JPH06245600A - 周波数検出装置 - Google Patents
周波数検出装置Info
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- JPH06245600A JPH06245600A JP5030213A JP3021393A JPH06245600A JP H06245600 A JPH06245600 A JP H06245600A JP 5030213 A JP5030213 A JP 5030213A JP 3021393 A JP3021393 A JP 3021393A JP H06245600 A JPH06245600 A JP H06245600A
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Abstract
サンプリング周期で高精度・高速に検出すること。 【構成】 同期機の各相電圧(ea,eb,ec)及び
電流(ia,ib,ic)から硝交磁束数に比例する信
号(ea″,eb″,ec″)を検出し、これらの値を
入力として時刻tにおける値及び遅延回路11〜13を
介して得た1サンプリング周期前の信号との積和を乗算
器14〜22及び加算器23〜25にて検出し、これら
の値から周波数fを検出する。 【効果】 同期機の運転状態及び外部状態に関係なく高
速・高精度に周波数をあらいサンプリング周期にて実現
できる。
Description
波形歪・負荷変化などの影響を受けずに高精度・高速に
周波数を検出する方法に関する。
には、同期機端子電圧波形を用いて電圧波形がプラス側
又はマイナス側に存在する時間を高周波パルスによって
測定することにより周波数検出を行っていた。この方法
では電圧波形歪(特に零クロス点近傍における点)によ
る誤差が大きい問題があった。このため同期機負荷近傍
にサイリスタ負荷又はSVA(Static Voltage Adju
ster)などの波形歪の発生を伴う負荷がある場合には、
波形歪により正しい周波数を高速・高精度に検出するこ
とができなかった。
設けて周波数を検出する方法も用いられているが、この
方法ではタービンの軸ねじれの影響もひろってしまうた
め、この信号を電力系統安定化信号に用いると、タービ
ン軸の軸ねじれ励動を助長してしまうという不具合があ
った。
を改善する方法として多段のフィルタを用いる方法があ
るが、フィルタによる時間遅れがあるため高速性を要求
する電力系統安定化装置(PSS)などの入力信号に用
いることができなかった。
周波数検出を行うのに高周波パルスを印加し、電圧波形
がプラス側又はマイナス側にあるパルス数を計数して周
波数検出を行う必要があり、最高速のコントローラを用
いても十分な精度で周波数を検出することが不可能であ
ったため、DSP(Digital Signal Processor)な
どの専用の信号処理用プロセッサを設ける必要があっ
た。
検出方式では、同期機端子電圧の電圧波形歪の影響につ
いて全く考慮されておらず、近くに大きなサイリスタ負
荷又はSVC(StaticVoltage Controller)が存在
することに起因する波形歪がある場合には正確な周波数
を高速に検出することができなかった。
ものであり、周波数を検出するための信号源として、同
期機の内部磁束数に比例する直軸次過渡リアクタンスx
d″の背後電圧E″を検出し、さらにこの正弦波電圧波
形E″を用いてサンプリング周期に関係なく正確な周波
数を高速に検出することにある。
は、同期機の直軸次過渡リアクタンスxd″の背後電圧
E″を三相の各相毎に検出する背後電圧検出手段と、該
背後電圧検出手段により検出された背後電圧に基づいて
同期機励磁装置の周波数を検出する周波数検出手段とを
有することを特徴とする。
数検出手段は、前記背後電圧検出手段の三相の各相の出
力を1サンプリング周期(H)だけ、遅延させる信号遅延
手段と、前記背後電圧検出手段の各相の検出出力と前記
信号遅延手段の出力との内積または、内積及び外積を求
め、これらの演算結果に基づいて周波数を算出する演算
手段とを有することを特徴とする。
数検出手段は、前記背後電圧検出手段の三相の各相の出
力を1サンプリング周期、遅延させる信号遅延手段と、
前記背後電圧検出手段の各相の検出出力と前記信号遅延
手段の出力との内積または、内積及び外積を求め、これ
