JPH0621914A - Spectrum diffusion receiver - Google Patents
Spectrum diffusion receiverInfo
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- JPH0621914A JPH0621914A JP19625192A JP19625192A JPH0621914A JP H0621914 A JPH0621914 A JP H0621914A JP 19625192 A JP19625192 A JP 19625192A JP 19625192 A JP19625192 A JP 19625192A JP H0621914 A JPH0621914 A JP H0621914A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＮ符号を利用した直
接拡散スペクトル拡散（ＤＳ／ＳＳ）における直接スペ
クトル拡散通信受信機におけるＰＮ信号の同期に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to synchronization of PN signals in a direct spread spectrum communication receiver in direct spread spectrum spread (DS / SS) using a PN code.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、移動体通信の分野において、直接
拡散スペクトル拡散（ＤＳ／ＳＳ）通信による符号分割
多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目されている。一方、移
動体通信においては、フェーシングが存在するため、移
動体通信にＤＳ／ＳＳ通信を適用する場合、受信機にお
いて搬送波再生が難しく、準同期検波が採用される場合
が多い。2. Description of the Related Art In recent years, in the field of mobile communication, a code division multiple access (CDMA) system based on direct sequence spread spectrum (DS / SS) communication has attracted attention. On the other hand, since there is facing in mobile communication, when DS / SS communication is applied to mobile communication, carrier recovery is difficult in a receiver and quasi-coherent detection is often adopted.
【０００３】そして、この準同期検波によれば、受信Ｓ
Ｓ信号に対し、直交する２つの局部搬送波を混合し、複
素ベースバンド信号を得る。そして、この複素ベースバ
ンド信号と拡散符号の相関を取り、相関信号のエネルギ
ー（すなわち、相関信号の絶対値の二乗）のピークをも
って拡散信号の繰り返し周期（すなわちシンボル周期）
を検出することにより拡散信号の初期同期捕捉を行い、
引き続いて同期追跡を行い、これに同期したタイミング
で相関信号をラッチし、逆拡散を行っている。According to this quasi-synchronous detection, the reception S
Two orthogonal local carriers are mixed with the S signal to obtain a complex baseband signal. Then, the correlation between the complex baseband signal and the spread code is obtained, and the peak of the energy of the correlation signal (that is, the square of the absolute value of the correlation signal) has the repeating period of the spread signal (that is, the symbol period).
The initial synchronization acquisition of the spread signal is performed by detecting
Subsequently, synchronization tracking is performed, the correlation signal is latched at the timing synchronized with this, and despreading is performed.
【０００４】一方、準同期検波を行う場合、受信信号に
対して局部搬送波に周波数オフセットが存在すると、上
述の相関信号のエネルギーが小さくなり誤り率特性に劣
化が生じる。以下、図５を用いて周波数オフセットに起
因する相関信号エネルギーの減少について説明する。こ
こで、この通信における一次変調は、ＢＰＳＫを用いる
ものとする（実際には、ＱＰＳＫ等も用いられる）。ま
た、スペクトル拡散に用いるＢＮ信号の繰返し周期をＭ
チップ、チップ周期をＴc とし、ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）
番目のＰＮ信号の値をｕm （−１または１から構成され
る）とする。さらに、データのシンボル周期（ＰＮ信号
の１周期に対応する）をＴd （＝ＭＴc）とし、時刻ｎ
Ｔd （ｎは整数）における送信データの値をａn （−１
または１から構成される）とし、送信搬送波の周波数を
ωc とする。On the other hand, when performing quasi-coherent detection, if a frequency offset exists in the local carrier with respect to the received signal, the energy of the above-mentioned correlation signal becomes small and the error rate characteristic deteriorates. Hereinafter, the reduction of the correlation signal energy due to the frequency offset will be described with reference to FIG. Here, BPSK is used for the primary modulation in this communication (in practice, QPSK and the like are also used). In addition, the repetition period of the BN signal used for spread spectrum is M
Chip, chip period is T c, and m (m = 1, ..., M)
Let the value of the th PN signal be u m (consisting of -1 or 1). Further, the symbol period of data (corresponding to one period of PN signal) is T d (= MT c ) and time n
T d value of the transmission data in the (n is an integer) a n (-1
Or composed of 1), and the frequency of the transmission carrier is ω c .
【０００５】このような条件において、受信機は、時刻
ｎＴd ＋ｎＴc に、ａn ｕm ｃｏｓ［ωc （ｎＴd ＋ｍ
Ｔc ）］なる値の受信ＳＳ信号を受信する。この受信Ｓ
Ｓ信号を混合器１０ａ、１０ｂ、ローパスフィルタ１６
ａ、１６ｂにおいて準同期検波し、Ａ／Ｄ変換器１８
ａ、１８ｂにおいてＡ／Ｄ変換し、複素ベースバンド信
号を得る。なお、簡単のため、Ａ／Ｄ変換器１８ａ、１
８ｂのサンプリング周期は、チップ周期Ｔc に等しいも
のとし、量子化誤差はないものとする。Under these conditions, the receiver receives a n u m cos [ω c (nT d + m at time nT d + nT c.
T c )] is received. This reception S
The S signal is mixed with the mixers 10a and 10b and the low-pass filter 16
quasi-synchronous detection at a and 16b, A / D converter 18
A / D conversion is performed at a and 18b to obtain a complex baseband signal. For simplicity, the A / D converters 18a, 1
The sampling period of 8b is equal to the chip period Tc, and there is no quantization error.
【０００６】ここで、準同期検波に用いる局部搬送波の
角周波数が、送信搬送波の角周波数ωc に対してΔωだ
け周波数がオフセットしていたとする。また、その初期
位相がφであったとする。この条件において、時刻ｎＴ
d ＋ｍＴc ＝（ｎＭ＋ｍ）Ｔc における複素ベースバン
ド信号の値ｒnM+mは、次式で与えられる。 ｒnM+m＝ａn ｕm exp[-j{ Δω(nM+m)Ｔc + φ}] （１−１） この複素ベースバンド信号を複素相関器に入力すると、
複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関係数である複
素相関信号が得られる。この複素相関信号の値ｃn は、
送信データａn に対応しており、次式で表される。 これより、周波数オフセットΔωに起因する複素相関信
号の位相回転量は、１シンボル間（Ｔd の間）に、Δω
ＭＴc （＝ΔωＴd ）であることがわかる。Here, it is assumed that the angular frequency of the local carrier wave used for the quasi-coherent detection is offset by Δω with respect to the angular frequency ω c of the transmission carrier wave. It is also assumed that the initial phase is φ. Under this condition, the time nT
The value r nM + m of the complex baseband signal at d + mT c = (nM + m) T c is given by the following equation. r nM + m = a n u m exp [-j {Δω (nM + m) T c + φ}] (1-1) When this complex baseband signal is input to the complex correlator,
A complex correlation signal that is a correlation coefficient between the complex baseband signal and the PN signal is obtained. The value c n of this complex correlation signal is
It corresponds to the transmission data a n and is represented by the following equation. From this, the phase rotation amount of the complex correlation signal caused by the frequency offset Δω is Δω during one symbol (during T d ).
It can be seen that MT c (= ΔωT d ).
【０００７】ここで、周波数オフセットがない（すなわ
ち、Δω＝０）場合には、複素相関信号の値ｃn0は、 ｃn0＝ａn M exp[-jφ] （１−３） となる。従って、周波数オフセットΔωにより、複素相
関信号のエネルギーは、次式で与えられるρ倍に減少す
ることになる。 ρ＝｜ｃn / ｃn0｜2 ＝{ sin[ΔωM Ｔc /2]/( M sin[ΔωＴc /2]) }2 （１−４） 図９に、周波数オフセットと相関信号エネルギーの関係
を示す。図９より周波数オフセットが大きくなると相関
信号エネルギーが減少することが判る。従って、局部搬
送波の周波数を制御することなどによって、周波数オフ
セットの影響を排除するＡＦＣ回路が必要となる。Here, when there is no frequency offset (that is, Δω = 0), the value c n0 of the complex correlation signal is c n0 = a n M exp [-jφ] (1-3). Therefore, due to the frequency offset Δω, the energy of the complex correlation signal is reduced by ρ times given by the following equation. ρ = | c n / c n0 | 2 = {sin [ΔωM T c / 2] / (M sin [ΔωT c / 2])} 2 (1-4) in FIG. 9, the correlation signal energy associated with the frequency offset Indicates. It can be seen from FIG. 9 that the correlation signal energy decreases as the frequency offset increases. Therefore, an AFC circuit that eliminates the influence of the frequency offset by controlling the frequency of the local carrier wave is required.
【０００８】そして、ＡＦＣ回路では、複素ベースバン
ド信号に所定の正負の位相差を与え、誤差信号を生成
し、これに基づいて周波数オフセットを解消するものが
知られているが、このＡＦＣ回路は誤差信号をシンボル
周期に同期してラッチする必要がある。そこで、誤差信
号のラッチのタイミングも拡散信号に同期していなけれ
ばならない。従って、ＡＦＣ回路は、拡散信号に対する
同期が確立した後でなければ動作することができない。It is known that an AFC circuit gives a predetermined positive and negative phase difference to a complex baseband signal to generate an error signal and cancels a frequency offset based on this, and this AFC circuit is known. It is necessary to latch the error signal in synchronization with the symbol period. Therefore, the timing of latching the error signal must also be synchronized with the spread signal. Therefore, the AFC circuit can operate only after synchronization with the spread signal is established.
【０００９】そこで、従来の回路においては、相関信号
の絶対値の二乗から拡散信号の同期の初期捕捉を行い、
これに応じて、ＡＦＣ回路を動作させ、局部搬送波の周
波数オフセットを補償し、誤差の少ない相関信号を得て
逆拡散等の処理を行っている。Therefore, in the conventional circuit, the initial acquisition of the synchronization of the spread signal is performed from the square of the absolute value of the correlation signal,
In response to this, the AFC circuit is operated, the frequency offset of the local carrier wave is compensated, a correlation signal with a small error is obtained, and processing such as despreading is performed.
【００１０】[0010]
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来の回路
においては、周波数オフセットが大きい場合には、拡散
符号の同期の初期捕捉が行えないという問題点があっ
た。すなわち、図１０に、局部搬送波と相関信号の絶対
値の二乗（相関信号のエネルギー）の関係を示すが、周
波数オフセットが２π／Ｔｄ（ここで、Ｔｄはシンボル
周期（拡散符号の周期）である）近辺になると、相関信
号のエネルギーが小さくなり、拡散信号の同期をとるこ
とが困難になる。従って、ＡＦＣ回路が動作することが
できず、周波数オフセットの補償が行われない。このた
め、相関信号のエネルギーの減少はいつまでたっても解
消されず、拡散信号の同期の初期捕捉が行えないという
問題点があった。However, the conventional circuit has a problem that the initial acquisition of the synchronization of the spread code cannot be performed when the frequency offset is large. That is, FIG. 10 shows the relationship between the local carrier and the square of the absolute value of the correlation signal (energy of the correlation signal), where the frequency offset is 2π / Td (where Td is the symbol period (spreading code period)). In the vicinity, the energy of the correlation signal becomes small and it becomes difficult to synchronize the spread signal. Therefore, the AFC circuit cannot operate and the frequency offset is not compensated. For this reason, there has been a problem that the decrease in the energy of the correlation signal cannot be canceled forever and the initial acquisition of the synchronization of the spread signal cannot be performed.
【００１１】本発明は、上記課題に鑑みなされたもので
あり、周波数オフセットが大きい場合にも、効果的に拡
散符号の同期を確立できるスペクトル拡散受信機を提供
することを目的とする。The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a spread spectrum receiver that can effectively establish synchronization of spreading codes even when the frequency offset is large.
