JPH0629951A

JPH0629951A - 軟判定器

Info

Publication number: JPH0629951A
Application number: JP17836792A
Authority: JP
Inventors: Nami Hatazoe; 菜美畠添; Yoshiharu Tozawa; 義春戸澤; Makoto Uchijima; 誠内島; Makoto Yoshida; 吉田　　誠
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1992-07-06
Filing date: 1992-07-06
Publication date: 1994-02-04

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、ディジタル変調波を復調して得た
アナログ信号を多値信号として判定して誤り訂正復号器
に与える軟判定器に関し、既存回路を最大限に用いてＳ
Ｎ比に適応した軟判定閾値を設定できることを目的とす
る。【構成】ディジタル変調波を復調して得られたアナロ
グ信号をディジタル信号に変換するディジタル変換手段
１１と、ディジタル変調波の伝送路の特性によりアナロ
グ信号に加算される雑音とアナログ信号との特徴に基づ
いて、そのディジタル変調波に含まれる伝送情報に重畳
された雑音の電力を求め、その電力に対する伝送情報の
電力の比を求めるＳＮ比検出手段１３と、ディジタル信
号の各語に含まれるビットを選択して誤り訂正復号化の
対象となる一定語長の多値信号を生成し、かつその選択
されるビットの組合せを所定の閾値に対する電力の比に
応じて可変する選択手段１５とを備えて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル変調波を復
調して得られたアナログ信号を多値信号として判定して
誤り訂正復号器に与える軟判定器に関する。

【０００２】

【従来の技術】誤り訂正符号化方式を採用したディジタ
ル通信システムの受信装置では、受信信号を復調して得
られたアナログ信号から誤り訂正復号化の対象となる信
号を得るために、そのアナログ信号を２値信号として判
定する硬判定器に比べて数dBの符号化利得が得られる点
で有利な軟判定器が用いられる。

【０００３】図６は、従来の軟判定器の構成例を示す図
である。図において、受信されたディジタル変調波信号
を復調する復調器の出力はＡ／Ｄ変換器６１および選択
回路６２を介してビタビ復号器の入力に接続され、その
出力には復号化出力信号が得られる。

【０００４】このような構成の軟判定器では、Ａ／Ｄ変
換器６１は、図７(a) に示すように、復調器から瞬時値
Ｖ_outで出力されるアナログ信号について、その信号の
ダイナミックレンジを瞬時値Ｖ_outの昇順に設定された
量子化閾値ｖ₁〜ｖ₁₅で区切った１６個の区間を示す４
ビット長のディジタル信号（以下、単に「ディジタル信
号」という。）に変換する。なお、以下では、簡単のた
め、このようなダイナミックレンジの内、上述したディ
ジタル信号で与えられるコードに対応した区間を瞬時値
Ｖ_outの昇順に区間番号「０」〜「１５」を付与して示
す。また、上述したアナログ信号は、ダイナミックレン
ジの中心に対してほぼ対象な波形で与えられるものとす
る。

【０００５】選択回路６２は、このようなディジタル信
号に所定のビット演算を行うことによって、例えば、
「ビタビ復号における軟判定閾値の最適間隔」（電子情
報通信学会誌81／11 Vol.J64-B No.11）その他の報告に
示されるように、シンボル当たりの信号対雑音電力比Ｅ
_s／Ｎ_Oの値に対して最適な軟判定閾値の近似値を与える
３ビット長のディジタル信号（以下、「被復号化信号」
という。）を生成する。このようなビット演算では、例
えば、図７(b) に示すように、ディジタル信号で与えら
れるコードが「1000」、「1001」、「1010」、「1011」
の何れかであるとそのコードを区間番号「４」に対応し
たビットパターン「1100」に変換し、同様に「0100」、
「0101」、「0110」、「0111」の何れかであるとそのコ
ードを区間番号「１１」に対応したビットパターン「11
00」に変換し、さらに、このような変換処理を介して得
られたコードの最上位ビット側から２番目のビットの除
いた３ビットが選択される。したがって、アナログ信号
のダイナミックレンジは、図７(a),(b) に斜線を付して
示すように、量子化閾値を変更せずにこのような閾値の
内、ｖ₄とｖ₁₂とで挟まれた範囲に制限される。

【０００６】また、選択回路６２が行うビット演算の他
の例としては、ディジタル信号の最下位ビットを除く３
ビットを選択する方法がある。このような方法では、選
択回路６２は、図８(a),(b) に斜線を付して示すよう
に、アナログ信号をその信号のダイナミックレンジを変
えずに、量子化閾値ｖ₂、ｖ₄、ｖ₆、ｖ₈、ｖ₁₀、ｖ
₁₂、ｖ₁₄を用いて荒くディジタル変換して３ビット長の
被復号化信号を生成する。

