖ_S が入力される。電流基準回路１２は増幅
器１１から出力される制御信号Ｖ_C と上記正弦波の信号
Ｖ_S を乗算して電流基準Ｉ^* を出力する。この電流基準
Ｉ^* と電流検出器５で検出したインバータブリッジ２の
出力電流Ｉが増幅器１３に入力されＰＷＭ制御部１４、
駆動部１５を介して電流偏差が零になるようにインバー
タブリッジ２をＰＷＭ制御する。

【０００５】電流基準Ｉ^* の位相は、負荷９に供給され
る交流電圧の位相にほぼ一致しており、インバータブリ
ッジ２から高力率の交流電力が供給される。

【０００６】なお、直流電源１として太陽電池を用いる
とき、最大電力を取り出すように、電圧基準Ｖ^* と直流
電源１の電圧との差を増幅器１１で増幅して制御信号Ｖ
_C を出力することにより直流電源１の電圧一定制御を行
なっているが、本発明とは直接関係しないので詳細説明
は省略する。

【０００７】このような配電系統において、柱上変圧器
６を含む負荷側の保守点検を行う場合、しゃ断器７を開
放して交流電力系統８から切り離して行われる。この場
合、電圧リレー１７と周波数リレー１８により負荷側の
状態を監視し、交流電力系統８から切り離されたとき異
常検出回路１９によりこれを検出し、駆動部１５の動作
を中止させてインバータブリッジ２を停止させるように
している。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、しゃ断
器７を開放して交流電力系統８から切り離したとき、イ
ンバータブリッジ２から供給する電力と、負荷９の電力
がバランスしていると異常検出回路１９では異常検出が
行なわれず、インバータブリッジ２が運転を維持する場
合がある。この状態をアイランディング（ｉｓｌａｎｄ
ｉｎｇ）又は逆充電と呼び保守点検を行うとき危険な状
態となる。

【０００９】特に負荷９に誘導電動機が接続されている
場合には、この電動機の逆起電圧により交流電力系統８
の電圧や周波数が維持される傾向となり、逆充電の検出
が困難となる。

【００１０】この逆充電を防ぐ方法として以下に述べる
バンドパスフィルタ方式および電力変動方式ならびに高
調波電圧監視方式の提案がなされており、以下これらに
ついて説明する。

【００１１】＜バンドパスフィルタ方式＞図７の電流基
準Ｉ^* の大きさおよび位相は、バンドパスフィルタ１６
の特性により図８に示すようになる。逆充電時、インバ
ータが供給する無効電力と負荷が要求する無効電力が一
致していない場合は、交流電源の周波数は定格周波数ｆ
₀からずれることになり、電流値が低下して有効電力の
バランスがくずれ交流電源の電圧が低下し、電圧リレー
１７が異常を検出してインバータが停止する。

【００１２】ここで、負荷インピーダンスが図９（ａ）
に示すＲとＬの遅れ力率角φの場合を考えてみる。イン
バータが電源容量の大きな交流電力系統に接続されてい
る状態では定格周波数ｆ₀ で運転しているので、図８の
バンドパスフィルタ特性により力率１の電力をインバー
タは出力している。しゃ断器７が開放されると、負荷９
の遅れ力率角φのためインバータの出力する無効電力と
負荷の無効電力がバランスしようとして周波数が上昇
し、周波数がｆ₁ まで上昇すると、バンドパスフィルタ
１６の特性で位相が遅れ力率角φだけ遅れた電力をイン
バータは供給する。この場合電流値は、Ｉ₀ からＩ₁ ま
でわずかに減少するのみであり、電圧の変動は大きくな
い。この電圧変動は、供給される有効電力と負荷が消費
する有効電力によって決まる。

【００１３】ところが、バンドパスフィルタ１６が無い
場合は、常に力率１の電流を流すようインバータは動作
するので、図９（ａ）の場合バランスする点は周波数が
無限大（実際には制御の遅れなどにより無限大にはなら
ないが極めて高い周波数となる）となる。

