JPH0626473B2 - 電流バランス型スイッチングレギュレータ - Google Patents
電流バランス型スイッチングレギュレータInfo
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- JPH0626473B2 JPH0626473B2 JP63043323A JP4332388A JPH0626473B2 JP H0626473 B2 JPH0626473 B2 JP H0626473B2 JP 63043323 A JP63043323 A JP 63043323A JP 4332388 A JP4332388 A JP 4332388A JP H0626473 B2 JPH0626473 B2 JP H0626473B2
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- Japan
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- power supply
- switching power
- unit
- current
- switching
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
- H02J1/10—Parallel operation of dc sources
- H02J1/102—Parallel operation of dc sources being switching converters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、複数のスイッチング電源部を並列接続して、
負荷に安定化電圧を供給する電流バランス型スイッチン
グレギュレータに関するものである。
負荷に安定化電圧を供給する電流バランス型スイッチン
グレギュレータに関するものである。
数ボルトで数千アンペアの電流を供給できるスイッチン
グレギュレータは、通常は複数のスイッチング電源部を
並列接続して構成するものであり、各スイッチング電源
部の負荷分担を効率良く行わせることが要望されてい
る。
グレギュレータは、通常は複数のスイッチング電源部を
並列接続して構成するものであり、各スイッチング電源
部の負荷分担を効率良く行わせることが要望されてい
る。
安定化電圧を供給する負荷としての大型計算機システム
に於いては、例えば、＋５Ｖの電圧で、２０００Ａ程度
の電流を必要とするものである。このような低電圧，大
電流を供給する為のスイッチングレギュレータは、複数
のスイッチング電源部を並列接続して構成するのが一般
的である。
に於いては、例えば、＋５Ｖの電圧で、２０００Ａ程度
の電流を必要とするものである。このような低電圧，大
電流を供給する為のスイッチングレギュレータは、複数
のスイッチング電源部を並列接続して構成するのが一般
的である。
第４図は従来例の説明図であり、スイッチング電源部４
１〜４４がそれぞれ＋５Ｖで５００Ａの電流を供給でき
る場合、４台並列接続することにより、負荷４０に＋５
Ｖで２０００Ａの電流を供給することができる。なお、
４５は交流電源である。このようにスイッチング電源部
４１〜４４を並列接続した場合に、それぞれの出力電圧
Ｖ１〜Ｖ４は、例えば、Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖ３＞Ｖ４の関係
に設定される。その場合の電圧差は数１０ｍＶ程度であ
る。
１〜４４がそれぞれ＋５Ｖで５００Ａの電流を供給でき
る場合、４台並列接続することにより、負荷４０に＋５
Ｖで２０００Ａの電流を供給することができる。なお、
４５は交流電源である。このようにスイッチング電源部
４１〜４４を並列接続した場合に、それぞれの出力電圧
Ｖ１〜Ｖ４は、例えば、Ｖ１＞Ｖ２＞Ｖ３＞Ｖ４の関係
に設定される。その場合の電圧差は数１０ｍＶ程度であ
る。
又スイッチング電源部４１〜４４の過電流保護をそれぞ
れ５００Ａとすると、負荷４０に５００Ａ以下の電流が
流れる場合は、スイッチング電源部４１の出力電圧Ｖ１
が最も高いので、このスイッチング電源部４１からのみ
電流Ｉ１が供給される。又負荷４０に１０００Ａ以下の
電流が流れる場合は、スイッチング電源部４１の過電流
保護機能が動作し、その出力電圧Ｖ１が低下するから、
次の出力電圧Ｖ２のスイッチング電源部４２からも電流
Ｉ２が供給される。
れ５００Ａとすると、負荷４０に５００Ａ以下の電流が
流れる場合は、スイッチング電源部４１の出力電圧Ｖ１
が最も高いので、このスイッチング電源部４１からのみ
電流Ｉ１が供給される。又負荷４０に１０００Ａ以下の
電流が流れる場合は、スイッチング電源部４１の過電流
保護機能が動作し、その出力電圧Ｖ１が低下するから、
次の出力電圧Ｖ２のスイッチング電源部４２からも電流
Ｉ２が供給される。
従って、負荷の電流と電圧との関係は、第５図に示すも
のとなる。なお、ＯＣＰ１〜ＯＣＰ４はスイッチング電
源部４１〜４４の過電流保護動作値である。例えば、Ａ
点を動作点とすると、負荷４０の電圧はＶ３とＶ４との
間の値となり、スイッチング電源部４１，４２は最大定
格電流を供給し、スイッチング電源部４３は最大定格電