【０００７】ビタビ復号器では、このような多値の被復
号化信号について各メトリックの演算を行うことによ
り、そのメトリックに伝送路雑音の影響を詳細に反映さ
せて最尤復号化を行うので、上述した符号化利得が得ら
れる。

【０００８】なお、上述したディジタル信号のビット長
と被復号化信号のビット長との設定値については、軟判
定が直交した２つの復調信号に個別に行われる場合とこ
れらの復調信号に一括して行われる場合とでは異なり、
かつ所望のビット誤り率で得るべき符号化利得の値によ
って異なるが、一般的に、前者は６〜８ビット長に設定
され、後者は３〜４ビット長に設定される。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来の軟判定器では、軟判定閾値は選択回路が行うビッ
ト演算の内容に応じて固定設定されていたために、シン
ボル当たりの信号対雑音電力比Ｅ_s／Ｎ_Oが変動したり、
特にその電力比が小さな場合には軟判定閾値の値がその
最適値に対して大きな誤差を伴うためにビット誤り率が
大幅に劣化した。

【００１０】本発明は、既存の回路を最大限に利用して
復調信号のＳＮ比に適応させて軟判定閾値を可変設定で
きる軟判定器を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】図１は、本発明の原理ブ
ロック図である。本発明は、ディジタル変調波を復調し
て得られたアナログ信号をディジタル信号に変換するデ
ィジタル変換手段１１と、ディジタル変調波の伝送路の
特性によりアナログ信号に加算される雑音とアナログ信
号との特徴に基づいて、そのディジタル変調波に含まれ
る伝送情報に重畳された雑音の電力を求め、その電力に
対する伝送情報の電力の比を求めるＳＮ比検出手段１３
と、ディジタル信号の各語に含まれるビットを選択して
誤り訂正復号化の対象となる一定語長の多値信号を生成
し、かつその選択されるビットの組合せを所定の閾値に
対する電力の比に応じて可変する選択手段１５とを備え
たことを特徴とする。

【００１２】

【作用】本発明では、選択手段１５が、ディジタル変換
手段１１によって生成されたディジタル信号の各語に含
まれるビットを選択して誤り訂正復号化の対象となる一
定語長の多値信号を生成し、かつその生成処理と並行し
て、ＳＮ比検出手段１３によって求められたＳＮ比と所
定の閾値との大小関係に基づいて多値信号として選択さ
れるビットの組合せを可変する。

【００１３】すなわち、アナログ信号のＳＮ比に応じて
多値信号はそのアナログ信号を粗くあるいは密に量子化
して得た符号として生成され、このような量子化の粗密
に応じて上述したディジタル信号のダイナミックレンジ
が増減するので、上述したＳＮ比に適応させて、その電
力比の閾値および上述した組合せで与えられるアナログ
信号の軟判定閾値を切り換え設定することができる。

【００１４】

【実施例】以下、図面に基づいて本発明の実施例につい
て詳細に説明する。図２は、本発明の一実施例を示す図
である。

【００１５】図において、図６に示すものと機能および
構成が同じものについては、同じ参照番号を付与して示
し、ここではその説明を省略する。本発明の特徴とする
構成は、本実施例では、選択回路６２に代えて選択回路
２１を配置し、復調器の出力と選択回路２１の制御入力
との間にＳＮ比検出回路２２を配置した点にある。

【００１６】ＳＮ比検出回路２２では、アナログ信号と
雑音との周波数分布を利用しており、復調器の出力がバ
ンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３、２４の入力に接続さ
れ、バンドパスフィルタ２３の出力は検波器２５を介し
て演算回路２６の一方の入力に接続される。バンドパス
フィルタ２４の出力は検波器２７を介して演算回路２６
の他方の入力に接続され、その出力は選択回路２１の制
御入力に接続される。

【００１７】なお、本実施例と図１に示すブロック図と
の対応関係については、Ａ／Ｄ変換器６１はディジタル
変換手段１１に対応し、ＳＮ比検出回路２２はＳＮ比検
出手段１３に対応し、選択回路２１は選択手段１５に対
応する。