【００１４】このように、バンドパスフィルタ１６は逆
充電時系統周波数変動を抑制するよう作用する。このこ
とは進み力率負荷の場合も同様に周波数を下げる作用を
抑制するよう働くことになり、バンドパスフィルタ１６
は逆充電時、電圧変動は拡大する方向であるが、周波数
変動は抑制する方向であり条件によっては逆充電検出を
遅らせることもある。

【００１５】＜電力変動方式＞図７のゆらぎ回路２１に
より電流基準回路１２から出力する電流基準Ｉ^* を一定
量の範囲内で低周波で変動させ、しゃ断器７が開放され
たときインバータから出力する電力（有効電力と無効電
力）と負荷の電力のバランスを崩すことにより、電圧と
周波数を変化させ逆充電を検出する。しかし、この方式
でも多数台のインバータが並列に接続されると各インバ
ータの電力変動の位相がバラバラとなり、全体として電
力変動がない状態となって検出できない場合がある。

【００１６】＜高調波電圧監視方式＞高調波検出回路２
０により負荷側電圧の高調波を監視し、しゃ断器７が開
放されたとき高調波（第３、第５、第７高調波）が増加
することにより逆充電を検出する。しかし、この方式
は、インバータエアコン、テレビなどのようなコンデン
サインプット形の整流回路を持つ負荷が多数使用される
と定常時に第３、第５、第７高調波が増加して検出の信
頼性が著しく低下する。

【００１７】本発明は、これらの問題点を解決するため
なされたもので、その目的とするところは、逆充電をよ
り確実に検出することができるインバータの系統連系保
護方法およびその装置を提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、次のように構成する。

【００１９】請求項１に対応する発明は、直流電力を交
流電力に変換し交流電力系統と連系して運転するインバ
ータの系統連系保護方法において、前記交流電力系統及
び前記インバータ出力の電圧位相に同期し所定の位相で
出力する電流基準に合致するように前記インバータの出
力電流の制御を行い、前記インバータが前記交流電力系
統から切り離されたとき、前記インバータの出力電圧の
周波数、周波数変化率、ゼロクロス付近の歪電圧に基づ
いて前記周波数が所定値に変化するように前記電流基準
の位相を変化させる方法とする。

【００２０】請求項２に対応する発明は、直流電力を交
流電力に変換し交流電力系統と連系して運転するインバ
ータの系統連系保護装置において、電流基準に応じて前
記インバータの出力電流を制御する電流制御手段と、前
記交流電力系統及び前記インバータの出力電圧の位相に
同期し、別途に与えられる位相指令に応じて前記電流基
準の位相を決定する電流基準回路と、前記インバータの
出力電圧の周波数、周波数変化率に基づいて前記周波数
が正帰還ループで変化するように前記電流基準の位相を
変化させる制御手段を設ける。

【００２１】請求項３に対応する発明は、請求項２記載
の制御手段として、前記インバータの出力電圧の周波数
が定格周波数から所定値以上離れたとき位相変化率が逆
転する特性とする。

【００２２】請求項４に対応する発明は、請求項２記載
の電流基準回路として別途に与えられるゲイン指令に応
じて増幅率を変える特性を有し、前記制御手段は前記イ
ンバータの出力電圧の周波数、周波数変化率に基づき前
記ゲイン指令を低下させる特性を持たせる。

【００２３】請求項５に対応する発明は、請求項２記載
の電流制御手段として前記インバータの出力電圧のゼロ
クロス付近の電圧歪に基づいて前記周波数が正帰還ルー
プで変化するように前記電流基準の位相を変化させる特
性を持たせる。

【００２４】請求項６に対応する発明は、請求項４記載
の電流制御手段として前記インバータの出力電圧のゼロ
クロス付近の電圧歪、電流基準あるいはインバータの出
力電流の変化に対するインバータの出力電圧の変化に基
づき前記ゲイン指令を低下させる特性を持たせる。

【００２５】

【作用】請求項１に対応する発明によれば、インバータ
が交流電力系統から切り離されたとき、インバータ出力
電圧の周波数、周波数変化率及びゼロクロス付近の歪電
圧に基づいて電流位相を変化させ、これにより周波数が
所定値に変化するので、確実にインバータを停止させる
方法が得られる。