流の数分の１の電流を供給し、スイッチング電源部４４
は電流を供給しない状態となる。
のとなる。なお、ＯＣＰ１〜ＯＣＰ４はスイッチング電
源部４１〜４４の過電流保護動作値である。例えば、Ａ
点を動作点とすると、負荷４０の電圧はＶ３とＶ４との
間の値となり、スイッチング電源部４１，４２は最大定
格電流を供給し、スイッチング電源部４３は最大定格電
流の数分の１の電流を供給し、スイッチング電源部４４
は電流を供給しない状態となる。
前述の従来例に於いては、並列運転する複数のスイッチ
ング電源部４１〜４４に於いて、出力電圧を高く設定し
たスイッチング電源部の過電流保護設定電流以上の負荷
電流となると、次に高い出力電圧のスイッチング電源部
も負荷電流を負荷するものであり、従って、出力電圧を
高く設定したスイッチング電源部が最も負荷分担が大き
いものとなる。このように過電流保護設定電流を供給す
る負荷分担の大きいスイッチング電源部に於いては、内
部損失が大きくなって発熱量が増大し、部品温度も上昇
するから、寿命か短くなる。特に、電解コンデンサ等を
用いる平滑用コンデンサ，電界効果トランジスタ等のス
イッチング素子，出力整流用ダイオード等の部品が温度
上昇により寿命が短くなる。又強制空冷を行う場合、フ
ァン駆動モータ等の軸受が排気熱の為に寿命が短くな
り、比較的短期間で交換する必要が生じる。
ング電源部４１〜４４に於いて、出力電圧を高く設定し
たスイッチング電源部の過電流保護設定電流以上の負荷
電流となると、次に高い出力電圧のスイッチング電源部
も負荷電流を負荷するものであり、従って、出力電圧を
高く設定したスイッチング電源部が最も負荷分担が大き
いものとなる。このように過電流保護設定電流を供給す
る負荷分担の大きいスイッチング電源部に於いては、内
部損失が大きくなって発熱量が増大し、部品温度も上昇
するから、寿命か短くなる。特に、電解コンデンサ等を
用いる平滑用コンデンサ，電界効果トランジスタ等のス
イッチング素子，出力整流用ダイオード等の部品が温度
上昇により寿命が短くなる。又強制空冷を行う場合、フ
ァン駆動モータ等の軸受が排気熱の為に寿命が短くな
り、比較的短期間で交換する必要が生じる。
又電圧調整する場合に、各スイッチング電源部４１〜４
４毎に調整する必要があり、出力電流はダイオードを介
して負荷４０に供給されるから、各スイッチング電源部
４１〜４４の出力電圧を同一に設定することは、部品特
性のばらつき等により不可能に近いものである。このよ
うに、各スイッチング電源部４１〜４４の出力電圧を異
ならせることにより、全体として出力電圧の変動が大き
くなる欠点がある。
４毎に調整する必要があり、出力電流はダイオードを介
して負荷４０に供給されるから、各スイッチング電源部
４１〜４４の出力電圧を同一に設定することは、部品特
性のばらつき等により不可能に近いものである。このよ
うに、各スイッチング電源部４１〜４４の出力電圧を異
ならせることにより、全体として出力電圧の変動が大き
くなる欠点がある。
本発明は、負荷分担を平均化して寿命を延長できるよう
にし、且つ出力電圧の変動を少なくすると共に、その調
整を容易にすることを目的とするものである。
にし、且つ出力電圧の変動を少なくすると共に、その調
整を容易にすることを目的とするものである。
本発明の電流バランス型スイッチングレギュレータは、
スイッチング電源部のトランスの一次側電流を検出し
て、各スイッチング電源部の電流バランスをとるもので
あり、第１図を参照して説明する。
スイッチング電源部のトランスの一次側電流を検出し
て、各スイッチング電源部の電流バランスをとるもので
あり、第１図を参照して説明する。
複数のスイッチング電源部４−１〜４−ｎに、トランス
１の一次側電流を検出して他のスイッチング電源部のト
ランスの一次側電流との不平衡分を検出する電流検出部
５と、出力電圧を設定する電圧設定部６と、スイッチン
グ素子２を制御するスイッチング制御部３に制御信号を
加える加算部７とを設け、複数のスイッチング電源部４
−１〜４−ｎの中の１個をマスタ、他をスレーブとし、
マスタ・スイッチング電源部４−１の電圧設定部６の設
定値を、スレーブ・スイッチング電源部４−２〜４−ｎ
の電圧設定部６の設定値として加算部７に加えるように
接続し、又各スイッチング電源部４−１〜４−ｎの電流
検出部５により検出したトランス１の一次側電流の不平
衡分を加算部７に加えるように接続する。
１の一次側電流を検出して他のスイッチング電源部のト
ランスの一次側電流との不平衡分を検出する電流検出部
５と、出力電圧を設定する電圧設定部６と、スイッチン
グ素子２を制御するスイッチング制御部３に制御信号を
加える加算部７とを設け、複数のスイッチング電源部４
−１〜４−ｎの中の１個をマスタ、他をスレーブとし、
マスタ・スイッチング電源部４−１の電圧設定部６の設
定値を、スレーブ・スイッチング電源部４−２〜４−ｎ
の電圧設定部６の設定値として加算部７に加えるように
接続し、又各スイッチング電源部４−１〜４−ｎの電流
検出部５により検出したトランス１の一次側電流の不平
衡分を加算部７に加えるように接続する。
又リミッタ部８を設けて、加算部７に加えられる不平衡
分を制限し、又積分器９を設けて、加算部７に加えられ
る不平衡分を平滑化し、動作の安定化を図るものであ
