JPH06311653A - System interconnection protective method and system for inverter - Google Patents
System interconnection protective method and system for inverterInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、インバータにより直流
電力を交流電力に変換して負荷に供給すると共に、交流
電力系統に連系して運転するインバータの系統連系保護
方法およびその装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter system interconnection protection method and apparatus for converting DC power into AC power by an inverter and supplying the AC power to a load and operating the system in conjunction with an AC power system.
【０００２】[0002]
【従来の技術】この種の従来装置の代表例を図７に示
し、以下に説明する。太陽電池あるいは燃料電池等から
なる直流電源１の直流電力はインバータブリッジ２によ
り交流電力に変換され、この交流電力はリアクトル３と
コンデンサ４からなるフィルタによりＰＷＭ（パルス幅
変調）制御による高周波分が除去されて負荷９に供給さ
れる。2. Description of the Related Art A typical example of a conventional device of this type is shown in FIG. 7 and will be described below. The DC power of the DC power supply 1 composed of a solar cell or a fuel cell is converted into AC power by the inverter bridge 2, and this AC power is removed by the filter composed of the reactor 3 and the capacitor 4 by the PWM (pulse width modulation) control. And is supplied to the load 9.
【０００３】一方、交流電力系統８からしゃ断器７と柱
上変圧器６を介して供給される一般家庭用の交流電力が
負荷９に供給されており、インバータブリッジ２の交流
電力は交流電力系統８に連系して運転する。負荷９に供
給される交流電圧は電圧検出器１０によって検出され、
バンドパスフィルタ１６を介して電流基準回路１２に正
弦波の信号ＶS が入力される。電流基準回路１２は増幅
器１１から出力される制御信号ＶC と上記正弦波の信号
ＶS を乗算して電流基準Ｉ* を出力する。この電流基準
Ｉ* と電流検出器５で検出したインバータブリッジ２の
出力電流Ｉが増幅器１３に入力されＰＷＭ制御部１４、
駆動部１５を介して電流偏差が零になるようにインバー
タブリッジ２をＰＷＭ制御する。On the other hand, general household AC power supplied from the AC power system 8 through the circuit breaker 7 and the pole transformer 6 is supplied to the load 9, and the AC power of the inverter bridge 2 is the AC power system. Operate by connecting to 8. The AC voltage supplied to the load 9 is detected by the voltage detector 10,
The sinusoidal signal V S is input to the current reference circuit 12 via the bandpass filter 16. The current reference circuit 12 multiplies the control signal V C output from the amplifier 11 by the sinusoidal signal V S and outputs a current reference I * . The current reference I * and the output current I of the inverter bridge 2 detected by the current detector 5 are input to the amplifier 13 and the PWM control unit 14,
The inverter bridge 2 is PWM-controlled via the drive unit 15 so that the current deviation becomes zero.
【０００４】電流基準Ｉ* の位相は、負荷９に供給され
る交流電圧の位相にほぼ一致しており、インバータブリ
ッジ２から高力率の交流電力が供給される。なお、直流
電源１として太陽電池を用いるとき、最大電力を取り出
すように電圧基準Ｖ* が与えられるが、本発明とは直接
関係しないので詳細説明は省略する。The phase of the current reference I * substantially matches the phase of the AC voltage supplied to the load 9, and the inverter bridge 2 supplies AC power of high power factor. When a solar cell is used as the DC power supply 1, the voltage reference V * is given so as to extract the maximum power, but since it is not directly related to the present invention, detailed description thereof will be omitted.
【０００５】このような配電系統において、柱上変圧器
６を含む負荷側の保守点検を行う場合、しゃ断器７を開
放して交流電力系統８から切り離して行われる。この場
合、電圧リレー１７と周波数リレー１８により負荷側の
状態を監視し、交流電力系統８から切り離されたとき異
常検出回路１９によりこれを検出し、駆動部１５の動作
を中止させてインバータブリッジ２を停止させるように
している。[0005] In such a power distribution system, when performing maintenance and inspection on the load side including the pole transformer 6, the breaker 7 is opened and disconnected from the AC power system 8. In this case, the state of the load side is monitored by the voltage relay 17 and the frequency relay 18, and when the disconnection from the AC power system 8 is detected by the abnormality detection circuit 19, the operation of the drive unit 15 is stopped and the inverter bridge 2 I'm trying to stop.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、しゃ断
器７を開放して交流電力系統８から切り離したとき、イ
ンバータブリッジ２から供給する電力と、負荷９の電力
がバランスしていると異常検出回路１９では異常検出が
行なわれず、インバータブリッジ２が運転を維持する場
合がある。この状態をアイランディング（ｉｓｌａｎｄ
ｉｎｇ）又は逆充電と呼び保守点検を行うとき危険な状
態となる。However, when the circuit breaker 7 is opened and disconnected from the AC power system 8, if the power supplied from the inverter bridge 2 and the power of the load 9 are balanced, the abnormality detection circuit 19 In this case, the abnormality detection is not performed, and the inverter bridge 2 may maintain the operation. This state is islanding (island)
ing) or reverse charging, which is dangerous when performing maintenance.
【０００７】特に負荷９に誘導電動機が接続されている
場合には、この電動機の逆起電圧により交流電力系統８
の電圧や周波数が維持される傾向となり、逆充電の検出
が困難となる。In particular, when an induction motor is connected to the load 9, the back electromotive force of this motor causes the AC power system 8 to operate.
The voltage and the frequency of the battery tend to be maintained, making it difficult to detect reverse charging.
【０００８】この逆充電を防ぐ方法として以下に述べる
バンドパスフィルタ方式および電力変動方式ならびに高
調波電圧監視方式の提案がなされており、以下これらに
ついて説明する。As a method for preventing this reverse charging, a band pass filter method, a power fluctuation method and a harmonic voltage monitoring method have been proposed as described below, which will be described below.
【０００９】＜バンドパスフィルタ方式＞図７の電流基
準Ｉ* の大きさおよび位相は、バンドパスフィルタ１６
の特性により図８に示すようになる。逆充電時、インバ
ータが供給する無効電力と負荷が要求する無効電力が一
致していない場合は、交流電源の周波数は定格周波数ｆ
0からずれることになり、電流値が低下して有効電力の
バランスがくずれ交流電源の電圧が低下し、電圧リレー
１７が異常を検出してインバータが停止する。<Bandpass Filter Method> The magnitude and phase of the current reference I * shown in FIG.
As shown in FIG. During reverse charging, if the reactive power supplied by the inverter and the reactive power required by the load do not match, the frequency of the AC power supply is the rated frequency f.
Since the current value decreases, the balance of active power is lost, the voltage of the AC power supply decreases, the voltage relay 17 detects an abnormality, and the inverter stops.
【００１０】ここで、負荷インピーダンスが図９（ａ）
に示すＲとＬの遅れ力率角φの場合を考えてみる。イン
バータが負荷インピーダンスの大きな交流電力系統に接
続されている状態では定格周波数ｆ0 で運転しているの
で、図８のバンドパスフィルタ特性により力率１の電力
をインバータは出力している。しゃ断器７が開放される
と、負荷９の遅れ力率角φのためインバータの周波数が
上昇し、周波数がｆ1まで上昇すると、バンドパスフィ
ルタ１６の特性で位相が遅れ力率角φだけ遅れた電力を
インバータは供給する。この場合電流値は、Ｉ0 からＩ
1 までわずかに減少するのみであり、電圧の変動は大き
くない。この電圧変動は、供給される有効電力と負荷が
消費する有効電力によって決まる。Here, the load impedance is as shown in FIG.
Consider the case of the lag power factor angle φ of R and L shown in. Since the inverter is operating at the rated frequency f 0 when it is connected to the AC power system with a large load impedance, the inverter outputs power with a power factor of 1 due to the bandpass filter characteristic of FIG. 8. When the circuit breaker 7 is opened, the frequency of the inverter rises due to the delay power factor angle φ of the load 9, and when the frequency rises to f 1 , the phase is delayed by the delay power factor angle φ due to the characteristic of the bandpass filter 16. The inverter supplies the generated power. In this case, the current values are from I 0 to I
It only slightly decreases to 1 , and the voltage fluctuation is not large. This voltage fluctuation is determined by the active power supplied and the active power consumed by the load.
【００１１】ところが、バンドパスフィルタ１６が無い
場合は、常に力率１の電流を流すようインバータは動作
するので、図９（ａ）の場合バランスする点は周波数が
無限大（実際には制御の遅れなどにより無限大にはなら
ないが極めて高い周波数となる）となる。However, when the bandpass filter 16 is not provided, the inverter operates so that a current having a power factor of 1 is always supplied. Therefore, in the case of FIG. It does not become infinite due to delay, etc., but becomes an extremely high frequency).
【００１２】このように、バンドパスフィルタ１６は逆
充電時系統周波数変動を抑制するよう作用する。このこ
とは進み力率負荷の場合も同様に周波数を下げる作用を
抑制するよう働くことになり、バンドパスフィルタ１６
は逆充電時、電圧変動は拡大する方向であるが、周波数
変動は抑制する方向であり条件によっては逆充電検出を
遅らせることもある。In this way, the bandpass filter 16 acts to suppress the system frequency fluctuation during reverse charging. This also acts to suppress the action of lowering the frequency in the case of a forward power factor load, and the bandpass filter 16
In the reverse charge, the voltage fluctuation tends to increase, but the frequency fluctuation tends to be suppressed, and the reverse charge detection may be delayed depending on conditions.
【００１３】＜電力変動方式＞図７のゆらぎ回路２１に
より電流基準回路１２から出力する電流基準Ｉ* を一定
量の範囲内で低周波で変動させ、しゃ断器７が開放され
たときインバータから出力する電力（有効電力と無効電
力）と負荷の電力のバランスを崩すことにより、電圧と
周波数を変化させ逆充電を検出する。しかし、この方式
でも多数台のインバータが並列に接続されると各インバ
ータの電力変動の位相がバラバラとなり、全体として電
力変動がない状態となって検出できない場合がある。<Power fluctuation method> The fluctuation circuit 21 of FIG. 7 causes the current reference I * output from the current reference circuit 12 to fluctuate at a low frequency within a fixed amount, and is output from the inverter when the breaker 7 is opened. The reverse charge is detected by changing the voltage and frequency by breaking the balance between the electric power (active power and reactive power) and the electric power of the load. However, even in this method, when a large number of inverters are connected in parallel, the phases of the power fluctuations of the respective inverters are dispersed, and there are cases in which there is no power fluctuation as a whole and detection is not possible.
【００１４】＜高調波電圧監視方式＞高調波検出回路２
０により負荷側電圧の高調波を監視し、しゃ断器７が開
放されたとき高調波（第３、第５、第７高調波）が増加
することにより逆充電を検出する。しかし、この方式
は、インバータエアコン、テレビなどのようなコンデン
サインプット形の整流回路を持つ負荷が多数使用される
と定常時に第３、第５、第７高調波が増加して検出の信
頼性が著しく低下する。<Harmonic voltage monitoring system> Harmonic detection circuit 2
The harmonics of the load side voltage are monitored by 0, and when the circuit breaker 7 is opened, the harmonics (third, fifth, and seventh harmonics) increase to detect reverse charging. However, in this method, when a large number of loads having a capacitor input type rectifier circuit, such as an inverter air conditioner and a television, are used, the third, fifth and seventh harmonics increase in a steady state and the detection reliability becomes high. Markedly reduced.
【００１５】本発明は、これらの問題点を解決するため
なされたもので、その目的とするところは、逆充電をよ
り確実に検出することができるインバータの系統連系保
護方法およびその装置を提供することにある。The present invention has been made to solve these problems, and an object of the present invention is to provide a system interconnection protection method and apparatus for an inverter that can detect reverse charging more reliably. To do.
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１に対応する発明は、直流電力を交流電力に
変換するインバータと交流電力系統とを連系するもので
あって、前記インバータの出力周波数が前記交流電力系
統の電圧に同期した位相の電流基準に合致するよう制御
するインバータシステムにおいて、前記交流電力系統と
前記インバータが切り離されて前記インバータの出力周
波数が上昇または下降した時は、逆充電時の周波数、周
波数変化率、歪率の変化等に基づいて電流位相を進める
方向に変化させるインバータの系統連系保護方法であ
る。In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 is to connect an inverter for converting DC power to AC power and an AC power system. In an inverter system for controlling the output frequency of the AC power system to match the current reference of the phase synchronized with the voltage of the AC power system, when the AC power system and the inverter are disconnected and the output frequency of the inverter increases or decreases. A method for protecting the grid interconnection of inverters in which the current phase is changed in the direction of advancing based on the change in frequency, frequency change rate, distortion rate, etc. during reverse charging.