【００２６】請求項２に対応する発明によれば、インバ
ータが交流電力系統から切り離されたとき、前記制御手
段によりインバータの出力電圧の周波数、周波数変化率
に基づいて前記周波数が正帰還ループで変化するように
電流基準の位相を変化させ、これにより急速に周波数を
変化させ、高速にインバータを停止させることが可能と
なる。

【００２７】請求項３に対応する発明によれば、インバ
ータの出力電圧の周波数が定格周波数から所定値以上離
れたとき前記制御手段の位相変化率が逆転することによ
り、進み電流と遅れ電流がバランスする周波数で安定さ
せることが可能となり、周波数の発散を防止することが
可能となる。

【００２８】請求項４，６に対応する発明によれば、イ
ンバータが交流電力系統から切り離され、周波数を変化
させるとき、インバータの出力電圧の周波数、周波数変
化率に基づきゲイン指令を低下させる特性を有している
ので、電流振幅を小さくすることができ、インバータを
安全に停止させることができる。

【００２９】請求項５に対応する発明によれば、軽負荷
あるいは無負荷の状態でインバータの交流電力系統から
切り離されたとき、インバータの出力電圧のゼロクロス
付近の電圧歪に基づいて周波数が正帰還ループで変化す
るように電流基準の位相を変化させ、高速に逆充電状態
を検出してインバータを停止させることができる。

【００３０】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は本発明の第１の実施例を示すブロッ
ク図であり、図中１〜１５の構成は図７と同一であるの
で、ここでは同一番号を付してその説明は省略する。

【００３１】本発明で用いる電流基準回路１２は増幅器
１１の出力電圧Ｖｃと位相ゲイン設定回路３１から与え
られるゲインＧに応じて振幅が変化し、位相ゲイン設定
回路３１から与えられる位相θに応じた位相の電流基準
Ｉ^* を出力する。なお、位相θは交流電圧の位相との位
相差を意味する。

【００３２】電圧検出器１０で検出された交流電圧は、
バンドパスフィルタ１６を介して周波数検出回路２２に
入力され、ここで周波数が検出され、この検出周波数Ｖ
22を周波数変化率（ｄｆ／ｄｔ）検出回路２３および演
算回路２４に入力する。周波数変化率検出回路２３にお
いて検出されたＶ23を演算回路２４に入力し、演算回路
２４において、Ｖ22とＶ23から出力Ｖ24（ｆ＋α（ｄｆ
／ｄｔ）：αは係数である）を出力し係数設定回路３０
に入力する。

【００３３】一方、電圧検出器１０で検出された交流電
圧は、電圧瞬時値検出回路２５を介して電圧実効値算出
回路２６に入力し、電圧実効値算出回路２６において実
効値Ｖ26を求め、これを電圧リレー１７に入力し、ここ
で設定電圧値と比較して交流電圧の異常を検出し、これ
を異常検出回路１９に入力する。

【００３４】また、周波数検出回路２２で検出された信
号Ｖ22は、周波数リレー１８に入力され、ここで系統周
波数の異常を検出し、これを異常検出回路１９に入力す
る。

【００３５】さらに、電圧検出器１０で検出された交流
電圧は、ゼロクロス検出器２８に入力し、ここで交流電
圧のゼロクロス付近であることを検出し、この検出値を
歪検出器２７に入力し、また歪検出器２７に電圧瞬時値
検出回路２５で検出された検出値を入力する。歪検出器
２７は交流電圧のゼロクロス付近の歪を検出し、この検
出値Ｖ27を歪リレー３２に入力し、ここで検出値Ｖ27が
設定値より大きい場合が検出され、これが異常検出回路
１９に入力される。異常検出回路１９は、電圧リレー１
７、周波数リレー１８、歪リレー３２の出力信号が入力
されたとき駆動部１５に停止指令を与える。

【００３６】歪検出器２７の検出値Ｖ27は歪変化検出器
３３に入力し、ここで歪変化が検出され、この検出値を
係数設定回路３０へ入力する。電流基準回路１２からの
電流基準Ｉ^* と、電圧実効値算出回路２６で算出された
実効値Ｖ26を変化率検出回路２９に入力し、ここでｄＶ
／ｄＩ^* を検出し、これを係数設定回路３０へ入力す
る。係数設定回路３０では、電圧実効値Ｖと電流基準Ｉ
^* の比ｄＶ／ｄＩ^* からインバータ出力電流を変化させ
ることが原因で電圧が変化したのかどうかを判断する。