る。
分を制限し、又積分器９を設けて、加算部７に加えられ
る不平衡分を平滑化し、動作の安定化を図るものであ
る。
電圧設定部６の設定値は加算部７を介してスイッチング
制御部３に加えられ、出力電圧を高く設定した場合は、
スイッチング制御部３によりスイッチング素子２のオン
期間が長くなるように制御される。又マスタ・スイッチ
ング電源部４−１の電圧設定部６で１個の可変抵抗等に
より出力電圧を設定すると、その設定値がスレーブ・ス
イッチング電源部４−２〜４−ｎの加算部７に加えら
れ、スレーブ・スイッチング電源部４−２〜４−ｎの電
圧設定部６の設定値は、マスタ・スイッチング電源部４
−１の設定値にクランプされる。従って、マスタ・スイ
ッチグ電源部４−１に於いて出力電圧を設定することが
できる。
制御部３に加えられ、出力電圧を高く設定した場合は、
スイッチング制御部３によりスイッチング素子２のオン
期間が長くなるように制御される。又マスタ・スイッチ
ング電源部４−１の電圧設定部６で１個の可変抵抗等に
より出力電圧を設定すると、その設定値がスレーブ・ス
イッチング電源部４−２〜４−ｎの加算部７に加えら
れ、スレーブ・スイッチング電源部４−２〜４−ｎの電
圧設定部６の設定値は、マスタ・スイッチング電源部４
−１の設定値にクランプされる。従って、マスタ・スイ
ッチグ電源部４−１に於いて出力電圧を設定することが
できる。
又トランス１の一次側の電流を検出し、電流電圧変換等
により、各スイッチング電源部４−１〜４−ｎが最大定
格電流を供給した時の電流検出値を同一の値となるよう
に調整する。そして、この電流検出値が各スイッチング
電源部４−１〜４−ｎの電流検出部５に於いて同一とな
るように、スイッチング素子２を制御するものであり、
各スイッチング電源部４−１〜４−ｎ間の電流検出値の
不平衡分を加算部７を介してスイッチング制御部３に加
えて、スイッチング素子２を制御する。従って、各スイ
ッチング電源部４−１〜４−ｎが同一定格の構成の場合
は、総て同一の負荷分担となり、特定のスイッチング電
源部に負荷が集中することはなく、平均化されることに
より、寿命を延長することができる。
により、各スイッチング電源部４−１〜４−ｎが最大定
格電流を供給した時の電流検出値を同一の値となるよう
に調整する。そして、この電流検出値が各スイッチング
電源部４−１〜４−ｎの電流検出部５に於いて同一とな
るように、スイッチング素子２を制御するものであり、
各スイッチング電源部４−１〜４−ｎ間の電流検出値の
不平衡分を加算部７を介してスイッチング制御部３に加
えて、スイッチング素子２を制御する。従って、各スイ
ッチング電源部４−１〜４−ｎが同一定格の構成の場合
は、総て同一の負荷分担となり、特定のスイッチング電
源部に負荷が集中することはなく、平均化されることに
より、寿命を延長することができる。
又リミッタ部８は、スイッチング電源部４−１〜４−ｎ
の電源投入時等に、出力電圧の立上りにばらつきが生じ
て、負荷電流の分担の不平衡が大きくなった場合でも、
極端な制御が行われないように、不平衡分の最大値を制
限するものである。
の電源投入時等に、出力電圧の立上りにばらつきが生じ
て、負荷電流の分担の不平衡が大きくなった場合でも、
極端な制御が行われないように、不平衡分の最大値を制
限するものである。
又積分器９は、不平衡分の直流分によりスイッチング素
子２を制御できるようにするもので、動作の安定化を図
ることができる。
子２を制御できるようにするもので、動作の安定化を図
ることができる。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
第２図は本発明の実施例のブロック図であり、２個のス
イッチング電源部１０−１，１０−２を並列接続して、
負荷３１に電力を供給する場合を示し、１１はトラン
ス、１２はスイッチング素子としてのトランジスタ、１
３は直流電源（図示を省略した整流回路により交流を整
流した電源）、１４はダイオード、１５はパルス幅制御
回路（ＰＷＭ）、１６は誤差増幅器、１７は抵抗加算
器、１８は電圧設定回路、１９はカーレントトランス、
２０はダイオード、２１は抵抗、２２はコンデンサ、２
３は不平衡分を求める抵抗、２４は差動増幅器、２５は
積分回路、２６はリミッタ回路、２７，２８は整流用ダ
イオード、２９はチョークコイル、３０はコンデンサで
ある。又ＳＬはスレーブ端子、ＭＡはマスタ端子、ＣＢ
は電流バランス端子、ＣＭは共通端子である。
イッチング電源部１０−１，１０−２を並列接続して、
負荷３１に電力を供給する場合を示し、１１はトラン
ス、１２はスイッチング素子としてのトランジスタ、１
３は直流電源（図示を省略した整流回路により交流を整
流した電源）、１４はダイオード、１５はパルス幅制御
回路（ＰＷＭ）、１６は誤差増幅器、１７は抵抗加算
器、１８は電圧設定回路、１９はカーレントトランス、
２０はダイオード、２１は抵抗、２２はコンデンサ、２
３は不平衡分を求める抵抗、２４は差動増幅器、２５は
積分回路、２６はリミッタ回路、２７，２８は整流用ダ
イオード、２９はチョークコイル、３０はコンデンサで
ある。又ＳＬはスレーブ端子、ＭＡはマスタ端子、ＣＢ
は電流バランス端子、ＣＭは共通端子である。
この実施例は、スイッチング電源部１０−１をマスタ・