【００１２】[0012]
【課題を解決するための手段】本発明に係るスペクトル
拡散受信機は、受信ＳＳ信号と局部搬送波を混合し、複
素ベースバンド信号を得る準同期検波回路と、上記複素
ベースバンド信号とＰＮ信号との相関演算を行う相関器
と、上記受信ＳＳ信号に対する上記局部搬送波の周波数
オフセットに応じた誤差信号を生成し、この誤差信号に
応じて上部局部搬送波の周波数オフセットの影響を補正
するＡＦＣ回路と、上記相関器から出力される相関信号
と上記ＡＦＣ回路の誤差信号に基づきＰＮ信号の初期同
期捕捉及び同期追跡を行う初期捕捉・同期追跡回路と、
を有することを特徴とする。A spread spectrum receiver according to the present invention comprises a quasi-synchronous detection circuit for mixing a received SS signal and a local carrier to obtain a complex baseband signal, the complex baseband signal and a PN signal. A correlator that performs a correlation operation of A, an AFC circuit that generates an error signal according to the frequency offset of the local carrier with respect to the received SS signal, and corrects the influence of the frequency offset of the upper local carrier according to the error signal, An initial acquisition / synchronization tracking circuit for performing initial synchronization acquisition and synchronization tracking of a PN signal based on the correlation signal output from the correlator and the error signal of the AFC circuit,
It is characterized by having.
【００１３】また、受信ＳＳ信号と局部搬送波を混合
し、複素ベースバンド信号を得る準同期検波回路と、上
記複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関演算を行う
相関器と、上記受信ＳＳ信号に対する上記局部搬送波の
周波数オフセットに応じた誤差信号を生成し、この誤差
信号に応じて上部局部搬送波の周波数オフセットの影響
を補正するＡＦＣ回路と、上記相関器から出力される相
関信号の絶対値の二乗を出力する絶対値二乗回路と、上
記ＡＦＣ回路の誤差信号の絶対値を出力する誤差信号絶
対値生成回路と、上記絶対値二乗回路の出力と上記誤差
信号絶対値生成回路の出力を加算する加算器と、上記加
算の出力に基づきＰＮ信号の初期同期捕捉及び同期追跡
を行う初期捕捉・同期追跡回路と、を有することを特徴
とする。Further, a quasi-synchronous detection circuit for mixing the received SS signal and the local carrier wave to obtain a complex baseband signal, a correlator for performing a correlation operation between the complex baseband signal and the PN signal, and the received SS signal An AFC circuit that generates an error signal according to the frequency offset of the local carrier and corrects the influence of the frequency offset of the upper local carrier according to the error signal, and the square of the absolute value of the correlation signal output from the correlator. An absolute value squaring circuit, an error signal absolute value generation circuit that outputs the absolute value of the error signal of the AFC circuit, an addition that adds the output of the absolute value square circuit and the output of the error signal absolute value generation circuit And an initial acquisition / synchronization tracking circuit for performing initial synchronization acquisition and synchronization tracking of the PN signal based on the output of the addition.
【００１４】また、受信ＳＳ信号と局部搬送波を混合
し、複素ベースバンド信号を得る準同期検波回路と、上
記複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関演算を行う
相関器と、上記受信ＳＳ信号に対する上記局部搬送波の
周波数オフセットに応じた誤差信号を生成し、この誤差
信号に応じて上部局部搬送波の周波数オフセットの影響
を補正するＡＦＣ回路と、上記相関器から出力される相
関信号の絶対値の二乗を出力する絶対値二乗回路と、上
記ＡＦＣ回路の誤差信号の絶対値を出力する誤差信号絶
対値生成回路と、上記絶対値二乗回路の出力と上記誤差
信号絶対値生成回路の出力を加算する加算器と、上記Ａ
ＦＣ回路の引込み完了を判定し、引込み完了信号を出力
するＡＦＣ回路引込み判定手段と、上記絶対値二乗回路
の出力と上記加算器の出力を上記引込み完了信号に応じ
て選択して出力するセレクタと、上記セレクタの出力に
基づきＰＮ信号の初期同期捕捉及び同期追跡を行う初期
捕捉・同期追跡回路と、を有することを特徴とする。Further, a quasi-synchronous detection circuit that mixes the received SS signal and the local carrier wave to obtain a complex baseband signal, a correlator for performing a correlation operation between the complex baseband signal and the PN signal, and the received SS signal An AFC circuit that generates an error signal according to the frequency offset of the local carrier and corrects the influence of the frequency offset of the upper local carrier according to the error signal, and the square of the absolute value of the correlation signal output from the correlator. An absolute value squaring circuit, an error signal absolute value generation circuit that outputs the absolute value of the error signal of the AFC circuit, an addition that adds the output of the absolute value square circuit and the output of the error signal absolute value generation circuit And the above A
An AFC circuit pull-in determination means for determining whether the pull-in of the FC circuit is completed and outputting a pull-in completion signal, and a selector for selecting and outputting the output of the absolute value square circuit and the output of the adder according to the pull-in completion signal. And an initial acquisition / synchronization tracking circuit that performs initial synchronization acquisition and synchronization tracking of the PN signal based on the output of the selector.
【００１５】[0015]
【作用】このように、本発明によれば、受信ＳＳ信号と
ＰＮ信号との相関信号とＡＦＣ回路の誤差信号の両者に
基づきＰＮ信号の初期同期捕捉及び同期追跡を行う。As described above, according to the present invention, initial synchronization acquisition and synchronization tracking of the PN signal are performed based on both the correlation signal between the received SS signal and the PN signal and the error signal of the AFC circuit.
【００１６】ＡＦＣ回路は、受信ＳＳ信号に対する局部
搬送波の周波数オフセットに応じた誤差信号を生成す
る。このため、局部搬送波の周波数オフセットが大きい
場合は、相関エネルギー（すなわち、相関信号の絶対値
の二乗）は減少するが、誤差信号の絶対値は大きいもの
となる。よって、例えば相関信号の絶対値の二乗に誤差
信号の絶対値を加算した信号は周波数オフセットの大小
にかかわらずＰＮ信号の１周期ごとに顕著な極大値を示
す。従って、このような信号を用いることにより、周波
数オフセットの大小にかかわらず（すなわち、ＡＦＣ回
路が動作不能であっても）ＰＮ信号の同期の初期捕捉及
び同期追跡が可能となる。このようにしてＰＮ信号の同
期が確立されれば、ＡＦＣが動作可能となり、周波数オ
フセットの影響が除去される。The AFC circuit generates an error signal according to the frequency offset of the local carrier wave with respect to the received SS signal. Therefore, when the frequency offset of the local carrier is large, the correlation energy (that is, the square of the absolute value of the correlation signal) decreases, but the absolute value of the error signal becomes large. Therefore, for example, a signal obtained by adding the absolute value of the error signal to the square of the absolute value of the correlation signal shows a remarkable maximum value for each cycle of the PN signal regardless of the magnitude of the frequency offset. Therefore, by using such a signal, it is possible to perform initial acquisition and tracking of the synchronization of the PN signal regardless of the magnitude of the frequency offset (that is, even when the AFC circuit is inoperable). When the synchronization of the PN signal is established in this way, the AFC becomes operable and the influence of the frequency offset is removed.
【００１７】また、このように、ＰＮ信号の同期が確立
され、ＡＦＣが動作を開始して周波数引込みが完了し
て、周波数オフセットの影響が除去されると、相関信号
のエネルギーは大きくなるが、誤差信号の絶対値は０近
傍の値となり、雑音だけが含まれることになる。従っ
て、ＡＦＣ回路が周波数引込みを完了した後は、相関信
号の絶対値の二乗に誤差信号の絶対値を加算すると、Ｓ
Ｎ比がかえって低下する。従って、ＡＦＣ回路が周波数
引込みを完了した後は、相関信号の絶対値の二乗のみを
用いて同期追跡を行うことにより、ＳＮ比の高い信号に
より安定した同期追跡が可能となる。Further, when the synchronization of the PN signal is established, the AFC starts the operation and the frequency pull-in is completed, and the influence of the frequency offset is removed, the energy of the correlation signal increases, but The absolute value of the error signal is a value near 0, and only noise is included. Therefore, after the AFC circuit completes the frequency pulling, if the absolute value of the error signal is added to the square of the absolute value of the correlation signal, S
The N ratio rather decreases. Therefore, after the AFC circuit completes the frequency pull-in, by performing the synchronous tracking using only the square of the absolute value of the correlation signal, stable synchronous tracking can be performed by the signal having a high SN ratio.
【００１８】[0018]
【実施例】以下、図面に基づいて、実施例について説明
する。図１は、実施例の全体構成を示すブロック図であ
り、受信ＳＳ信号は準同期検波・ＡＦＣ回路１００に入
力される。ここで、準同期検波が行われ、複素ベースバ
ンド信号が出力される。そして、得られた複素ベースバ
ンド信号は複素相関器１０２に入力され、ここでＰＮ信
号との相関がとられ複素相関信号が得られる。この複素
相関信号は復調処理回路１０４に入力され、ここで相関
信号をＰＮ信号に同期してラッチすると共に、変調方式
に応じた復調処理を行う。以下、図６を用いて準同期検
波・ＡＦＣ回路１００の構成と動作について説明する。
図６は準同期検波・ＡＦＣ回路の構成の一例である。Embodiments will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the embodiment, in which the received SS signal is input to the quasi-coherent detection / AFC circuit 100. Here, quasi-coherent detection is performed and a complex baseband signal is output. Then, the obtained complex baseband signal is input to the complex correlator 102, where it is correlated with the PN signal to obtain a complex correlation signal. The complex correlation signal is input to the demodulation processing circuit 104, where the correlation signal is latched in synchronization with the PN signal and demodulation processing is performed according to the modulation method. The configuration and operation of the quasi-synchronous detection / AFC circuit 100 will be described below with reference to FIG.
FIG. 6 shows an example of the configuration of the quasi-synchronous detection / AFC circuit.
【００１９】図６に、ＡＦＣ回路を設けた準同期検波回
路を示す。この例では、局部搬送波を出力する発振器１
２をＶＣＯで構成し、これを、誤差信号生成回路３０に
よって生成した誤差信号によって制御する。なお、ゲイ
ンαを乗算する乗算器３２、この出力を積分する積分器
３４、積分器の出力をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変
換器３６によって、誤差信号に応じた周波数の制御を可
能としている。FIG. 6 shows a quasi-synchronous detection circuit provided with an AFC circuit. In this example, an oscillator 1 that outputs a local carrier wave
2 is a VCO, which is controlled by the error signal generated by the error signal generation circuit 30. The multiplier 32 that multiplies the gain α, the integrator 34 that integrates this output, and the D / A converter 36 that converts the output of the integrator into an analog signal enable frequency control according to the error signal. .
【００２０】すなわち、複素相関信号の状態から、誤差
信号生成回路３０が受信ＳＳ信号と局部発振器１２から
の局部搬送波の周波数オフセットを検出する。そして、
これを周波数ずれに対応した大きさを持つ誤差信号とし
て出力する。そこで、これに対し適当なゲインをかけ、
積分器３４において平均化を行い、Ｄ／Ａ変換器３６に
おいてアナログの信号に変更している。そして、局部発
振器１２を電圧制御発振器（ＶＣＯ）で構成することに
より、誤差に応じた電圧信号によって、局部発振器１２
の発振周波数を変更することができ、局部搬送波の周波
数を受信ＳＳ信号の周波数に一致させることができる。That is, the error signal generation circuit 30 detects the frequency offset of the received SS signal and the local carrier wave from the local oscillator 12 from the state of the complex correlation signal. And
This is output as an error signal having a magnitude corresponding to the frequency shift. So, apply an appropriate gain to this,
The integrator 34 performs averaging, and the D / A converter 36 changes to an analog signal. By configuring the local oscillator 12 with a voltage controlled oscillator (VCO), the local oscillator 12 can be generated by a voltage signal according to the error.
The oscillation frequency can be changed, and the frequency of the local carrier can be matched with the frequency of the received SS signal.
