JPH0629890A - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JPH0629890A JPH0629890A JP4180202A JP18020292A JPH0629890A JP H0629890 A JPH0629890 A JP H0629890A JP 4180202 A JP4180202 A JP 4180202A JP 18020292 A JP18020292 A JP 18020292A JP H0629890 A JPH0629890 A JP H0629890A
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Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【目的】マルチパスフェージング回線においてダイバー
シティ効果を損なわないで強度の広帯域干渉波とマルチ
パス歪の除去を実現する。 【構成】N素子のアンテナアレイ101からの受信信号
を2分岐し、乗算器103、相関器104および合成器
107により第1の適応アレイを、乗算器105、相関
器106および合成器108により第2の適応アレイを
構成する。第1の適応アレイによる等価アンテナパター
ンで主ビーム受信を、第2の適応アレイによる等価アン
テナパターンで角度ビーム受信を行う。遅延素子123
を用いることで角度ダイバーシティブランチ間の希望波
遅延時間差をτに保つ。該ブランチ間でAGC増幅器1
09から逆相合成器118で構成されるパワー・インバ
ージョン・アダプティブ・アレイにより干渉除去を行
う。該手段の出力をAMF120とDFE121により
適応整合フィルタリングおよび適応等化を行う。
シティ効果を損なわないで強度の広帯域干渉波とマルチ
パス歪の除去を実現する。 【構成】N素子のアンテナアレイ101からの受信信号
を2分岐し、乗算器103、相関器104および合成器
107により第1の適応アレイを、乗算器105、相関
器106および合成器108により第2の適応アレイを
構成する。第1の適応アレイによる等価アンテナパター
ンで主ビーム受信を、第2の適応アレイによる等価アン
テナパターンで角度ビーム受信を行う。遅延素子123
を用いることで角度ダイバーシティブランチ間の希望波
遅延時間差をτに保つ。該ブランチ間でAGC増幅器1
09から逆相合成器118で構成されるパワー・インバ
ージョン・アダプティブ・アレイにより干渉除去を行
う。該手段の出力をAMF120とDFE121により
適応整合フィルタリングおよび適応等化を行う。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特に角度ダイバーシティを用いる見通し外通信回線にお
いてD/U(希望波対干渉波比)がマイナスとなるよう
な強度な干渉波が存在した場合の広帯域干渉波の除去お
よびフェージングによる波形歪の適応等化を行なう干渉
波除去装置に関する。
特に角度ダイバーシティを用いる見通し外通信回線にお
いてD/U(希望波対干渉波比)がマイナスとなるよう
な強度な干渉波が存在した場合の広帯域干渉波の除去お
よびフェージングによる波形歪の適応等化を行なう干渉
波除去装置に関する。
【0002】
【従来の技術】一般に見通し外通信では図4に示すよう
に、対流圏でのマイクロ波の散乱現象を利用しており、
401の送信点Aから放射されるマイクロ波はアンテナ
指向性パターンの広がりに従いベクトルAC、AL、A
Uの方向に伝搬する。対流圏ではこれらのビームが散乱
し、それらの一部は402の受信点Bの受信アンテナに
より受信される。すなわち図に示すような経路ALB,
ACB,AUBのマルチパス伝搬が生じる。実際には無
数のマルチパス波となるが、ここでは簡単の為に3波で
モデル化する。従って401の送信点Aにて403のイ
ンパルスを送信した場合、402の受信点Bでのインパ
ルス応答は404のように遅延分散する。各マルチパス
は互いに独立なレイリーフェージングを受けており、4
04のインパルス応答は時間変動し厳しい周波数選択性
フェージングを引き起こす。見通し外通信での角度ダイ
バーシティ受信は、受信アンテナに受信ホーンを2個用
意し、一方の受信パターン中心軸を主ビーム(ベクトル
CB)方向に他方の受信パターン中心軸を角度ビーム
(ベクトルUB)方向に設定することにより2個の独立
なダイバーシティブランチを構成することが出来る。主
ビームと角度ビームからの受信信号は互いに無相関であ
り、十分ダイバーシティ信号として利用できる。また経
路AUBの伝搬距離は経路ACBより大きい為、角度ビ
ーム受信波は主ビーム受信波に比べ時間τだけ遅延して
いる。
に、対流圏でのマイクロ波の散乱現象を利用しており、
401の送信点Aから放射されるマイクロ波はアンテナ
指向性パターンの広がりに従いベクトルAC、AL、A
Uの方向に伝搬する。対流圏ではこれらのビームが散乱
し、それらの一部は402の受信点Bの受信アンテナに
より受信される。すなわち図に示すような経路ALB,
ACB,AUBのマルチパス伝搬が生じる。実際には無
数のマルチパス波となるが、ここでは簡単の為に3波で
モデル化する。従って401の送信点Aにて403のイ
ンパルスを送信した場合、402の受信点Bでのインパ
ルス応答は404のように遅延分散する。各マルチパス
は互いに独立なレイリーフェージングを受けており、4
04のインパルス応答は時間変動し厳しい周波数選択性
フェージングを引き起こす。見通し外通信での角度ダイ
バーシティ受信は、受信アンテナに受信ホーンを2個用
意し、一方の受信パターン中心軸を主ビーム(ベクトル
CB)方向に他方の受信パターン中心軸を角度ビーム
(ベクトルUB)方向に設定することにより2個の独立
なダイバーシティブランチを構成することが出来る。主
ビームと角度ビームからの受信信号は互いに無相関であ
り、十分ダイバーシティ信号として利用できる。また経
路AUBの伝搬距離は経路ACBより大きい為、角度ビ
ーム受信波は主ビーム受信波に比べ時間τだけ遅延して
いる。
【0003】一方、PSKやQAMを用いたディジタル
マイクロ波通信回線に対してFM回線による干渉や、隣
接チャンネルからの干渉あるいは妨害波などが問題とな
ることがある。特にディジタル伝送が高速の場合、FM