スイッチング電源部とし、スイッチング電源部１０−２
をスレーブ・スイッチング電源部とした場合であり、マ
スタ・スイッチング電源部１０−１のマスタ端子ＭＡ
と、スレーブ・スイッチング電源部１０−２のスレーブ
端子ＳＬとを接続し、又電流バランス端子ＣＢ及び共通
端子ＣＭをそれぞれ相互に接続する。又出力端子をそれ
ぞれ負荷３１に接続する。
スイッチング電源部とし、スイッチング電源部１０−２
をスレーブ・スイッチング電源部とした場合であり、マ
スタ・スイッチング電源部１０−１のマスタ端子ＭＡ
と、スレーブ・スイッチング電源部１０−２のスレーブ
端子ＳＬとを接続し、又電流バランス端子ＣＢ及び共通
端子ＣＭをそれぞれ相互に接続する。又出力端子をそれ
ぞれ負荷３１に接続する。
抵抗加算器１７は、例えば、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成さ
れ、電圧設定回路１８からの設定値が抵抗Ｒ１に加えら
れ、リミッタ回路２６を介した不平衡分が抵抗Ｒ２に加
えられて加算され、誤差増幅器１６に加えられる。又電
圧設定回路１８は、可変電圧源Ｅと出力抵抗Ｒ０とから
なり、マスタ端子ＭＡには可変電圧源Ｅが直接接続さ
れ、スレーブ端子ＳＬには出力抵抗Ｒ０を介して接続さ
れている。又差動増幅器２４は、抵抗２３の両端の電圧
が入力され、この抵抗２３を介して流れる電流、即ち、
不平衡分を検出するものである。又積分回路２５は、例
えば、抵抗Ｒ３とコンデンサＣとから構成され、リミッ
タ回路２６は、例えば、逆極性で直列接続したツェナー
ダイオードにより構成されている。
れ、電圧設定回路１８からの設定値が抵抗Ｒ１に加えら
れ、リミッタ回路２６を介した不平衡分が抵抗Ｒ２に加
えられて加算され、誤差増幅器１６に加えられる。又電
圧設定回路１８は、可変電圧源Ｅと出力抵抗Ｒ０とから
なり、マスタ端子ＭＡには可変電圧源Ｅが直接接続さ
れ、スレーブ端子ＳＬには出力抵抗Ｒ０を介して接続さ
れている。又差動増幅器２４は、抵抗２３の両端の電圧
が入力され、この抵抗２３を介して流れる電流、即ち、
不平衡分を検出するものである。又積分回路２５は、例
えば、抵抗Ｒ３とコンデンサＣとから構成され、リミッ
タ回路２６は、例えば、逆極性で直列接続したツェナー
ダイオードにより構成されている。
電圧設定回路１８と誤差増幅器１６とパルス幅制御回路
１５とにより、電圧設定回路１８で設定した出力電圧と
なるようにトランジスタ１２のオン，オフ期間を制御し
て、トランス１１の二次側の整流平滑出力電圧を安定化
する構成は、従来例のスイッチング電源部と同様であ
る。本発明は、このようなスイッチング電源部を並列に
接続して負荷３１に電力を供給する場合に、各スイッチ
ング電源部の容量に対応した電流を供給できるようにし
たものである。
１５とにより、電圧設定回路１８で設定した出力電圧と
なるようにトランジスタ１２のオン，オフ期間を制御し
て、トランス１１の二次側の整流平滑出力電圧を安定化
する構成は、従来例のスイッチング電源部と同様であ
る。本発明は、このようなスイッチング電源部を並列に
接続して負荷３１に電力を供給する場合に、各スイッチ
ング電源部の容量に対応した電流を供給できるようにし
たものである。
その為、各スイッチング電源部に於いて、負荷３１に供
給する電流として、トランス１１の一次側の電流をカレ
ントトランス１９等の電流検出手段により検出し、抵抗
２１，ダイオード２０，コンデンサ２２により直流の検
出値として抵抗２３に加える。この場合、スイッチング
電源部１０−１，１０−２の最大定格電流が異なる場合
でも同一の場合でも、それぞれの最大定格電流を供給し
た時に、同一の例えば１Ｖとなるように抵抗２１の値を
設定する。
給する電流として、トランス１１の一次側の電流をカレ
ントトランス１９等の電流検出手段により検出し、抵抗
２１，ダイオード２０，コンデンサ２２により直流の検
出値として抵抗２３に加える。この場合、スイッチング
電源部１０−１，１０−２の最大定格電流が異なる場合
でも同一の場合でも、それぞれの最大定格電流を供給し
た時に、同一の例えば１Ｖとなるように抵抗２１の値を
設定する。
スイッチング電源部１０−１，１０−２が同一の最大定
格電流の場合に、負荷３１に同一の電流をそれぞれ供給
している場合、抵抗２３に加えられる検出値は同一とな
り、従って、抵抗２３を介してスイッチング電源部１０
−１，１０−２間で電流は流れないことになり、差動増
幅器２４の入力電圧は０となる。
格電流の場合に、負荷３１に同一の電流をそれぞれ供給
している場合、抵抗２３に加えられる検出値は同一とな
り、従って、抵抗２３を介してスイッチング電源部１０
−１，１０−２間で電流は流れないことになり、差動増
幅器２４の入力電圧は０となる。
又スイッチング電源部１０−１から負荷３１に供給する
電流が多い場合は、スイッチング電源部１０−１の抵抗
２３に加えられる検出値が、スイッチング電源部１０−
２の抵抗２３に加えられる検出値より大きくなるから、
その差分に対応した電流が抵抗２３を介してスイッチン
グ電源部１０−１，１０−２間で流れ、抵抗２３の両端
には不平衡分に比例した電圧が生じて差動増幅器２４に
入力される。
電流が多い場合は、スイッチング電源部１０−１の抵抗