らの演算結果に基づいてcosωH,sinωH,tanωHに比例
する量を求めると共に、これらの各三角関数値から周波
数を算出する演算手段とを有することを特徴とする。
数検出手段は、前記背後電圧検出手段の三相の各相の出
力の位相をπ/2だけシフトさせるπ/2移相手段と、
該π/2移相手段の各相の出力を1サンプリング周期、
遅延させる信号遅延手段と、前記背後電圧検出手段の各
相の出力、π/2移相手段の出力及び信号遅延手段の出
力に基づいて周波数を算出する演算手段とを有すること
を特徴とする。
波信号を生成する基準周波数発生手段と、前記背後電圧
検出手段及び基準周波数発生手段の出力を取り込み、背
後電圧検出手段より得られる背後電圧と前記基準正弦波
信号の周波数偏差を有する正弦波信号を出力する正弦波
信号検出手段とを有することを特徴とする。
ある単相正弦波信号の振幅値を求める振幅値算出手段
と、原信号を前記振幅値算出手段の出力で除算して振幅
値が一定の正弦波信号を求める除算器と、該除算器の出
力信号に基づいて周波数を算出する演算手段とを有する
ことを特徴とする。
直軸次過渡リアクタンスxd″の背後電圧E″を三相の
各相毎に検出する背後電圧検出手段と、該背後電圧検出
手段により検出された各相の背後電圧をそれぞれ取り込
み、周波数を検出する各相毎に設けられた請求項6に記
載の周波数検出手段と、これら各相毎に設けられた周波
数検出手段により検出された周波数の平均値を算出する
平均値演算手段と、該平均値演算手段の演算出力と前記
各周波数検出手段との偏差の絶対値を求め、これらの各
偏差値が所定値以内にあるか否かにより異常判定を行な
い、正常相のみにより検出された周波数の平均値を検出
周波数とする演算手段とを有することを特徴とする。
るために、同期機の運転状態及び外部負荷の影響を受け
ずに常に理想的な正弦波信号と見なすことができる直軸
次過渡リアクタンスxd″の背後電圧であるE″を各相
毎に検出する。
周波数を求めるために、各相(a,b,c相)の時刻t
−H(但し、Hはサンプリング周期である。)及びtに
おける直軸次過渡リアクタンスxd″の背後電圧E″を
求める。これらの値から内積及び外積の組み合せを検出
し、周波数fをサンプリング周期Hを制御周期と同様に
粗く設定しても高速な周波数検出を行うことができる。
電圧E″は、鎖交磁束数に比例する量であるため同期機
の運転状態及び負荷の種類に関係なく常に理想的な正弦
波信号となる。
出装置を構成することにより、入力信号の時刻t−H及
びtにおける検出値を用いて高速・高精度なる周波数検
出を行うことができる。
とにより、時刻t、t−Hにおける振幅値及び cosω
H,sinωH,tanωH をリップル値を含まずに高速、かつ
正確に求めることができる。
入力信号との積差から周波数偏差を正弦波信号とする信
号を検出し、これを周波数検出装置の入力信号とするこ
とで周波数の微小変化を検出することを可能としてい
る。
する。
波形になることに着目し、この鎖交磁束数に比例する直
軸次過渡リアクタンスxd″の背後電圧E″を求める。
図1には背後電圧検出装置の構成が示されている。同図
において背後電圧検出装置1は、加算器2A,2B,2
Cと、乗算器3A,3B,3Cと、加算器4A,4B,
4Cとを有している。
より90°位相進みの電流ib−icを加算器2Aによ
り検出し、この検出電流に同期機直軸次過渡リアクタン
スxd″を1/√3倍したものとの積を乗算器3Aによ
り演算する。この値と同期機相電圧eaとを加算器4A
により加算し、a相の直軸次過渡リアクタンスxd″の
背後電圧ea″を求める。このようにして検出した背後
電圧ea″はea,iaに波形歪があったとしても、鎖
交磁束数に比例する量であるため常に理想的な正弦波形
となる。
b″,ec″を求めることが出来る。このようにして検
出した同期機の直軸次過渡リアクタンスxd″の背後電
圧ea″,eb″,ec″は位相が互いに120°(2
/3 π)づつ異なる理想的な正弦波形となる。以後、
簡単の為3相平衡正弦波形をVAS,VBS,VCSと
表わすことにする。
一実施例の構成を示す。
入力電圧をそれぞれVAS,VBS,VCSとし、遅延
回路11〜13を用いて検出した1サンプリング周期H
以前の時刻t−Hにおける値をVAS0,VBS0,V
CS0とする。
S0,VCS0は理想的な正弦波信号波形のサンプル値