干渉波は狭帯域干渉波と見なせるが、それ以外の干渉波
は広帯域の場合がある。また強度のマルチパスフェージ
ング回線においてはダイバーシティ方式や適応等化技術
が不可欠で、見通し外通信のように伝搬距離が大きな回
線では整合フィルタ(MF)と判定帰還形等化器(DF
E)の受信機が必要となる。また見通し外通信での受信
信号レベルは低いために、干渉波レベルの方が高くなり
やすい。
マイクロ波通信回線に対してFM回線による干渉や、隣
接チャンネルからの干渉あるいは妨害波などが問題とな
ることがある。特にディジタル伝送が高速の場合、FM
干渉波は狭帯域干渉波と見なせるが、それ以外の干渉波
は広帯域の場合がある。また強度のマルチパスフェージ
ング回線においてはダイバーシティ方式や適応等化技術
が不可欠で、見通し外通信のように伝搬距離が大きな回
線では整合フィルタ(MF)と判定帰還形等化器(DF
E)の受信機が必要となる。また見通し外通信での受信
信号レベルは低いために、干渉波レベルの方が高くなり
やすい。
【0004】従来、この種の強度の広帯域干渉波を除去
するにはダイバーシティブランチ間での干渉波どうしを
逆相合成するパワー・インバージョン・アダプティブ・
アレイ方式がよく用いられている。この技術に関しては
コンプトン著“ザ パワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイ:コンセブト アンド パフォーマンス”
アイ・イー・イー・ トランズアクション オン エ
アロスペース アンドエレクトロニク システムズ ヴ
ォル エーイーエス 15 ナンバー6 1979年1
1月(IEEE Transaction on Ae
vospace and electronics S
ystem Vol AES15,No6,1979/
11)として発表されている。
するにはダイバーシティブランチ間での干渉波どうしを
逆相合成するパワー・インバージョン・アダプティブ・
アレイ方式がよく用いられている。この技術に関しては
コンプトン著“ザ パワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイ:コンセブト アンド パフォーマンス”
アイ・イー・イー・ トランズアクション オン エ
アロスペース アンドエレクトロニク システムズ ヴ
ォル エーイーエス 15 ナンバー6 1979年1
1月(IEEE Transaction on Ae
vospace and electronics S
ystem Vol AES15,No6,1979/
11)として発表されている。
【0005】マルチパスフェージング環境下での広帯域
干渉波の除去についてパワー・インバージョン・アダプ
ティブ・アレイを用いた従来例は図5に示すように、5
01と502は乗算器、503は加算器、504は減算
器、505はAGC増幅器、506と507は相関器、
508と509はAGC増幅器、510は切替器、51
1は等化器である。この従来例において、各ダイバーシ
ティ入力はAGC増幅器508,509によりフェージ
ングによるレベル変動が除かれた後、乗算器501,5
02に通される。乗算器501,502では相関器50
6,507からの複素タップ係数がそれぞれ乗じられ
る。これらのタップ係数は、AGC増幅器508,50
9出力とダイバーシティ合成後のAGC増幅器505出
力との相関値である。これらの相関値は乗算器501,
502の入力信号に対する伝達係数の複素共約となって
おり、乗算器501,502の出力は位相に関して互い
に同相に振幅に関しては入力の2乗になる。従って乗算
器501出力と502出力を加算器503で合成するこ
とにより最大比合成が行われる。干渉波が存在しない時
は切替器510はAGC増幅器505出力の最大比合成
ルートを選択出力し、等化器(EQL)511に受信信
号を供給し、マルチパスフェージングによる波形歪が除
去される。
干渉波の除去についてパワー・インバージョン・アダプ
ティブ・アレイを用いた従来例は図5に示すように、5
01と502は乗算器、503は加算器、504は減算
器、505はAGC増幅器、506と507は相関器、
508と509はAGC増幅器、510は切替器、51
1は等化器である。この従来例において、各ダイバーシ
ティ入力はAGC増幅器508,509によりフェージ
ングによるレベル変動が除かれた後、乗算器501,5
02に通される。乗算器501,502では相関器50
6,507からの複素タップ係数がそれぞれ乗じられ
る。これらのタップ係数は、AGC増幅器508,50
9出力とダイバーシティ合成後のAGC増幅器505出
力との相関値である。これらの相関値は乗算器501,
502の入力信号に対する伝達係数の複素共約となって
おり、乗算器501,502の出力は位相に関して互い
に同相に振幅に関しては入力の2乗になる。従って乗算
器501出力と502出力を加算器503で合成するこ
とにより最大比合成が行われる。干渉波が存在しない時
は切替器510はAGC増幅器505出力の最大比合成
ルートを選択出力し、等化器(EQL)511に受信信
号を供給し、マルチパスフェージングによる波形歪が除
去される。
【0006】このダイバーシティ受信機に広帯域でD/
U比(干渉波と希望波の比)がマイナスとなるような強
力な干渉波が存在する場合に、切替器510は減算器5
04出力を選択出力する。この減算器504は乗算器5
01出力から乗算器502出力を減じており、加算器5
03が位相について同相合成を行うのに対し、減算器5
04は逆相合成を行うことで、干渉波の除去を行う。す
なわち減算器504出力はパワー・インバージョン・ア
ダプティブ・アレイ出力と等価である。
U比(干渉波と希望波の比)がマイナスとなるような強
力な干渉波が存在する場合に、切替器510は減算器5
04出力を選択出力する。この減算器504は乗算器5
01出力から乗算器502出力を減じており、加算器5
03が位相について同相合成を行うのに対し、減算器5
04は逆相合成を行うことで、干渉波の除去を行う。す
なわち減算器504出力はパワー・インバージョン・ア
ダプティブ・アレイ出力と等価である。
【0007】図6にその干渉除去の動作説明を示す。
(a)と(d)はそれぞれダイバーシティルート1,2
の入力1,2を示している。ここで、各ルートの希望波