【００１７】上記目的を達成するため、請求項２に対応
する発明は、直流電力を交流電力に変換するインバータ
と交流電力系統とを連系するものであって、前記インバ
ータの出力周波数が前記交流電力系統の電圧に同期した
位相の電流基準に合致するよう制御するインバータシス
テムにおいて、前記交流電力系統と前記インバータが切
り離されて前記インバータの出力周波数が上昇した時、
逆充電時の周波数、周波数変化率、歪率の変化等に基づ
いて電流位相を進める方向に電流位相を変化させる位相
変化手段を具備したインバータの系統連系保護装置であ
る。In order to achieve the above object, the invention according to claim 2 is to connect an inverter for converting DC power to AC power with an AC power system, wherein the output frequency of the inverter is the AC. In an inverter system that controls to match a current reference of a phase synchronized with a voltage of a power system, when the output frequency of the inverter is increased by disconnecting the AC power system and the inverter,
It is a system interconnection protection device of an inverter equipped with a phase changing means for changing the current phase in the direction of advancing the current phase based on a change in frequency, frequency change rate, distortion rate, etc. during reverse charging.
【００１８】上記目的を達成するため、請求項３に対応
する発明は、請求項２記載の位相変化手段として、定格
周波数より設定値以上周波数がずれる場合位相特性を周
波数が発散する方向と逆とし周波数の発散にリミットを
かける機能を有しているインバータの系統連系保護装置
である。In order to achieve the above object, the invention according to claim 3 is the phase changing means according to claim 2, wherein when the frequency deviates by more than a set value from the rated frequency, the phase characteristic is opposite to the direction in which the frequency diverges. This is a system interconnection protection device for inverters that has the function of limiting the frequency divergence.
【００１９】上記目的を達成するため、請求項４に対応
する発明は、請求項２記載の位相変化手段として、電流
基準を減衰させるゲイン曲線を有し、周波数や周波数変
化率、歪率の変化、電流又は電流基準に対する電圧変動
率などの組合せに基づき、前記ゲインを低下させる機能
を有しているインバータの系統連系保護装置である。In order to achieve the above object, the invention according to claim 4 has a gain curve for attenuating a current reference as the phase changing means according to claim 2, and changes in frequency, frequency change rate, and distortion rate. A system interconnection protection device for an inverter having a function of reducing the gain based on a combination of a current or a voltage fluctuation rate with respect to a current reference.
【００２０】[0020]
【作用】請求項１，２に対応する発明によれば、交流電
力系統とインバータが切り離されてインバータの出力周
波数が上昇または下降した時は、電流位相を進める方向
に変化させるようにしたので、逆充電をより確実に検出
することができる。According to the inventions according to claims 1 and 2, when the AC power system and the inverter are disconnected and the output frequency of the inverter rises or falls, the current phase is changed in the forward direction. Reverse charging can be detected more reliably.
【００２１】[0021]
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は本発明の第１の実施例を示すブロッ
ク図であり、図中１〜１５の構成は図７と同一であるの
で、ここでは同一番号を付してその説明は省略する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention, and since the configuration of 1 to 15 in the figure is the same as that of FIG. 7, the same reference numerals are given here and the description thereof is omitted.
【００２２】電圧検出器１０で検出された交流電圧は、
バンドパスフィルタ１６を介して周波数検出回路２２に
入力され、ここで周波数が検出され、この検出周波数Ｖ
22を周波数変化率（ｄｆ／ｄｔ）検出回路２３および演
算回路２４に入力する。周波数変化率検出回路２３にお
いて検出されたＶ23を演算回路２４に入力し、演算回路
２４において、Ｖ23とＶ23を設定した比率で加算し出力
Ｖ24（ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）：αは係数である）を係数
設定回路３０に入力する。The AC voltage detected by the voltage detector 10 is
It is input to the frequency detection circuit 22 through the bandpass filter 16, the frequency is detected there, and the detection frequency V
22 is input to the frequency change rate (df / dt) detection circuit 23 and the arithmetic circuit 24. V23 detected by the frequency change rate detection circuit 23 is input to the arithmetic circuit 24, and in the arithmetic circuit 24, V23 and V23 are added at a set ratio and output V24 (f + α (df / dt): α is a coefficient) Is input to the coefficient setting circuit 30.
【００２３】一方、電圧検出器１０で検出された交流電
圧は、電圧瞬時値検出回路２５を介して電圧実効値算出
回路２６に入力し、電圧実効値算出回路２６において実
効値Ｖ26を求め、これを電圧リレー１７に入力し、ここ
で設定電圧値と比較して交流電圧の異常を検出し、これ
を異常検出回路１９に入力する。また、電圧検出器１０
で検出された交流電圧は、周波数リレー１８に入力さ
れ、ここで系統周波数の異常を検出し、これを異常検出
回路１９に入力する。さらに、電圧検出器１０で検出さ
れた交流電圧は、ゼロクロス検出器２８に入力し、ここ
で交流電圧のゼロクロスを検出し、この検出値を歪検出
器２７に入力し、また歪検出器２７に電圧瞬時値検出回
路２５で検出された検出値を入力し、歪検出器２７で交
流電圧のゼロクロス付近の歪を検出し、この検出値Ｖ27
を歪リレー３２に入力し、ここで検出値Ｖ27が設定値よ
り大きい場合が検出され、これが異常検出回路１９に入
力される。異常検出回路１９において、電圧リレー１
７、周波数リレー１８、歪リレー３２の出力信号が入力
されたとき駆動部１５に停止指令を与える。On the other hand, the AC voltage detected by the voltage detector 10 is input to the voltage effective value calculating circuit 26 via the voltage instantaneous value detecting circuit 25, and the effective value V26 is obtained in the voltage effective value calculating circuit 26. Is input to the voltage relay 17, where it is compared with the set voltage value to detect an abnormality in the AC voltage, and this is input to the abnormality detection circuit 19. In addition, the voltage detector 10
The alternating-current voltage detected in 1 is input to the frequency relay 18, where an abnormality in the system frequency is detected, and this is input to the abnormality detection circuit 19. Further, the AC voltage detected by the voltage detector 10 is input to the zero-cross detector 28, the zero-cross of the AC voltage is detected here, the detected value is input to the distortion detector 27, and the distortion detector 27 is also input. The detected value detected by the voltage instantaneous value detection circuit 25 is input, and the distortion detector 27 detects distortion near the zero cross of the AC voltage.
Is inputted to the distortion relay 32, and the case where the detected value V27 is larger than the set value is detected here, and this is inputted to the abnormality detection circuit 19. In the abnormality detection circuit 19, the voltage relay 1
When the output signals of the frequency relay 18, the frequency relay 18, and the strain relay 32 are input, a stop command is given to the drive unit 15.
【００２４】歪検出器２７の検出値Ｖ27は歪変化検出器
３３に入力し、ここで歪変化が検出され、この検出値を
係数設定回路３０へ入力する。電流基準回路１２からの
電流基準Ｉ* と、電圧実効値算出回路２６で算出された
実効値Ｖ26を変化率検出回路２９に入力し、ここでｄＶ
／ｄＩ* を検出し、これを係数設定回路３０へ入力す
る。係数設定回路３０では、電圧実効値Ｖと電流基準Ｉ
* の比ｄＶ／ｄＩ* からインバータ出力電流を変化させ
ることが原因で電圧が変化したのかどうかを判断する。
係数設定回路３０において、Ｆ1 ，Ｆ2 のどこを出力す
るかで位相とゲインを自由に変化させることができる。The detected value V27 of the distortion detector 27 is inputted to the distortion change detector 33, where the distortion change is detected and this detected value is inputted to the coefficient setting circuit 30. The current reference I * from the current reference circuit 12 and the effective value V26 calculated by the voltage effective value calculation circuit 26 are input to the change rate detection circuit 29, where dV
/ DI * is detected and input to the coefficient setting circuit 30. In the coefficient setting circuit 30, the voltage effective value V and the current reference I
From the ratio dV / dI * of *, it is determined whether the voltage has changed due to changing the inverter output current.
In the coefficient setting circuit 30, the phase and the gain can be freely changed depending on which of F 1 and F 2 is output.
【００２５】係数設定回路３０の出力Ｆを位相・ゲイン
設定回路３１に入力し、ここで電流基準Ｉ* の位相とゲ
インを変化させるように構成してあり、この出力はる電
圧実効値と電流基準Ｉ* の比ｄＶ／ｄＩ* からインバー
タ出力電流を変化させる電流基準回路１２に入力され
る。The output F of the coefficient setting circuit 30 is inputted to the phase / gain setting circuit 31, and the phase and the gain of the current reference I * are changed here. This output is the voltage effective value and the current. input from the reference I * of the ratio dV / dI * to the current reference circuit 12 to change the inverter output current.
【００２６】以下、このように構成された本発明の実施
例装置の動作について説明する。図２は位相・ゲイン設
定回路３１の特性例を示すものであり、今インバータが
交流電力系統に連系され図１のしゃ断器７が閉の場合
は、系統周波数は、ほぼ定格値ｆ0 （５０Ｈｚ又は６０
Ｈｚ）に保たれているので、インバータからは交流電源
と同位相（力率＝１）の電流を出力していて、電流基準
Ｉ* はゲイン１（即ち太陽電池の最大電力点）の出力と
なっている。The operation of the apparatus of the embodiment of the present invention thus constructed will be described below. FIG. 2 shows a characteristic example of the phase / gain setting circuit 31, and when the inverter is connected to the AC power system and the circuit breaker 7 in FIG. 1 is closed, the system frequency is almost the rated value f 0 ( 50Hz or 60
Since the inverter is outputting a current in the same phase (power factor = 1) as the AC power source, the current reference I * is the output of gain 1 (that is, the maximum power point of the solar cell). Has become.
【００２７】次に、しゃ断器７が開放された場合の逆充
電（アイランディング）時の作用について説明する。イ
ンバータ出力の無効電力と負荷の無効電力にアンバラン
スがある時（ΔＱが０）インバータは力率＝１、即ち無
効電力を出さない制御を行っている。具体的には、周波
数はｆ0 であり、フィルタコンデンサ４は負荷と考え
る。この時、負荷が図９（ｅ）のような遅れ力率である
場合、インバータ電流ＩINと負荷電流Ilが平衡するため
の交流電源の周波数がやや高くなり、コンデンサ電流を
増加させインダクタンス電流を減少させ負荷力率が１に
なろうとする。この周波数と周波数変化を検出し、Ｖ2
2，Ｖ23とし演算回路２４により、Ｖ24すなわちｆ＋α
（ｄｆ／ｄｔ）（αは係数）を求め、Ｖ24として係数設
定回路３０で重みづけをして図２のＦ1 ，Ｆ2 軸を設定
し、位相、ゲイン設定回路３１によりインバータ電流の
位相と大きさを変化させる。Next, the operation at the time of reverse charging (landing) when the breaker 7 is opened will be described. When there is an imbalance between the reactive power of the inverter output and the reactive power of the load (ΔQ is 0), the inverter is power factor = 1, that is, the reactive power is not output. Specifically, the frequency is f 0 , and the filter capacitor 4 is considered to be a load. At this time, when the load has a delay power factor as shown in FIG. 9 (e), the frequency of the AC power supply for balancing the inverter current I IN and the load current Il becomes slightly higher, increasing the capacitor current and increasing the inductance current. It tries to decrease and the load power factor becomes 1. By detecting this frequency and frequency change, V2
2, V23 and V24, that is, f + α by the arithmetic circuit 24
(Df / dt) (α is a coefficient), V24 is weighted by the coefficient setting circuit 30, the F 1 and F 2 axes of FIG. 2 are set, and the phase and gain setting circuit 31 determines the phase of the inverter current. Change the size.
【００２８】今、電流位相だけ変化させる場合について
動作を説明する、図９（ｅ）の場合ｆ＋α（ｄｆ／ｄ
ｔ）＞ｆ0 となるためこの制御によりインバータ電流位
相が進む。このため、負荷電流とインバータ電流の位相
が一致しないので、更に交流電圧の周波数は上昇する。
この作用が正帰還となり、周波数が更に上昇するが図２
に示すようにＦ2 がある範囲を超えると電流位相が遅れ
るような特性にしておくと、例えばＦa の点で負荷とイ
ンバータの力率が一致してバランスする。The operation will now be described for the case of changing only the current phase. In the case of FIG. 9 (e), f + α (df / d
Since t)> f 0 , this control advances the inverter current phase. For this reason, the phases of the load current and the inverter current do not match, and the frequency of the AC voltage further increases.