【００１８】図３は、本実施例の動作を説明する図であ
る。図４は、ＳＮ比検出回路の動作を説明する図であ
る。以下、図２〜図４を参照して本実施例の動作を説明
する。

【００１９】ＳＮ比検出回路２２では、バンドパスフィ
ルタ２３は、復調器から出力されるアナログ信号から図
４に示すように伝送情報Ｓに雑音Ｎが重畳した信号の
電力（＝Ｓ＋Ｎ）を抽出し、その電力を検波器２５を介
して電圧変換する。バンドパスフィルタ２４は、同じア
ナログ信号から図４に示すように雑音Ｎの電力（＝
Ｎ）を抽出し、その電力を検波器２７を介して電圧変換
する。演算回路２６は、このようにして電圧変換された
２つの電力のレベル、バンドパスフィルタ２３、２４の
通過帯域幅および予め周波数に対して求められた雑音Ｎ
の分布に基づいて、シンボル当たりの信号対雑音電力比
Ｅ_s／Ｎ₀を近似するＳＮ比を算出し、その電力比の値と
図３の横軸上に示す閾値Ａとの大小関係を判定してその
判定結果を示す２値の制御信号を出力する。

【００２０】選択回路２１は、このような制御信号の論
理値に応じてＳＮ比の値を判断し、その値が閾値Ａ未満
である場合には図７に示すようにＡ／Ｄ変換器から出力
されるコードを変換して３ビット長の被復号化信号を生
成し、反対に閾値Ａ以上である場合には図８に示すよう
に３ビット長の被復号化信号を生成する。なお、このよ
うにして選択回路２１が被復号化信号を生成する処理の
手順については、図６に示す従来例において選択回路６
２が行う処理と同じであるから、ここではその説明を省
略する。

【００２１】このようにして生成される被復号化信号を
図７および図８に基づいて比較すると、例えば、図７
(a) に示す区間番号「９」に相当するアナログ信号は、
図７(b) ではコード「001 」で示される被復号化信号に
変換されるが、図８(b) ではコード「000 」で示される
被復号化信号に変換される。また、図７(a) に示す区間
番号「６」に相当するアナログ信号は、図７(b) ではコ
ード「110 」で示される被復号化信号に変換されるが、
図８(b) ではコード「111 」で与えられる被復号化信号
に変換される。さらに、このような被復号化信号を示す
コードの相違は、図７(a) に示す区間番号「１０」〜
「１３」と区間番号「５」〜「２」との間でもそれぞれ
同様に生じる。

【００２２】すなわち、被復号化信号の電力（図３の縦
軸に示す受信信号レベルに相当する。）は、ＳＮ比が閾
値Ａ以下（未満）であると所定値に設定されるが、反対
に閾値Ａを超える（以上である）とこのような所定値よ
り小さな値に設定される。このような被復号化信号の電
力レベルの変化は、ビタビ復号器側から見ると、多値の
被復号化信号を与える軟判定閾値が図３に示す閾値と
図３に示す閾値との間を切り換えられることに等価で
ある。また、このような閾値の設定値は、閾値Ａを最適
値に設定することにより、図３に実線で示すように、Ｓ
Ｎ比の値に対する最適な軟判定閾値を与える受信信号レ
ベルの曲線上の値に一致させることができる。

【００２３】したがって、本実施例によれば、従来の選
択回路６２で実現可能な２種類のビット演算を切り換え
る回路を付加することにより、復調器から出力されるア
ナログ信号のＳＮ比に対して最適な軟判定閾値を設定す
ることができる。

【００２４】図５は、本発明の他の実施例を示す図であ
る。図において、図２に示す実施例との構成上の相違点
は、前段に復調器に代えて直交検波器が配置されたこと
に伴い、Ａ／Ｄ変換器、選択回路およびＳＮ比検出回路
が２つずつ配置され、これらのＡ／Ｄ変換器６１₁、６
１₂と選択回路２１₁、２１₂との間にＱＰＳＫ復調器が
配置され、ＳＮ比検出回路２２₁、２２₂の出力と選択
回路２１₁、２１₂の制御入力との間にそれぞれヒステ
リシス回路５１₁、５１₂が配置された点にある。

【００２５】本実施例では、直交検波器から得られる２
つの直交したベースバンド信号を個別に軟判定すること
により所望の符号化利得を得るために、ＱＰＳＫ復調器
から出力される各復調信号のビット長は「８」に設定さ
れ、選択回路２１₁、２１₂の出力信号（比復号化信
号）のビット長は「３」に設定される。

【００２６】また、このような構成の軟判定器を適用し
たビタビ復号器では、拘束長Ｋ＝７、符号化率＝１／２
の条件下で、８値比較による軟判定方式を採用した場合
には、Ｅ_s／Ｎ₀が−３dB〜０dBの範囲において、軟判定
閾値が固定設定された従来例で１０^-4（あるいは１
０^-3）〜１０^-1（あるいは１）の値となるビット誤り率
は、コンピュータシミュレーションの結果によると約２
０パーセント改善される。