２３に加えられる検出値が、スイッチング電源部１０−
２の抵抗２３に加えられる検出値より大きくなるから、
その差分に対応した電流が抵抗２３を介してスイッチン
グ電源部１０−１，１０−２間で流れ、抵抗２３の両端
には不平衡分に比例した電圧が生じて差動増幅器２４に
入力される。
この不平衡分は抵抗加算器１７により出力電圧の設定値
と加算されて誤差増幅器１６を介してパルス幅制御回路
１５に加えられ、スイッチング電源部１０−１では出力
電圧を低下するように、又スイッチング電源部１０−２
では出力電圧を上昇させるように、それぞれのトランジ
スタ１２のオン，オフ期間が制御されるから、スイッチ
ング電源部１０−１，１０−２から負荷３１に供給する
電流のバランスが保たれる。
と加算されて誤差増幅器１６を介してパルス幅制御回路
１５に加えられ、スイッチング電源部１０−１では出力
電圧を低下するように、又スイッチング電源部１０−２
では出力電圧を上昇させるように、それぞれのトランジ
スタ１２のオン，オフ期間が制御されるから、スイッチ
ング電源部１０−１，１０−２から負荷３１に供給する
電流のバランスが保たれる。
又マスタ・スイッチング電源部１０−１の可変電圧源Ｅ
による設定値は、スレーブ・スイッチング電源部１０−
２の抵抗加算器１７の抵抗Ｒ１に加えられる。この時、
可変電圧源Ｅの内部インピーダンスは０に近く、出力抵
抗Ｒ０は低抵抗値ではあるが、或る値を有するものであ
るから、スレーブ・スイッチング電源部１０−２の電圧
設定回路１８の出力電圧は、マスタ・スイッチング電源
部１０−１の電圧設定回路１８の設定値にクランプさ
れ、その設定値に従ってスレーブ・スイッチング電源部
１０−２の出力電圧が定まる。
による設定値は、スレーブ・スイッチング電源部１０−
２の抵抗加算器１７の抵抗Ｒ１に加えられる。この時、
可変電圧源Ｅの内部インピーダンスは０に近く、出力抵
抗Ｒ０は低抵抗値ではあるが、或る値を有するものであ
るから、スレーブ・スイッチング電源部１０−２の電圧
設定回路１８の出力電圧は、マスタ・スイッチング電源
部１０−１の電圧設定回路１８の設定値にクランプさ
れ、その設定値に従ってスレーブ・スイッチング電源部
１０−２の出力電圧が定まる。
複数のスレーブ・スイッチング電源部を設けた場合も、
マスタ・スイッチング電源部１０−１のマスタ端子ＭＡ
に、各スレーブ・スイッチング電源部のスレーブ端子Ｓ
Ｌを接続するもので、それにより、マスタ・スイッチン
グ電源部１０−１の電圧設定回路１８に於いて設定した
出力電圧に総て統一されて制御されることになる。
マスタ・スイッチング電源部１０−１のマスタ端子ＭＡ
に、各スレーブ・スイッチング電源部のスレーブ端子Ｓ
Ｌを接続するもので、それにより、マスタ・スイッチン
グ電源部１０−１の電圧設定回路１８に於いて設定した
出力電圧に総て統一されて制御されることになる。
第３図は電圧設定回路の要部回路図であり、ＭＡはマス
タ端子、ＳＬはスレーブ端子、Ｖｒは基準電圧源、ＶＲ
は可変抵抗、ＯＰ１，ＯＰ２は演算増幅器、Ｒ４〜Ｒ６
は抵抗、１７は抵抗加算器である。
タ端子、ＳＬはスレーブ端子、Ｖｒは基準電圧源、ＶＲ
は可変抵抗、ＯＰ１，ＯＰ２は演算増幅器、Ｒ４〜Ｒ６
は抵抗、１７は抵抗加算器である。
可変抵抗ＶＲにより調整した設定値は、演算増幅器ＯＰ
１と抵抗Ｒ４とを介してマスタ端子ＭＡに出力され、又
抵抗Ｒ５，Ｒ６を介して演算増幅器ＯＰ２に入力され、
演算増幅器ＯＰ２から設定値が抵抗加算器１７の抵抗Ｒ
１に加えられ、リミッタ回路を介した不平衡分と加算さ
れて、誤差増幅器に加えられる。又マスタ端子ＭＡから
低出力インピーダンスで設定値がスレーブ・スイッチン
グ電源部に加えられ、又演算増幅器ＯＰ２の入力インピ
ーダンスが大きいので、マスタ・スイッチング電源部か
らの設定値にクランプされることになる。即ち、第２図
に於ける電圧設定回路１８の可変電圧源Ｅを、基準電圧
源Ｖｒと可変抵抗ＶＲと演算増幅器ＯＰ１と抵抗Ｒ４と
により構成し、演算増幅器ＯＰ１により内部インピーダ
ンスを零に近くしている。又出力抵抗Ｒ０は抵抗Ｒ５に
相当している。
１と抵抗Ｒ４とを介してマスタ端子ＭＡに出力され、又
抵抗Ｒ５，Ｒ６を介して演算増幅器ＯＰ２に入力され、
演算増幅器ＯＰ２から設定値が抵抗加算器１７の抵抗Ｒ
１に加えられ、リミッタ回路を介した不平衡分と加算さ
れて、誤差増幅器に加えられる。又マスタ端子ＭＡから
低出力インピーダンスで設定値がスレーブ・スイッチン
グ電源部に加えられ、又演算増幅器ＯＰ２の入力インピ
ーダンスが大きいので、マスタ・スイッチング電源部か
らの設定値にクランプされることになる。即ち、第２図
に於ける電圧設定回路１８の可変電圧源Ｅを、基準電圧
源Ｖｒと可変抵抗ＶＲと演算増幅器ＯＰ１と抵抗Ｒ４と
により構成し、演算増幅器ＯＰ１により内部インピーダ
ンスを零に近くしている。又出力抵抗Ｒ０は抵抗Ｒ５に
相当している。
従って、スレーブ・スイッチング電源部のスレーブ端子
ＳＬに、マスタ・スイッチング電源部のマスタ端子ＭＡ
から出力された設定値が抵抗加算器１７を介して誤差増
幅器１６に加えられ、出力電圧との差に対応してパルス
幅制御回路１５が制御され、マスタ・スイッチング電源
部と同一の出力電圧となるように制御される。
ＳＬに、マスタ・スイッチング電源部のマスタ端子ＭＡ