【００３７】係数設定回路３０は位相・ゲイン設定回路
３１が出力するゲインＧと位相θを決定するための変数
Ｆ₁ ，Ｆ₂ を決定し、これにより電流基準Ｉ^* の位相と
振幅を変化させるように構成してある。

【００３８】以下、このように構成された本発明の実施
例装置の動作について説明する。

【００３９】図２は位相・ゲイン設定回路３１の特性例
を示すものであり、係数設定回路３０から与えられる変
数Ｆ₁ ，Ｆ₂ に応じてゲインＧと位相θを決定する。今
インバータが交流電力系統に連系され図１のしゃ断器７
が閉の場合は、系統周波数は、ほぼ定格値ｆ₀ （５０Ｈ
ｚ又は６０Ｈｚ）に保たれているので、インバータから
は交流電源と同位相（力率＝１）の電流を出力してい
て、電流基準Ｉ^* はゲイン１（即ち太陽電池の最大電力
点）の出力となっている。

【００４０】次に、しゃ断器７が開放された場合の逆充
電（アイランディング）時の作用について説明する。

【００４１】しゃ断器７が開放され、インバータ出力の
無効電力と負荷の無効電力にアンバランスがある時差分
無効電力ΔＱを発生する。この時、負荷電流Ｉｌが図９
（ｅ）のような遅れ力率である場合、常時はインバータ
の力率がほぼ１で、無効電力を出さない制御を行ってい
るので、インバータ電流Ｉ_INと負荷電流Ｉｌが平衡する
ようにインバータ出力の周波数がやや高くなり、フィル
タコンデンサ４の進み電流を増加させ負荷インダクタン
スの遅れ電流を減少させ負荷力率が１になろうとする。
この周波数Ｖ22と周波数変化率Ｖ23を検出し、演算回路
２４により、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）（αは係数）を求
め、Ｖ24として係数設定回路３０で重みづけをして図２
の変数Ｆ₁ ，Ｆ₂ を設定し、位相、ゲイン設定回路３１
によりゲインＧと位相θを決定し、インバータ電流の位
相と大きさを変化させる。

【００４２】今、電流位相だけ変化させる場合について
動作を説明する、図９（ｅ）の場合ｆ＋α（ｄｆ／ｄ
ｔ）＞ｆ₀ となるためこの制御により図２（ｂ）に示す
変数Ｆ₂ をｆ₀ の位置から右側に移動させ、インバータ
電流位相を進める。このため、負荷電流とインバータ電
流の位相が離れるので、更に交流電圧の周波数は上昇す
る。この作用が正帰還となり、周波数が更に上昇する
が、図２（ｂ）に示すようにＦ₂ がある範囲を超えると
進み位相の極大値を越え逆に位相が遅れるような特性に
しておく。これによりコンデンサ４に流れる進み電流が
負荷インダクタンスに流れる遅れ電流より大きくなりＦ
_a の点で負荷とインバータの力率が一致してバランスす
る。

【００４３】なお、図２（ｂ）に示した直線φL は負荷
の電流位相であり、周波数ｆ₀ において力率＝１の場合
を示したものである。従って、実際にはＦ_a の点より少
し右へ移動した位置でバランスする。

【００４４】次に負荷が図９（ｄ）に示すように進み力
率の場合は、逆充電時、インバータ力率と負荷力率が一
致しようとして交流電圧の周波数が低下しコンデンサ電
流が減少し、リアクトル電流が増加して無効電力が平衡
するように作用する。周波数が低下し、ｆ＋α（ｄｆ／
ｄｔ）＜ｆ₀ となるので、図２（ｂ）においてインバー
タ電流は遅れを出力するよう制御するので、更に交流電
圧の周波数が低下する正帰還作用で周波数が下降し位相
特性が逆転している点Ｆ_b でバランスする。