This action becomes positive feedback, and the frequency further rises.
If the characteristic is such that the current phase is delayed when F 2 exceeds a certain range as shown in FIG. 2 , the power factor of the load and the power factor of the inverter match and balance at the point of F a , for example.
【００２９】次に負荷が図９（ｄ）に示すように進み力
率の場合は、逆充電時、インバータ力率と負荷力率が一
致しようとして交流電圧の周波数が低下しコンデンサ電
流が減少し、リアクトル電流が増加して無効電力が平衡
するように作用する。周波数が低下し、ｆ＋α（ｄｆ／
ｄｔ）＜ｆ0 となるので、図２（ｂ）においてインバー
タ電流は遅れを出力するよう制御するので、更に交流電
圧の周波数が低下する正帰還作用で周波数が上昇し位相
特性が逆転している進み力率点Ｆb のような点でバラン
スする。Next, when the load has a forward power factor as shown in FIG. 9 (d), the frequency of the AC voltage decreases and the capacitor current decreases as the inverter power factor and load power factor try to match during reverse charging. , The reactor current increases and acts to balance the reactive power. The frequency decreases and f + α (df /
Since dt) <f 0 , the inverter current is controlled so as to output a delay in FIG. 2B, so that the frequency rises and the phase characteristics are reversed due to the positive feedback action that further decreases the frequency of the AC voltage. Balance at a point such as the leading power factor point F b .
【００３０】周波数リレー１８を例えばＦｘ，Ｆｙの点
に設定してあれば、ΔＱが０でない場合は容易に逆充電
を検出してインバータを停止させることができる。この
場合、周波数を発散させる（周波数上昇時は電流位相を
進める）ことから、電圧が高くなることは負荷にとって
好ましくないので、図２（ａ）のゲイン特性により周波
数のずれが大きくなると、インバータ電流を下げ交流電
圧を下げて電圧リレー１７を動作させる方が望ましい。If the frequency relay 18 is set at points Fx and Fy, for example, reverse charging can be easily detected and the inverter can be stopped when ΔQ is not zero. In this case, since the frequency is diverged (the current phase is advanced when the frequency rises), it is not preferable for the load to have a high voltage. Therefore, if the frequency shift becomes large due to the gain characteristic of FIG. It is desirable to lower the AC voltage to lower the AC voltage to operate the voltage relay 17.
【００３１】残る、逆充電保護ではΔＱが略０の場合に
ついてである。この条件で負荷の有効電力とインバータ
の有効電力がアンバランスしている時、即ちΔＰが０で
ない場合を考える。In the remaining reverse charge protection, ΔQ is about 0. Consider the case where the active power of the load and the active power of the inverter are unbalanced under this condition, that is, when ΔP is not zero.
【００３２】図９（ｃ）において、ＣとＬは有効電力を
消費しないので有効電力の消費はＲのみである。電圧を
Ｖ＋ΔＶ（Ｖが定格電圧）とすると、Ｒの消費電力は、
（Ｖ＋ΔＶ）2 ／Ｒとなる。ただし、ΔＶは逆充電時の
電圧変化分である。In FIG. 9C, since C and L do not consume active power, active power is consumed only by R. If the voltage is V + ΔV (V is the rated voltage), the power consumption of R is
(V + ΔV) 2 / R. However, ΔV is the amount of voltage change during reverse charging.
【００３３】従って、ΔＰ＝［（Ｖ＋ΔＶ）2 ／Ｒ］−
［Ｖ2 ／Ｒ］が成立する。よって、ΔＰが一定以上あれ
ば、Ｖ＋ΔＶを電圧リレー１７で検出してインバータを
停止することができる。Therefore, ΔP = [(V + ΔV) 2 / R]-
[V 2 / R] is established. Therefore, if ΔP is a certain value or more, V + ΔV can be detected by the voltage relay 17 and the inverter can be stopped.
【００３４】次に、検出が最も困難なΔＱが略０、ΔＰ
が略０の場合を考える。交流電圧ＶACと柱上変圧器６の
励磁電流ｉexの関係を、図３（ａ）に示す。交流電圧の
ゼロクロス付近では鉄心の飽和特性により励磁電流ｉex
は正弦波と異なりピーク電流状態となる。しゃ断器７が
閉の場合、励磁電流ｉexは交流電力系統８から供給さ
れ、電圧歪の少ない正弦波のＶACを保持している。Next, ΔQ, which is the most difficult to detect, is approximately 0 and ΔP.
Consider the case where is approximately zero. The relationship between the AC voltage V AC and the exciting current i ex of the pole transformer 6 is shown in FIG. In the vicinity of the zero crossing of the AC voltage, the exciting current i ex due to the saturation characteristics of the iron core.
Is a peak current state unlike a sine wave. When the breaker 7 is closed, the exciting current i ex is supplied from the AC power system 8 and holds the sine wave V AC with little voltage distortion.
【００３５】ところが、ΔＱが略０、ΔＰが略０でしゃ
断器７が開放されると、柱上変圧器６の励磁電流ｉexは
インバータと負荷から受けることになる。ΔＱが略０の
ため、力率１の状態で電力がバランスしているので、Δ
Ｐは図３（ｂ）に示すわずかな正弦波分であり、電圧の
ゼロクロス付近でのピーク電流を充分供給することでで
きず、図３（ｂ）の破線で示すＶACのように、電圧のゼ
ロクロス付近の電圧が低下し歪が増加する。However, when ΔQ is about 0 and ΔP is about 0 and the breaker 7 is opened, the exciting current i ex of the pole transformer 6 is received from the inverter and the load. Since ΔQ is almost 0, the power is balanced when the power factor is 1, so Δ
P is a slight sine wave component shown in FIG. 3 (b) and cannot be supplied by sufficiently supplying the peak current near the zero crossing of the voltage, so that voltage V AC shown by a broken line in FIG. The voltage in the vicinity of the zero cross decreases and the distortion increases.
【００３６】この歪を歪検出回路２７、歪変化検出回路
３３で検出し、逆充電の可能性を検出して、図２のゲイ
ン特性の横軸Ｆ1 と位相特性の横軸Ｆ2 をシフトし電力
のバランスを、くずして周波数と電圧を変動させ電圧リ
レー１７、周波数リレー１８でインバータを停止させ
る。This distortion is detected by the distortion detection circuit 27 and the distortion change detection circuit 33 to detect the possibility of reverse charging, and the horizontal axis F 1 of the gain characteristic and the horizontal axis F 2 of the phase characteristic of FIG. 2 are shifted. Then, the balance of the electric power is broken to change the frequency and the voltage, and the inverter is stopped by the voltage relay 17 and the frequency relay 18.
【００３７】横軸Ｆ2 は、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）の方向
と合わせる方がベターであるが、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）
＝ｆ0 の場合は−βとして周波数を低い方にずらした方
が電動機負荷に対しては逆充電のバランスを早くくずす
ことができる。The horizontal axis F 2 is better to be aligned with the direction of f + α (df / dt), but f + α (df / dt)
In the case of = f 0 , it is possible to quickly break the balance of reverse charging with respect to the electric motor load by shifting the frequency to the lower side as −β.
【００３８】歪検出回路２７の出力Ｖ27が設定値以上に
なると、歪リレー３２で直接インバータを停止させるこ
とも可能となっている。次に、歪変化検出回路３３で、
歪増加を検出すると、横軸Ｆ1 をシフトすると電流基準
Ｉ* が変化するので、この変化と電圧の変化率（ｄＶ／
ｄＩ* ）回路２９で検出し、逆充電状態ではｄＶ／ｄＩ
* が一定値超えると、横軸Ｆ1 へ正帰還させることによ
りバランスをくずす回路を追加することも可能となる。When the output V27 of the distortion detection circuit 27 exceeds the set value, the distortion relay 32 can directly stop the inverter. Next, in the distortion change detection circuit 33,
When the increase in strain is detected, the current reference I * changes when the horizontal axis F 1 is shifted. Therefore, this change and the voltage change rate (dV /
dI * ) circuit 29 detects and dV / dI in the reverse charging state.
When * exceeds a certain value, it is possible to add a circuit for breaking the balance by positively feeding back to the horizontal axis F 1 .
【００３９】なお、位相を変える場合はｄＶ／ｄＩ* ｃ
ｏｓφ（ｃｏｓφ＝力率）有効電流に対する電圧変動を
キャッチする方が良い。また、電流基準Ｉ* は実測電流
Ｉとすることで、更に精度を向上できることは云うまで
もない。When changing the phase, dV / dI * c
osφ (cosφ = power factor) It is better to catch the voltage fluctuation with respect to the effective current. Needless to say, the accuracy can be further improved by setting the measured current I as the current reference I * .
【００４０】以上述べた実施例によれば、インバータと
交流電力系統が連系されて運転している状態で、交流電
力系統からインバータが切離されてた時、インバータ出
力の無効電力と負荷の無効電力がわずかでもアンバラン
スしている時は周波数がわずかに上昇又は下降する。こ
の周波数のずれを検出し、周波数が上昇した場合はイン
バータ電流位相を進めることにより周波数が更に上昇し
て発散させるよう制御し、周波数が下降した場合は電流
位相を送らせて周波数を下げる方向に発散させる。According to the embodiment described above, when the inverter is disconnected from the AC power system in a state where the inverter and the AC power system are connected and operating, the reactive power of the inverter output and the load The frequency rises or falls slightly when the reactive power is slightly unbalanced. Detecting this frequency shift, if the frequency rises, the inverter current phase is advanced to control the frequency so that it further rises and diverges, and if the frequency falls, the current phase is sent to lower the frequency. Diverge.
【００４１】また、周波数が定格よりずれるに従ってイ
ンバータ電流値を下げ有効電力の供給を下げることによ
り電圧の低下をうながす。電力の有効分、無効分が完全
バランス時は電圧、周波数共に変化しないので、電圧波
形の歪の増大を検出して電流位相と電流の大きさを変化
させることによりバランス状態から発散動作へと移行さ
せる。このようにすることにより、逆充電をより信頼性
よく防ぐことができる。Further, as the frequency deviates from the rated value, the inverter current value is lowered and the supply of active power is lowered to promote the voltage drop. Both the voltage and the frequency do not change when the active and reactive parts of the power are completely balanced, so by detecting an increase in the distortion of the voltage waveform and changing the current phase and the magnitude of the current, the balance state is switched to the diverging operation. Let By doing so, reverse charging can be prevented more reliably.
【００４２】本発明は、以上述べた実施例に限定される
ものではなく、以下のように変形して実施できる。 （１）前述の実施例では、図１においてｆ＋α（ｄｆ／
ｄｔ）でゲイン、位相の横軸を動かす場合を説明した
が、これをＡ（ｆ−ｆ0 ）＋ｆ0 ＋α（ｄｆ／ｄｔ）
（Ａは係数）で横軸を動かすこともできる。Ａ＝０とす
れば周波数変化時にのみ位相を動かし定常時はｆに無関
係に力率＝１の運転も行うことができる。また、交流電
力系統８の応答に合わせて周波数変化率の帰還に時間係
数かけるなどの工夫を行ってもよい。The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, but can be modified and implemented as follows. (1) In the above-described embodiment, f + α (df /
The case where the horizontal axis of the gain and the phase are moved by dt) has been described, but this is A (f−f 0 ) + f 0 + α (df / dt)
The horizontal axis can also be moved with (A is a coefficient). When A = 0, the phase is moved only when the frequency changes, and in the steady state, the operation with the power factor = 1 can be performed regardless of f. Further, it is also possible to devise a method such as multiplying the feedback of the frequency change rate by a time coefficient in accordance with the response of the AC power system 8.
【００４３】（２）位相特性は図４（ａ）に示すように
系統周波数の正常運転範囲Ｆ5 〜ｆ0 〜Ｆ4 間はθの変
化率をゆるやか（又はゼロ）にし、その範囲をはずれる
とθの変化率を大きくすることにより定常時の力率を良
くするなど種々のバリエーションが考えられることは説
明するまでもない。(2) As for the phase characteristic, as shown in FIG. 4 (a), the rate of change of θ is made gentle (or zero) between the normal operating ranges F 5 to f 0 to F 4 of the system frequency, and the range is deviated. It goes without saying that various variations are conceivable, such as improving the power factor in the steady state by increasing the change rate of θ and θ.