【００２７】さらに、ヒステリシス回路５１₁、５１₂
は、ＳＮ比検出回路２２₁、２２₂から出力される制御
信号の論理値の変化にヒステリシス特性を持たせること
により、ＳＮ比が上述した閾値Ａ近傍で頻繁に変動する
ことに起因して軟判定閾値が小刻みに切り換わることを
抑える。また、このようなヒステリシス回路５１₁、５
１₂の機能は、例えば、ローパスフィルタを用いても同
様に実現できる。

【００２８】なお、上述した各実施例では、ＳＮ比検出
回路２２はアナログ信号に重畳された雑音が白色ガウス
雑音であると過程してＳＮ比を求める演算を行っている
が、本発明は、このような雑音に限定されず、例えば、
予め伝送路の特性に応じた雑音の周波数に対する分布を
求め、その分布に応じた重み付けをバンドパスフィルタ
２３、２４（検波器２５、２７）の出力信号に行う方法
を用いてもよい。

【００２９】また、上述した各実施例では、Ａ／Ｄ変換
器６１はアナログ信号のダイナミックレンジを均等間隔
で量子化することによりディジタル信号を生成している
が、本発明は、このような量子化の方法に限定されず、
例えば、選択回路２１の出力端でＳＮ比に適応した軟判
定閾値を所定の精度で得ることができるならば、不均等
な間隔で量子化してもよい。

【００３０】さらに、上述した各実施例では、選択回路
２１の後段にビタビ復号器を配置しているが、本発明
は、このような復号器に限定されず、伝送路で発生した
雑音の影響を詳細に反映させて復号化することにより符
号化利得が得られるならば、ブロック符号および畳み込
み符号の何れの復号器にも同様に適用可能である。

【００３１】また、上述した各実施例では、選択回路２
１は単一の閾値に対するＳＮ比に応じて被復号化信号の
生成方法を２段階に切り換えているが、本発明は、この
ような方法に限定されず、例えば、２つ以上の閾値に対
するＳＮ比の大小関係に応じて被復号化信号を多段階に
切り換えることにより軟判定の閾値の精度を高めること
も可能である。

【００３２】

【発明の効果】以上説明したように本発明では、アナロ
グのディジタル変調波をディジタル変換して得たディジ
タル信号から一定語長の多値信号を生成する軟判定の過
程で、そのディジタル信号の各語から選択して組合わせ
るべきビットを所定の閾値に対するディジタル変調波の
ＳＮ比に応じて可変する。

【００３３】すなわち、このようなＳＮ比に応じて、デ
ィジタル信号のダイナミックレンジを可変することがで
きるので、実効的に軟判定閾値が最適値に可変設定され
る。したがって、ＳＮ比がとり得る値の範囲が大きいデ
ィジタル通信システムでは、ビット誤り率の劣化が一定
の範囲内に抑えられて伝送品質が向上し、受信装置の性
能が高められる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理ブロック図である。

【図２】本発明の一実施例を示す図である。

【図３】本実施例の動作を説明する図である。

【図４】ＳＮ比検出回路の動作を説明する図である。

【図５】本発明の他の実施例を示す図である。

【図６】従来の軟判定器の構成例を示す図である。

【図７】選択回路の動作を説明する図（１）である。

【図８】選択回路の動作を説明する図（２）である。

【符号の説明】

１１ディジタル変換手段１３ＳＮ比検出手段１５選択手段２１，６２選択回路２２ＳＮ比検出回路２３，２４バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２５，２７検波器２６演算回路５１ヒステリシス回路６１Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者吉田誠神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地富士通株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタル変調波を復調して得られたア
ナログ信号をディジタル信号に変換するディジタル変換
手段（１１）と、前記ディジタル変調波の伝送路の特性により前記アナロ
グ信号に加算される雑音と前記アナログ信号との特徴に
基づいて、そのディジタル変調波に含まれる伝送情報に
重畳された雑音の電力を求め、その電力に対する前記伝
送情報の電力の比を求めるＳＮ比検出手段（１３）と、前記ディジタル信号の各語に含まれるビットを選択して
誤り訂正復号化の対象となる一定語長の多値信号を生成
し、かつその選択されるビットの組合せを所定の閾値に
対する前記電力の比に応じて可変する選択手段（１５）
とを備えたことを特徴とする軟判定器。