をS1、S2とし、干渉波をJ1,J2とする。D/U
がマイナスとなるくらい干渉波が大きい時、干渉波同士
が同相合成されるように制御され、(b)と(e)に示
すように、乗算器501と502出力にて干渉波J1と
J2とが振幅および位相が等しくなる。この場合、
(c)は加算器503出力では干渉波同士の同相合成を
示している。一方、(f)に示すように減算器504で
は干渉波同士が逆相合成されるので、干渉波は除去さ
れ、希望信号波のみ抽出されている。しかしS1とS2
については最大比合成のみならず同相合成すら行なわれ
ないことになる。特に希望波Sと干渉波Jとの位相関係
により、希望信号波が消えることがある。入力1と2が
(g)と(j)のようにSとJとの振幅位相関係が同じ
場合に、乗算器501と502の出力は(h)と(k)
のように一致する。この時(i)のように加算器503
出力はSもJも同相合成で、減算器504出力はSもJ
も逆相合成となる。すなわち干渉波は除去されている
が、希望信号波も消滅することになる。
(a)と(d)はそれぞれダイバーシティルート1,2
の入力1,2を示している。ここで、各ルートの希望波
をS1、S2とし、干渉波をJ1,J2とする。D/U
がマイナスとなるくらい干渉波が大きい時、干渉波同士
が同相合成されるように制御され、(b)と(e)に示
すように、乗算器501と502出力にて干渉波J1と
J2とが振幅および位相が等しくなる。この場合、
(c)は加算器503出力では干渉波同士の同相合成を
示している。一方、(f)に示すように減算器504で
は干渉波同士が逆相合成されるので、干渉波は除去さ
れ、希望信号波のみ抽出されている。しかしS1とS2
については最大比合成のみならず同相合成すら行なわれ
ないことになる。特に希望波Sと干渉波Jとの位相関係
により、希望信号波が消えることがある。入力1と2が
(g)と(j)のようにSとJとの振幅位相関係が同じ
場合に、乗算器501と502の出力は(h)と(k)
のように一致する。この時(i)のように加算器503
出力はSもJも同相合成で、減算器504出力はSもJ
も逆相合成となる。すなわち干渉波は除去されている
が、希望信号波も消滅することになる。
【0008】前述したパワー・インバージョン・アダプ
ティブ・アレイ方式以外にもアダプティブ・アンテナ・
アレイを利用し、干渉波方向にアンテナ・パターンのヌ
ルを作り干渉波を受信しない方式は従来から用いられて
いる。これはサイド・ローブ・キャンセラーとも呼ばれ
るが、希望波と干渉波の到来方向が一致した場合には、
希望波をも受信できなくなるという問題点がある。
ティブ・アレイ方式以外にもアダプティブ・アンテナ・
アレイを利用し、干渉波方向にアンテナ・パターンのヌ
ルを作り干渉波を受信しない方式は従来から用いられて
いる。これはサイド・ローブ・キャンセラーとも呼ばれ
るが、希望波と干渉波の到来方向が一致した場合には、
希望波をも受信できなくなるという問題点がある。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の干渉波
除去装置では、干渉波を除去しようとすると、希望波に
ついてダイバーシティの最大比合成あるいは同相合成が
行なわれないため、マルチパスフェージング回線での適
応等化による最適受信と干渉波除去とが両立せず、場合
によっては希望信号を消失させてしまうと言う欠点があ
る。
除去装置では、干渉波を除去しようとすると、希望波に
ついてダイバーシティの最大比合成あるいは同相合成が
行なわれないため、マルチパスフェージング回線での適
応等化による最適受信と干渉波除去とが両立せず、場合
によっては希望信号を消失させてしまうと言う欠点があ
る。
【0010】本発明の目的は、干渉波除去に伴う希望波
の消滅を防ぐことが出来、かつ、ダイバーシティ効果を
損なわないで強度の広帯域干渉波の除去とマルチパス歪
を効果的に除去することが可能な干渉波除去装置を提供
することにある。
の消滅を防ぐことが出来、かつ、ダイバーシティ効果を
損なわないで強度の広帯域干渉波の除去とマルチパス歪
を効果的に除去することが可能な干渉波除去装置を提供
することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】本発明の干渉波除去装置
は、N(Nは2以上の整数)個のアンテナとN個の受信
機とN個の乗算器とN個の相関器と1個の合成器からな
る第1の適応アレイと、前記N個の受信機それぞれの出
力を2分岐し第1の適応アレイとは独立なN個の乗算器
とN個の相関器と1個の合成器からなる第2の適応アレ
イと、前記第1の適応アレイ出力を利得制御する第1の
AGC増幅器と、前記第2の適応アレイ出力を利得制御
する第2のAGC増幅器と、前記第1のAGC増幅器出
力を相関信号と乗算する第1の乗算器と、前記第2のA
GC増幅器出力を相関信号と乗算する第2の乗算器と、
前記第1および第2の乗算器出力の同相合成器および逆
相合成器と、前記同相合成器出力を利得制御する第3の
AGC増幅器と、前記逆相合成器出力を利得制御する第
4のAGC増幅器と、前記第3と第4のAGC増幅器出
力を切り替える切替器と、この切替器出力を通す適応整
合フィルタおよび判定帰還形等化器と、前記判定帰還形
等化器出力を前記第1の適応アレイの相関器に供給し第
1の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行う手段と、
前記判定帰還形等化器出力を遅延させる遅延器と、この
遅延器出力を前記第2の適応アレイの相関器に供給し第
2の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行う手段と、
前記第1のAGC増幅器出力と前記第3のAGC増幅器
出力との相関をとる第1の相関器と、前記第2のAGC
増幅器出力と前記第4のAGC増幅器との相関をとる第
2の相関器と、前記第1の相関器出力を第1の乗算器に
乗じ前記第2の相関器出力を第2の乗算器に乗じる手段
とを備え角度ダイバーシティブランチ間でのパワー・イ
ンバージョン・アダプティブアレイによる干渉波除去を
行うことを特徴とする。
は、N(Nは2以上の整数)個のアンテナとN個の受信
機とN個の乗算器とN個の相関器と1個の合成器からな
る第1の適応アレイと、前記N個の受信機それぞれの出