【００４４】また、図４（ｃ）に示すように定格周波数
付近のみθの変化さを大きくしてそれ以上ではθにリミ
ットをかけ力率の悪化を防ぐなども考えられる。 （３）またゲイン特性は図４（ｂ）に示すようにｘ，
ｙ，ｚなどの曲線を用意しｄＶ／ｄＩ* ｃｏｓφの変化
や時間関数に従ってｘ→ｚに移行するなどのバリエーシ
ョンも考えられる。Further, as shown in FIG. 4 (c), it is possible to increase the variation of θ only in the vicinity of the rated frequency and limit θ above this to prevent the power factor from deteriorating. (3) Also, the gain characteristic is x, as shown in FIG.
Variations such as preparing curves such as y and z and shifting from x to z in accordance with changes in dV / dI * cosφ and a time function are also conceivable.
【００４５】（４）図１の制御回路はマイクロプロセッ
サとメモリー回路を使用することで容易に実現できる。
特に、バンドパスタフィルタ１６とゲインの関係は似て
いるが位相特性は全く逆であるような特性もメモリーに
記憶させることで自由にできる。アナログ回路ではバン
ドパスフィルタのゲイン特性とノッチフィルタの位相特
性を別々に使うことで達成できる。(4) The control circuit of FIG. 1 can be easily realized by using a microprocessor and a memory circuit.
In particular, it is possible to freely store characteristics in which the relationship of the gain is similar to that of the band pasta filter 16 but the phase characteristics are completely opposite to each other by storing it in the memory. In an analog circuit, this can be achieved by using the gain characteristics of the bandpass filter and the phase characteristics of the notch filter separately.
【００４６】（５）図１では、係数設定回路３０に周波
数、周波数変化率、ｄＶ／ｄＩ* ｃｏｓφ、歪率変化な
どを入力しているが、これらの組合せは自由であり、歪
率変化は高調波の変化率でキャッチできることは説明す
るまでもない。(5) In FIG. 1, the frequency, the frequency change rate, dV / dI * cosφ, the distortion rate change, etc. are input to the coefficient setting circuit 30, but any combination of these is possible and the distortion rate change will not occur. It goes without saying that it can be caught by the rate of change of harmonics.
【００４７】（６）電圧の安定化にインバータの力率制
御が挿入されている場合は、力率制御角に図２の位相特
性を加算する制御であってもよい。この場合歪率が増加
したりｄＶ／ｄＩ* ｃｏｓφが一定値を超えると力率制
御をホールドすることが好ましい。(6) When the power factor control of the inverter is inserted to stabilize the voltage, the phase characteristic of FIG. 2 may be added to the power factor control angle. In this case, it is preferable to hold the power factor control when the distortion factor increases or dV / dI * cosφ exceeds a certain value.
【００４８】（７）図１の位相・ゲイン設定回路３１は
フィルタ１６の特性を図５、図６に示す特性にすること
で代用できることは勿論、バンドパスフィルタ１６の特
性に位相・ゲイン設定回路３１の特性を加算することも
できる。(7) The phase / gain setting circuit 31 of FIG. 1 can be replaced by changing the characteristics of the filter 16 to the characteristics shown in FIGS. 5 and 6, as a matter of course. It is also possible to add 31 characteristics.
【００４９】図５、図６の特性はアナログフィルタ技術
（特にスイッチドキパシタフィルタ）を使用することで
簡単に実用化できる。例えばリニアテクノロジ社のＬＴ
Ｃ１０６０のＩＣを１個使うことで図５（ａ）のバンド
パスフィルタ１６ａとノッチフィルタ１６ｂを直列に接
続することにより、図５（ｂ）のゲイン位相特性を得る
ことが可能である。さらに、図６（ａ）に示すように中
心周波数の少し異なった（ｆ1 とｆ2 ）バンドパスフィ
ルタ１６ｃと１６ｄを直列に接続することにより、図６
（ｂ）に示すような特性を得ることができるのは説明す
るまでもない。なお、バンドパスフィルタ１６ａは、ｆ
0 を中心周波数としている。Ｖ16d の位相特性とＶ16a
のゲイン特性を使う。 （８）図１の位相・ゲイン設定回路３１のゲイン設定を
一定としてゲイン設定回路３１を省略しても基本動作は
変らないことは説明するまでもない。The characteristics shown in FIGS. 5 and 6 can be easily put into practical use by using an analog filter technique (particularly a switched capacitor filter). For example, LT of Linear Technology
By using one C1060 IC to connect the bandpass filter 16a and the notch filter 16b in FIG. 5A in series, it is possible to obtain the gain phase characteristic in FIG. 5B. Further, as shown in FIG. 6 (a), band-pass filters 16c and 16d having slightly different center frequencies (f 1 and f 2 ) are connected in series.
It is needless to say that the characteristics as shown in (b) can be obtained. The bandpass filter 16a is f
The center frequency is 0 . Phase characteristics of V16d and V16a
Use the gain characteristic of. (8) It goes without saying that the basic operation does not change even if the gain setting circuit 31 is omitted with the gain setting of the phase / gain setting circuit 31 of FIG. 1 being constant.
【００５０】[0050]
【発明の効果】以上説明した本発明によれば、逆充電を
信頼性良く防ぐことができるインバータの系統連系保護
方法およびその装置を提供することができる。According to the present invention described above, it is possible to provide a system interconnection protection method for an inverter and a device therefor capable of reliably preventing reverse charging.
【図１】本発明の一実施例を説明するためのブロック
図。FIG. 1 is a block diagram for explaining an embodiment of the present invention.
【図２】図１の位相・ゲイン設定回路の特性を説明する
ための図。FIG. 2 is a diagram for explaining the characteristics of the phase / gain setting circuit of FIG.
【図３】図１の動作を説明するための波形図。FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of FIG.
【図４】他の実施例を説明するため図。FIG. 4 is a diagram for explaining another embodiment.
【図５】他の実施例を説明するため図。FIG. 5 is a diagram for explaining another embodiment.
【図６】他の実施例を説明するため図。FIG. 6 is a diagram for explaining another embodiment.
【図７】従来のインバータの系統連系保護装置の一例を
説明するためのブロック図。FIG. 7 is a block diagram for explaining an example of a conventional system interconnection protection device for an inverter.
【図８】図７の問題点を説明するための図。FIG. 8 is a diagram for explaining the problem of FIG.
【図９】図７の問題点および本発明の他の実施例を説明
するための図。FIG. 9 is a diagram for explaining the problem of FIG. 7 and another embodiment of the present invention.
１…直流電源、２…インバータブリッジ、３…リアクト
ル、４…コンデンサ、５…電流検出器、６…柱上変圧
器、７…しゃ断器、８…交流電力系統、９…負荷、１０
…電圧検出器、１１…増幅器、１２…電流基準回路、１
３…増幅器、１４…ＰＷＭ制御回路、１５…駆動部、１
６…バンドパスフィルタ、１７…電圧リレー、１８…周
波数リレー、１９…異常検出回路、２０…高調波検出回
路、２１…ゆらぎ回路、２２…周波数検出回路、２３…
周波数変化率検出回路、２４…演算回路、２５…電圧検
出回路、２６…実効値算出回路、２７…歪検出回路、２
８…ゼロクロス検出回路、２９…変化率検出回路、３０
…係数設定回路、３１…位相・ゲイン設定回路、３２…
歪リレー、３３…歪変化検出回路。1 ... DC power supply, 2 ... Inverter bridge, 3 ... Reactor, 4 ... Capacitor, 5 ... Current detector, 6 ... Pole transformer, 7 ... Breaker, 8 ... AC power system, 9 ... Load, 10
... voltage detector, 11 ... amplifier, 12 ... current reference circuit, 1
3 ... Amplifier, 14 ... PWM control circuit, 15 ... Driving unit, 1
6 ... Band pass filter, 17 ... Voltage relay, 18 ... Frequency relay, 19 ... Abnormality detection circuit, 20 ... Harmonic detection circuit, 21 ... Fluctuation circuit, 22 ... Frequency detection circuit, 23 ...
Frequency change rate detection circuit, 24 ... Arithmetic circuit, 25 ... Voltage detection circuit, 26 ... Effective value calculation circuit, 27 ... Distortion detection circuit, 2
8 ... Zero cross detection circuit, 29 ... Change rate detection circuit, 30
... Coefficient setting circuit, 31 ... Phase / gain setting circuit, 32 ...
Distortion relay, 33 ... Distortion change detection circuit.
─────────────────────────────────────────────────────
─────────────────────────────────────────────────── ───
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成５年７月２６日[Submission date] July 26, 1993
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】全文[Correction target item name] Full text
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【書類名】 明細書[Document name] Statement
【発明の名称】 インバータの系統連系保護方法お
よびその装置Title: Inverter grid interconnection protection method and device
【特許請求の範囲】[Claims]
【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、インバータにより直流
電力を交流電力に変換して負荷に供給すると共に、交流
電力系統に連系して運転するインバータの系統連系保護
方法およびその装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter system interconnection protection method and apparatus for converting DC power into AC power by an inverter and supplying the AC power to a load and operating the system in conjunction with an AC power system.
【０００２】[0002]
【従来の技術】この種の従来装置の代表例を図７に示
し、以下に説明する。2. Description of the Related Art A typical example of a conventional device of this type is shown in FIG. 7 and will be described below.
【０００３】太陽電池あるいは燃料電池等からなる直流
電源１の直流電力はインバータブリッジ２により交流電
力に変換され、この交流電力はリアクトル３とコンデン
サ４からなるフィルタによりＰＷＭ（パルス幅変調）制
御による高周波分が除去されて負荷９に供給される。DC power from a DC power supply 1 composed of a solar cell, a fuel cell or the like is converted into AC power by an inverter bridge 2, and this AC power is converted to a high frequency by PWM (pulse width modulation) control by a filter composed of a reactor 3 and a capacitor 4. The portion is removed and supplied to the load 9.
【０００４】一方、交流電力系統８からしゃ断器７と柱
上変圧器６を介して供給される一般家庭用の交流電力が
負荷９に供給されており、インバータブリッジ２の交流
電力は交流電力系統８に連系して運転する。負荷９に供
給される交流電圧は電圧検出器１０によって検出され、
バンドパスフィルタ１６を介して電流基準回路１２に正
弦波の信号ＶS が入力される。電流基準回路１２は増幅
器１１から出力される制御信号ＶC と上記正弦波の信号
ＶS を乗算して電流基準Ｉ* を出力する。この電流基準
Ｉ* と電流検出器５で検出したインバータブリッジ２の
出力電流Ｉが増幅器１３に入力されＰＷＭ制御部１４、
駆動部１５を介して電流偏差が零になるようにインバー
タブリッジ２をＰＷＭ制御する。On the other hand, general household AC power supplied from the AC power system 8 through the circuit breaker 7 and the pole transformer 6 is supplied to the load 9, and the AC power of the inverter bridge 2 is the AC power system. Operate by connecting to 8. The AC voltage supplied to the load 9 is detected by the voltage detector 10,
The sinusoidal signal V S is input to the current reference circuit 12 via the bandpass filter 16. The current reference circuit 12 multiplies the control signal V C output from the amplifier 11 by the sinusoidal signal V S and outputs a current reference I * . The current reference I * and the output current I of the inverter bridge 2 detected by the current detector 5 are input to the amplifier 13 and the PWM control unit 14,
The inverter bridge 2 is PWM-controlled via the drive unit 15 so that the current deviation becomes zero.
【０００５】電流基準Ｉ* の位相は、負荷９に供給され
る交流電圧の位相にほぼ一致しており、インバータブリ
ッジ２から高力率の交流電力が供給される。The phase of the current reference I * substantially matches the phase of the AC voltage supplied to the load 9, and AC power having a high power factor is supplied from the inverter bridge 2.
【０００６】なお、直流電源１として太陽電池を用いる
とき、最大電力を取り出すように、電圧基準Ｖ* と直流
電源１の電圧との差を増幅器１１で増幅して制御信号Ｖ
C を出力することにより直流電源１の電圧一定制御を行
なっているが、本発明とは直接関係しないので詳細説明
は省略する。When a solar cell is used as the DC power supply 1, the difference between the voltage reference V * and the voltage of the DC power supply 1 is amplified by the amplifier 11 so as to extract the maximum power, and the control signal V * is obtained.
The constant voltage control of the DC power supply 1 is performed by outputting C , but since it is not directly related to the present invention, detailed description thereof will be omitted.