であるから VAS=√2A(t)sin(ωt+φ) ……(1a) VBS=√2A(t)sin(ωt+φ−2/3 π) ……(1b) VCS=√2A(t)sin(ωt+φ−4/3 π) ……(1c) VAS0=√2A(t0)sin(ωt+φ−ωH) ……(2a) VBS0=√2A(t0)sin(ωt+φ−2/3 π−ωH) ……(2b) VCS0=√2A(t0)sin(ωt+φ−4/3 π−ωH) ……(2c) と表わすことができるここでA(t)及びA(t0)は
それぞれ時刻t及びt−Hにおける振幅値とする。
用いて内積を検出すると(5)〜(7)の出力を得る。
(5)(6)式で検出したA(t)2,A(t0)2から
A(t)×A(t0)を乗算器26及び平方根器27に
て算出し、これにより(7)式のCCを除算器28にて
除算すると(8)式を得る。
さらにこれを円周率πとサンプリング周期Hの逆数30
を乗算することにより周波数fを検出することができ
る。つまり ωH=cos~1{CC/√(AA・BB)} となり、ω=2πf(π:円周率 fは周波数[H
z])なる関係を用いて f=1/2πHcos~1(CC/√(AA・BB)) ……(9) により周波数fを検出することができる。
コントローラの制御周期と等しくとっても良いため粗い
サンプリング周期で周波数fを高速にかつ精度良く求め
ることができる。
を利用してその各瞬時値における振幅値A(t)、A
(t0)及びA(t)・A(t0)cosωHをリップル
分を含まない直流値として時間遅れなく正確に求める。
これらの値からcosωHを各サンプリング同期毎に正
確に時間遅れのない高速検出を実現した。
°位相の進んだ3相平衡正弦波信号を検出し、これらを
用いて周波数を検出する実施例を図3及び図4に基づい
て説明する。
位相の120°異なる正弦波信号から各々の信号と位相
が90°異なる信号を90°移相回路を用いて検出す
る。90°移相回路の構成を図3に示す。同図におい
て、90°移相回路40は、加算器41,42と、乗算
器43〜45とを有している。例えば三相の正弦波信号
VAS,VBS,VCSを VAS=√2×A(t)sin(ωt+φ) ……(1a) VBS=√2×A(t)sin(ωt+φ−2/3 π) ……(1b) VCS=√2×A(t)sin(ωt+φ−4/3 π) ……(1c) とすると、VAC=(VC−VB)/√3=√2×A(t)
sin(ωt+ π/2 +φ)=√2×A(t)cos(ωt+φ)と
なり、(VC−VB)/√3はVAに対して位相が90°
進んだ信号となっている。即ち VAC=√2×A(t)cos(ωt+φ) ……(3a) VBC=√2×A(t)cos(ωt+φ−2/3 π) ……(3b) VCC=√2×A(t)cos(ωt+φ−4/3 π) ……(3c) となるから、VAS,VBS,VCSに対してそれぞ
れ、90°位相が進んだ信号を検出することができる。
1サンプリング周期H前のデータを VAC0=√2×A(t0)cos(ω(t−H)+φ) ……(4a) VBC0=√2×A(t0)cos(ω(t−H)−φ−2/3 π)……(4b) VCC0=√2×A(t0)cos(ω(t−H)−φ−4/3 π)……(4c) とする。次にこれらの検出値を用いて周波数検出を行う
周波数検出装置の構成を図4に示す。同図において、周
波数検出装置50は、遅延回路51〜53と、乗算器5
4〜62,66と、加算器63〜65と、平方根器67
と、除算器68と、逆関数演算器69と、乗算器70と
を有している。
a),(4b),(4c)式で与えられる信号を E1=(VAS,VBS,VCS) E3=(VAC,VBC,VCC) E4=(VAC0,VBC0,VCC0) なるベクトルと見なすと、図4に示した乗算器54〜6
2及び加算器63〜65を用いて AA=内積(E3,E3)=VAC*VAC+VBC*VBC+VCC*VCC =3A(t)2 ……(5−1) BB=内積(E4,E4)=VAC0*VAC0+VBC0*VBC0+ VCC0*VCC0=3A(t0)2……(6−1) CC=内積(E1,E4)=VAS*VAC0+VBS*VBC0+VCS* VCC0=3・A(t)A(t0)sin(ωH) ……(7−1) と検出できる。
あるためA(t)とA(t0)の積を図4に示した乗算
器66を介して平方根器67にて検出し、この検出値に
より(7−1)式のCCを除算器68にて除算すると CC/√(AA・BB)=sin(ωH) ……(8−1) を得る。