【００２１】ここで、誤差信号生成回路３０の構成につ
いて図７に基づいて説明する。準同期回路から出力され
るベースバンド信号は、乗算器４０ａ、４０ｂに入力さ
れ、ここで、ｅｘｐ（−ｊω0 ｔ）及びｅｘｐ（ｊω0
ｔ）がそれぞれ乗算され、正の周波数偏差ω0 （ω0 ＜
０）と、負の周波数変換−ω0 が与えられ、正偏差ベー
スバンド信号及び負偏差ベースバンド信号が得られる。
ここで、時刻（ｎＭ＋ｎ）Ｔc における正偏差及び負偏
差ベースバンド信号に値をそれぞれｒpnM+n 及びｒ
nnM+n とすると、次の関係式を成立する。 ｒpnM+m ＝ａn ｕm exp[-j{(Δω+ ωo ) Ｔc + φ}] ｒnnM+m ＝ａn ｕm exp[-j{(Δω- ωo ) Ｔc + φ}] （１−５） この正偏差及び負偏差ベースバンド信号をそれぞれ複素
相関器４４ａ、４４ｂに入力し、ＰＮ信号との相関演算
を行い、正偏差相関信号及び負偏差相関信号を得る。シ
ンボル周期Ｔd 毎に得られる送信データａn に対する正
偏差及び負偏差信号の値をそれぞれｃpn，ｃnnとする
と、上述の式よりこれらの偏差相関信号の値ｃpn，ｃnn
は次式で与えられる。 ｃpn＝ａn exp[-j{(Δω+ ωo ) Ｂn Ｔc /2 +φ}]・ sin[(Δω+ ωo ) M Ｔc /2] ／sin[ (Δω+ ωo ) Ｔc /2] ｃnn＝ａn exp[-j{(Δω- ωo ) Ｂn Ｔc /2 +φ}]・ sin[(Δω- ωo ) M Ｔc /2] ／sin[ (Δω- ωo ) Ｔc /2] Ｂn ＝(2n+1)M+1 （１−６） さらに、正偏差及び負偏差信号を絶対値２乗演算器４６
ａ、４６ｂに入力し、入力信号の絶対値をそれぞれ２乗
して正偏差誤差信号及び負偏差誤差信号を得る。この２
つの誤差信号の値は、周波数オフセットΔωが存在しな
い場合には等しくなるが、Δωが存在する場合にはこれ
に応じた大きさの値となる。そこで、これら２つの誤差
信号の差を加算器４８によって演算し、シンボル周期Ｔ
d 毎にその値をラッチ回路５０でラッチすることにより
誤差信号を得る。すなわち、送信データａn に対する誤
差信号ｅn は次式で与えられる。 ｅn ＝｜ｃpn｜2 −｜ｃnn｜2 ＝{sin[(Δω+ ωo )MＴc /2]/(sin[(Δω+ ωo ) Ｔc /2])} 2 - {sin[(Δω- ωo )MＴc /2]/(sin[(Δω- ωo ) Ｔc /2])} 2 （１−７） この誤差信号ｅn は、図８に示すような特性を示す。こ
こで、この図は、Ｍ＝１２７、ω0 ＝π／Ｔd とした場
合の図である。図から明らかなように、周波数偏差ω0
の値を０＜ω0 ≦２π／Ｔd の範囲内に設定すれば、誤
差信号ｅn は周波数偏差Δωに応じた値を示すことが理
解される。そこで、このような誤差信号に応じて局部搬
送波の周波数を変更することにより、受信ＳＳ信号の周
波数に局部搬送波の周波数を合致させることができる。
このように、従来のＡＦＣ回路によって、準同期回路に
おける局部搬送波の周波数を受信ＳＳ信号の周波数に合
致するようフィードバック制御することができ、好適な
複素ベースバンド信号を得ることができる。図９に示し
たように、周波数オフセットにより、相関信号エネルギ
ーが減少するが、上述のようなＡＦＣ回路を設けること
により、周波数オフセットを最低限に減少でき、相関信
号のエネルギーを大きくすることができ、正しい信号の
復調を行うことができる。Here, the configuration of the error signal generating circuit 30 will be described with reference to FIG. The baseband signal output from the quasi-synchronous circuit is input to the multipliers 40a and 40b, where exp (-jω 0 t) and exp (jω 0 ).
t) are respectively multiplied, and the positive frequency deviation ω 0 (ω 0 <
0) and the negative frequency conversion −ω 0 are given to obtain a positive deviation baseband signal and a negative deviation baseband signal.
Here, the values of the positive deviation and negative deviation baseband signals at time (nM + n) Tc are r pnM + n and r pnM + n , respectively.
If nnM + n , the following relational expression holds. r pnM + m = a n u m exp [-j {(Δω + ω o ) T c + φ}] r nnM + m = a n u m exp [-j {(Δω-ω o ) T c + φ }] (1-5) The positive deviation and negative deviation baseband signals are input to the complex correlators 44a and 44b, respectively, and the correlation calculation with the PN signal is performed to obtain the positive deviation correlation signal and the negative deviation correlation signal. Assuming that the values of the positive deviation and negative deviation signals with respect to the transmission data a n obtained for each symbol period T d are c pn and c nn , respectively, the values of these deviation correlation signals c pn and c nn are calculated from the above equation.
Is given by c pn = a n exp [-j {(Δω + ω o ) B n T c / 2 + φ}] ・ sin [(Δω + ω o ) M T c / 2] / sin [(Δω + ω o ) T c / 2] c nn = a n exp [-j {(Δω-ω o ) B n T c / 2 + φ}] ・ sin [(Δω-ω o ) M T c / 2] / sin [( Δω-ω o ) T c / 2] B n = (2n + 1) M + 1 (1-6) Furthermore, the positive deviation and negative deviation signals are calculated as absolute value square calculator 46.
a and 46b, and the absolute value of the input signal is squared to obtain a positive deviation error signal and a negative deviation error signal. This 2
The values of the two error signals are equal when the frequency offset Δω does not exist, but have a value corresponding to this when Δω exists. Therefore, the difference between these two error signals is calculated by the adder 48, and the symbol period T
An error signal is obtained by latching the value for each d by the latch circuit 50. That is, the error signal e n to the transmission data a n is given by the following equation. e n = | c pn │ 2 − | c nn ｜ 2 = {sin [(Δω + ω o ) MT c / 2] / (sin [(Δω + ω o ) T c / 2])} 2- {sin [(Δω- ω o) MT c / 2] / (sin [(Δω- ω o) T c / 2])} 2 (1-7) the error signal e n is the characteristic shown in FIG. 8 Show. Here, this figure is a case where M = 127 and ω 0 = π / T d . As is clear from the figure, the frequency deviation ω 0
If the value set in the range of 0 <ω 0 ≦ 2π / T d, the error signal e n is understood to exhibit a value corresponding to the frequency deviation [Delta] [omega. Therefore, the frequency of the local carrier wave can be matched with the frequency of the received SS signal by changing the frequency of the local carrier wave according to such an error signal.
Thus, the conventional AFC circuit can perform feedback control so that the frequency of the local carrier wave in the quasi-synchronous circuit matches the frequency of the received SS signal, and a suitable complex baseband signal can be obtained. As shown in FIG. 9, the frequency offset reduces the correlation signal energy, but by providing the AFC circuit as described above, the frequency offset can be reduced to the minimum and the correlation signal energy can be increased. , The correct signal demodulation can be performed.
【００２２】本実施例においては、ＡＦＣ回路の誤差信
号を利用する。すなわち、図に示すように、複素相関信
号絶対値二乗和を計算する絶対値二乗和回路１０４と、
ＡＦＣ回路のラッチ前の誤差信号の絶対値を計算する絶
対値回路１０６と、この絶対値二乗和回路１０４と絶対
値回路１０６の出力を加算する加算器１０８と、この加
算器１０８の出力から初期捕捉・同期追跡を行う初期捕
捉同期追跡回路１１０を有している。In this embodiment, the error signal of the AFC circuit is used. That is, as shown in the figure, an absolute value sum of squares circuit 104 for calculating the sum of squared absolute values of complex correlation signals,
The absolute value circuit 106 for calculating the absolute value of the error signal before latching of the AFC circuit, the adder 108 for adding the outputs of the absolute value square sum circuit 104 and the absolute value circuit 106, and the initial value from the output of the adder 108 It has an initial acquisition synchronization tracking circuit 110 that performs acquisition / synchronization tracking.
【００２３】従って、複素相関信号の絶対値二乗和と誤
差信号の絶対値が加算器１０８において加算され、初期
捕捉・同期追跡回路１１０はこの加算された信号に基づ
いてＰＮ信号の同期を検出し、受信ＳＳ信号に含まれる
ＰＮ信号の周期に同期したシンボルクロックを発生し
て、準同期検波・ＡＦＣ回路１００、復調処理回路１０
４に供給する。Therefore, the sum of squared absolute values of the complex correlation signal and the absolute value of the error signal are added in the adder 108, and the initial acquisition / synchronization tracking circuit 110 detects the synchronization of the PN signal based on the added signal. , A symbol clock synchronized with the cycle of the PN signal included in the received SS signal is generated, and the quasi-synchronous detection / AFC circuit 100 and the demodulation processing circuit 10 are generated.
Supply to 4.
【００２４】ここで、相関信号の絶対値二乗和と、これ
に周波数シフトをπ／Ｔｄ、７π／４Ｔｄとした場合の
誤差信号の絶対値を加算した場合の信号の特性を図２に
示す。これより、ＡＦＣ誤差信号の絶対値を加算するこ
とにより、通常では信号がほとんど消失してしまうΔω
＝ 2π/ Ｔd の近傍においても、充分なレベルの信号を
得られることが判る。これは、図９に示すようにＡＦＣ
誤差信号の絶対値は相関信号のエネルギーが大きく減少
する｜Δω｜＞π/ Ｔd の領域で大きい値となっている
からである。従って、複素相関信号の絶対値を二乗した
信号（すなわち、一般的に同期確立に用いられる信号）
にＡＦＣ誤差信号の絶対値を加算することにより、周波
数オフセットΔωの絶対値が大きい場合でもある程度の
レベルの信号を得ることができる。よって、この信号を
同期確立に用いることにより、同期確立可能な周波数オ
フセットの範囲が拡大することができる。FIG. 2 shows the characteristics of the signal when the absolute value sum of squares of the correlation signal and the absolute value of the error signal when the frequency shift is π / Td and 7π / 4Td are added. As a result, by adding the absolute value of the AFC error signal, the signal almost disappears normally Δω
It can be seen that a sufficient level of signal can be obtained even in the vicinity of = 2π / T d . This is the AFC as shown in FIG.
This is because the absolute value of the error signal has a large value in the region of | Δω |> π / T d where the energy of the correlation signal greatly decreases. Therefore, the signal obtained by squaring the absolute value of the complex correlation signal (that is, the signal generally used for establishing synchronization)
By adding the absolute value of the AFC error signal to, a signal of a certain level can be obtained even when the absolute value of the frequency offset Δω is large. Therefore, by using this signal for establishing synchronization, the range of frequency offsets where synchronization can be established can be expanded.
【００２５】なお、加算するＡＦＣ誤差信号は、同期確
立（初期捕捉・追跡）に用いるため、シンボル周期Ｔd
でラッチする以前の信号でなければならない。Since the AFC error signal to be added is used for establishing synchronization (initial acquisition / tracking), the symbol period T d
It must be the signal before it was latched at.
【００２６】一方、ＡＦＣ回路が周波数引込みを完了
し、ＡＦＣループが定常状態になると、誤差信号の値は
ほとんど０となり、雑音のみが含まれることになる。ま
た、このときには複素ベースバンド信号からは周波数オ
フセットの影響は除去されるので、複素相関信号のエネ
ルギーの減少も回復している。従って、ＡＦＣ引込み完
了後は、ＡＦＣ誤差信号の絶対値を加算することは却っ
て同期確立用信号のＳ/Ｎを低下させることとなってし
まう。On the other hand, when the AFC circuit completes the frequency pull-in and the AFC loop is in the steady state, the value of the error signal becomes almost 0 and only noise is included. Further, at this time, since the influence of the frequency offset is removed from the complex baseband signal, the decrease in the energy of the complex correlation signal is recovered. Therefore, after the completion of the AFC pull-in, adding the absolute value of the AFC error signal rather reduces the S / N of the synchronization establishment signal.