【０００７】このような配電系統において、柱上変圧器
６を含む負荷側の保守点検を行う場合、しゃ断器７を開
放して交流電力系統８から切り離して行われる。この場
合、電圧リレー１７と周波数リレー１８により負荷側の
状態を監視し、交流電力系統８から切り離されたとき異
常検出回路１９によりこれを検出し、駆動部１５の動作
を中止させてインバータブリッジ２を停止させるように
している。In such a power distribution system, when performing maintenance and inspection on the load side including the pole transformer 6, the circuit breaker 7 is opened and disconnected from the AC power system 8. In this case, the state of the load side is monitored by the voltage relay 17 and the frequency relay 18, and when the disconnection from the AC power system 8 is detected by the abnormality detection circuit 19, the operation of the drive unit 15 is stopped and the inverter bridge 2 I'm trying to stop.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、しゃ断
器７を開放して交流電力系統８から切り離したとき、イ
ンバータブリッジ２から供給する電力と、負荷９の電力
がバランスしていると異常検出回路１９では異常検出が
行なわれず、インバータブリッジ２が運転を維持する場
合がある。この状態をアイランディング（ｉｓｌａｎｄ
ｉｎｇ）又は逆充電と呼び保守点検を行うとき危険な状
態となる。However, when the circuit breaker 7 is opened and disconnected from the AC power system 8, if the power supplied from the inverter bridge 2 and the power of the load 9 are balanced, the abnormality detection circuit 19 In this case, the abnormality detection is not performed, and the inverter bridge 2 may maintain the operation. This state is islanding (island)
ing) or reverse charging, which is dangerous when performing maintenance.
【０００９】特に負荷９に誘導電動機が接続されている
場合には、この電動機の逆起電圧により交流電力系統８
の電圧や周波数が維持される傾向となり、逆充電の検出
が困難となる。Particularly when an induction motor is connected to the load 9, the back electromotive voltage of this motor causes the AC power system 8 to operate.
The voltage and the frequency of the battery tend to be maintained, making it difficult to detect reverse charging.
【００１０】この逆充電を防ぐ方法として以下に述べる
バンドパスフィルタ方式および電力変動方式ならびに高
調波電圧監視方式の提案がなされており、以下これらに
ついて説明する。As a method for preventing this reverse charging, a band pass filter method, a power fluctuation method and a harmonic voltage monitoring method have been proposed as described below, which will be described below.
【００１１】＜バンドパスフィルタ方式＞図７の電流基
準Ｉ* の大きさおよび位相は、バンドパスフィルタ１６
の特性により図８に示すようになる。逆充電時、インバ
ータが供給する無効電力と負荷が要求する無効電力が一
致していない場合は、交流電源の周波数は定格周波数ｆ
0からずれることになり、電流値が低下して有効電力の
バランスがくずれ交流電源の電圧が低下し、電圧リレー
１７が異常を検出してインバータが停止する。<Bandpass Filter Method> The magnitude and phase of the current reference I * shown in FIG.
As shown in FIG. During reverse charging, if the reactive power supplied by the inverter and the reactive power required by the load do not match, the frequency of the AC power supply is the rated frequency f.
Since the current value decreases, the balance of active power is lost, the voltage of the AC power supply decreases, the voltage relay 17 detects an abnormality, and the inverter stops.
【００１２】ここで、負荷インピーダンスが図９（ａ）
に示すＲとＬの遅れ力率角φの場合を考えてみる。イン
バータが電源容量の大きな交流電力系統に接続されてい
る状態では定格周波数ｆ0 で運転しているので、図８の
バンドパスフィルタ特性により力率１の電力をインバー
タは出力している。しゃ断器７が開放されると、負荷９
の遅れ力率角φのためインバータの出力する無効電力と
負荷の無効電力がバランスしようとして周波数が上昇
し、周波数がｆ1 まで上昇すると、バンドパスフィルタ
１６の特性で位相が遅れ力率角φだけ遅れた電力をイン
バータは供給する。この場合電流値は、Ｉ0 からＩ1 ま
でわずかに減少するのみであり、電圧の変動は大きくな
い。この電圧変動は、供給される有効電力と負荷が消費
する有効電力によって決まる。Here, the load impedance is as shown in FIG.
Consider the case of the lag power factor angle φ of R and L shown in. Since the inverter is operating at the rated frequency f 0 when connected to an AC power system with a large power supply capacity, the inverter outputs power with a power factor of 1 due to the bandpass filter characteristic of FIG. 8. When the circuit breaker 7 is opened, the load 9
When the frequency rises to balance the reactive power output from the inverter with the reactive power of the load due to the delay power factor angle φ of, and the frequency rises to f 1 , the phase of the delay power factor angle φ changes due to the characteristic of the bandpass filter 16. The inverter supplies the electric power delayed by only. In this case, the current value only slightly decreases from I 0 to I 1 , and the voltage fluctuation is not large. This voltage fluctuation is determined by the active power supplied and the active power consumed by the load.
【００１３】ところが、バンドパスフィルタ１６が無い
場合は、常に力率１の電流を流すようインバータは動作
するので、図９（ａ）の場合バランスする点は周波数が
無限大（実際には制御の遅れなどにより無限大にはなら
ないが極めて高い周波数となる）となる。However, in the case where the bandpass filter 16 is not provided, the inverter operates so that a current having a power factor of 1 is always supplied. Therefore, in the case of FIG. It does not become infinite due to delay, etc., but becomes an extremely high frequency).
【００１４】このように、バンドパスフィルタ１６は逆
充電時系統周波数変動を抑制するよう作用する。このこ
とは進み力率負荷の場合も同様に周波数を下げる作用を
抑制するよう働くことになり、バンドパスフィルタ１６
は逆充電時、電圧変動は拡大する方向であるが、周波数
変動は抑制する方向であり条件によっては逆充電検出を
遅らせることもある。In this way, the bandpass filter 16 acts to suppress system frequency fluctuation during reverse charging. This also acts to suppress the action of lowering the frequency in the case of a forward power factor load, and the bandpass filter 16
In the reverse charge, the voltage fluctuation tends to increase, but the frequency fluctuation tends to be suppressed, and the reverse charge detection may be delayed depending on conditions.
【００１５】＜電力変動方式＞図７のゆらぎ回路２１に
より電流基準回路１２から出力する電流基準Ｉ* を一定
量の範囲内で低周波で変動させ、しゃ断器７が開放され
たときインバータから出力する電力（有効電力と無効電
力）と負荷の電力のバランスを崩すことにより、電圧と
周波数を変化させ逆充電を検出する。しかし、この方式
でも多数台のインバータが並列に接続されると各インバ
ータの電力変動の位相がバラバラとなり、全体として電
力変動がない状態となって検出できない場合がある。<Power fluctuation system> The fluctuation circuit 21 shown in FIG. 7 causes the current reference I * output from the current reference circuit 12 to fluctuate at a low frequency within a fixed amount and is output from the inverter when the breaker 7 is opened. The reverse charge is detected by changing the voltage and frequency by breaking the balance between the electric power (active power and reactive power) and the electric power of the load. However, even in this method, when a large number of inverters are connected in parallel, the phases of the power fluctuations of the respective inverters are dispersed, and there are cases in which there is no power fluctuation as a whole and detection is not possible.
【００１６】＜高調波電圧監視方式＞高調波検出回路２
０により負荷側電圧の高調波を監視し、しゃ断器７が開
放されたとき高調波（第３、第５、第７高調波）が増加
することにより逆充電を検出する。しかし、この方式
は、インバータエアコン、テレビなどのようなコンデン
サインプット形の整流回路を持つ負荷が多数使用される
と定常時に第３、第５、第７高調波が増加して検出の信
頼性が著しく低下する。<Harmonic voltage monitoring system> Harmonic detection circuit 2
The harmonics of the load side voltage are monitored by 0, and when the circuit breaker 7 is opened, the harmonics (third, fifth, and seventh harmonics) increase to detect reverse charging. However, in this method, when a large number of loads having a capacitor input type rectifier circuit, such as an inverter air conditioner and a television, are used, the third, fifth and seventh harmonics increase in a steady state and the detection reliability becomes high. Markedly reduced.
【００１７】本発明は、これらの問題点を解決するため
なされたもので、その目的とするところは、逆充電をよ
り確実に検出することができるインバータの系統連系保
護方法およびその装置を提供することにある。The present invention has been made to solve these problems, and an object of the present invention is to provide a system interconnection protection method and apparatus for an inverter capable of more reliably detecting reverse charging. To do.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、次のように構成する。In order to achieve the above object, the following constitution is provided.
【００１９】請求項１に対応する発明は、直流電力を交
流電力に変換し交流電力系統と連系して運転するインバ
ータの系統連系保護方法において、前記交流電力系統及
び前記インバータ出力の電圧位相に同期し所定の位相で
出力する電流基準に合致するように前記インバータの出
力電流の制御を行い、前記インバータが前記交流電力系
統から切り離されたとき、前記インバータの出力電圧の
周波数、周波数変化率、ゼロクロス付近の歪電圧に基づ
いて前記周波数が所定値に変化するように前記電流基準
の位相を変化させる方法とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided a system interconnection protection method for an inverter, which converts direct-current power into alternating-current power and operates in conjunction with an alternating-current power system, the voltage phase of the alternating-current power system and the inverter output. The output current of the inverter is controlled so as to match the current reference that is output in a predetermined phase in synchronism with, and when the inverter is disconnected from the AC power system, the frequency of the output voltage of the inverter and the frequency change rate. , A method of changing the phase of the current reference so that the frequency changes to a predetermined value based on the distortion voltage near the zero cross.
【００２０】請求項２に対応する発明は、直流電力を交
流電力に変換し交流電力系統と連系して運転するインバ
ータの系統連系保護装置において、電流基準に応じて前
記インバータの出力電流を制御する電流制御手段と、前
記交流電力系統及び前記インバータの出力電圧の位相に
同期し、別途に与えられる位相指令に応じて前記電流基
準の位相を決定する電流基準回路と、前記インバータの
出力電圧の周波数、周波数変化率に基づいて前記周波数
が正帰還ループで変化するように前記電流基準の位相を
変化させる制御手段を設ける。According to a second aspect of the present invention, in a system interconnection protection device for an inverter that converts direct-current power into alternating-current power and operates in conjunction with an alternating-current power system, the output current of the inverter is adjusted according to a current reference. A current control means for controlling, a current reference circuit that synchronizes with the phases of the output voltages of the AC power system and the inverter, and determines the phase of the current reference according to a separately given phase command, and the output voltage of the inverter Control means for changing the phase of the current reference based on the frequency and the rate of frequency change so that the frequency changes in the positive feedback loop.
【００２１】請求項３に対応する発明は、請求項２記載
の制御手段として、前記インバータの出力電圧の周波数
が定格周波数から所定値以上離れたとき位相変化率が逆
転する特性とする。The invention corresponding to claim 3 is the control means according to claim 2, wherein the phase change rate is reversed when the frequency of the output voltage of the inverter deviates from the rated frequency by a predetermined value or more.
【００２２】請求項４に対応する発明は、請求項２記載
の電流基準回路として別途に与えられるゲイン指令に応
じて増幅率を変える特性を有し、前記制御手段は前記イ
ンバータの出力電圧の周波数、周波数変化率に基づき前
記ゲイン指令を低下させる特性を持たせる。The invention corresponding to claim 4 has a characteristic that the amplification factor is changed according to a gain command separately given as the current reference circuit according to claim 2, and the control means has a frequency of the output voltage of the inverter. , The gain command is reduced based on the frequency change rate.
【００２３】請求項５に対応する発明は、請求項２記載
の電流制御手段として前記インバータの出力電圧のゼロ
クロス付近の電圧歪に基づいて前記周波数が正帰還ルー
プで変化するように前記電流基準の位相を変化させる特
性を持たせる。According to a fifth aspect of the present invention, as the current control means according to the second aspect, the current reference is set so that the frequency changes in the positive feedback loop based on the voltage distortion near the zero cross of the output voltage of the inverter. It has the property of changing the phase.
【００２４】請求項６に対応する発明は、請求項４記載
の電流制御手段として前記インバータの出力電圧のゼロ
クロス付近の電圧歪、電流基準あるいはインバータの出
力電流の変化に対するインバータの出力電圧の変化に基
づき前記ゲイン指令を低下させる特性を持たせる。The invention corresponding to claim 6 is the current control means according to claim 4, wherein the output voltage of the inverter is changed by a voltage distortion near the zero cross of the output voltage of the inverter, a current reference or a change of the output current of the inverter. Based on the above, the gain command is given a characteristic of lowering it.
【００２５】[0025]
【作用】請求項１に対応する発明によれば、インバータ
が交流電力系統から切り離されたとき、インバータ出力
電圧の周波数、周波数変化率及びゼロクロス付近の歪電
圧に基づいて電流位相を変化させ、これにより周波数が
所定値に変化するので、確実にインバータを停止させる
方法が得られる。According to the invention corresponding to claim 1, when the inverter is disconnected from the AC power system, the current phase is changed based on the frequency of the inverter output voltage, the frequency change rate, and the distortion voltage near the zero crossing. As a result, the frequency changes to a predetermined value, so that a method for surely stopping the inverter can be obtained.