【００４５】周波数リレー１８を例えばＦｘ，Ｆｙの点
に設定してあれば、ΔＱが０でない場合は容易に逆充電
を検出してインバータを停止させることができる。

【００４６】この場合、周波数を発散させることから、
電圧が高くなることは負荷にとって好ましくないので、
図２（ａ）のゲイン特性により周波数のずれが大きくな
ると、インバータ電流を下げ交流電圧を下げて電圧リレ
ー１７を動作させる方が望ましい。

【００４７】残る、逆充電保護ではΔＱが略０の場合に
ついてである。

【００４８】この条件で負荷の有効電力とインバータの
有効電力がアンバランスしている時、即ちΔＰが０でな
い場合を考える。

【００４９】図９（ｃ）において、ＣとＬは有効電力を
消費しないので有効電力の消費はＲのみである。電圧を
Ｖ＋ΔＶ（Ｖが定格電圧）とすると、Ｒの消費電力は、
（Ｖ＋ΔＶ）² ／Ｒとなる。ただし、ΔＶは逆充電時の
電圧変化分である。

【００５０】従って、ΔＰ＝［（Ｖ＋ΔＶ）² ／Ｒ］−
［Ｖ² ／Ｒ］が成立する。よって、ΔＰが一定以上あれ
ば、Ｖ＋ΔＶを電圧リレー１７で検出してインバータを
停止することができる。

【００５１】次に、検出が最も困難なΔＱが略０、ΔＰ
が略０の場合を説明する。

【００５２】交流電圧Ｖ_ACと柱上変圧器６の励磁電流ｉ
_exの関係を、図３（ａ）に示す。交流電圧のゼロクロス
付近では鉄心の飽和特性により励磁電流ｉ_exは正弦波と
異なり歪電流となる。しゃ断器７が閉の場合、励磁電流
ｉ_exは交流電力系統８から供給され、電圧歪の少ない正
弦波のＶ_ACを保持している。

【００５３】ところが、ΔＱが略０、ΔＰが略０でしゃ
断器７が開放されると、柱上変圧器６の励磁電流ｉ_exは
インバータと負荷から受けることになる。ΔＱが略０の
ため、力率１の状態で電力がバランスしているので、Δ
Ｐは図３（ｂ）に示すわずかな正弦波分であり、電圧の
ゼロクロス付近でのピーク電流を充分供給することでで
きず、図３（ｂ）の破線で示すＶ_ACのように、電圧のゼ
ロクロス付近の電圧が低下し歪が増加する。

【００５４】この歪を歪検出回路２７、歪変化検出回路
３３で検出し、逆充電の可能性を検出して、図２のゲイ
ン特性の横軸Ｆ₁ と位相特性の横軸Ｆ₂ をシフトし電力
のバランスを、くずして周波数と電圧を変動させ電圧リ
レー１７、周波数リレー１８でインバータを停止させ
る。

【００５５】横軸Ｆ₂ は、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）の方向
と合わせる方がベターであるが、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）
＝ｆ₀ 即ち周波数が変化しない場合は−βとして周波数
を低い方にずらした方が電動機負荷に対しては逆充電の
バランスを早くくずすことができる。

【００５６】歪検出回路２７の出力Ｖ27が設定値以上に
なると、歪リレー３２で直接インバータを停止させるこ
とも可能となっている。

【００５７】次に、歪変化検出回路３３で、歪増加を検
出すると、横軸Ｆ₁ をシフトすると電流基準Ｉ^* が変化
するので、ｄＶ／ｄＩ^* 回路２９で検出し、逆充電状態
ではｄＶ／ｄＩ^* が一定値超えると、横軸Ｆ₁ へ正帰還
させることによりバランスをくずす回路を追加すること
も可能となる。

【００５８】なお、位相を変える場合はｄＶ／ｄＩ^* ｃ
ｏｓφ（ｃｏｓφ＝力率）有効電流に対する電圧変動を
キャッチする方が良い。また、電流基準Ｉ^* は実測電流
Ｉとすることで、更に精度を向上できることは云うまで
もない。