【００２７】このことを考慮して同期確立用信号の切替
えを行うＤＳ/ ＳＳ受信機の構成を図３に示す。このよ
うに、この構成では、絶対値二乗和回路からの相関信号
の絶対値二乗和と、加算器１０８からの誤差信号の絶対
値加算後の信号の両方が入力されるセレクタ１１２と、
ＡＦＣの引き込みを判定する引き込み判定回路１１４を
有している。FIG. 3 shows the configuration of a DS / SS receiver that switches the signals for establishing synchronization in consideration of this fact. As described above, in this configuration, the selector 112 to which both the absolute value sum of squares of the correlation signal from the absolute value square sum circuit and the signal after addition of the absolute value of the error signal from the adder 108 are input,
It has a pull-in determination circuit 114 for determining the pull-in of AFC.
【００２８】そして、この引き込み判定回路１１４の判
定結果に応じてセレクタ１１２を制御し、次のように同
期確立用信号を選択する。Then, the selector 112 is controlled according to the determination result of the pull-in determination circuit 114, and the synchronization establishment signal is selected as follows.
【００２９】引込みが完了する以前は、加算器１０８
からの信号を選択し、複素相関信号の絶対値を二乗した
信号にＡＦＣ誤差信号の絶対値を加算して同期確立用信
号とする（引込みモード）。Before the pull-in is completed, the adder 108
Signal is selected, and the absolute value of the AFC error signal is added to the signal obtained by squaring the absolute value of the complex correlation signal to obtain the synchronization establishment signal (pull-in mode).
【００３０】引込み完了後は、絶対値二乗和回路１０
４からの信号を選択し、複素相関信号の絶対値を二乗し
た信号をそのまま同期確立用信号とする（定常モー
ド）。After the pull-in is completed, the absolute value square sum circuit 10
The signal from 4 is selected, and the signal obtained by squaring the absolute value of the complex correlation signal is directly used as the synchronization establishment signal (steady mode).
【００３１】このような構成とすることによって、周波
数オフセットが大きい場合にも初期捕捉を行うことがで
き、かつ同期確立後はより正確な同期追跡を行うことが
できる。従って、初期捕捉・同期追跡回路１１０から正
確なチップクロックおよびシンボルクロックを出力で
き、これに基づいて、ラッチタイミングを正確なものと
できる。With this configuration, initial acquisition can be performed even when the frequency offset is large, and more accurate synchronization tracking can be performed after the synchronization is established. Therefore, the accurate chip clock and symbol clock can be output from the initial acquisition / synchronization tracking circuit 110, and based on this, the latch timing can be made accurate.
【００３２】なお、引き込み判定回路１１４における引
き込みの判定は、初期捕捉・同期追跡回路１１０におけ
るシンボルクロックに同期して誤差信号をラッチした値
が所定値以下、すなわち誤差が所定値以下であることを
引き込み判定回路によって判定する方法等がある。The pull-in determination circuit 114 determines that the pull-in determination circuit 114 latches the error signal in synchronization with the symbol clock in the initial acquisition / synchronization tracking circuit 110 is below a predetermined value, that is, the error is below a predetermined value. There is a method of making a decision by the pull-in decision circuit.
【００３３】また、初期捕捉・同期追跡回路１１０にお
ける初期捕捉は図４に示すように、循環加算を行う加算
器１１０ａ、１シンボル（１ＰＮ信号周期）分の加算結
果を記憶するフレームメモリ１１０ｂ、加算結果の信号
のピークを検出するピーク検出回路１１０ｃによって行
える。すなわち、この回路によって、フレームメモリ１
１０ｂからの出力は１シンボル分前の信号となっている
ため、加算器１１０ａにおいて、１シンボル周期で累積
加算（いわゆる巡回加算）が行われる。従って、Ｓ／Ｎ
比を増加して入力信号のピークを検出することができ
る。Further, as shown in FIG. 4, the initial capture / synchronization tracking circuit 110 performs initial capture by an adder 110a that performs cyclic addition and a frame memory 110b that stores the addition result of one symbol (one PN signal period). This can be done by the peak detection circuit 110c that detects the peak of the resulting signal. That is, this circuit allows the frame memory 1
Since the output from 10b is the signal one symbol before, the adder 110a performs cumulative addition (so-called cyclic addition) in one symbol cycle. Therefore, S / N
The ratio can be increased to detect peaks in the input signal.
【００３４】このようにして、本実施例の回路を用いる
ことにより、周波数オフセットΔωの絶対値が大きい
（例えば 2π/ Ｔd 近傍）場合においても、ＰＮ信号の
同期を確立することができる。そこで、これに基づい
て、ＡＦＣ回路が動作を開始し、周波数オフセット補償
が行われ、相関信号のエネルギーを回復することができ
る。In this way, by using the circuit of this embodiment, even if the absolute value of the frequency offset Δω is large (for example, near 2π / T d ), the synchronization of the PN signal can be established. Then, based on this, the AFC circuit starts operation, frequency offset compensation is performed, and the energy of the correlation signal can be recovered.
【００３５】このように、本発明においては、図７に示
す誤差信号生成回路のラッチ前の誤差信号をＰＮ同期の
検出に利用する。そして、初期捕捉・同期追跡回路１１
０により得られたシンボルクロックによって、ラッチ回
路５０のラッチのタイミングが制御され、図８に示すよ
うな誤差信号が得られる。そこで、この誤差信号を用い
て好適なＡＦＣ動作を達成できる。更に、このシンボル
クロックは復調処理回路１０４にも供給され、ここにお
ける相関信号ラッチのタイミングが制御される。As described above, in the present invention, the error signal before latching of the error signal generating circuit shown in FIG. 7 is used for detecting PN synchronization. The initial acquisition / synchronization tracking circuit 11
The latch timing of the latch circuit 50 is controlled by the symbol clock obtained by 0, and an error signal as shown in FIG. 8 is obtained. Therefore, a suitable AFC operation can be achieved by using this error signal. Further, this symbol clock is also supplied to the demodulation processing circuit 104, and the timing of the correlation signal latch here is controlled.
【００３６】[0036]
【発明の効果】以上説明したように本発明に係るスペク
トル拡散通信受信機によれば、相関信号と誤差信号の両
方を用いて拡散信号の同期を検出するため、局部搬送波
の周波数オフセットが大きい時でもＰＮ信号の同期を確
立することができ、好適な同期の初期捕捉が行える。As described above, according to the spread spectrum communication receiver of the present invention, since the synchronization of the spread signal is detected by using both the correlation signal and the error signal, when the frequency offset of the local carrier is large. However, the synchronization of the PN signal can be established, and the preferable initial acquisition of the synchronization can be performed.
【００３７】また、同期が確立した後は、相関信号のみ
に基づいて同期を検出することにより、より正確な同期
追跡を行うことができる。Further, after the synchronization is established, more accurate synchronization tracking can be performed by detecting the synchronization based on only the correlation signal.
【図１】実施例の全体構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an embodiment.
【図２】同期信号確立用信号の周波数オフセット特性を
示す特性図である。FIG. 2 is a characteristic diagram showing frequency offset characteristics of a synchronization signal establishment signal.
【図３】他の実施例の全体構成を示すブロック図であ
る。FIG. 3 is a block diagram showing the overall configuration of another embodiment.
【図４】初期捕捉・同期追跡回路１１０の構成例を示す
ブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration example of an initial acquisition / synchronization tracking circuit 110.
【図５】準同期検波を行う受信機の全体構成を示すブロ
ック図である。FIG. 5 is a block diagram showing the overall configuration of a receiver that performs quasi-coherent detection.
【図６】図１に示す回路の準同期検波・ＡＦＣ回路１０
０の構成を示すブロック図である。6 is a quasi-synchronous detection / AFC circuit 10 of the circuit shown in FIG.
It is a block diagram which shows the structure of 0.
【図７】図６に示す回路の誤差信号生成回路３０の構成
を示すブロック図である。7 is a block diagram showing a configuration of an error signal generation circuit 30 of the circuit shown in FIG.
【図８】ＡＦＣ回路で利用する誤差信号の特性を示す特
性図である。FIG. 8 is a characteristic diagram showing characteristics of an error signal used in the AFC circuit.
【図９】周波数オフセットによる相関信号エネルギーの
減少を示す特性図である。FIG. 9 is a characteristic diagram showing a decrease in correlation signal energy due to frequency offset.
１００ 準同期検波・ＡＦＣ回路 １０２ 複素相関器 １０４ 復調処理回路 １０４ 絶対値二乗和回路 １０６ 絶対値回路 １０８ 加算器 １１０ 初期捕捉・同期追跡回路 100 quasi-synchronous detection / AFC circuit 102 complex correlator 104 demodulation processing circuit 104 absolute value sum of squares circuit 106 absolute value circuit 108 adder 110 initial acquisition / synchronization tracking circuit
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成５年７月５日[Submission date] July 5, 1993
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】全文[Correction target item name] Full text
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【書類名】 明細書[Document name] Statement
【発明の名称】 スペクトル拡散受信機Patent application title: Spread spectrum receiver
【特許請求の範囲】[Claims]
【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＮ符号を利用した直
接拡散スペクトル拡散（ＤＳ／ＳＳ）通信に適用するス
ペクトル拡散受信機におけるＰＮ信号の同期に関する。The present invention relates to a synchronization of the PN signal in the scan <br/> spectrum expansion Chi受 Shin machine according to the direct sequence spread spectrum (DS / SS) communication using the PN code.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、移動体通信の分野において、直接
拡散スペクトル拡散（ＤＳ／ＳＳ）通信による符号分割
多元接続（ＣＤＭＡ）方式が注目されている。一方、移
動体通信においては、フェーシングが存在するため、移
動体通信にＤＳ／ＳＳ通信を適用する場合、受信機にお
いて搬送波再生が難しく、準同期検波が採用される場合
が多い。2. Description of the Related Art In recent years, in the field of mobile communication, a code division multiple access (CDMA) system based on direct sequence spread spectrum (DS / SS) communication has attracted attention. On the other hand, since there is facing in mobile communication, when DS / SS communication is applied to mobile communication, carrier recovery is difficult in a receiver and quasi-coherent detection is often adopted.
【０００３】そして、この準同期検波によれば、受信Ｓ
Ｓ信号に対し、直交する２つの局部搬送波を混合し、複
素ベースバンド信号を得る。そして、この複素ベースバ
ンド信号とスペクトル拡散に用いたＰＮ信号との相関演
算を行い、ＰＮ信号の繰返し周期（すなわちシンボル周
期）に同期して出現する相関信号のエネルギー（すなわ
ち、相関信号の絶対値の二乗）のピークを検出すること
によりＰＮ信号の同期の初期補捉が行われる。初期補捉
が完了すると同期追跡が行われ、ＰＮ信号に追随したシ
ンボル周期のクロック（シンボルクロック）が生成され
る。このシンボルクロックで相関信号をラッチすること
により、逆拡散が行われる。 According to this quasi-synchronous detection, the reception S
Two orthogonal local carriers are mixed with the S signal to obtain a complex baseband signal. Then, the correlation between the complex baseband signal and the PN signal used for spread spectrum is performed.
The PN signal repetition period (that is, the symbol period).
Energy of the correlation signal that appears in synchronization with
The peak of the square of the absolute value of the correlation signal)
The initial capture of the synchronization of the PN signal is performed by. Early capture
When is completed, synchronization tracking is performed and the system that follows the PN signal
A clock with a periodic cycle (symbol clock) is generated.
It Latch the correlation signal with this symbol clock
Causes despreading.
【０００４】一方、準同期検波を行う場合、受信信号に
対して局部搬送波に周波数オフセットが存在すると、上
述の相関信号のエネルギーが小さくなり誤り率特性に劣
化が生じる。以下、図５を用いて周波数オフセットに起
因する相関信号エネルギーの減少について説明する。こ
こで、この通信における一次変調は、ＢＰＳＫを用いる
ものとする（実際には、ＱＰＳＫ等も用いられる）。ま
た、スペクトル拡散に用いるＰＮ信号の繰返し周期をＭ
チップ、チップ周期をＴc とし、ｍ（ｍ＝１，…，Ｍ）
番目のＰＮ信号の値をｕm （−１または１から構成され
る）とする。さらに、データのシンボル周期（すなわ
ち、ＰＮ信号の繰返し周期）をＴd （＝ＭＴc ）とし、
時刻ｎＴd （ｎは整数）における送信データの値をａn
（−１または１から構成される）とし、送信搬送波の周
波数をωc とする。On the other hand, when performing quasi-coherent detection, if a frequency offset exists in the local carrier with respect to the received signal, the energy of the above-mentioned correlation signal becomes small and the error rate characteristic deteriorates. Hereinafter, the reduction of the correlation signal energy due to the frequency offset will be described with reference to FIG. Here, BPSK is used for the primary modulation in this communication (in practice, QPSK and the like are also used). In addition, the repetition period of the P N signal used for spread spectrum is set to M
Chip, chip period is T c, and m (m = 1, ..., M)
Let the value of the th PN signal be u m (consisting of -1 or 1). In addition, the symbols of the data period (Sunawa
Then, the repetition period of the PN signal) is T d (= MT c ),
Time nT d the value of the transmission data in the (n is an integer) a n
(Composed of -1 or 1), and the frequency of the transmission carrier is ω c .