【００２６】請求項２に対応する発明によれば、インバ
ータが交流電力系統から切り離されたとき、前記制御手
段によりインバータの出力電圧の周波数、周波数変化率
に基づいて前記周波数が正帰還ループで変化するように
電流基準の位相を変化させ、これにより急速に周波数を
変化させ、高速にインバータを停止させることが可能と
なる。According to the invention of claim 2, when the inverter is disconnected from the AC power system, the control means changes the frequency in the positive feedback loop based on the frequency of the inverter output voltage and the frequency change rate. Thus, the phase of the current reference is changed so that the frequency can be changed rapidly and the inverter can be stopped at high speed.
【００２７】請求項３に対応する発明によれば、インバ
ータの出力電圧の周波数が定格周波数から所定値以上離
れたとき前記制御手段の位相変化率が逆転することによ
り、進み電流と遅れ電流がバランスする周波数で安定さ
せることが可能となり、周波数の発散を防止することが
可能となる。According to the third aspect of the invention, when the frequency of the output voltage of the inverter deviates from the rated frequency by a predetermined value or more, the phase change rate of the control means is reversed, so that the lead current and the lag current are balanced. It is possible to stabilize the frequency at which the frequency changes and to prevent the frequency from diverging.
【００２８】請求項４，６に対応する発明によれば、イ
ンバータが交流電力系統から切り離され、周波数を変化
させるとき、インバータの出力電圧の周波数、周波数変
化率に基づきゲイン指令を低下させる特性を有している
ので、電流振幅を小さくすることができ、インバータを
安全に停止させることができる。According to the inventions according to claims 4 and 6, when the inverter is disconnected from the AC power system and the frequency is changed, the gain command is lowered based on the frequency of the output voltage of the inverter and the frequency change rate. Since it has, the current amplitude can be reduced and the inverter can be stopped safely.
【００２９】請求項５に対応する発明によれば、軽負荷
あるいは無負荷の状態でインバータの交流電力系統から
切り離されたとき、インバータの出力電圧のゼロクロス
付近の電圧歪に基づいて周波数が正帰還ループで変化す
るように電流基準の位相を変化させ、高速に逆充電状態
を検出してインバータを停止させることができる。According to the invention corresponding to claim 5, when the inverter is disconnected from the AC power system under a light load or no load condition, the frequency is positively fed back based on the voltage distortion near the zero cross of the output voltage of the inverter. It is possible to change the phase of the current reference so as to change in the loop, detect the reverse charge state at high speed, and stop the inverter.
【００３０】[0030]
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は本発明の第１の実施例を示すブロッ
ク図であり、図中１〜１５の構成は図７と同一であるの
で、ここでは同一番号を付してその説明は省略する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention, and since the configuration of 1 to 15 in the figure is the same as that of FIG. 7, the same reference numerals are given here and the description thereof is omitted.
【００３１】本発明で用いる電流基準回路１２は増幅器
１１の出力電圧Ｖｃと位相ゲイン設定回路３１から与え
られるゲインＧに応じて振幅が変化し、位相ゲイン設定
回路３１から与えられる位相θに応じた位相の電流基準
Ｉ* を出力する。なお、位相θは交流電圧の位相との位
相差を意味する。The current reference circuit 12 used in the present invention changes in amplitude according to the output voltage Vc of the amplifier 11 and the gain G given from the phase gain setting circuit 31, and according to the phase θ given from the phase gain setting circuit 31. The phase current reference I * is output. The phase θ means a phase difference from the phase of the AC voltage.
【００３２】電圧検出器１０で検出された交流電圧は、
バンドパスフィルタ１６を介して周波数検出回路２２に
入力され、ここで周波数が検出され、この検出周波数Ｖ
22を周波数変化率（ｄｆ／ｄｔ）検出回路２３および演
算回路２４に入力する。周波数変化率検出回路２３にお
いて検出されたＶ23を演算回路２４に入力し、演算回路
２４において、Ｖ22とＶ23から出力Ｖ24（ｆ＋α（ｄｆ
／ｄｔ）：αは係数である）を出力し係数設定回路３０
に入力する。The AC voltage detected by the voltage detector 10 is
It is input to the frequency detection circuit 22 through the bandpass filter 16, the frequency is detected there, and the detection frequency V
22 is input to the frequency change rate (df / dt) detection circuit 23 and the arithmetic circuit 24. V23 detected by the frequency change rate detection circuit 23 is input to the arithmetic circuit 24, and in the arithmetic circuit 24, the output from V22 and V23 is V24 (f + α (df
/ Dt): α is a coefficient) and outputs the coefficient setting circuit 30
To enter.
【００３３】一方、電圧検出器１０で検出された交流電
圧は、電圧瞬時値検出回路２５を介して電圧実効値算出
回路２６に入力し、電圧実効値算出回路２６において実
効値Ｖ26を求め、これを電圧リレー１７に入力し、ここ
で設定電圧値と比較して交流電圧の異常を検出し、これ
を異常検出回路１９に入力する。On the other hand, the AC voltage detected by the voltage detector 10 is input to the voltage effective value calculating circuit 26 via the voltage instantaneous value detecting circuit 25, and the effective value V26 is obtained in the voltage effective value calculating circuit 26. Is input to the voltage relay 17, where it is compared with the set voltage value to detect an abnormality in the AC voltage, and this is input to the abnormality detection circuit 19.
【００３４】また、周波数検出回路２２で検出された信
号Ｖ22は、周波数リレー１８に入力され、ここで系統周
波数の異常を検出し、これを異常検出回路１９に入力す
る。Further, the signal V22 detected by the frequency detection circuit 22 is input to the frequency relay 18, where an abnormality in the system frequency is detected, and this is input to the abnormality detection circuit 19.
【００３５】さらに、電圧検出器１０で検出された交流
電圧は、ゼロクロス検出器２８に入力し、ここで交流電
圧のゼロクロス付近であることを検出し、この検出値を
歪検出器２７に入力し、また歪検出器２７に電圧瞬時値
検出回路２５で検出された検出値を入力する。歪検出器
２７は交流電圧のゼロクロス付近の歪を検出し、この検
出値Ｖ27を歪リレー３２に入力し、ここで検出値Ｖ27が
設定値より大きい場合が検出され、これが異常検出回路
１９に入力される。異常検出回路１９は、電圧リレー１
７、周波数リレー１８、歪リレー３２の出力信号が入力
されたとき駆動部１５に停止指令を与える。Further, the AC voltage detected by the voltage detector 10 is input to the zero cross detector 28, where it is detected that the AC voltage is near the zero cross, and this detected value is input to the distortion detector 27. Also, the detection value detected by the voltage instantaneous value detection circuit 25 is input to the distortion detector 27. The distortion detector 27 detects distortion near the zero cross of the AC voltage, inputs the detected value V27 to the distortion relay 32, detects the case where the detected value V27 is larger than the set value, and inputs this to the abnormality detection circuit 19. To be done. The abnormality detection circuit 19 is the voltage relay 1
When the output signals of the frequency relay 18, the frequency relay 18, and the strain relay 32 are input, a stop command is given to the drive unit 15.
【００３６】歪検出器２７の検出値Ｖ27は歪変化検出器
３３に入力し、ここで歪変化が検出され、この検出値を
係数設定回路３０へ入力する。電流基準回路１２からの
電流基準Ｉ* と、電圧実効値算出回路２６で算出された
実効値Ｖ26を変化率検出回路２９に入力し、ここでｄＶ
／ｄＩ* を検出し、これを係数設定回路３０へ入力す
る。係数設定回路３０では、電圧実効値Ｖと電流基準Ｉ
* の比ｄＶ／ｄＩ* からインバータ出力電流を変化させ
ることが原因で電圧が変化したのかどうかを判断する。The detected value V27 of the distortion detector 27 is inputted to the distortion change detector 33, where the distortion change is detected, and this detected value is inputted to the coefficient setting circuit 30. The current reference I * from the current reference circuit 12 and the effective value V26 calculated by the voltage effective value calculation circuit 26 are input to the change rate detection circuit 29, where dV
/ DI * is detected and input to the coefficient setting circuit 30. In the coefficient setting circuit 30, the voltage effective value V and the current reference I
From the ratio dV / dI * of *, it is determined whether the voltage has changed due to changing the inverter output current.
【００３７】係数設定回路３０は位相・ゲイン設定回路
３１が出力するゲインＧと位相θを決定するための変数
Ｆ1 ，Ｆ2 を決定し、これにより電流基準Ｉ* の位相と
振幅を変化させるように構成してある。The coefficient setting circuit 30 determines variables F 1 and F 2 for determining the gain G and the phase θ output from the phase / gain setting circuit 31, and thereby changes the phase and amplitude of the current reference I * . It is configured as follows.
【００３８】以下、このように構成された本発明の実施
例装置の動作について説明する。The operation of the embodiment apparatus of the present invention thus constructed will be described below.
【００３９】図２は位相・ゲイン設定回路３１の特性例
を示すものであり、係数設定回路３０から与えられる変
数Ｆ1 ，Ｆ2 に応じてゲインＧと位相θを決定する。今
インバータが交流電力系統に連系され図１のしゃ断器７
が閉の場合は、系統周波数は、ほぼ定格値ｆ0 （５０Ｈ
ｚ又は６０Ｈｚ）に保たれているので、インバータから
は交流電源と同位相（力率＝１）の電流を出力してい
て、電流基準Ｉ* はゲイン１（即ち太陽電池の最大電力
点）の出力となっている。FIG. 2 shows an example of the characteristics of the phase / gain setting circuit 31. The gain G and the phase θ are determined according to the variables F 1 and F 2 given from the coefficient setting circuit 30. Now the inverter is connected to the AC power system and the circuit breaker 7 in Fig. 1 is connected.
When is closed, the system frequency is almost the rated value f 0 (50H
z or 60 Hz), the inverter outputs a current in the same phase as the AC power source (power factor = 1), and the current reference I * is gain 1 (that is, the maximum power point of the solar cell). It is output.
【００４０】次に、しゃ断器７が開放された場合の逆充
電（アイランディング）時の作用について説明する。Next, the operation at the time of reverse charging (landing) when the breaker 7 is opened will be described.
【００４１】しゃ断器７が開放され、インバータ出力の
無効電力と負荷の無効電力にアンバランスがある時差分
無効電力ΔＱを発生する。この時、負荷電流Ｉｌが図９
（ｅ）のような遅れ力率である場合、常時はインバータ
の力率がほぼ１で、無効電力を出さない制御を行ってい
るので、インバータ電流ＩINと負荷電流Ｉｌが平衡する
ようにインバータ出力の周波数がやや高くなり、フィル
タコンデンサ４の進み電流を増加させ負荷インダクタン
スの遅れ電流を減少させ負荷力率が１になろうとする。
この周波数Ｖ22と周波数変化率Ｖ23を検出し、演算回路
２４により、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）（αは係数）を求
め、Ｖ24として係数設定回路３０で重みづけをして図２
の変数Ｆ1 ，Ｆ2 を設定し、位相、ゲイン設定回路３１
によりゲインＧと位相θを決定し、インバータ電流の位
相と大きさを変化させる。When the breaker 7 is opened and there is an imbalance between the reactive power of the inverter output and the reactive power of the load, the differential reactive power ΔQ is generated. At this time, the load current Il is
When the delay power factor is as shown in (e), the power factor of the inverter is almost 1 at all times, and the control is performed without generating the reactive power. Therefore, the inverter current I IN and the load current Il are balanced. The output frequency becomes slightly higher, and the lead current of the filter capacitor 4 is increased and the lag current of the load inductance is decreased to try to bring the load power factor to 1.
The frequency V22 and the frequency change rate V23 are detected, the arithmetic circuit 24 calculates f + α (df / dt) (α is a coefficient), and the coefficient setting circuit 30 weights it as V24.
The variables F 1 and F 2 are set, and the phase / gain setting circuit 31
Is used to determine the gain G and the phase θ, and the phase and magnitude of the inverter current are changed.