【００５９】以上述べた実施例によれば、インバータと
交流電力系統が連系されて運転している状態で、交流電
力系統からインバータが切離されてた時、インバータ出
力の無効電力と負荷の無効電力がわずかでもアンバラン
スしている時は周波数がわずかに上昇又は下降する。こ
の周波数のずれを検出し、周波数が上昇した場合はイン
バータ電流位相を進めることにより周波数が更に上昇し
て発散させるよう制御し、周波数が下降した場合は電流
位相を送らせて周波数を下げる方向に発散させる。

【００６０】また、周波数が定格よりずれるに従ってイ
ンバータ電流値を下げ有効電力の供給を下げることによ
り電圧の低下をうながす。

【００６１】電力の有効分、無効分が完全バランス時は
電圧、周波数共に変化しないので、電圧波形のゼロクロ
ス付近の歪の増大を検出して電流位相と電流の大きさを
変化させることによりバランス状態から発散動作へと移
行させる。このようにすることにより、逆充電をより信
頼性よく防ぐことができる。

【００６２】本発明は、以上述べた実施例に限定される
ものではなく、以下のように変形して実施できる。

【００６３】（１）前述の実施例では、図１においてｆ
＋α（ｄｆ／ｄｔ）でゲイン、位相の横軸を動かす場合
を説明したが、これをＡ（ｆ−ｆ₀ ）＋ｆ₀ ＋α（ｄｆ
／ｄｔ）（Ａは係数）で横軸を動かすこともできる。Ａ
＝０とすれば周波数変化時にのみ位相を動かし定常時は
ｆに無関係に力率＝１の運転も行うことができる。

【００６４】また、交流電力系統８の応答に合わせて周
波数変化率の帰還に時間係数かけるなどの工夫を行って
もよい。

【００６５】（２）位相特性は図４（ａ）に示すように
系統周波数の正常運転範囲Ｆ₅ 〜ｆ₀ 〜Ｆ₄ 間はθの変
化率をゆるやか（又はゼロ）にし、その範囲をはずれる
とθの変化率を大きくすることにより定常時の力率を良
くするなど種々のバリエーションが考えられることは説
明するまでもない。

【００６６】また、図４（ｃ）に示すように定格周波数
付近のみθの変化さを大きくしてそれ以上ではθにリミ
ットをかけ力率の悪化を防ぐなども考えられる。

【００６７】（３）またゲイン特性は図４（ｂ）に示す
ようにｘ，ｙ，ｚなどの曲線を用意しｄＶ／ｄＩ^* ｃｏ
ｓφの変化や時間関数に従ってｘ→ｚに移行するなどの
バリエーションも考えられる。

【００６８】（４）図１の制御回路はマイクロプロセッ
サとメモリー回路を使用することで容易に実現できる。
特に、図２に示すようにバンドパスタフィルタ１６とゲ
インの関係は似ているが位相特性は全く逆であるような
特性もメモリーに記憶させることで自由にできる。アナ
ログ回路ではバンドパスフィルタのゲイン特性とノッチ
フィルタの位相特性を別々に使うことで達成できる。

【００６９】（５）図１では、係数設定回路３０に周波
数、周波数変化率、ｄＶ／ｄＩ^* 、歪率変化などを入力
しているが、これらの組合せは自由であり、歪率変化は
高調波の変化率でキャッチできることは説明するまでも
ない。

【００７０】（６）電圧の安定化にインバータの力率制
御が挿入されている場合は、力率制御角に図２の位相特
性を加算する制御であってもよい。

【００７１】この場合歪率が増加したりｄＶ／ｄＩ^* が
一定値を超えると力率制御をホールドすることが好まし
い。

【００７２】（７）図１の位相・ゲイン設定回路３１は
フィルタ１６の特性を図５、図６に示す特性にすること
で代用できることは勿論、バンドパスフィルタ１６の特
性に位相・ゲイン設定回路３１の特性を加算することも
できる。

【００７３】図５、図６の特性はアナログフィルタ技術
（特にスイッチドキパシタフィルタ）を使用することで
簡単に実用化できる。例えばリニアテクノロジ社のＬＴ
Ｃ１０６０のＩＣを１個使うことで図５（ａ）のバンド
パスフィルタ１６ａとノッチフィルタ１６ｂを直列に接
続することにより、図５（ｂ）のゲイン位相特性を得る
ことが可能である。