【０００５】このような条件において、受信機は、時刻
ｎＴd ＋ｎＴc に、ａn ｕm ｃｏｓ［ωc （ｎＴd ＋ｍ
Ｔc ）］なる値の受信ＳＳ信号を受信する。この受信Ｓ
Ｓ信号を周波数混合器１０ａ、１０ｂ、ローパスフィル
タ１６ａ、１６ｂにおいて準同期検波し、Ａ／Ｄ変換器
１８ａ、１８ｂにおいてＡ／Ｄ変換し、複素ベースバン
ド信号を得る。なお、簡単のため、Ａ／Ｄ変換器１８
ａ、１８ｂのサンプリング周期は、チップ周期Ｔc に等
しいものとし、量子化誤差はないものとする。Under these conditions, the receiver receives a n u m cos [ω c (nT d + m at time nT d + nT c.
T c )] is received. This reception S
The S signal is quasi-coherently detected by the frequency mixers 10a and 10b and the low pass filters 16a and 16b, and is A / D converted by the A / D converters 18a and 18b to obtain a complex baseband signal. For simplicity, the A / D converter 18
It is assumed that the sampling period of a and 18b is equal to the chip period Tc and there is no quantization error.
【０００６】ここで、準同期検波に用いる局部搬送波の
角周波数が、送信搬送波の角周波数ωc に対してΔωだ
け周波数がオフセットしていたとする。また、その初期
位相がφであったとする。この条件において、時刻ｎＴ
d ＋ｍＴc ＝（ｎＭ＋ｍ）Ｔc における複素ベースバン
ド信号の値ｒnM+mは、次式で与えられる。Here, it is assumed that the angular frequency of the local carrier wave used for the quasi-coherent detection is offset by Δω with respect to the angular frequency ω c of the transmission carrier wave. It is also assumed that the initial phase is φ. Under this condition, the time nT
The value r nM + m of the complex baseband signal at d + mT c = (nM + m) T c is given by the following equation.
【０００７】 ｒnM+m＝ａn ｕm exp[-j{ Δω(nM+m)Ｔc + φ}] （１−１） この複素ベースバンド信号を複素相関器に入力すると、
複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関係数である複
素相関信号が得られる。この複素相関信号の値ｃn は、
送信データａn に対応しており、次式で表される。R nM + m = a n u m exp [-j {Δω (nM + m) T c + φ}] (1-1) When this complex baseband signal is input to the complex correlator,
A complex correlation signal that is a correlation coefficient between the complex baseband signal and the PN signal is obtained. The value c n of this complex correlation signal is
It corresponds to the transmission data a n and is represented by the following equation.
【０００８】 これより、周波数オフセットΔωに起因する複素相関信
号の位相回転量は、１シンボル間（Ｔd の間）に、Δω
ＭＴc （＝ΔωＴd ）であることがわかる。[0008] From this, the phase rotation amount of the complex correlation signal caused by the frequency offset Δω is Δω during one symbol (during T d ).
It can be seen that MT c (= ΔωT d ).
【０００９】ここで、周波数オフセットがない（すなわ
ち、Δω＝０）場合には、複素相関信号の値ｃn0は、 ｃn0＝ａn M exp[-jφ] （１−３） となる。従って、周波数オフセットΔωにより、複素相
関信号のエネルギーは、次式で与えられるρ倍に減少す
ることになる。Here, when there is no frequency offset (that is, Δω = 0), the value c n0 of the complex correlation signal is c n0 = a n M exp [-jφ] (1-3). Therefore, due to the frequency offset Δω, the energy of the complex correlation signal is reduced by ρ times given by the following equation.
【００１０】 ρ＝｜ｃn ｜2 / ｜ｃn0｜2 ＝{ sin[ΔωM Ｔc /2]/( M sin[ΔωＴc /2]) }2 （１−４） 図９に、周波数オフセットと相関信号エネルギーの関係
を示す。図９より周波数オフセットが大きくなると相関
信号エネルギーが減少することが判る。従って、局部搬
送波の周波数を制御することなどによって、周波数オフ
セットの影響を除去するＡＦＣ回路が必要となる。Ρ = | c n | 2 / | c n0 | 2 = {sin [ΔωM T c / 2] / (M sin [ΔωT c / 2])} 2 (1-4) FIG. 9 shows the frequency offset. And the correlation signal energy is shown. It can be seen from FIG. 9 that the correlation signal energy decreases as the frequency offset increases. Therefore, an AFC circuit that removes the influence of the frequency offset by controlling the frequency of the local carrier wave is required.
【００１１】そして、ＡＦＣ回路では、複素ベースバン
ド信号に所定の正負の位相差を与え、誤差信号を生成
し、これに基づいて周波数オフセットを解消するものが
知られているが、このＡＦＣ回路は誤差信号をＰＮ信号
の繰返し周期に同期したシンボルクロックによりラッチ
する必要がある。従って、ＡＦＣ回路は、ＰＮ信号に対
する同期が確立した後でなければ動作することができな
い。An AFC circuit is known in which a predetermined positive and negative phase difference is given to a complex baseband signal to generate an error signal and the frequency offset is canceled based on this error signal. Error signal is PN signal
It is necessary to latch by the symbol clock synchronized with the repetition cycle of . What slave, AFC circuit can not operate until after the synchronization is established for the PN signal.
【００１２】そこで、従来の回路においては、相関信号
の絶対値の二乗からＰＮ信号の同期の初期捕捉を行い、
これに応じて、ＡＦＣ回路を動作させ、局部搬送波の周
波数オフセットを補償し、エネルギー損失の少ない相関
信号を得て逆拡散等の処理を行っている。Therefore, in the conventional circuit, the initial acquisition of the synchronization of the PN signal is performed from the square of the absolute value of the correlation signal,
In response to this, the AFC circuit is operated to compensate for the frequency offset of the local carrier wave, obtain a correlation signal with less energy loss , and perform processing such as despreading.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来の回路
においては、周波数オフセットが大きい場合には、ＰＮ
信号の同期の初期捕捉が行えないという問題点があっ
た。すなわち、図９に示されているように、局部搬送波
の周波数オフセットが２π／Ｔ d 近傍になると、相関信
号のエネルギーが小さくなり、ＰＮ信号の同期をとるこ
とが困難になる。従って、ＡＦＣ回路が動作することが
できず、周波数オフセットの補償が行われない。このた
め、相関信号のエネルギーの減少はいつまでたっても解
消されず、ＰＮ信号の同期の初期捕捉が行えないという
問題点があった。However, in the conventional circuit, when the frequency offset is large, the PN
There is a problem that the synchronization of the initial acquisition of the signal can not be performed. That is, as shown in Figure 9, the local carrier
When the frequency offset of is close to 2π / T d , the energy of the correlation signal becomes small and it becomes difficult to synchronize the PN signal. Therefore, the AFC circuit cannot operate and the frequency offset is not compensated. For this reason, there has been a problem that the decrease in the energy of the correlation signal cannot be canceled and the initial acquisition of the synchronization of the PN signal cannot be performed.
【００１４】本発明は、上記課題に鑑みなされたもので
あり、周波数オフセットが大きい場合にも、効果的にＰ
Ｎ信号の同期を確立できるスペクトル拡散受信機を提供
することを目的とする。The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and it is possible to effectively use P even when the frequency offset is large.
And to provide a spread spectrum receiver capable of establishing synchronization of the N No. signal.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】本発明に係るスペクトル
拡散受信機は、受信ＳＳ信号と局部搬送波を混合し、複
素ベースバンド信号を得る準同期検波回路と、上記複素
ベースバンド信号とＰＮ信号との相関演算を行う相関器
と、上記受信ＳＳ信号に対する上記局部搬送波の周波数
オフセットに応じた誤差信号を生成し、この誤差信号に
応じて上記局部搬送波の周波数オフセットの影響を補正
するＡＦＣ回路と、上記相関器から出力される相関信号
と上記ＡＦＣ回路の誤差信号に基づきＰＮ信号の初期同
期捕捉及び同期追跡を行う初期捕捉・同期追跡回路と、
を有することを特徴とする。A spread spectrum receiver according to the present invention comprises a quasi-synchronous detection circuit for mixing a received SS signal and a local carrier to obtain a complex baseband signal, the complex baseband signal and a PN signal. a correlator for performing a correlation operation, and the AFC circuit for generating an error signal corresponding to the frequency offset of the local carrier relative to the received SS signal, to correct the influence of the frequency offset of the upper Symbol local carrier in response to the error signal An initial acquisition / synchronization tracking circuit that performs initial synchronization acquisition and synchronization tracking of a PN signal based on the correlation signal output from the correlator and the error signal of the AFC circuit,
It is characterized by having.
【００１６】また、受信ＳＳ信号と局部搬送波を混合
し、複素ベースバンド信号を得る準同期検波回路と、上
記複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関演算を行う
相関器と、上記受信ＳＳ信号に対する上記局部搬送波の
周波数オフセットに応じた誤差信号を生成し、この誤差
信号に応じて上記局部搬送波の周波数オフセットの影響
を補正するＡＦＣ回路と、上記相関器から出力される相
関信号の絶対値の二乗を出力する絶対値二乗回路と、上
記ＡＦＣ回路の誤差信号の絶対値を出力する誤差信号絶
対値生成回路と、上記絶対値二乗回路の出力と上記誤差
信号絶対値生成回路の出力を加算する加算器と、上記加
算器の出力に基づきＰＮ信号の初期同期捕捉及び同期追
跡を行う初期捕捉・同期追跡回路と、を有することを特
徴とする。Further, a quasi-synchronous detection circuit for mixing the received SS signal and the local carrier wave to obtain a complex baseband signal, a correlator for performing a correlation calculation between the complex baseband signal and the PN signal, and the received SS signal generating an error signal corresponding to the frequency offset of the local carrier, and AFC circuit for correcting the influence of the frequency offset of the upper Symbol local carrier in response to the error signal, the absolute value of the correlation signal output from the correlator An absolute value squaring circuit that outputs the square, an error signal absolute value generating circuit that outputs the absolute value of the error signal of the AFC circuit, an output of the absolute value squaring circuit, and an output of the error signal absolute value generating circuit are added. an adder, and having an an initial acquisition and synchronization tracking circuit for performing initial synchronization acquisition and synchronization tracking of the PN signal based on the output of the adder.
【００１７】また、受信ＳＳ信号と局部搬送波を混合
し、複素ベースバンド信号を得る準同期検波回路と、上
記複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関演算を行う
相関器と、上記受信ＳＳ信号に対する上記局部搬送波の
周波数オフセットに応じた誤差信号を生成し、この誤差
信号に応じて上記部局部搬送波の周波数オフセットの影
響を補正するＡＦＣ回路と、上記相関器から出力される
相関信号の絶対値の二乗を出力する絶対値二乗回路と、
上記ＡＦＣ回路の誤差信号の絶対値を出力する誤差信号
絶対値生成回路と、上記絶対値二乗回路の出力と上記誤
差信号絶対値生成回路の出力を加算する加算器と、上記
ＡＦＣ回路の引込み完了を判定し、引込み完了信号を出
力するＡＦＣ回路引込み判定手段と、上記絶対値二乗回
路の出力と上記加算器の出力を上記引込み完了信号に応
じて選択して出力するセレクタと、上記セレクタの出力
に基づきＰＮ信号の初期同期捕捉及び同期追跡を行う初
期捕捉・同期追跡回路と、を有することを特徴とする。Further, a quasi-synchronous detection circuit for obtaining a complex baseband signal by mixing the received SS signal and a local carrier, a correlator for performing a correlation operation between the complex baseband signal and the PN signal, and the received SS signal. generating an error signal corresponding to the frequency offset of the local carrier, and AFC circuit for correcting the influence of the frequency offset of the upper Symbol department unit carrier in accordance with the error signal, the absolute value of the correlation signal output from the correlator An absolute value squaring circuit that outputs the square of
An error signal absolute value generation circuit that outputs the absolute value of the error signal of the AFC circuit, an adder that adds the output of the absolute value square circuit and the output of the error signal absolute value generation circuit, and the completion of pulling in of the AFC circuit And an AFC circuit pull-in determination means that outputs a pull-in completion signal, a selector that selects and outputs the output of the absolute value square circuit and the output of the adder according to the pull-in completion signal, and the output of the selector. And an initial acquisition / synchronization tracking circuit for performing initial synchronization acquisition and synchronization tracking of the PN signal based on the above.