【００４２】今、電流位相だけ変化させる場合について
動作を説明する、図９（ｅ）の場合ｆ＋α（ｄｆ／ｄ
ｔ）＞ｆ0 となるためこの制御により図２（ｂ）に示す
変数Ｆ2 をｆ0 の位置から右側に移動させ、インバータ
電流位相を進める。このため、負荷電流とインバータ電
流の位相が離れるので、更に交流電圧の周波数は上昇す
る。この作用が正帰還となり、周波数が更に上昇する
が、図２（ｂ）に示すようにＦ2 がある範囲を超えると
進み位相の極大値を越え逆に位相が遅れるような特性に
しておく。これによりコンデンサ４に流れる進み電流が
負荷インダクタンスに流れる遅れ電流より大きくなりＦ
a の点で負荷とインバータの力率が一致してバランスす
る。The operation will now be described for the case of changing only the current phase. In the case of FIG. 9 (e), f + α (df / d
Since t)> f 0 , the variable F 2 shown in FIG. 2B is moved to the right from the position of f 0 by this control, and the inverter current phase is advanced. Therefore, the load current and the inverter current are out of phase with each other, so that the frequency of the AC voltage is further increased. This action becomes a positive feedback, and the frequency further rises. However, as shown in FIG. 2B, when F 2 exceeds a certain range, the maximum value of the lead phase is exceeded and the phase is delayed conversely. As a result, the leading current flowing in the capacitor 4 becomes larger than the lagging current flowing in the load inductance, and F
At point a, the load and the power factor of the inverter match and balance.
【００４３】なお、図２（ｂ）に示した直線φL は負荷
の電流位相であり、周波数ｆ0 において力率＝１の場合
を示したものである。従って、実際にはＦa の点より少
し右へ移動した位置でバランスする。The straight line φL shown in FIG. 2 (b) is the current phase of the load, and shows the case where the power factor = 1 at the frequency f 0 . Therefore, in reality, the balance is achieved at a position slightly moved to the right of the point F a .
【００４４】次に負荷が図９（ｄ）に示すように進み力
率の場合は、逆充電時、インバータ力率と負荷力率が一
致しようとして交流電圧の周波数が低下しコンデンサ電
流が減少し、リアクトル電流が増加して無効電力が平衡
するように作用する。周波数が低下し、ｆ＋α（ｄｆ／
ｄｔ）＜ｆ0 となるので、図２（ｂ）においてインバー
タ電流は遅れを出力するよう制御するので、更に交流電
圧の周波数が低下する正帰還作用で周波数が下降し位相
特性が逆転している点Ｆb でバランスする。Next, when the load has a forward power factor as shown in FIG. 9 (d), the frequency of the AC voltage is reduced and the capacitor current is reduced during reverse charging in an attempt to match the inverter power factor with the load power factor. , The reactor current increases and acts to balance the reactive power. The frequency decreases and f + α (df /
Since the dt) <f 0, the inverter current in FIG. 2 (b) and controls so as to output delay, is reversed phase characteristics descends frequency positive feedback effect of lowering the frequency of the further alternating voltages Balance at point F b .
【００４５】周波数リレー１８を例えばＦｘ，Ｆｙの点
に設定してあれば、ΔＱが０でない場合は容易に逆充電
を検出してインバータを停止させることができる。If the frequency relay 18 is set at points Fx and Fy, for example, reverse charging can be easily detected and the inverter can be stopped when ΔQ is not zero.
【００４６】この場合、周波数を発散させることから、
電圧が高くなることは負荷にとって好ましくないので、
図２（ａ）のゲイン特性により周波数のずれが大きくな
ると、インバータ電流を下げ交流電圧を下げて電圧リレ
ー１７を動作させる方が望ましい。In this case, since the frequency is diverged,
Higher voltage is not desirable for the load, so
When the frequency shift becomes large due to the gain characteristic of FIG. 2A, it is desirable to lower the inverter current and lower the AC voltage to operate the voltage relay 17.
【００４７】残る、逆充電保護ではΔＱが略０の場合に
ついてである。In the remaining reverse charge protection, ΔQ is about 0.
【００４８】この条件で負荷の有効電力とインバータの
有効電力がアンバランスしている時、即ちΔＰが０でな
い場合を考える。Consider the case where the active power of the load and the active power of the inverter are unbalanced under this condition, that is, when ΔP is not zero.
【００４９】図９（ｃ）において、ＣとＬは有効電力を
消費しないので有効電力の消費はＲのみである。電圧を
Ｖ＋ΔＶ（Ｖが定格電圧）とすると、Ｒの消費電力は、
（Ｖ＋ΔＶ）2 ／Ｒとなる。ただし、ΔＶは逆充電時の
電圧変化分である。In FIG. 9C, since C and L do not consume active power, active power is consumed only by R. If the voltage is V + ΔV (V is the rated voltage), the power consumption of R is
(V + ΔV) 2 / R. However, ΔV is the amount of voltage change during reverse charging.
【００５０】従って、ΔＰ＝［（Ｖ＋ΔＶ）2 ／Ｒ］−
［Ｖ2 ／Ｒ］が成立する。よって、ΔＰが一定以上あれ
ば、Ｖ＋ΔＶを電圧リレー１７で検出してインバータを
停止することができる。Therefore, ΔP = [(V + ΔV) 2 / R]-
[V 2 / R] is established. Therefore, if ΔP is a certain value or more, V + ΔV can be detected by the voltage relay 17 and the inverter can be stopped.
【００５１】次に、検出が最も困難なΔＱが略０、ΔＰ
が略０の場合を説明する。Next, ΔQ, which is the most difficult to detect, is approximately 0 and ΔP.
The case where is approximately 0 will be described.
【００５２】交流電圧ＶACと柱上変圧器６の励磁電流ｉ
exの関係を、図３（ａ）に示す。交流電圧のゼロクロス
付近では鉄心の飽和特性により励磁電流ｉexは正弦波と
異なり歪電流となる。しゃ断器７が閉の場合、励磁電流
ｉexは交流電力系統８から供給され、電圧歪の少ない正
弦波のＶACを保持している。AC voltage V AC and exciting current i of pole transformer 6
The relationship of ex is shown in FIG. In the vicinity of the zero cross of the AC voltage, the exciting current i ex becomes a distorted current unlike the sine wave due to the saturation characteristic of the iron core. When the breaker 7 is closed, the exciting current i ex is supplied from the AC power system 8 and holds the sine wave V AC with little voltage distortion.
【００５３】ところが、ΔＱが略０、ΔＰが略０でしゃ
断器７が開放されると、柱上変圧器６の励磁電流ｉexは
インバータと負荷から受けることになる。ΔＱが略０の
ため、力率１の状態で電力がバランスしているので、Δ
Ｐは図３（ｂ）に示すわずかな正弦波分であり、電圧の
ゼロクロス付近でのピーク電流を充分供給することでで
きず、図３（ｂ）の破線で示すＶACのように、電圧のゼ
ロクロス付近の電圧が低下し歪が増加する。However, when ΔQ is approximately 0 and ΔP is approximately 0 and the breaker 7 is opened, the exciting current i ex of the pole transformer 6 is received from the inverter and the load. Since ΔQ is almost 0, the power is balanced when the power factor is 1, so Δ
P is a slight sine wave component shown in FIG. 3 (b) and cannot be supplied by sufficiently supplying the peak current near the zero crossing of the voltage, so that voltage V AC shown by a broken line in FIG. The voltage in the vicinity of the zero cross decreases and the distortion increases.
【００５４】この歪を歪検出回路２７、歪変化検出回路
３３で検出し、逆充電の可能性を検出して、図２のゲイ
ン特性の横軸Ｆ1 と位相特性の横軸Ｆ2 をシフトし電力
のバランスを、くずして周波数と電圧を変動させ電圧リ
レー１７、周波数リレー１８でインバータを停止させ
る。This distortion is detected by the distortion detection circuit 27 and the distortion change detection circuit 33 to detect the possibility of reverse charging, and the horizontal axis F 1 of the gain characteristic and the horizontal axis F 2 of the phase characteristic of FIG. 2 are shifted. Then, the balance of the electric power is broken to change the frequency and the voltage, and the inverter is stopped by the voltage relay 17 and the frequency relay 18.
【００５５】横軸Ｆ2 は、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）の方向
と合わせる方がベターであるが、ｆ＋α（ｄｆ／ｄｔ）
＝ｆ0 即ち周波数が変化しない場合は−βとして周波数
を低い方にずらした方が電動機負荷に対しては逆充電の
バランスを早くくずすことができる。The horizontal axis F 2 is better to be aligned with the direction of f + α (df / dt), but f + α (df / dt)
= F 0, that is, when the frequency does not change, it is possible to quickly break the balance of reverse charging for the motor load by shifting the frequency to -β as -β.
【００５６】歪検出回路２７の出力Ｖ27が設定値以上に
なると、歪リレー３２で直接インバータを停止させるこ
とも可能となっている。When the output V27 of the distortion detection circuit 27 exceeds the set value, the distortion relay 32 can directly stop the inverter.
【００５７】次に、歪変化検出回路３３で、歪増加を検
出すると、横軸Ｆ1 をシフトすると電流基準Ｉ* が変化
するので、ｄＶ／ｄＩ* 回路２９で検出し、逆充電状態
ではｄＶ／ｄＩ* が一定値超えると、横軸Ｆ1 へ正帰還
させることによりバランスをくずす回路を追加すること
も可能となる。Next, when the distortion change detection circuit 33 detects an increase in distortion, the current reference I * changes when the horizontal axis F 1 is shifted. Therefore, it is detected by the dV / dI * circuit 29 and dV / dI * in the reverse charging state. When / dI * exceeds a certain value, it is possible to add a circuit for breaking the balance by positively feeding back to the horizontal axis F 1 .
【００５８】なお、位相を変える場合はｄＶ／ｄＩ* ｃ
ｏｓφ（ｃｏｓφ＝力率）有効電流に対する電圧変動を
キャッチする方が良い。また、電流基準Ｉ* は実測電流
Ｉとすることで、更に精度を向上できることは云うまで
もない。When changing the phase, dV / dI * c
osφ (cosφ = power factor) It is better to catch the voltage fluctuation with respect to the effective current. Needless to say, the accuracy can be further improved by setting the measured current I as the current reference I * .
【００５９】以上述べた実施例によれば、インバータと
交流電力系統が連系されて運転している状態で、交流電
力系統からインバータが切離されてた時、インバータ出
力の無効電力と負荷の無効電力がわずかでもアンバラン
スしている時は周波数がわずかに上昇又は下降する。こ
の周波数のずれを検出し、周波数が上昇した場合はイン
バータ電流位相を進めることにより周波数が更に上昇し
て発散させるよう制御し、周波数が下降した場合は電流
位相を送らせて周波数を下げる方向に発散させる。According to the embodiment described above, when the inverter is disconnected from the AC power system while the inverter and the AC power system are connected and operating, the reactive power of the inverter output and the load The frequency rises or falls slightly when the reactive power is slightly unbalanced. Detecting this frequency shift, if the frequency rises, the inverter current phase is advanced to control the frequency so that it further diverges, and if the frequency falls, the current phase is sent to lower the frequency. Diverge.
【００６０】また、周波数が定格よりずれるに従ってイ
ンバータ電流値を下げ有効電力の供給を下げることによ
り電圧の低下をうながす。Further, as the frequency deviates from the rated value, the inverter current value is lowered and the supply of active power is lowered to prompt the voltage drop.
【００６１】電力の有効分、無効分が完全バランス時は
電圧、周波数共に変化しないので、電圧波形のゼロクロ
ス付近の歪の増大を検出して電流位相と電流の大きさを
変化させることによりバランス状態から発散動作へと移
行させる。このようにすることにより、逆充電をより信
頼性よく防ぐことができる。Since the voltage and frequency do not change when the active and reactive components of the power are completely balanced, an increase in distortion near the zero cross of the voltage waveform is detected and the current phase and the magnitude of the current are changed to achieve the balanced state. To divergence operation. By doing so, reverse charging can be prevented more reliably.
【００６２】本発明は、以上述べた実施例に限定される
ものではなく、以下のように変形して実施できる。The present invention is not limited to the above-described embodiments, but can be modified and implemented as follows.
【００６３】（１）前述の実施例では、図１においてｆ
＋α（ｄｆ／ｄｔ）でゲイン、位相の横軸を動かす場合
を説明したが、これをＡ（ｆ−ｆ0 ）＋ｆ0 ＋α（ｄｆ
／ｄｔ）（Ａは係数）で横軸を動かすこともできる。Ａ
＝０とすれば周波数変化時にのみ位相を動かし定常時は
ｆに無関係に力率＝１の運転も行うことができる。(1) In the above-described embodiment, f in FIG.
The case where the horizontal axis of the gain and the phase are moved by + α (df / dt) has been described, but this is A (f−f 0 ) + f 0 + α (df
The horizontal axis can also be moved by / dt) (A is a coefficient). A
If = 0, the phase is moved only when the frequency changes, and in the steady state, the operation with the power factor = 1 can be performed regardless of f.