【００７４】さらに、図６（ａ）に示すように中心周波
数の少し異なった（ｆ₁ とｆ₂ ）バンドパスフィルタ１
６ｃと１６ｄを直列に接続することにより、図６（ｂ）
に示すような特性を得ることができるのは説明するまで
もない。また、１６ｃと１６ｄを加算することでも同様
な特性を得ることができる。なお、バンドパスフィルタ
１６ａは、ｆ₀ を中心周波数としている。Ｖ16d の位相
特性とＶ16a のゲイン特性を使う。

【００７５】（８）図１の位相・ゲイン設定回路３１の
ゲイン設定を一定としてゲイン設定回路３１を省略して
も基本動作は変らないことは説明するまでもない。

【００７６】

【発明の効果】以上説明した本発明によれば、逆充電を
信頼性良く防ぐことができるインバータの系統連系保護
方法およびその装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を説明するためのブロック
図。

【図２】図１の位相・ゲイン設定回路の特性を説明する
ための図。

【図３】図１の動作を説明するための波形図。

【図４】他の実施例を説明するため図。

【図５】他の実施例を説明するため図。

【図６】他の実施例を説明するため図。

【図７】従来のインバータの系統連系保護装置の一例を
説明するためのブロック図。

【図８】図７の問題点を説明するための図。

【図９】図７の問題点および本発明の他の実施例を説明
するための図。

【符号の説明】 １…直流電源、２…インバータブリッジ、３…リアクト
ル、４…コンデンサ、５…電流検出器、６…柱上変圧
器、７…しゃ断器、８…交流電力系統、９…負荷、１０
…電圧検出器、１１…増幅器、１２…電流基準回路、１
３…増幅器、１４…ＰＷＭ制御回路、１５…駆動部、１
６…バンドパスフィルタ、１７…電圧リレー、１８…周
波数リレー、１９…異常検出回路、２０…高調波検出回
路、２１…ゆらぎ回路、２２…周波数検出回路、２３…
周波数変化率検出回路、２４…演算回路、２５…電圧検
出回路、２６…実効値算出回路、２７…歪検出回路、２
８…ゼロクロス検出回路、２９…変化率検出回路、３０
…係数設定回路、３１…位相・ゲイン設定回路、３２…
歪リレー、３３…歪変化検出回路。

【手続補正２】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図２

【補正方法】変更

【補正内容】

【図２】

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電力を交流電力に変換するインバー
   タと交流電力系統とを連系するものであって、前記イン
   バータの出力周波数が前記交流電力系統の電圧に同期し
   た位相の電流基準に合致するよう制御するインバータシ
   ステムにおいて、 前記交流電力系統と前記インバータが切り離されて前記
   インバータの出力周波数が上昇または下降した時は、逆
   充電時の周波数、周波数変化率、歪率の変化等に基づい
   て電流位相を進める方向に変化させるインバータの系統
   連系保護方法。
2. 【請求項２】 直流電力を交流電力に変換するインバー
   タと交流電力系統とを連系するものであって、前記イン
   バータの出力周波数が前記交流電力系統の電圧に同期し
   た位相の電流基準に合致するよう制御するインバータシ
   ステムにおいて、 前記交流電力系統と前記インバータが切り離されて前記
   インバータの出力周波数が上昇または下降した時、逆充
   電時の周波数、周波数変化率、歪率の変化等に基づいて
   電流位相を進める方向に電流位相を変化させる位相変化
   手段と、 を具備したことを特徴とするインバータの系統連系保護
   装置。
3. 【請求項３】 請求項２記載の位相変化手段は、定格周
   波数より設定値以上周波数がずれる場合位相特性を周波
   数が発散する方向と逆とし周波数の発散にリミットをか
   ける機能を有しているインバータの系統連系保護装置。
4. 【請求項４】 請求項２記載の位相変化手段は、電流基
   準を減衰させるゲイン曲線を有し、周波数や周波数変化
   率、歪率の変化、電流又は電流基準に対する電圧変動率
   などの組合せに基づき、前記ゲインを低下させる機能を
   有しているインバータの系統連系保護装置。