力を2分岐し第1の適応アレイとは独立なN個の乗算器
とN個の相関器と1個の合成器からなる第2の適応アレ
イと、前記第1の適応アレイ出力を利得制御する第1の
AGC増幅器と、前記第2の適応アレイ出力を利得制御
する第2のAGC増幅器と、前記第1のAGC増幅器出
力を相関信号と乗算する第1の乗算器と、前記第2のA
GC増幅器出力を相関信号と乗算する第2の乗算器と、
前記第1および第2の乗算器出力の同相合成器および逆
相合成器と、前記同相合成器出力を利得制御する第3の
AGC増幅器と、前記逆相合成器出力を利得制御する第
4のAGC増幅器と、前記第3と第4のAGC増幅器出
力を切り替える切替器と、この切替器出力を通す適応整
合フィルタおよび判定帰還形等化器と、前記判定帰還形
等化器出力を前記第1の適応アレイの相関器に供給し第
1の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行う手段と、
前記判定帰還形等化器出力を遅延させる遅延器と、この
遅延器出力を前記第2の適応アレイの相関器に供給し第
2の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行う手段と、
前記第1のAGC増幅器出力と前記第3のAGC増幅器
出力との相関をとる第1の相関器と、前記第2のAGC
増幅器出力と前記第4のAGC増幅器との相関をとる第
2の相関器と、前記第1の相関器出力を第1の乗算器に
乗じ前記第2の相関器出力を第2の乗算器に乗じる手段
とを備え角度ダイバーシティブランチ間でのパワー・イ
ンバージョン・アダプティブアレイによる干渉波除去を
行うことを特徴とする。
【0012】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図1は本発明の第1の実施例の構成図である。図2
は本実施例の動作説明図である。図3は本発明の第2の
実施例の構成図である。
る。図1は本発明の第1の実施例の構成図である。図2
は本実施例の動作説明図である。図3は本発明の第2の
実施例の構成図である。
【0013】図1において101はN個のアンテナ、1
02はN個の受信機、103はN個の乗算器、104は
N個の相関器、105はN個の乗算器、106はN個の
相関器、107は合成器、108は合成器、109〜1
12はAGC増幅器、113は乗算器、114は相関
器、115は乗算器、116は相関器、117は同相合
成器、118は逆相合成器、119は切替器、120は
適応整合フィルタ(AMF)、121は判定帰還形等化
器(DFE)、122は制御器、123は遅延時間τを
有する遅延素子である。
02はN個の受信機、103はN個の乗算器、104は
N個の相関器、105はN個の乗算器、106はN個の
相関器、107は合成器、108は合成器、109〜1
12はAGC増幅器、113は乗算器、114は相関
器、115は乗算器、116は相関器、117は同相合
成器、118は逆相合成器、119は切替器、120は
適応整合フィルタ(AMF)、121は判定帰還形等化
器(DFE)、122は制御器、123は遅延時間τを
有する遅延素子である。
【0014】図2の動作説明図は図1に対応するもの
で、201は5個のアンテナ、202はN個の乗算器、
203はN個の乗算器、204,205は合成器、20
6,207はAGC増幅器、208,209は乗算器、
210は逆相合成器、211はAGC増幅器、212は
適応整合フィルタ(AMF)、213は判定帰還形等化
器(DFE)である。
で、201は5個のアンテナ、202はN個の乗算器、
203はN個の乗算器、204,205は合成器、20
6,207はAGC増幅器、208,209は乗算器、
210は逆相合成器、211はAGC増幅器、212は
適応整合フィルタ(AMF)、213は判定帰還形等化
器(DFE)である。
【0015】図4で説明したように通常角度ダイバーシ
ティは2個の受信ホーンの角度差で実現されるが、本実
施例ではアダプティブ・アレイ・アンテナを利用する。
その理由は季節などによる伝搬の長期変動に対しても常
に良好な角度ダイバーシティ受信を行う為である。図4
に示した経路AUBと経路ACBとは短期的にはレイリ
ーフェージングの変動を受けているが、これらは常に幾
何学的に固定されてはおらず、長期的に変化する。その
場合、固定された複数の受信ホーンにより角度ダイバー
シティ受信を行っていると、あるブランチの受信レベル
が他方に比べ低くダイバーシティ効果が得られないこと
がある。この場合、受信ビームの指向性を適応的に調整
することにより、ダイバーシティブランチ信号を捉える
ことが出来る。すなわちアダプティブ・アレイ・アンテ
ナによるビームフォーミング機能を利用する。
ティは2個の受信ホーンの角度差で実現されるが、本実
施例ではアダプティブ・アレイ・アンテナを利用する。
その理由は季節などによる伝搬の長期変動に対しても常
に良好な角度ダイバーシティ受信を行う為である。図4
に示した経路AUBと経路ACBとは短期的にはレイリ
ーフェージングの変動を受けているが、これらは常に幾
何学的に固定されてはおらず、長期的に変化する。その
場合、固定された複数の受信ホーンにより角度ダイバー
シティ受信を行っていると、あるブランチの受信レベル
が他方に比べ低くダイバーシティ効果が得られないこと
がある。この場合、受信ビームの指向性を適応的に調整
することにより、ダイバーシティブランチ信号を捉える
ことが出来る。すなわちアダプティブ・アレイ・アンテ
ナによるビームフォーミング機能を利用する。
【0016】次に第1の実施例の動作を説明する。図2
に示すようにアンテナアレイ201からの出力をそれぞ
れ2分岐し乗算器202と合成器204とから成る第1
の適応アレイと、乗算器203と合成器205とから成
る第2の適応アレイとを用意する。すなわち第1の適応
アレイによる等価アンテナパターンを主ビーム受信に、
第2の適応アレイによる等価アンテナパターンを角度ビ
ーム受信に用いる。図4のインパルス応答404におい
てt=−τ,0,+τにおける離散値をそれぞれh3,
h2,h1とし、送信信号をS(t)とおく。この場
合、図4のベクトルCB方向の主ビーム希望波S1とベ
クトルUB方向の角度ビーム希望波はそれぞれ、
(1),(2)式で表される。