【００６４】また、交流電力系統８の応答に合わせて周
波数変化率の帰還に時間係数かけるなどの工夫を行って
もよい。Further, the frequency feedback rate feedback may be multiplied by a time coefficient in accordance with the response of the AC power system 8.
【００６５】（２）位相特性は図４（ａ）に示すように
系統周波数の正常運転範囲Ｆ5 〜ｆ0 〜Ｆ4 間はθの変
化率をゆるやか（又はゼロ）にし、その範囲をはずれる
とθの変化率を大きくすることにより定常時の力率を良
くするなど種々のバリエーションが考えられることは説
明するまでもない。(2) As for the phase characteristic, as shown in FIG. 4 (a), the rate of change of θ is made gentle (or zero) between the normal operating ranges F 5 to f 0 to F 4 of the system frequency, and the range is deviated. It goes without saying that various variations are conceivable, such as improving the power factor in the steady state by increasing the change rate of θ and θ.
【００６６】また、図４（ｃ）に示すように定格周波数
付近のみθの変化さを大きくしてそれ以上ではθにリミ
ットをかけ力率の悪化を防ぐなども考えられる。Further, as shown in FIG. 4 (c), it is possible to increase the variation of θ only in the vicinity of the rated frequency and limit θ above this to prevent the power factor from deteriorating.
【００６７】（３）またゲイン特性は図４（ｂ）に示す
ようにｘ，ｙ，ｚなどの曲線を用意しｄＶ／ｄＩ* ｃｏ
ｓφの変化や時間関数に従ってｘ→ｚに移行するなどの
バリエーションも考えられる。(3) As for the gain characteristic, as shown in FIG. 4B, curves such as x, y, z are prepared and dV / dI * co
Variations such as a change in sφ and a transition from x to z according to a time function are also conceivable.
【００６８】（４）図１の制御回路はマイクロプロセッ
サとメモリー回路を使用することで容易に実現できる。
特に、図２に示すようにバンドパスタフィルタ１６とゲ
インの関係は似ているが位相特性は全く逆であるような
特性もメモリーに記憶させることで自由にできる。アナ
ログ回路ではバンドパスフィルタのゲイン特性とノッチ
フィルタの位相特性を別々に使うことで達成できる。(4) The control circuit of FIG. 1 can be easily realized by using a microprocessor and a memory circuit.
In particular, as shown in FIG. 2, the characteristic that the gain is similar to the band pasta filter 16 but the phase characteristic is completely opposite can be freely stored in the memory. In an analog circuit, this can be achieved by using the gain characteristics of the bandpass filter and the phase characteristics of the notch filter separately.
【００６９】（５）図１では、係数設定回路３０に周波
数、周波数変化率、ｄＶ／ｄＩ* 、歪率変化などを入力
しているが、これらの組合せは自由であり、歪率変化は
高調波の変化率でキャッチできることは説明するまでも
ない。(5) In FIG. 1, the frequency, the frequency change rate, dV / dI * , the distortion rate change, etc. are input to the coefficient setting circuit 30, but these combinations are free and the distortion rate change is a harmonic. It goes without saying that it can be caught by the rate of change of the wave.
【００７０】（６）電圧の安定化にインバータの力率制
御が挿入されている場合は、力率制御角に図２の位相特
性を加算する制御であってもよい。(6) When the power factor control of the inverter is inserted to stabilize the voltage, the phase factor shown in FIG. 2 may be added to the power factor control angle.
【００７１】この場合歪率が増加したりｄＶ／ｄＩ* が
一定値を超えると力率制御をホールドすることが好まし
い。In this case, it is preferable to hold the power factor control when the distortion factor increases or dV / dI * exceeds a certain value.
【００７２】（７）図１の位相・ゲイン設定回路３１は
フィルタ１６の特性を図５、図６に示す特性にすること
で代用できることは勿論、バンドパスフィルタ１６の特
性に位相・ゲイン設定回路３１の特性を加算することも
できる。(7) The phase / gain setting circuit 31 shown in FIG. 1 can be replaced by changing the characteristics of the filter 16 to those shown in FIGS. 5 and 6, as a matter of course. It is also possible to add 31 characteristics.
【００７３】図５、図６の特性はアナログフィルタ技術
（特にスイッチドキパシタフィルタ）を使用することで
簡単に実用化できる。例えばリニアテクノロジ社のＬＴ
Ｃ１０６０のＩＣを１個使うことで図５（ａ）のバンド
パスフィルタ１６ａとノッチフィルタ１６ｂを直列に接
続することにより、図５（ｂ）のゲイン位相特性を得る
ことが可能である。The characteristics shown in FIGS. 5 and 6 can be easily put into practical use by using an analog filter technique (particularly a switched capacitor filter). For example, LT of Linear Technology
By using one C1060 IC to connect the bandpass filter 16a and the notch filter 16b in FIG. 5A in series, it is possible to obtain the gain phase characteristic in FIG. 5B.
【００７４】さらに、図６（ａ）に示すように中心周波
数の少し異なった（ｆ1 とｆ2 ）バンドパスフィルタ１
６ｃと１６ｄを直列に接続することにより、図６（ｂ）
に示すような特性を得ることができるのは説明するまで
もない。また、１６ｃと１６ｄを加算することでも同様
な特性を得ることができる。なお、バンドパスフィルタ
１６ａは、ｆ0 を中心周波数としている。Ｖ16d の位相
特性とＶ16a のゲイン特性を使う。Further, as shown in FIG. 6A, the bandpass filter 1 having different center frequencies (f 1 and f 2 ) is used.
By connecting 6c and 16d in series, as shown in FIG.
It is needless to say that the characteristics as shown in can be obtained. Similar characteristics can also be obtained by adding 16c and 16d. The bandpass filter 16a has a center frequency of f 0 . The phase characteristic of V16d and the gain characteristic of V16a are used.
【００７５】（８）図１の位相・ゲイン設定回路３１の
ゲイン設定を一定としてゲイン設定回路３１を省略して
も基本動作は変らないことは説明するまでもない。(8) It goes without saying that the basic operation does not change even if the gain setting circuit 31 is omitted with the gain setting of the phase / gain setting circuit 31 of FIG. 1 being kept constant.
【００７６】[0076]
【発明の効果】以上説明した本発明によれば、逆充電を
信頼性良く防ぐことができるインバータの系統連系保護
方法およびその装置を提供することができる。According to the present invention described above, it is possible to provide a system interconnection protection method for an inverter and a device therefor capable of reliably preventing reverse charging.
【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]
【図１】本発明の一実施例を説明するためのブロック
図。FIG. 1 is a block diagram for explaining an embodiment of the present invention.
【図２】図１の位相・ゲイン設定回路の特性を説明する
ための図。FIG. 2 is a diagram for explaining the characteristics of the phase / gain setting circuit of FIG.
【図３】図１の動作を説明するための波形図。FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of FIG.
【図４】他の実施例を説明するため図。FIG. 4 is a diagram for explaining another embodiment.
【図５】他の実施例を説明するため図。FIG. 5 is a diagram for explaining another embodiment.
【図６】他の実施例を説明するため図。FIG. 6 is a diagram for explaining another embodiment.
【図７】従来のインバータの系統連系保護装置の一例を
説明するためのブロック図。FIG. 7 is a block diagram for explaining an example of a conventional system interconnection protection device for an inverter.
【図８】図７の問題点を説明するための図。FIG. 8 is a diagram for explaining the problem of FIG.
【図９】図７の問題点および本発明の他の実施例を説明
するための図。FIG. 9 is a diagram for explaining the problem of FIG. 7 and another embodiment of the present invention.
【符号の説明】 １…直流電源、２…インバータブリッジ、３…リアクト
ル、４…コンデンサ、５…電流検出器、６…柱上変圧
器、７…しゃ断器、８…交流電力系統、９…負荷、１０
…電圧検出器、１１…増幅器、１２…電流基準回路、１
３…増幅器、１４…ＰＷＭ制御回路、１５…駆動部、１
６…バンドパスフィルタ、１７…電圧リレー、１８…周
波数リレー、１９…異常検出回路、２０…高調波検出回
路、２１…ゆらぎ回路、２２…周波数検出回路、２３…
周波数変化率検出回路、２４…演算回路、２５…電圧検
出回路、２６…実効値算出回路、２７…歪検出回路、２
８…ゼロクロス検出回路、２９…変化率検出回路、３０
…係数設定回路、３１…位相・ゲイン設定回路、３２…
歪リレー、３３…歪変化検出回路。[Explanation of Codes] 1 ... DC power supply, 2 ... Inverter bridge, 3 ... Reactor, 4 ... Capacitor, 5 ... Current detector, 6 ... Pole transformer, 7 ... Breaker, 8 ... AC power system, 9 ... Load 10,
... voltage detector, 11 ... amplifier, 12 ... current reference circuit, 1
3 ... Amplifier, 14 ... PWM control circuit, 15 ... Driving unit, 1
6 ... Band pass filter, 17 ... Voltage relay, 18 ... Frequency relay, 19 ... Abnormality detection circuit, 20 ... Harmonic detection circuit, 21 ... Fluctuation circuit, 22 ... Frequency detection circuit, 23 ...
Frequency change rate detection circuit, 24 ... Arithmetic circuit, 25 ... Voltage detection circuit, 26 ... Effective value calculation circuit, 27 ... Distortion detection circuit, 2
8 ... Zero cross detection circuit, 29 ... Change rate detection circuit, 30
... Coefficient setting circuit, 31 ... Phase / gain setting circuit, 32 ...
Distortion relay, 33 ... Distortion change detection circuit.
【手続補正２】[Procedure Amendment 2]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図２[Name of item to be corrected] Figure 2
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図２】 [Fig. 2]
Claims (4)
タと交流電力系統とを連系するものであって、前記イン
バータの出力周波数が前記交流電力系統の電圧に同期し
た位相の電流基準に合致するよう制御するインバータシ
ステムにおいて、 前記交流電力系統と前記インバータが切り離されて前記
インバータの出力周波数が上昇または下降した時は、逆
充電時の周波数、周波数変化率、歪率の変化等に基づい
て電流位相を進める方向に変化させるインバータの系統
連系保護方法。1. An inverter for converting direct-current power to alternating-current power and an alternating-current power system are interconnected, and an output frequency of the inverter matches a current reference of a phase synchronized with a voltage of the alternating-current power system. In the inverter system to be controlled as described above, when the AC power system and the inverter are disconnected and the output frequency of the inverter rises or falls, the current based on the frequency during reverse charging, the frequency change rate, the change in the distortion rate, etc. A system interconnection protection method that changes the phase in the direction of advance.
タと交流電力系統とを連系するものであって、前記イン
バータの出力周波数が前記交流電力系統の電圧に同期し
た位相の電流基準に合致するよう制御するインバータシ
ステムにおいて、 前記交流電力系統と前記インバータが切り離されて前記
インバータの出力周波数が上昇または下降した時、逆充
電時の周波数、周波数変化率、歪率の変化等に基づいて
電流位相を進める方向に電流位相を変化させる位相変化
手段と、 を具備したことを特徴とするインバータの系統連系保護
装置。2. An inverter for converting DC power into AC power and an AC power system are interconnected, and an output frequency of the inverter matches a current reference of a phase synchronized with a voltage of the AC power system. In the inverter system for controlling, when the AC power system and the inverter are disconnected and the output frequency of the inverter rises or falls, the frequency of reverse charging, the frequency change rate, the current phase based on the change of the distortion rate, etc. An inverter system interconnection protection device comprising: a phase changing unit that changes the current phase in the direction of advancing.
波数より設定値以上周波数がずれる場合位相特性を周波
数が発散する方向と逆とし周波数の発散にリミットをか
ける機能を有しているインバータの系統連系保護装置。3. The inverter according to claim 2, wherein the phase changing means has a function of setting a phase characteristic opposite to a direction in which the frequency diverges when the frequency deviates from the rated frequency by a set value or more and limiting the frequency divergence. System protection device.
準を減衰させるゲイン曲線を有し、周波数や周波数変化
率、歪率の変化、電流又は電流基準に対する電圧変動率
などの組合せに基づき、前記ゲインを低下させる機能を
有しているインバータの系統連系保護装置。4. The phase changing means according to claim 2 has a gain curve for attenuating a current reference, and is based on a combination of a frequency, a frequency change rate, a change in distortion factor, a voltage variation rate with respect to a current or a current reference, and the like. A system interconnection protection device for an inverter having a function of reducing the gain.
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