【００１８】[0018]
【作用】このように、本発明によれば、受信ＳＳ信号と
ＰＮ信号との相関信号とＡＦＣ回路の誤差信号の両者に
基づきＰＮ信号の初期同期捕捉及び同期追跡を行う。As described above, according to the present invention, initial synchronization acquisition and synchronization tracking of the PN signal are performed based on both the correlation signal between the received SS signal and the PN signal and the error signal of the AFC circuit.
【００１９】ＡＦＣ回路は、受信ＳＳ信号に対する局部
搬送波の周波数オフセットに応じた誤差信号を生成す
る。このため、局部搬送波の周波数オフセットが大きい
場合は、相関エネルギー（すなわち、相関信号の絶対値
の二乗）は減少するが、誤差信号の絶対値は大きいもの
となる。よって、例えば相関信号の絶対値の二乗に誤差
信号の絶対値を加算した信号は周波数オフセットの大小
にかかわらずＰＮ信号の１周期ごとに顕著な極大値を示
す。従って、このような信号を用いることにより、周波
数オフセットの大小にかかわらず（すなわち、ＡＦＣ回
路が動作不能であっても）ＰＮ信号の同期の初期捕捉及
び同期追跡が可能となる。このようにしてＰＮ信号の同
期が確立されれば、ＡＦＣが動作可能となり、周波数オ
フセットの影響が除去される。The AFC circuit generates an error signal according to the frequency offset of the local carrier wave with respect to the received SS signal. Therefore, when the frequency offset of the local carrier is large, the correlation energy (that is, the square of the absolute value of the correlation signal) decreases, but the absolute value of the error signal becomes large. Therefore, for example, a signal obtained by adding the absolute value of the error signal to the square of the absolute value of the correlation signal shows a remarkable maximum value for each cycle of the PN signal regardless of the magnitude of the frequency offset. Therefore, by using such a signal, it is possible to perform initial acquisition and tracking of the synchronization of the PN signal regardless of the magnitude of the frequency offset (that is, even when the AFC circuit is inoperable). When the synchronization of the PN signal is established in this way, the AFC becomes operable and the influence of the frequency offset is removed.
【００２０】また、このように、ＰＮ信号の同期が確立
され、ＡＦＣが動作を開始して周波数引込みが完了し
て、周波数オフセットの影響が除去されると、相関信号
のエネルギーは大きくなるが、誤差信号の絶対値は０近
傍の値となり、雑音だけが含まれることになる。従っ
て、ＡＦＣ回路が周波数引込みを完了した後は、相関信
号の絶対値の二乗に誤差信号の絶対値を加算すると、Ｓ
Ｎ比がかえって低下する。従って、ＡＦＣ回路が周波数
引込みを完了した後は、相関信号の絶対値の二乗のみを
用いて同期追跡を行うことにより、ＳＮ比の高い信号に
より安定した同期追跡が可能となる。Further, when the PN signal synchronization is established, the AFC starts the operation and the frequency pull-in is completed, and the influence of the frequency offset is removed, the energy of the correlation signal becomes large. The absolute value of the error signal is a value near 0, and only noise is included. Therefore, after the AFC circuit completes the frequency pulling, if the absolute value of the error signal is added to the square of the absolute value of the correlation signal, S
The N ratio rather decreases. Therefore, after the AFC circuit completes the frequency pull-in, by performing the synchronous tracking using only the square of the absolute value of the correlation signal, stable synchronous tracking can be performed by the signal having a high SN ratio.
【００２１】[0021]
【実施例】以下、図面に基づいて、実施例について説明
する。図１は、実施例の全体構成を示すブロック図であ
り、受信ＳＳ信号は準同期検波・ＡＦＣ回路１００に入
力される。ここで、準同期検波が行われ、複素ベースバ
ンド信号が出力される。そして、得られた複素ベースバ
ンド信号は複素相関器１０２に入力され、ここでＰＮ信
号との相関がとられ複素相関信号が得られる。この複素
相関信号は復調処理回路１０４に入力され、ここで相関
信号をＰＮ信号の繰返し周期に同期してラッチし、変調
方式に応じた復調処理を行う。以下、図６を用いて準同
期検波・ＡＦＣ回路１００の構成と動作について説明す
る。 Embodiments will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of the embodiment, in which the received SS signal is input to the quasi-coherent detection / AFC circuit 100. Here, quasi-coherent detection is performed and a complex baseband signal is output. Then, the obtained complex baseband signal is input to the complex correlator 102, where it is correlated with the PN signal to obtain a complex correlation signal. This complex correlation signal is input to the demodulation processing circuit 104, where the correlation signal is latched in synchronization with the repetition period of the PN signal , and demodulation processing according to the modulation method is performed. The configuration and operation of the quasi-synchronous detection / AFC circuit 100 will be described below with reference to FIG .
【００２２】図６に、準同期検波・ＡＦＣ回路の構成の
一例を示す。この例では、局部搬送波を出力する局部発
振器１２をＶＣＯで構成し、これを、誤差信号生成回路
３０によって生成した誤差信号によって制御する。な
お、ゲインαを乗算する乗算器３２、この出力を積分す
る積分器３４、積分器の出力をアナログ電圧信号に変換
するＤ／Ａ変換器３６によって、誤差信号に応じた周波
数の制御を可能としている。FIG . 6 shows the configuration of the quasi-synchronous detection / AFC circuit .
An example is shown. In this example, the local onset <br/> oscillator 12 which outputs a local carrier constituted by VCO, which is controlled by the error signal generated by the error signal generation circuit 30. The multiplier 32 that multiplies the gain α, the integrator 34 that integrates this output, and the D / A converter 36 that converts the output of the integrator into an analog voltage signal make it possible to control the frequency according to the error signal. There is.
【００２３】すなわち、誤差信号生成回路３０は、局部
発振器１２から出力される局部搬送波の、受信ＳＳ信号
に対する周波数オフセットの値に応じた誤差信号を出力
する。そこで、これに対し適当なゲインをかけ、積分器
３４において平均化を行い、Ｄ／Ａ変換器３６において
アナログ電圧信号に変換している。そして、局部発振器
１２を電圧制御発振器（ＶＣＯ）で構成することによ
り、誤差信号に応じた電圧信号によって、局部発振器１
２の発振周波数を変更することができ、局部搬送波の周
波数を受信ＳＳ信号の搬送波周波数に一致させることが
できる。[0023] That is, erroneous difference signal generating circuit 30, the local carrier outputted from the local oscillator 12, the received SS signal
The error signal is output according to the value of the frequency offset with respect to. Therefore, contrary multiplied by appropriate gains performs averaged in an integrator 34, and converted to an analog voltage signal in the D / A converter 36. By configuring the local oscillator 12 with a voltage controlled oscillator (VCO), the local oscillator 1 can be operated by a voltage signal according to the error signal.
The oscillation frequency of 2 can be changed, and the frequency of the local carrier can be matched with the carrier frequency of the received SS signal.
【００２４】ここで、誤差信号生成回路３０の構成につ
いて図７に基づいて説明する。準同期検波回路から出力
される複素ベースバンド信号は、乗算器４０ａ、４０ｂ
に入力され、ここで、ｅｘｐ（−ｊω0 ｔ）及びｅｘｐ
（ｊω0 ｔ）がそれぞれ乗算され、正の周波数偏差ω0
（ω0 ＜０）と、負の周波数変換−ω0 が与えられ、正
偏差ベースバンド信号及び負偏差ベースバンド信号とな
る。ここで、時刻（ｎＭ＋ｍＴc ）における正偏差及び
負偏差ベースバンド信号の値をそれぞれｒpnM+ m 及びｒ
nnM+m とすると、次の関係式が成立する。Here, the configuration of the error signal generating circuit 30 will be described with reference to FIG. The complex baseband signal output from the quasi-synchronous detection circuit is the multipliers 40a and 40b.
, Where exp (-jω 0 t) and exp
(Jω 0 t) are respectively multiplied to obtain a positive frequency deviation ω 0
(Ω 0 <0) and a negative frequency conversion −ω 0 are given to obtain a positive deviation baseband signal and a negative deviation baseband signal .
It Here, the time (nM + m T c), respectively the value of the positive deviations and negative deviations baseband signal in r pnm + m and r
If you nnM + m, the following relationship is established.
【００２５】 ｒpnM+m ＝ａn ｕm exp[-j{(Δω+ ωo ) Ｔc + φ}] ｒnnM+m ＝ａn ｕm exp[-j{(Δω- ωo ) Ｔc + φ}] （１−５） この正偏差及び負偏差ベースバンド信号をそれぞれ複素
相関器４４ａ、４４ｂに入力し、ＰＮ信号との相関演算
を行い、正偏差相関信号及び負偏差相関信号を得る。シ
ンボル周期Ｔd 毎に得られる送信データａn に対する正
偏差及び負偏差相関信号の値をそれぞれｃpn，ｃnnとす
ると、式（１−２）と同様に次の関係式が成立する。 R pnM + m = a n u m exp [-j {(Δω + ω o ) T c + φ}] r nnM + m = a n u m exp [-j {(Δω-ω o ) T c + φ}] (1-5) The positive deviation and negative deviation baseband signals are input to the complex correlators 44a and 44b, respectively, and the correlation calculation with the PN signal is performed to obtain the positive deviation correlation signal and the negative deviation correlation signal. obtain. Letting the values of the positive deviation and negative deviation correlation signals with respect to the transmission data a n obtained for each symbol period T d be c pn and c nn , respectively , the following relational expression holds as in Expression (1-2).
【００２６】 ｃpn＝ａn exp[-j{(Δω+ ωo ) Ｂn Ｔc /2 +φ}]・ sin[(Δω+ ωo ) M Ｔc /2] ／sin[ (Δω+ ωo ) Ｔc /2] ｃnn＝ａn exp[-j{(Δω- ωo ) Ｂn Ｔc /2 +φ}]・ sin[(Δω- ωo ) M Ｔc /2] ／sin[ (Δω- ωo ) Ｔc /2] Ｂn ＝(2n+1)M+1 （１−６） さらに、正偏差及び負偏差相関信号を絶対値２乗演算器
４６ａ、４６ｂに入力し、これらの信号の絶対値をそれ
ぞれ２乗して正偏差誤差信号及び負偏差誤差信号を得
る。正偏差誤差信号と負偏差誤差信号の値は、周波数オ
フセットΔωが存在しない場合には等しくなるが、Δω
が存在する場合にはこれに応じて両者に差が生じる。そ
こで、正偏差誤差信号と負偏差誤差信号の差を減算器４
８によって求め、シンボル周期Ｔd 毎にその値をラッチ
回路５０でラッチすることにより誤差信号を得る。すな
わち、送信データａn に対する誤差信号ｅn は次式で与
えられる。C pn = a n exp [-j {(Δω + ω o ) B n T c / 2 + φ}] ・ sin [(Δω + ω o ) M T c / 2] / sin [(Δω + ω o ) T c / 2] c nn = a n exp [-j {(Δω- ω o ) B n T c / 2 + φ}] ・ sin [(Δω-ω o ) M T c / 2] / sin [(Δω-ω o ) T c / 2] B n = (2n + 1) M + 1 (1-6) Furthermore, the positive deviation and negative deviation correlation signals are input to the absolute value square calculators 46a and 46b. Then, the absolute values of these signals are each squared to obtain a positive deviation error signal and a negative deviation error signal. The values of the positive deviation error signal and the negative deviation error signal are equal when the frequency offset Δω does not exist, but Δω
When there is a difference, there is a difference between them . Therefore, positive deviation error signal and a negative deviation decrease the difference between the error signal adder 4
Determined by 8 to obtain an error signal by latching the value for each symbol period T d latch circuit 50. That is, the error signal e n to the transmission data a n is given by the following equation.