に示すようにアンテナアレイ201からの出力をそれぞ
れ2分岐し乗算器202と合成器204とから成る第1
の適応アレイと、乗算器203と合成器205とから成
る第2の適応アレイとを用意する。すなわち第1の適応
アレイによる等価アンテナパターンを主ビーム受信に、
第2の適応アレイによる等価アンテナパターンを角度ビ
ーム受信に用いる。図4のインパルス応答404におい
てt=−τ,0,+τにおける離散値をそれぞれh3,
h2,h1とし、送信信号をS(t)とおく。この場
合、図4のベクトルCB方向の主ビーム希望波S1とベ
クトルUB方向の角度ビーム希望波はそれぞれ、
(1),(2)式で表される。
【0017】 S1=h1・S(t)………(1) S2=h2・S(t+τ)…(2) 図2に示すように干渉波Jがアンテナアレイ201に到
来する場合に、第1の適応アレイおよび第2の適応アレ
イによる受信波R1およびR2はそれぞれ(3),
(4)式のように示される。
来する場合に、第1の適応アレイおよび第2の適応アレ
イによる受信波R1およびR2はそれぞれ(3),
(4)式のように示される。
【0018】 R1=S1+J1=h1・S(t)+J・A1exp(jφ1)………(3) R2=S2+J2=h2・S(t+τ)+J・A2exp(jφ2)…(4) 受信信号R1とR2は図2の合成器204,205の出
力であり、それらのベクトル表示はそれぞれ、図2の
(a)および(b)のように示すことができる。ここで
はD/U(希望波対干渉波比)がマイナスとなることを
想定しており、図2のベクトル図(a),(b)のよう
に干渉波の方が希望波より高いレベルとなっている。こ
の場合、AGC増幅器206,207は干渉波レベルを
正規化しようとする。本実施例では第1の適応アレイと
第2の適応アレイに対してパワー・インバージョン・ア
ダプティブ・アレイを適用しており、図2の乗算器20
8、乗算器209および逆相合成器210で干渉波に対
して逆相合成を行う。すなわち乗算器208出力と乗算
器209出力での信号ベクトル図は図2(c),(d)
に示すように、干渉波に関して同位相、同振幅に制御さ
れている。ここで、希望波S1とS2とは同位相である
と仮定する。干渉波逆相合成後の信号ベクトルは図2
(e)のようになる。ここではAGC増幅器211によ
り希望波が正規化されている。通常のパワー・インバー
ジョン・アダプティブ・アレイで図2(e)に示すよう
な希望波ベクトル関係では、S1とS2とが互いにキャ
ンセルしあい信号が消失することになる。しかしながら
本実施例においては、(3)および(4)式に示される
ように希望波S1とS2との間には伝搬遅延時間差τが
存在しており、図2の(g)のようにS1ベクトルとS
2ベクトルとが逆相であっても、時間差により信号が消
失しない。ここで(g)の波形は2波マルチパス伝搬路
におけるインパルス応答と等価である。この2波マルチ
パス伝搬による希望波の遅延分散は適応整合フィルタ2
12により基準タイミングに集束される。図2(h)に
示すようにS1とS2の時間差は吸収され、かつS1と
S2の間で時間領域の最大比合成が行われる。この最大
比合成でSN比例が改善されるが、これは角度ダイバー
シティが時間領域のダイバーシティに変換され、整合フ
ィルタによりそのダイバーシティゲインが得られている
と解釈できる。この効果による改善量はインプリシット
ダイバーシティゲインと呼ばれている。すなわち従来技
術の干渉除去ではダイバーシティが縮退してしまうが、
本方式では干渉除去を行っても、ダイバーシティ効果は
保存されることになる。整合フィルタリング後、最終的
な符号間干渉が判定帰還形等化器213により除去され
る。この適応整合フィルタと判定帰還形等化器による適
応受信に関しては、渡辺孝次郎氏の電子通信学会、通信
方式研究会1979年2月(CS78−203)“マル
チパス伝送路における適応受信方式”として提案されて
おり、見通し外通信にすでに実用化されている。
力であり、それらのベクトル表示はそれぞれ、図2の
(a)および(b)のように示すことができる。ここで
はD/U(希望波対干渉波比)がマイナスとなることを
想定しており、図2のベクトル図(a),(b)のよう
に干渉波の方が希望波より高いレベルとなっている。こ
の場合、AGC増幅器206,207は干渉波レベルを
正規化しようとする。本実施例では第1の適応アレイと
第2の適応アレイに対してパワー・インバージョン・ア
ダプティブ・アレイを適用しており、図2の乗算器20
8、乗算器209および逆相合成器210で干渉波に対
して逆相合成を行う。すなわち乗算器208出力と乗算
器209出力での信号ベクトル図は図2(c),(d)
に示すように、干渉波に関して同位相、同振幅に制御さ
れている。ここで、希望波S1とS2とは同位相である
と仮定する。干渉波逆相合成後の信号ベクトルは図2
(e)のようになる。ここではAGC増幅器211によ
り希望波が正規化されている。通常のパワー・インバー
ジョン・アダプティブ・アレイで図2(e)に示すよう
な希望波ベクトル関係では、S1とS2とが互いにキャ
ンセルしあい信号が消失することになる。しかしながら
本実施例においては、(3)および(4)式に示される
ように希望波S1とS2との間には伝搬遅延時間差τが
存在しており、図2の(g)のようにS1ベクトルとS
2ベクトルとが逆相であっても、時間差により信号が消
失しない。ここで(g)の波形は2波マルチパス伝搬路
におけるインパルス応答と等価である。この2波マルチ
パス伝搬による希望波の遅延分散は適応整合フィルタ2
12により基準タイミングに集束される。図2(h)に
示すようにS1とS2の時間差は吸収され、かつS1と
S2の間で時間領域の最大比合成が行われる。この最大
比合成でSN比例が改善されるが、これは角度ダイバー
シティが時間領域のダイバーシティに変換され、整合フ
ィルタによりそのダイバーシティゲインが得られている
と解釈できる。この効果による改善量はインプリシット
ダイバーシティゲインと呼ばれている。すなわち従来技
術の干渉除去ではダイバーシティが縮退してしまうが、
本方式では干渉除去を行っても、ダイバーシティ効果は
保存されることになる。整合フィルタリング後、最終的
な符号間干渉が判定帰還形等化器213により除去され
る。この適応整合フィルタと判定帰還形等化器による適