から出力された設定値が抵抗加算器１７を介して誤差増
幅器１６に加えられ、出力電圧との差に対応してパルス
幅制御回路１５が制御され、マスタ・スイッチング電源
部と同一の出力電圧となるように制御される。
又第２図に於いて、マスタ・スイッチング電源部１０−
１とスレーブ・スイッチング電源部１０−２とを同時に
動作を開始させた場合、負荷３１に対する配線のインダ
クタンスの相違や、各部品の定数のばらつき等により、
一方の出力電流が先に上昇することがある。その場合は
不平衡分が大きくなり、平衡状態とする制御が働くの
で、先に立上ったスイッチング電源部の出力電流を減少
させることになる。その時に、後から立上ったスイッチ
ング電源部の出力電流が増大し、不平衡分が大きくなっ
て、出力電流を減少させることになり、シーソーゲーム
的な制御となり、不安定動作となる場合がある。しか
し、リミッタ回路２６によりその不平衡分の最大値を制
限することにより、出力電流の平衡化を徐々に進行させ
ることができるので、電源投入時等に於ける動作を安定
化させることができる。
１とスレーブ・スイッチング電源部１０−２とを同時に
動作を開始させた場合、負荷３１に対する配線のインダ
クタンスの相違や、各部品の定数のばらつき等により、
一方の出力電流が先に上昇することがある。その場合は
不平衡分が大きくなり、平衡状態とする制御が働くの
で、先に立上ったスイッチング電源部の出力電流を減少
させることになる。その時に、後から立上ったスイッチ
ング電源部の出力電流が増大し、不平衡分が大きくなっ
て、出力電流を減少させることになり、シーソーゲーム
的な制御となり、不安定動作となる場合がある。しか
し、リミッタ回路２６によりその不平衡分の最大値を制
限することにより、出力電流の平衡化を徐々に進行させ
ることができるので、電源投入時等に於ける動作を安定
化させることができる。
又出力電流の瞬時変動による不平衡分に従って制御を行
うと、発振する場合があるが、積分回路９により不平衡
分について平均化し、直流成分として抵抗加算器１７に
加えられるから、動作の安定化を図ることができる。
うと、発振する場合があるが、積分回路９により不平衡
分について平均化し、直流成分として抵抗加算器１７に
加えられるから、動作の安定化を図ることができる。
以上説明したように、本発明は、スイッチング電源部４
−１〜４−ｎに、トランス１の一次側電流を検出して、
他のスイッチング電源部のトランス１の一次側電流との
不平衡分を検出する電流検出部５と、出力電圧を設定す
る電圧設定部６と、スイッチング素子２を制御するスイ
ッチング制御部３に制御信号を加える為の加算部７とを
設け、マスタ・スイッチング電源部４−１の電圧設定部
６の設定値を、スレーブ・スイッチング電源部４−２〜
４−ｎの設定値として加算部７に加えるように接続し、
且つ各スイッチング電源部４−１〜４−ｎの電流検出部
５により検出した一次側電流の不平衡分を加算部７に加
えるように接続したもので、各スイッチング電源部４−
１〜４−ｎの出力電圧を、マスタ・スイッチング電源部
４−１の電圧設定部６に於いてスレーブ・スイッチング
電源部４−２〜４−ｎを含めて同一とするように設定で
きるので、出力電圧の設定が容易となる利点がある。更
に、電流検出部５により各スイッチング電源部４−１〜
４−ｎの一次側電流の不平衡を平衡化するように制御す
ることにより、各スイッチング電源部４−１〜４−ｎの
容量に対応して負荷分担を行わせることができる。従っ
て、特定のスイッチング電源部が集中的に負荷分担を行
うことがなくなり、複数のスイッチング電源部の温度上
昇は平均化され、全体的に寿命を延長できる利点があ
る。
−１〜４−ｎに、トランス１の一次側電流を検出して、
他のスイッチング電源部のトランス１の一次側電流との
不平衡分を検出する電流検出部５と、出力電圧を設定す
る電圧設定部６と、スイッチング素子２を制御するスイ
ッチング制御部３に制御信号を加える為の加算部７とを
設け、マスタ・スイッチング電源部４−１の電圧設定部
６の設定値を、スレーブ・スイッチング電源部４−２〜
４−ｎの設定値として加算部７に加えるように接続し、
且つ各スイッチング電源部４−１〜４−ｎの電流検出部
５により検出した一次側電流の不平衡分を加算部７に加
えるように接続したもので、各スイッチング電源部４−
１〜４−ｎの出力電圧を、マスタ・スイッチング電源部
４−１の電圧設定部６に於いてスレーブ・スイッチング
電源部４−２〜４−ｎを含めて同一とするように設定で
きるので、出力電圧の設定が容易となる利点がある。更
に、電流検出部５により各スイッチング電源部４−１〜
４−ｎの一次側電流の不平衡を平衡化するように制御す
ることにより、各スイッチング電源部４−１〜４−ｎの
容量に対応して負荷分担を行わせることができる。従っ
て、特定のスイッチング電源部が集中的に負荷分担を行
うことがなくなり、複数のスイッチング電源部の温度上
昇は平均化され、全体的に寿命を延長できる利点があ
る。
又加算部７に加える不平衡分の最大値をリミッタ部８に
より制限することにより、電源投入時等に於ける極端に
大きい不平衡分が加算部７を介してスイッチング制御部
３に加えられることがなくなり、正常な制御状態に迅速
に収束することになるから、動作の安定化を図ることが