【００２７】 ｅn ＝｜ｃpn｜2 −｜ｃnn｜2 ＝{sin[(Δω+ ωo )MＴc /2]/(sin[(Δω+ ωo ) Ｔc /2])} 2 - {sin[(Δω- ωo )MＴc /2]/(sin[(Δω- ωo ) Ｔc /2])} 2 （１−７） この誤差信号ｅn は、図８に示すような周波数オフセッ
ト特性を示す。ここで、この図は、Ｍ＝１２７、ω0 ＝
π／Ｔd とした場合の図である。図８から明らかなよう
に、誤差信号ｅn は周波数オフセットΔωに応じた値を
示す。そこで、このような誤差信号に応じて局部搬送波
の周波数を変更することにより、受信ＳＳ信号の搬送波
周波数に局部搬送波の周波数を合致させることができ
る。このように、従来のＡＦＣ回路によって、準同期検
波回路における局部搬送波の周波数を受信ＳＳ信号の搬
送波周波数に合致するようフィードバック制御すること
ができ、好適な複素ベースバンド信号を得ることができ
る。図９に示したように、周波数オフセットにより、相
関信号エネルギーが減少するが、上述のようなＡＦＣ回
路を設けることにより、周波数オフセットを最低限に減
少でき、相関信号のエネルギー損失を少なくすることが
でき、より正確な信号の復調を行うことができる。E n = | c pn │ 2 − | c nn │ 2 = {sin [(Δω + ω o ) MT c / 2] / (sin [(Δω + ω o ) T c / 2])} 2 - {sin [(Δω- ω o ) MT c / 2] / (sin [(Δω- ω o) T c / 2])} 2 (1-7) the error signal e n is as shown in FIG. 8 Frequency offset
It is shown the door characteristics. Here, in this figure, M = 127, ω 0 =
It is a figure at the time of (pi) / Td . As apparent from FIG. 8, false difference signal e n is to <br/> shows a value corresponding to the frequency offset [Delta] [omega. Therefore, by changing the frequency of the local carrier in response to such error signal, it is possible to match the frequency of the local carrier to carrier <br/> frequency of the received SS signal. In this way, the conventional AFC circuit enables the quasi-synchronous detection.
Receives the frequency of the local carrier wave in the wave circuit and carries the SS signal.
Feedback control can be performed to match the transmission frequency, and a suitable complex baseband signal can be obtained. As shown in FIG. 9, the frequency offset, but the correlation signal energy decreases, by providing the AFC circuit as described above, can reduce the frequency offset to a minimum, Kusuru that little energy loss of the correlation signal Therefore, more accurate signal demodulation can be performed.
【００２８】本実施例においては、ＡＦＣ回路の誤差信
号を利用する。すなわち、図１に示すように、複素相関
信号の絶対値の二乗を計算する絶対値二乗回路１０４
と、ＡＦＣ回路のラッチ前の誤差信号の絶対値を計算す
る絶対値回路１０６と、絶対値二乗回路１０４と絶対値
回路１０６の出力を加算する加算器１０８と、この加算
器１０８の出力から初期捕捉・同期追跡を行う初期捕捉
・同期追跡回路１１０を有している。In this embodiment, the error signal of the AFC circuit is used. That is, as shown in FIG. 1, the absolute value binary Nomawa path 104 to calculate the square of the absolute value of the complex correlation signal
When, an absolute value circuit 106 for calculating the absolute value of the latch before the error signal AFC circuit, an adder 108 for adding the output of the absolute value binary Nomawa path 104 and absolute value circuit 106, the adder 108 Initial acquisition that performs initial acquisition / synchronous tracking from output
- and a synchronization tracking circuit 110.
【００２９】従って、複素相関信号の絶対値の二乗と誤
差信号の絶対値が加算器１０８において加算され、初期
捕捉・同期追跡回路１１０はこの加算された信号に基づ
いてＰＮ信号の同期を確立し、受信ＳＳ信号に含まれる
ＰＮ信号の周期に同期したシンボルクロックを発生し
て、準同期検波・ＡＦＣ回路１００、復調処理回路１０
４に供給する。[0029] Therefore, the absolute value of the <br/> difference signal erroneously square of the absolute value of the complex correlation signal is added by the adder 108, the initial acquisition and synchronization tracking circuit 110 on the basis of the summed signal PN Signal synchronization is established , a symbol clock synchronized with the cycle of the PN signal included in the received SS signal is generated, and the quasi-coherent detection / AFC circuit 100 and the demodulation processing circuit 10 are generated.
Supply to 4.
【００３０】ここで、相関信号の絶対値の二乗と、これ
に周波数偏差ωo をπ／Ｔｄ、７π／４Ｔｄとした場合
の誤差信号の絶対値を加算した信号の特性を図２に示
す。図２より、ＡＦＣ誤差信号の絶対値を加算した場
合、相関信号の絶対値の二乗がほとんど０となるΔω＝
2π/ Ｔd の近傍においても、充分なレベルの信号を得
られることが判る。これは、図９に示すようにＡＦＣ誤
差信号の絶対値は相関信号のエネルギーが大きく減少す
る｜Δω｜＞π/ Ｔd の領域で大きい値となっているか
らである。従って、複素相関信号の絶対値を二乗した信
号（すなわち、一般的に同期確立に用いられる信号）に
ＡＦＣ誤差信号の絶対値を加算することにより、周波数
オフセットΔωの絶対値が大きい場合でもある程度のレ
ベルの信号を得ることができる。よって、この信号を同
期確立に用いることにより、同期確立可能な周波数オフ
セットの範囲を拡大することができる。[0030] Here, figures and the square of the absolute value of the correlation signal, which in the frequency deviation ω o π / Td, the characteristics of the signal obtained by adding the absolute value of the error signal in the case of a 7 [pi] / 4Td 2 Shown in. From Fig. 2 , if the absolute value of the AFC error signal is added ,
If the square of the absolute value of the correlation signal is almost 0, Δω =
It can be seen that a sufficient level of signal can be obtained even in the vicinity of 2π / T d . This is because, as shown in FIG. 9, the absolute value of the AFC error signal has a large value in the region of | Δω |> π / T d where the energy of the correlation signal greatly decreases. Therefore, by adding the absolute value of the AFC error signal to a signal obtained by squaring the absolute value of the complex correlation signal (that is, a signal generally used for establishing synchronization), even if the absolute value of the frequency offset Δω is large, The level signal can be obtained. Therefore, by using this signal for establishing synchronization, the range of frequency offsets in which synchronization can be established can be expanded.
【００３１】なお、加算するＡＦＣ誤差信号は、同期確
立（初期捕捉・追跡）に用いるため、シンボル周期Ｔd
でラッチする以前の信号でなければならない。Since the AFC error signal to be added is used for establishing synchronization (initial acquisition / tracking), the symbol period T d
It must be the signal before it was latched at.
【００３２】一方、ＡＦＣ回路が周波数引込みを完了
し、ＡＦＣループが定常状態になると、誤差信号の値は
ほとんど０となり、雑音のみが含まれることになる。ま
た、このときには複素ベースバンド信号からは周波数オ
フセットの影響は除去されるので、複素相関信号のエネ
ルギーの減少も回復している。従って、ＡＦＣ引込み完
了後は、ＡＦＣ誤差信号の絶対値を加算することは却っ
て同期確立用信号のＳＮ比を低下させることとなってし
まう。On the other hand, when the AFC circuit completes the frequency pull-in and the AFC loop enters a steady state, the value of the error signal becomes almost 0 and only noise is included. Further, at this time, since the influence of the frequency offset is removed from the complex baseband signal, the decrease in the energy of the complex correlation signal is recovered. Therefore, after the completion of the AFC pull-in, adding the absolute value of the AFC error signal rather reduces the SN ratio of the synchronization establishment signal.
【００３３】このことを考慮して同期確立用信号の切替
えを行うＤＳ/ ＳＳ受信機の構成を図３に示す。このよ
うに、この構成では、絶対値二乗回路１０４の出力であ
る相関信号の絶対値の二乗と、加算器１０８の出力であ
る誤差信号の絶対値を加算した信号の両方が入力される
セレクタ１１２と、ＡＦＣの引き込みを判定する引き込
み判定回路１１４を有している。FIG. 3 shows the configuration of a DS / SS receiver that switches the signals for establishing synchronization in consideration of this fact. Thus, in this configuration, the output der absolute value binary Nomawa path 104
And the square of the absolute value of the correlation signal that the output der adder 108
That a selector 112 which both adds the absolute value signal is input to the error signal, and a pull-judging circuit 114 judges retraction of AFC.
【００３４】そして、この引き込み判定回路１１４の判
定結果に応じてセレクタ１１２を制御し、次のように同
期確立用信号を選択する。Then, the selector 112 is controlled according to the determination result of the pull-in determination circuit 114, and the synchronization establishment signal is selected as follows.
【００３５】ＡＦＣの引込みが完了する以前は、加算
器１０８からの信号を選択し、複素相関信号の絶対値を
二乗した信号にＡＦＣ誤差信号の絶対値を加算して同期
確立用信号とする（引込みモード）。Before the AFC pull-in is completed, the signal from the adder 108 is selected, and the absolute value of the AFC error signal is added to the signal obtained by squaring the absolute value of the complex correlation signal to obtain the synchronization establishment signal ( Retract mode).
【００３６】引込み完了後は、絶対値二乗回路１０４
からの信号を選択し、複素相関信号の絶対値を二乗した
信号をそのまま同期確立用信号とする（定常モード）。[0036] After the retraction is completed, the absolute value binary Nomawa path 104
Signal is selected and the signal obtained by squaring the absolute value of the complex correlation signal is directly used as the signal for establishing synchronization (steady mode).
【００３７】このような構成とすることによって、周波
数オフセットが大きい場合にも初期捕捉を行うことがで
き、かつＡＦＣ引込み完了後はより正確な同期追跡を行
うことができる。従って、初期捕捉・同期追跡回路１１
０からより正確なチップクロックおよびシンボルクロッ
クを出力でき、これに基づいて、ラッチタイミングを正
確なものとできる。With this configuration, initial acquisition can be performed even when the frequency offset is large, and more accurate synchronization tracking can be performed after the completion of AFC pull-in . Therefore, the initial acquisition / synchronization tracking circuit 11
A more accurate chip clock and symbol clock can be output from 0, and the latch timing can be made accurate based on this.
【００３８】なお、引き込み判定回路１１４における引
き込みの判定は、初期捕捉・同期追跡回路１１０におけ
るシンボルクロックに同期して誤差信号をラッチした値
が所定値以下、すなわちＡＦＣの周波数補正誤差が所定
値以下であることをもって引込み完了と判定する方法等
がある。In the pull-in determination circuit 114, the value of the error signal latched in synchronization with the symbol clock in the initial acquisition / synchronization tracking circuit 110 is below a predetermined value, that is, the AFC frequency correction error is below a predetermined value. Therefore, there is a method of determining that the pull-in is completed .
【００３９】また、初期捕捉・同期追跡回路１１０にお
ける初期捕捉は図４に示すように、巡回加算を行う加算
器１１０ａ、１シンボル周期分の加算結果を記憶するフ
レームメモリ１１０ｂ、加算結果の信号のピークを検出
するピーク検出回路１１０ｃによって行う方法がある。
すなわち、この回路によれば、フレームメモリ１１０ｂ
の出力は１シンボル周期前の加算結果となっているた
め、加算器１１０ａにおいて、１シンボル周期で累積加
算（いわゆる巡回加算）が行われる。加算器１１０ａに
入力される同期確立用信号にはＰＮ信号の繰返し周期
（すなわちシンボル周期）に同期してピークが出現する
ため、この巡回加算によりピークの累積加算が行われて
ＳＮ比が向上し、ピークの検出がより確実になる。この
ＰＮ信号に同期したピークの検出により初期補捉が行わ
れる。 Further, the initial initial acquisition is in the acquisition and synchronization tracking circuit 110 as shown in FIG. 4, a frame memory 110b for storing the adder 110a, 1 symbol period of the addition result of performing cyclic addition, the addition result of the signal There is a method of using the peak detection circuit 110c for detecting the peak of the .