応受信に関しては、渡辺孝次郎氏の電子通信学会、通信
方式研究会1979年2月(CS78−203)“マル
チパス伝送路における適応受信方式”として提案されて
おり、見通し外通信にすでに実用化されている。
【0019】次に図1により具体的に説明する。図1に
おいて、アンテナ101と受信機102はアンテナアレ
イを構成し、乗算器103、相関器104および合成器
107が第1の適応アレイを、105、106と108
が第2の適応アレイを構成する。通常適応アレイにより
アンテナの指向性を受信信号の到来方向に向ける操作は
LMS(Least mean Square)アダプ
ティブアレイの手法がよく用いられる。すなわち、加算
器107または加算器108出力と基準信号との誤差信
号をまず求め、さらに該誤差信号と乗算器103または
105入力と相関を取ることで、受信波到来方向にアン
テナ指向性を向ける為の乗算器103、105に乗ずる
べきタップ係数が得られる。本発明の方式では装置規模
をより小さくする目的で判定帰還形等化器121の出力
判定データとの相関処理を用いる。具体的には、適応ア
レイ1の制御に関して判定帰還形等化器121出力の判
定データとN個の乗算器103入力と相関を取り、該相
関値をそれぞれの乗算器103に乗ずる。この相関法は
前記に述べた誤差信号を用いたLMSアルゴリズムによ
るMMSE(Minimum Mean Square
Error)法と等価になる。この等価性に関して
は、パラバン,マシューズによりアイ・イー・イー・イ
ー・トランズアクションズ オン コミュニケーション
ズ ヴォル コム−38、ナンバー12、1990年1
2月の論文“パフォーマンス オブ アダプティブ マ
ッチト フィルタ レシーバーズ オバー フェージン
グ マルチパス チャネルズ”に解析されている。図1
において、第1の適応アレイは主ビームを追随するよう
に動作する。一方、第2の適応アレイは角度ビームを追
随させる必要がある。すでに説明したように、角度ビー
ム受信波は主ビーム受信波に比べて遅延している。そこ
で図1の遅延素子123によりτだけ遅延させた判定デ
ータを用いて相関器106により相関制御させること
で、第2の適応アレイの等価アンテナ指向性を主ビーム
よりτ遅延する経路のビームを追随させることが可能で
ある。すなわち主ビームよりτ遅延している角度ビーム
を捕そくできる。以上の相関法による適応アレイ制御に
より、主ビームと角度ビーム受信波間の遅延差τを保ち
ながら角度ダイバーシティ受信を行うことができる。
おいて、アンテナ101と受信機102はアンテナアレ
イを構成し、乗算器103、相関器104および合成器
107が第1の適応アレイを、105、106と108
が第2の適応アレイを構成する。通常適応アレイにより
アンテナの指向性を受信信号の到来方向に向ける操作は
LMS(Least mean Square)アダプ
ティブアレイの手法がよく用いられる。すなわち、加算
器107または加算器108出力と基準信号との誤差信
号をまず求め、さらに該誤差信号と乗算器103または
105入力と相関を取ることで、受信波到来方向にアン
テナ指向性を向ける為の乗算器103、105に乗ずる
べきタップ係数が得られる。本発明の方式では装置規模
をより小さくする目的で判定帰還形等化器121の出力
判定データとの相関処理を用いる。具体的には、適応ア
レイ1の制御に関して判定帰還形等化器121出力の判
定データとN個の乗算器103入力と相関を取り、該相
関値をそれぞれの乗算器103に乗ずる。この相関法は
前記に述べた誤差信号を用いたLMSアルゴリズムによ
るMMSE(Minimum Mean Square
Error)法と等価になる。この等価性に関して
は、パラバン,マシューズによりアイ・イー・イー・イ
ー・トランズアクションズ オン コミュニケーション
ズ ヴォル コム−38、ナンバー12、1990年1
2月の論文“パフォーマンス オブ アダプティブ マ
ッチト フィルタ レシーバーズ オバー フェージン
グ マルチパス チャネルズ”に解析されている。図1
において、第1の適応アレイは主ビームを追随するよう
に動作する。一方、第2の適応アレイは角度ビームを追
随させる必要がある。すでに説明したように、角度ビー
ム受信波は主ビーム受信波に比べて遅延している。そこ
で図1の遅延素子123によりτだけ遅延させた判定デ
ータを用いて相関器106により相関制御させること
で、第2の適応アレイの等価アンテナ指向性を主ビーム
よりτ遅延する経路のビームを追随させることが可能で
ある。すなわち主ビームよりτ遅延している角度ビーム
を捕そくできる。以上の相関法による適応アレイ制御に
より、主ビームと角度ビーム受信波間の遅延差τを保ち
ながら角度ダイバーシティ受信を行うことができる。
【0020】上述した適応アレイによる角度ダイバーシ
ティ受信信号は第1の109、110、111、11
2、113、114、115、116、117および1
18から構成されるパワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイにより干渉除去され、適応整合フィルタ2
12と判定帰還形等化器213からなる適応受信機によ
りインプリシットダイバーシティゲインが得られ、かつ
伝搬路のマルチパス歪を含めた最終的な波形歪が除去さ
れる。切替制御器122は判定帰還形等化器121出力
の判定データから回線品質を監視しており、干渉波が存
在すると判断した場合、切替器119を制御しパワー・
インバージョン・アダティブ・アレイア出力のAGC増
幅器112出力を選択する。干渉波が無い場合には通常
のダイバーシティ最大比合成出力であるところのAGC
増幅器111出力を選択する。
ティ受信信号は第1の109、110、111、11
2、113、114、115、116、117および1
18から構成されるパワー・インバージョン・アダプテ
ィブ・アレイにより干渉除去され、適応整合フィルタ2
12と判定帰還形等化器213からなる適応受信機によ
りインプリシットダイバーシティゲインが得られ、かつ
伝搬路のマルチパス歪を含めた最終的な波形歪が除去さ
れる。切替制御器122は判定帰還形等化器121出力
の判定データから回線品質を監視しており、干渉波が存
在すると判断した場合、切替器119を制御しパワー・
インバージョン・アダティブ・アレイア出力のAGC増