できる利点がある。
より制限することにより、電源投入時等に於ける極端に
大きい不平衡分が加算部７を介してスイッチング制御部
３に加えられることがなくなり、正常な制御状態に迅速
に収束することになるから、動作の安定化を図ることが
できる利点がある。
又電流検出部５によるトランス１の一次側電流の不平衡
分を積分器９で積分することにより、負荷変動に伴う不
平衡分の急激な変化に対しても動作の安定化を図ること
ができる利点がある。
分を積分器９で積分することにより、負荷変動に伴う不
平衡分の急激な変化に対しても動作の安定化を図ること
ができる利点がある。
第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の実施例
のブロック図、第３図は電圧設定回路の要部回路図、第
４図は従来例の説明図、第５図は電流出力電圧特性説明
図である。 １はトランス、２はスイッチング素子、３はスイッチン
グ制御部、４−１〜４−ｎはスイッチング電源部、５は
電流検出部、６は電圧設定部、７は加算部、８はリミッ
タ部、９は積分器である。
のブロック図、第３図は電圧設定回路の要部回路図、第
４図は従来例の説明図、第５図は電流出力電圧特性説明
図である。 １はトランス、２はスイッチング素子、３はスイッチン
グ制御部、４−１〜４−ｎはスイッチング電源部、５は
電流検出部、６は電圧設定部、７は加算部、８はリミッ
タ部、９は積分器である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 朝日 勝幸 神奈川県川崎市高津区坂戸237番地 富士 通電装株式会社内 (72)発明者 木下 治 神奈川県川崎市高津区坂戸237番地 富士 通電装株式会社内 (56)参考文献 特開 昭61−293168（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−190291（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−16073（ＪＰ，Ａ)
Claims (3)
- 【請求項１】トランス（１）の一次側に接続したスイッ
チング素子（２）を、該トランス（１）の二次側の出力
電圧に対応して制御するスイッチング制御部（３）を備
えた複数のスイッチング電源部（４−１〜４−ｎ）を並
列接続して、安定化出力電圧を負荷に印加するスイッチ
ングレギュレータに於いて、 前記スイッチング電源部（４−１〜４−ｎ）に、前記ト
ランス（１）の一次側電流を検出して他のスイッチング
電源部のトランスの一次側電流との不平衡分を検出する
電流検出部（５）と、前記出力電圧を設定する電圧設定
部（６）と、前記スイッチング制御部（３）に制御信号
を加える為の加算部（７）とを設け、 前記複数のスイッチング電源部（４−１〜４−ｎ）の中
の１個をマスタ、他をスレーブとし、マスタ・スイッチ
ング電源部（４−１）の前記電圧設定部（６）の設定値
を、スレーブ・スイッチング電源部（４−２〜４−ｎ）
の電圧設定部（６）の設定値として前記加算部（７）に
加えるように接続し、 且つ前記各スイッチング電源部（４−１〜４−ｎ）の前
記電流検出部（５）により検出したトランス（１）の一
次側電流の不平衡分を前記加算部（７）に加えるように
接続した ことを特徴とする電流バランス型スイッチングレギュレ
ータ。 - 【請求項２】電流検出部（５）から加算部（７）に加え
る不平衡分の最大値を制限するリミッタ部（８）を設け
たことを特徴とする請求項１記載の電流バランス型スイ
ッチングレギュレータ。 - 【請求項３】電流検出部（５）により検出したトランス
（１）の一次側電流の不平衡分を積分して前記加算部
（７）に加える積分器（９）を設けたことを特徴とする
請求項１又は２記載の電流バランス型スイッチングレギ
ュレータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63043323A JPH0626473B2 (ja) | 1988-02-27 | 1988-02-27 | 電流バランス型スイッチングレギュレータ |
| US07/313,058 US4912621A (en) | 1988-02-27 | 1989-02-21 | Current-balance switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63043323A JPH0626473B2 (ja) | 1988-02-27 | 1988-02-27 | 電流バランス型スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01222659A JPH01222659A (ja) | 1989-09-05 |
| JPH0626473B2 true JPH0626473B2 (ja) | 1994-04-06 |
Family
ID=12660605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63043323A Expired - Lifetime JPH0626473B2 (ja) | 1988-02-27 | 1988-02-27 | 電流バランス型スイッチングレギュレータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4912621A (ja) |