9を介し、さらにこれを円周率πとサンプリング周期H
の逆数を乗算器70乗算することによりfが求まる。
−Hにおける正弦波振号の振幅値A(t),A(t0)
を直接求めないで周波数を検出する周波数検出装置の実
施例を図5にを示す。同図において、周波数検出装置8
0は、遅延回路81〜83と、乗算器84〜89と、加
算器90,91と、除算器92と、逆関数演算器93
と、乗算器94とを有している。
る信号を再度示す。
〜89、加算器90,91を用いて検出する。
を消去するためにAAの値をBBにより除算器92を用
いて除算するとtanωHを検出できる。
n~1を逆関数演算器93により求め、この演算結果に1
/2πHを乗算器94により乗算することにより f=(1/2πH)tan~1(AA/BB) と周波数fを検出できる。
出方式と比較して少ない計算量で同精度の周波数を求め
ることが出来る。
E0,E4の外積を求め、これから周波数を検出する実施
例を示す。これらの各成分をd1,d2,d3とすると、 d1=VAS0・VBS−VBS0・VBS d2=VBS0・VCS−VCS0・VBS d3=VCS0・VAS−VAS0・VAC を得る。これらに(1)〜(4)式で示した実測値を印
加してd1,d2,d3を求めると、これらはいずれも d1=d2=d3=√3A(t)A(t0)sin(ωH) となる。
ると DD=(d1+d2+d3)/√3=3A(t)・A(t0)sin(ωH) ……(12) を得る。
(5),(6)式の積の平方にて割ると DD/√(AA・BB)=sin(ωH)となる。
/2となるようにサンプリング周期Hを選択すると、c
osωH≠0であるから(12)式を(7)式で割って DD/CC=sinωH/cosωH=tan(ωH) ……(14) (14)式を得ることが出来、内積及び外積の和の比を
用いて周波数fを f=tan~1(DD/CC) ……(15) と検出することができる。
数検出装置の実施例を図6に示す。同図において周波数
検出装置100は、乗算器101,106と、フィルタ
回路102,107と、平方根器103と、除算器10
4と、遅延回路105と、逆関数演算器108と、乗算
器109とを有している。
いて2乗を求める。
あるから VAS=√2A(t)*sin(ωt+φ) とおける。従って VAS・VAS=2A(t)2・sin2(ωt+φ) =A(t)2{1−cos(2ωt+2φ)} を得る。まず未知量である振幅値A(t)乗算器101
によりVASの2乗値を算出し、この2乗値をフィルタ
回路102により2ωtの成分を除去し、平方根器10
3を介してVASの振幅値A(t)を求める。但しこの
ようにして求めた振幅値A(t)はフィルタ回路102
により遅れを生ずるため厳密には実時刻tにおける振幅
値とは少し違った値となるが、通常振幅値A(t)の時
間的変化はsin(ωt+φ)の時間変化に比べて無視
できる量であるため時刻tにおける振幅値A(t)と見
なしても問題ない。
n(ωt+φ)を平方根器103を介して求めた値で除
算器104により除算すると VAS/A(t)=VAN=√2sin(ωt+φ) なる振幅√2の正弦波電圧信号を得ることができる。
と、遅延回路105を介して求めた値VAN0=√2・
sin(ω(t−H)+φ)との積を乗算器106をによ
り求めると VAN*VAN0={cos(ωH)−cos(2ωt−ωH+2φ)} を得る。このようにして求めたVAN・VAN0の値を
フィルタ回路107を介してcos(2ωt−ωH+2
φ)を除去した値をAAとするとAA=cos(ωH)
となる。従ってcosの逆関数を算出する逆関数演算器
108によりωを算出し、2πHの逆数を乗算器109
により乗算することによりcos(ωH)を検出し、こ
れから周波数fを得ることが出来る。
2段のフィルタリング処理が必要となるが、サンプリン
グ周期1msで約20msの応答を得ることが出来るの
で電力系統安定化制御などの同期機の励磁制御には十分
の応答性と精度を得ることができる。
を検出する場合は3相電源のVAS,VBS,VCSの
各々について独立に周波数を検出するための各相信号の
異常診断を行うことが可能となる他、正常相の平均値を
とることによりより正確な周波数検出を行うことができ
る。
構成を示す。同図において周波数検出装置200は、各