That is, according to this circuit, the frame memory 110 b
Since the output of 1 is the addition result of one symbol period before, the adder 110a performs cumulative addition (so-called cyclic addition) in one symbol period. To the adder 110a
The input synchronization signal is the PN signal repetition period.
Peak appears in synchronization with (that is, symbol period)
Therefore, the cumulative addition of peaks is performed by this cyclic addition.
The SN ratio is improved, and the peak detection becomes more reliable. this
Initial capture is performed by detecting the peak synchronized with the PN signal
Be done.
【００４０】このようにして、本実施例の回路を用いる
ことにより、周波数オフセットΔωの絶対値が大きい
（例えば 2π/ Ｔd 近傍）場合においても、ＰＮ信号の
同期を確立することができる。そこで、これに基づい
て、ＡＦＣ回路が動作を開始し、周波数オフセット補償
が行われ、相関信号のエネルギーを回復することができ
る。In this way, by using the circuit of this embodiment, even if the absolute value of the frequency offset Δω is large (for example, near 2π / T d ), the synchronization of the PN signal can be established. Then, based on this, the AFC circuit starts operation, frequency offset compensation is performed, and the energy of the correlation signal can be recovered.
【００４１】このように、本発明においては、図７に示
す誤差信号生成回路のラッチ前の誤差信号をＰＮ信号同
期の確立に利用する。そして、初期捕捉・同期追跡回路
１１０により得られたシンボルクロックによって、ラッ
チ回路５０のラッチタイミングが制御され、図８に示す
ような誤差信号が得られる。そこで、この誤差信号を用
いて好適なＡＦＣ動作を達成できる。更に、このシンボ
ルクロックは復調処理回路１０４にも供給され、ここに
おける相関信号のラッチタイミングが制御される。As described above, in the present invention, the error signal before latching of the error signal generating circuit shown in FIG. 7 is used to establish the PN signal synchronization. Then, the symbol clock obtained by the initial acquisition and synchronization tracking circuit 110, latch Chita timing of the latch circuit 50 is controlled, the error signal as shown in FIG. 8 is obtained. Therefore, a suitable AFC operation can be achieved by using this error signal. In addition, the symbol clock is also supplied to the demodulation processing circuit 104, latch Chita timing of the correlation signal in case is controlled.
【００４２】[0042]
【発明の効果】以上説明したように本発明に係るスペク
トル拡散受信機によれば、相関信号と誤差信号の両方を
用いてＰＮ信号の同期の初期補捉を行うため、局部搬送
波の周波数オフセットが大きい時でもＰＮ信号の同期を
確立することができる。According to the spectral expansion Chi受 Shin machine according to the present invention as described in the foregoing, for synchronizing initial Ho捉 the PN signal using both of the correlation signal and the error signal, the frequency of the local carrier even when the offset is large as possible out to establish the synchronization of the PN signal.
【００４３】また、ＡＦＣの引込みが完了した後は、相
関信号のみに基づいて同期追跡を行うことにより、より
正確な同期追跡を行うことができる。Further, after the AFC pull-in is completed , more accurate synchronization tracking can be performed by performing synchronization tracking only on the basis of the correlation signal.
【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]
【図１】実施例の全体構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of an embodiment.
【図２】同期確立用信号の周波数オフセット特性を示す
特性図である。2 is a characteristic diagram showing a frequency offset characteristic of the Ki確 elevation signal.
【図３】他の実施例の全体構成を示すブロック図であ
る。FIG. 3 is a block diagram showing the overall configuration of another embodiment.
【図４】初期捕捉・同期追跡回路１１０における初期補
捉部の構成例を示すブロック図である。FIG. 4 is an initial supplement in the initial acquisition / synchronization tracking circuit 110 .
It is a block diagram showing an example of composition of a catching part .
【図５】準同期検波を行うＤＳ／ＳＳ受信機の全体構成
を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing the overall configuration of a DS / SS receiver that performs quasi-coherent detection.
【図６】図１に示す回路の準同期検波・ＡＦＣ回路１０
０の構成を示すブロック図である。6 is a quasi-synchronous detection / AFC circuit 10 of the circuit shown in FIG.
It is a block diagram which shows the structure of 0.
【図７】図６に示す回路の誤差信号生成回路３０の構成
を示すブロック図である。7 is a block diagram showing a configuration of an error signal generation circuit 30 of the circuit shown in FIG.
【図８】ＡＦＣ回路で利用する誤差信号の周波数オフセ
ット特性を示す特性図である。FIG. 8 is a frequency offset of an error signal used in the AFC circuit.
FIG. 9 is a characteristic diagram showing a dot characteristic.
【図９】周波数オフセットによる相関信号エネルギーの
減少を示す特性図である。FIG. 9 is a characteristic diagram showing a decrease in correlation signal energy due to frequency offset.
【符号の説明】 １００ 準同期検波・ＡＦＣ回路 １０２ 複素相関器 １０４ 復調処理回路 １０４ 絶対値二乗回路 １０６ 絶対値回路 １０８ 加算器 １１０ 初期捕捉・同期追跡回路[EXPLANATION OF SYMBOLS] 100 quasi-synchronized detection-AFC circuit 102 complex correlator 104 demodulating circuit 104 absolute value binary Nomawa path 106 the absolute value circuit 108 the adder 110 the initial acquisition and synchronization tracking circuit
【手続補正２】[Procedure Amendment 2]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図７[Name of item to be corrected] Figure 7
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図７】 [Figure 7]
Claims (3)
ル拡散された直接拡散スペクトル拡散（ＳＳ）信号の受
信を行うスペクトル拡散受信機であって、 受信ＳＳ信号と局部搬送波を混合し、複素ベースバンド
信号を得る準同期検波回路と、 上記複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関演算を行
う相関器と、 上記受信ＳＳ信号に対する上記局部搬送波の周波数オフ
セットに応じた誤差信号を生成し、この誤差信号に応じ
て上部局部搬送波の周波数オフセットの影響を補正する
ＡＦＣ回路と、 上記相関器から出力される相関信号と上記ＡＦＣ回路の
誤差信号に基づきＰＮ信号の初期同期捕捉及び同期追跡
を行う初期捕捉・同期追跡回路と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散受信機。1. A spread spectrum receiver for receiving a direct spread spectrum spread (SS) signal spread spectrum by a pseudo noise (PN) signal, wherein a received SS signal and a local carrier are mixed to obtain a complex baseband signal. A quasi-synchronous detection circuit that obtains, a correlator that performs a correlation operation between the complex baseband signal and the PN signal, an error signal that corresponds to the frequency offset of the local carrier with respect to the received SS signal, and the error signal Accordingly, an AFC circuit for correcting the influence of the frequency offset of the upper local carrier, and an initial acquisition / synchronization for initial synchronization acquisition and synchronization tracking of the PN signal based on the correlation signal output from the correlator and the error signal of the AFC circuit. A spread spectrum receiver having a tracking circuit.
ル拡散された直接拡散スペクトル拡散（ＳＳ）信号の受
信を行うスペクトル拡散受信機であって、 受信ＳＳ信号と局部搬送波を混合し、複素ベースバンド
信号を得る準同期検波回路と、 上記複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関演算を行
う相関器と、 上記受信ＳＳ信号に対する上記局部搬送波の周波数オフ
セットに応じた誤差信号を生成し、この誤差信号に応じ
て上部局部搬送波の周波数オフセットの影響を補正する
ＡＦＣ回路と、 上記相関器から出力される相関信号の絶対値の二乗を出
力する絶対値二乗回路と、 上記ＡＦＣ回路の誤差信号の絶対値を出力する誤差信号
絶対値生成回路と、 上記絶対値二乗回路の出力と上記誤差信号絶対値生成回
路の出力を加算する加算器と、 上記加算の出力に基づきＰＮ信号の初期同期捕捉及び同
期追跡を行う初期捕捉・同期追跡回路と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散受信機。2. A spread spectrum receiver for receiving a direct spread spectrum spread (SS) signal spread spectrum by a pseudo noise (PN) signal, wherein a received SS signal and a local carrier are mixed to obtain a complex baseband signal. A quasi-synchronous detection circuit that obtains, a correlator that performs a correlation operation between the complex baseband signal and the PN signal, an error signal that corresponds to the frequency offset of the local carrier with respect to the received SS signal, and the error signal Accordingly, the AFC circuit that corrects the influence of the frequency offset of the upper local carrier, the absolute value square circuit that outputs the square of the absolute value of the correlation signal output from the correlator, and the absolute value of the error signal of the AFC circuit are An error signal absolute value generation circuit for outputting, an adder for adding the output of the absolute value square circuit and the output of the error signal absolute value generation circuit, Spread spectrum receiver and having a an initial acquisition and synchronization tracking circuit for performing initial synchronization acquisition and synchronization tracking of the PN signal based on the output of the serial adder.
ル拡散された直接拡散スペクトル拡散（ＳＳ）信号の受
信を行うスペクトル拡散受信機であって、 受信ＳＳ信号と局部搬送波を混合し、複素ベースバンド
信号を得る準同期検波回路と、 上記複素ベースバンド信号とＰＮ信号との相関演算を行
う相関器と、 上記受信ＳＳ信号に対する上記局部搬送波の周波数オフ
セットに応じた誤差信号を生成し、この誤差信号に応じ
て上部局部搬送波の周波数オフセットの影響を補正する
ＡＦＣ回路と、 上記相関器から出力される相関信号の絶対値の二乗を出
力する絶対値二乗回路と、 上記ＡＦＣ回路の誤差信号の絶対値を出力する誤差信号
絶対値生成回路と、 上記絶対値二乗回路の出力と上記誤差信号絶対値生成回
路の出力を加算する加算器と、 上記ＡＦＣ回路の引込み完了を判定し、引込み完了信号
を出力するＡＦＣ回路引込み判定手段と、 上記絶対値二乗回路の出力と上記加算器の出力を上記引
込み完了信号に応じて選択して出力するセレクタと、 上記セレクタの出力に基づきＰＮ信号の初期同期捕捉及
び同期追跡を行う初期捕捉・同期追跡回路と、 を有することを特徴とするスペクトル拡散受信機。3. A spread spectrum receiver for receiving a direct spread spectrum spread (SS) signal spread spectrum by a pseudo noise (PN) signal, wherein a received SS signal and a local carrier are mixed to obtain a complex baseband signal. A quasi-synchronous detection circuit that obtains, a correlator that performs a correlation operation between the complex baseband signal and the PN signal, an error signal that corresponds to the frequency offset of the local carrier with respect to the received SS signal, and the error signal Accordingly, the AFC circuit that corrects the influence of the frequency offset of the upper local carrier, the absolute value square circuit that outputs the square of the absolute value of the correlation signal output from the correlator, and the absolute value of the error signal of the AFC circuit are An error signal absolute value generation circuit for outputting, an adder for adding the output of the absolute value square circuit and the output of the error signal absolute value generation circuit, AFC circuit pull-in determination means for determining pull-in completion of the AFC circuit and outputting a pull-in completion signal, and a selector for selecting and outputting the output of the absolute value square circuit and the output of the adder according to the pull-in completion signal. And an initial acquisition / synchronization tracking circuit that performs initial synchronization acquisition and synchronization tracking of the PN signal based on the output of the selector.
Priority Applications (1)
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6345045B1 (en) | 1997-06-24 | 2002-02-05 | Nec Corporation | Synchronous capture circuit for code division multiple access communication |
| JP2002344352A (en) * | 2001-05-11 | 2002-11-29 | Sanyo Electric Co Ltd | Reception signal processing method, matched filter and portable phone capable of using the method |
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1992
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