| JP (1) | JPH0626473B2 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US5036452A (en) * | 1989-12-28 | 1991-07-30 | At&T Bell Laboratories | Current sharing control with limited output voltage range for paralleled power converters |
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| US5122726A (en) * | 1990-10-31 | 1992-06-16 | Alcatel Network Systems, Inc. | Overvoltage protection for redundant power supplies |
| JPH05316721A (ja) * | 1992-05-07 | 1993-11-26 | Fujitsu Ltd | 並列制御型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| ES2056734B1 (es) * | 1993-01-29 | 1997-06-01 | Alcatel Standard Electrica | Sistema de conversion de potencia. |
| JP3773664B2 (ja) * | 1998-09-11 | 2006-05-10 | 三菱電機株式会社 | 駆動制御装置、モジュール、および、複合モジュール |
| JP2001008452A (ja) * | 1999-06-21 | 2001-01-12 | Sony Corp | 電源装置 |
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| JP4479800B2 (ja) | 2008-01-28 | 2010-06-09 | 株式会社デンソー | スイッチング電源 |
| JP5451504B2 (ja) * | 2009-10-02 | 2014-03-26 | パナソニック株式会社 | 配電システム |
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| JP6217257B2 (ja) * | 2013-09-06 | 2017-10-25 | 株式会社リコー | Ｄｃ／ｄｃコンバータ及び電源装置 |
| ITUA20163475A1 (it) | 2016-05-16 | 2017-11-16 | St Microelectronics Srl | Circuito regolatore di tensione, dispositivo elettronico e procedimento corrispondenti |
| JP6821493B2 (ja) * | 2017-04-14 | 2021-01-27 | 東芝デベロップメントエンジニアリング株式会社 | 電流共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| CN113285592B (zh) * | 2021-07-22 | 2021-10-29 | 七四九(南京)电子研究院有限公司 | 一种应用于模块电源初级侧的均流控制电路 |
| CN116505508B (zh) * | 2023-06-26 | 2023-09-19 | 深圳市力生美半导体股份有限公司 | 电源管理方法、装置、设备及存储介质 |
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| US4734844A (en) * | 1987-06-08 | 1988-03-29 | Ncr Corporation | Master/slave current sharing, PWM power supply |
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-
1988
- 1988-02-27 JP JP63043323A patent/JPH0626473B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1989
- 1989-02-21 US US07/313,058 patent/US4912621A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01222659A (ja) | 1989-09-05 |
| US4912621A (en) | 1990-03-27 |
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Legal Events
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