幅器112出力を選択する。干渉波が無い場合には通常
のダイバーシティ最大比合成出力であるところのAGC
増幅器111出力を選択する。
【0021】次に本発明の第2の実施例を図3により説
明する。図3において、301はN個のアンテナ、30
2はN個の乗算器、303はN個の乗算器、304は1
個の合成器、305は1個の合成器、306は1個のA
GC増幅器、307は1個のAGC増幅器、308は1
個の乗算器、309は1個の乗算器、310は1個の逆
相合成器、311は1個のAGC増幅器、312は1個
の適応整合フィルタ(AMF)、313はN個のアンテ
ナ、314はN個の乗算器、315はN個の乗算器、3
16は1個の合成器、317は1個の合成器、318は
1個のAGC増幅器、319は1個のAGC増幅器、3
20は1個の乗算器、321は1個の乗算器、322は
1個の逆相合成器、323は1個のAGC増幅器、32
4は1個の適応整合フィルタ(AMF)、325は1個
の合成器、326は1個の判定帰還形等化器(DFE)
である。
明する。図3において、301はN個のアンテナ、30
2はN個の乗算器、303はN個の乗算器、304は1
個の合成器、305は1個の合成器、306は1個のA
GC増幅器、307は1個のAGC増幅器、308は1
個の乗算器、309は1個の乗算器、310は1個の逆
相合成器、311は1個のAGC増幅器、312は1個
の適応整合フィルタ(AMF)、313はN個のアンテ
ナ、314はN個の乗算器、315はN個の乗算器、3
16は1個の合成器、317は1個の合成器、318は
1個のAGC増幅器、319は1個のAGC増幅器、3
20は1個の乗算器、321は1個の乗算器、322は
1個の逆相合成器、323は1個のAGC増幅器、32
4は1個の適応整合フィルタ(AMF)、325は1個
の合成器、326は1個の判定帰還形等化器(DFE)
である。
【0022】第2の実施例では、角度と空間の4重ダイ
バーシティ受信への適用例を示す。N素子のアンテナア
レイ301は空間ダイバーシティブランチ1を構成し、
N素子のアンテナアレイ313は空間ダイバーシティブ
ランチ2を構成する。各空間ブランチにおいて、図1で
説明したのと同様にそれぞれ適応アレイ1、2を構成す
る。減算器310出力と減算器322出力はそれぞれ空
間ブランチ1と2でのパワー・インバージョン・アダブ
ティブ・アレイ出力に対応する。AGC増幅器311お
よび323を通して、これら空間ダイバーシティ信号は
適応整合フィルタ312および324により適応ダイバ
ーシティ合成される。最終的なダイバーシティ合成され
た加算器325出力は判定帰還形等化器326に通され
適応等化動作を受ける。
バーシティ受信への適用例を示す。N素子のアンテナア
レイ301は空間ダイバーシティブランチ1を構成し、
N素子のアンテナアレイ313は空間ダイバーシティブ
ランチ2を構成する。各空間ブランチにおいて、図1で
説明したのと同様にそれぞれ適応アレイ1、2を構成す
る。減算器310出力と減算器322出力はそれぞれ空
間ブランチ1と2でのパワー・インバージョン・アダブ
ティブ・アレイ出力に対応する。AGC増幅器311お
よび323を通して、これら空間ダイバーシティ信号は
適応整合フィルタ312および324により適応ダイバ
ーシティ合成される。最終的なダイバーシティ合成され
た加算器325出力は判定帰還形等化器326に通され
適応等化動作を受ける。
【0023】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、角度ダイ
バーシティ受信にアダプティブアンテナアレイを適用す
ることで、主ビームと角度ビームの受信波間で一定の遅
延時間差を生じさせ、さらに角度ダイバーシティブラン
チ間でパワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ
による干渉除去を行い、干渉除去後の信号を適応整合フ
ィルタ(AMF)および判定帰還形等化器(DFE)を
用いた適応受信機に通すことにより、従来の干渉波除去
に伴う希望信号波の消滅の問題点を解決し、ダイバーシ
ティ効果を保存しながら強度な広帯域干渉波とマルチパ
ス歪の除去を可能とする効果がある。
バーシティ受信にアダプティブアンテナアレイを適用す
ることで、主ビームと角度ビームの受信波間で一定の遅
延時間差を生じさせ、さらに角度ダイバーシティブラン
チ間でパワー・インバージョン・アダプティブ・アレイ
による干渉除去を行い、干渉除去後の信号を適応整合フ
ィルタ(AMF)および判定帰還形等化器(DFE)を
用いた適応受信機に通すことにより、従来の干渉波除去
に伴う希望信号波の消滅の問題点を解決し、ダイバーシ
ティ効果を保存しながら強度な広帯域干渉波とマルチパ
ス歪の除去を可能とする効果がある。
【図1】本発明の第1の実施例の構成図である。
【図2】本発明による動作説明図である。
【図3】本発明による第2の実施例の構成図である。
【図4】本発明および従来例に共通の見通し外通信の説
明図である。
明図である。
【図5】従来の干渉波除去装置の構成図である。
【図6】従来例の動作説明図である。
101,301,313 アンテナ 102 受信機 103,105,113,115,302,303,3
08,309,314,315,320,321 乗
算器 104,106,114,116 相関器 107,108,304,305,316,317
合成器 109〜112,306,307,311,318,3
19,323 AGC増幅器 117,325 同相合成器 118,310,322 逆相合成器 119 切替器 120,312,324 適応整合フィルタ(AM
F) 121,326 判定帰還形等化器(DFE) 122 制御器 123 遅延素子
08,309,314,315,320,321 乗
算器 104,106,114,116 相関器 107,108,304,305,316,317
合成器 109〜112,306,307,311,318,3
19,323 AGC増幅器 117,325 同相合成器 118,310,322 逆相合成器 119 切替器 120,312,324 適応整合フィルタ(AM
F) 121,326 判定帰還形等化器(DFE) 122 制御器 123 遅延素子
Claims (2)