相信号の周波数を検出する周波数検出回路201〜20
3と、これら周波数検出回路201〜203の平均値を
算出する平均値演算回路204と、平均値演算回路20
4の出力と各周波数検出回路201〜203の各出力と
の偏差を算出する加算器205〜207と、加算器20
5〜207の偏差の絶対値と所定値(ε)とを比較する
比較回路208〜210と、判別回路211〜213
と、乗算器214〜216、加算器217,218と、
除算器219とを有している。
S,VCSの各々の周波数を周波数検出回路201〜2
03により検出し、これらの値をfa,fb,fcとす
る。これらの値の平均値f0を平均値演算回路204に
より求めこの値と各周波数fa,fb,fcとの偏差Δ
fa,Δfb,Δfcを加算器205〜207により求
め、これらの偏差の絶対値が所定値ε以下(εは通常数
%の値)であるときに正常と見なし、1.0、条件を満
たさない場合は0.0と比較回路208〜210、判別
回路211〜213により出力される。
218、除算器219を用いて検出することができる。
このようにすることにより常に正常な検出相の平均値を
求めることが出来る。
入力及び単相正弦波入力信号とも高精度・高速に周波数
fの検出を行うことができる。しかしながら、周波数変
化の非常に小さな値を検出するには上述した各方式とも
周波数の絶対値を検出する方法であるため向いていな
い。
波信号入力と基準正弦波信号からこれらの周波数偏差を
含む正弦波信号を検出し、これに以上述べた周波数検出
方式を適用すれば良い。
号の周波数偏差に比例する正弦波信号を検出する正弦波
信号検出回路の一実施例の構成を示す。同図において正
弦波信号検出回路300は、乗算器301と、フィルタ
回路302とを有している。
ωt+φ)と新たに設けた基準周波数発生回路303か
らの信号VBASEとを乗算器301により積をとると VAS・VBASE=A(t)・{cos((ω−ω0)t+φ−φ0)− cos((ω+ω0)t+φ+φ0)} なる周波数ω−ω0及びω+ω0周波数成分を含む正弦波
信号が得られる。ここでω−ω0<<ω+ω0となるよう
に基準正弦波信号の周波数ω0を選択されているのでω
+ω0の項は一次遅れ要素又は積分フィルタとしてのフ
ィルタ回路302により簡単に除去することが出来る。
代表的なフィルタとしては(1+Z~1+Z~2+Z~3+Z
~4+Z~5)/6なる積分フィルタを用いれば良い。ここ
でZ~iは時刻t−i*Hにおける値を示す。(i=1
〜5)単相の場合は上記の如くフィルタが必要となるが
3相平衡正弦波信号の場合は、このフィルタは不要とな
る。
C,VBC,VCCとの積差を求めることにより角周波
数ω−ω0、振幅A(t)を有する正弦波信号を得るこ
とが出来る。
して90°位相の進んだ3相の信号を特別なフィルタを
必要とせず、かつ時間遅れなく瞬時に求めることが出来
る。
(図7)の入力信号として用いれば角周波数偏差値ω−
ω0、即ち周波数偏差値Δf=f−f0の値を非常に精度
よく求めることが出来る。
される同期機励磁装置の全体構成を示す。自動電圧調整
装置は、発電機400の端子電圧をPT404を介して
検出し、この検出値と設定器405により設定された値
とを比較し、偏差があればこれを増幅器406及びゲー
トパルス発生装置(Gate Pulse Genera
tor)407を介してサイリスタ412のゲートを制
御することで発電機400の界磁414における界磁電
流Ifを変化させて発電機400の端子電圧を一定に制
御する。
系統安定化装置(PSS:PowerSystem Stabilize
r)409及び軸ねじれ抑制装置410を付加する必要
があるが、これの入力信号として高速・高精度の周波数
検出が必要となる。本発明はこの系統安定化に必須の信
号である周波数信号を波形歪の影響を受けることなく高
速に検出する周波数検出装置408を提供するものであ
る。
の端子電圧及び端子電流から鎖交磁束数に比例する電圧
E″を検出することにより、同期機の電圧・電流に波形
歪があっても常に基本正弦波を有する電圧信号を検出可
能とした。
を、時刻t及び−サンプリング前のt−Hの値の簡単な
積和・積差演算を用いた内積及び外積の組合せにより制
御周期を同じあらいサンプリング同期Hにても高速かつ
高精度の周波数検出を可能とした。
て基準周波数発生回路を設け、原信号と基準信号の積差
をとることにより差周波数成分のみなる正弦波信号を検
出することが出来、極めて微少の周波数変動を高速・高
精度に行えることを可能とした。
同期機の端子電圧及び端子電流から鎖交磁束数に比例す
る直軸次過渡リアクタンスxd″の背後電圧E″を周波
数検出の信号源として用いるようにしたので同期機の運
転状態及び外部状態に関係なく粗いサンプリング周期で
も高速・高精度に周波数検出を行うことができる。
電圧を検出する背後電圧検出装置の構成を示すブロック
図である。
を示すブロック図である。
示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
成を示す図である。
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
る正弦波信号検出回路の構成を示すブロック図である。
機励磁装置の構成を示すブロック図である。
Claims (7)
- 【請求項1】 同期機の直軸次過渡リアクタンスxd″
の背後電圧E″を三相の各相毎に検出する背後電圧検出
手段と、 該背後電圧検出手段により検出された背後電圧に基づい
て同期機励磁装置の周波数を検出する周波数検出手段と
を有することを特徴とする周波数検出装置。 - 【請求項2】 前記周波数検出手段は、前記背後電圧検
出手段の三相の各相の出力を1サンプリング周期(H)だ
け、遅延させる信号遅延手段と、 前記背後電圧検出手段の各相の検出出力と前記信号遅延
手段の出力との内積または、内積及び外積を求め、これ
らの演算結果に基づいて周波数を算出する演算手段とを
有することを特徴とする請求項1に記載の周波数検出装
置。 - 【請求項3】 前記周波数検出手段は、前記背後電圧検
出手段の三相の各相の出力を1サンプリング周期、遅延
させる信号遅延手段と、 前記背後電圧検出手段の各相の検出出力と前記信号遅延
手段の出力との内積または、内積及び外積を求め、これ
らの演算結果に基づいてcosωH,sinωH,tanωHに比例
する量を求めると共に、これらの各三角関数値から周波
数を算出する演算手段とを有することを特徴とする請求
項1に記載の周波数検出装置。 - 【請求項4】 前記周波数検出手段は、前記背後電圧検
出手段の三相の各相の出力の位相をπ/2だけシフトさ
せるπ/2移相手段と、 該π/2移相手段の各相の出力を1サンプリング周期、
遅延させる信号遅延手段と、 前記背後電圧検出手段の各相の出力、π/2移相手段の
出力及び信号遅延手段の出力に基づいて周波数を算出す
る演算手段とを有することを特徴とする請求項1に記載
の周波数検出装置。 - 【請求項5】 基準正弦波信号を生成する基準周波数発
生手段と、 前記背後電圧検出手段及び基準周波数発生手段の出力を
取り込み、背後電圧検出手段より得られる背後電圧と前
記基準正弦波信号の周波数偏差を有する正弦波信号を出
力する正弦波信号検出手段とを有することを特徴とする
請求項1乃至4のいずれかに記載の周波数検出装置。 - 【請求項6】 原信号である単相正弦波信号の振幅値を
求める振幅値算出手段と、 原信号を前記振幅値算出手段の出力で除算して振幅値が
一定の正弦波信号を求める除算器と、 該除算器の出力信号に基づいて周波数を算出する演算手
段とを有することを特徴とする周波数検出装置。 - 【請求項7】 同期機の直軸次過渡リアクタンスxd″
の背後電圧E″を三相の各相毎に検出する背後電圧検出
手段と、 該背後電圧検出手段により検出された各相の背後電圧を
それぞれ取り込み、周波数を検出する各相毎に設けられ
た請求項6に記載の周波数検出手段と、 これら各相毎に設けられた周波数検出手段により検出さ
れた周波数の平均値を算出する平均値演算手段と、 該平均値演算手段の演算出力と前記各周波数検出手段と
の偏差の絶対値を求め、これらの各偏差値が所定値以内
にあるか否かにより異常判定を行ない、正常相のみによ
り検出された周波数の平均値を検出周波数とする演算手
段とを有することを特徴とする周波数検出装置。
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JP2009177999A (ja) * | 2008-01-28 | 2009-08-06 | Aisin Aw Co Ltd | 電動機制御装置および駆動装置 |
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