- 【請求項1】 N(Nは2以上の整数)個のアンテナと
N個の受信機とN個の乗算器とN個の相関器と1個の合
成器からなる第1の適応アレイと、前記N個の受信機そ
れぞれの出力を2分岐し第1の適応アレイとは独立なN
個の乗算器とN個の相関器と1個の合成器からなる第2
の適応アレイと、前記第1の適応アレイ出力を利得制御
する第1のAGC増幅器と、前記第2の適応アレイ出力
を利得制御する第2のAGC増幅器と、前記第1のAG
C増幅器出力を相関信号と乗算する第1の乗算器と、前
記第2のAGC増幅器出力を相関信号と乗算する第2の
乗算器と、前記第1および第2の乗算器出力の同相合成
器および逆相合成器と、前記同相合成器出力を利得制御
する第3のAGC増幅器と、前記逆相合成器出力を利得
制御する第4のAGC増幅器と、前記第3と第4のAG
C増幅器出力を切り替える切替器と、この切替器出力を
通す適応整合フィルタおよび判定帰還形等化器と、前記
判定帰還形等化器出力を前記第1の適応アレイの相関器
に供給し第1の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行
う手段と、前記判定帰還形等化器出力を遅延させる遅延
器と、この遅延器出力を前記第2の適応アレイの相関器
に供給し第2の適応アレイ乗算器のタップ係数修正を行
う手段と、前記第1のAGC増幅器出力と前記第3のA
GC増幅器出力との相関をとる第1の相関器と、前記第
2のAGC増幅器出力と前記第4のAGC増幅器との相
関をとる第2の相関器と、前記第1の相関器出力を第1
の乗算器に乗じ前記第2の相関器出力を第2の乗算器に
乗じる手段とを備え角度ダイバーシティブランチ間での
パワー・インバージョン・アダプティブアレイによる干
渉波除去を行うことを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項2】 前記角度ダイバーシティブランチでのパ
ワー・インバージョン・アダプティブアレイの構成を2
系統設け空間ダイバーシティおよび角度ダイバーシティ
の4重ダイバーシティを構成することを特徴とする請求
項1記載の干渉波除去装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4180202A JP2765377B2 (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | 干渉波除去装置 |
US08/073,796 US5379046A (en) | 1992-06-09 | 1993-06-08 | Interference wave canceller |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4180202A JP2765377B2 (ja) | 1992-07-08 | 1992-07-08 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0629890A true JPH0629890A (ja) | 1994-02-04 |
JP2765377B2 JP2765377B2 (ja) | 1998-06-11 |
Family
ID=16079187
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4180202A Expired - Lifetime JP2765377B2 (ja) | 1992-06-09 | 1992-07-08 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2765377B2 (ja) |
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5524023A (en) * | 1994-04-28 | 1996-06-04 | Nec Corporation | Interference cancellation using power-inversion adaptive array and LMS adaptive equalizer |
JPH08242196A (ja) * | 1995-03-03 | 1996-09-17 | Ido Tsushin Syst Kaihatsu Kk | ダイバーシチ等化装置 |
US5659584A (en) * | 1995-01-31 | 1997-08-19 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving system for receiving data signal faded and delayed |
US5748673A (en) * | 1995-01-31 | 1998-05-05 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data receiving apparatus |
KR100385110B1 (ko) * | 1995-09-04 | 2003-10-08 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 확산스팩트럼무선전송디지털이동통신장치 |
KR100726719B1 (ko) * | 2001-04-18 | 2007-06-11 | 주식회사 세스텍 | 안테나 어레이 시스템에서 웨이트 벡터 계산없이 수신신호를 처리하는 방법 및 장치 |
JP2013197912A (ja) * | 2012-03-21 | 2013-09-30 | Nec Corp | ダイバーシティ受信装置、ダイバーシティ受信方法及び伝送システム |
WO2013145663A1 (ja) | 2012-03-29 | 2013-10-03 | 日本電気株式会社 | 角度ダイバーシチ受信装置及び角度ダイバーシチ受信方法 |
-
1992
- 1992-07-08 JP JP4180202A patent/JP2765377B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (11)
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