JPH0618366B2 - 変復調装置のタイミング再生回路 - Google Patents
変復調装置のタイミング再生回路Info
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- JPH0618366B2 JPH0618366B2 JP60039628A JP3962885A JPH0618366B2 JP H0618366 B2 JPH0618366 B2 JP H0618366B2 JP 60039628 A JP60039628 A JP 60039628A JP 3962885 A JP3962885 A JP 3962885A JP H0618366 B2 JPH0618366 B2 JP H0618366B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- timing
- analog
- reception timing
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、通信回線に接続された変復調装置において、
受信タイミングの再生を行うタイミング再生回路に関す
る。
受信タイミングの再生を行うタイミング再生回路に関す
る。
通信回線に接続され、伝送された信号からタイミング再
生を行う変復調装置において、 受信入力をアナログ・ディジタル変換し、このディジタ
ル出力が復調されてトランスバーサル型フィルタに入力
し、トランスバーサル型フィルタの出力から受信タイミ
ングを抽出し、この受信タイミングによりトランスバー
サル型フィルタのタップ係数を修正してその出力を再生
タイミングとすることにより、 すべてディジタル回路により構成し、高精度のタイミン
グ再生を行うことができるようにしたものである。
生を行う変復調装置において、 受信入力をアナログ・ディジタル変換し、このディジタ
ル出力が復調されてトランスバーサル型フィルタに入力
し、トランスバーサル型フィルタの出力から受信タイミ
ングを抽出し、この受信タイミングによりトランスバー
サル型フィルタのタップ係数を修正してその出力を再生
タイミングとすることにより、 すべてディジタル回路により構成し、高精度のタイミン
グ再生を行うことができるようにしたものである。
ディジタル処理伝送装置のタイミング再生は、単に判定
識別点を与えるのみでなく、自動等化をはじめとした受
信系全体の特性を左右するサンプリング点を与える点で
重要である。
識別点を与えるのみでなく、自動等化をはじめとした受
信系全体の特性を左右するサンプリング点を与える点で
重要である。
従来、変復調装置のタイミング再生技術の一つに非線形
抽出法（「ディジタル信号処理の応用」、電子通信学会
編、コロナ社、P.169 ）がある。
抽出法（「ディジタル信号処理の応用」、電子通信学会
編、コロナ社、P.169 ）がある。
この方法は、変調周波数ｆb の線スペクトルはＱＡＭ、
ＰＳＫ信号には含まれないので、二乗や全波整流などの
非線形操作によりこれを生じさせ、狭帯域フィルタによ
って抽出する方法である。
ＰＳＫ信号には含まれないので、二乗や全波整流などの
非線形操作によりこれを生じさせ、狭帯域フィルタによ
って抽出する方法である。
第５図は、この従来例方式をベースバンド領域に適用し
た場合の回路構成を示すブロック構成図である。アナロ
グ・ディジタル変換器51、復調器52、受信タイミング抽
出部を構成する狭帯域フィルタ53、54、55、乗算回路5
6、57、加算回路58、およびタイミング再生を行うディ
ジタル位相同期ループ(Digital Phase-Locked Loop）59
により構成される。ｆs は、サンプリング周波数であ
る。
た場合の回路構成を示すブロック構成図である。アナロ
グ・ディジタル変換器51、復調器52、受信タイミング抽
出部を構成する狭帯域フィルタ53、54、55、乗算回路5
6、57、加算回路58、およびタイミング再生を行うディ
ジタル位相同期ループ(Digital Phase-Locked Loop）59
により構成される。ｆs は、サンプリング周波数であ
る。
ここでは同相および直交の二つの復調データからの波形
を加えることにより、キャリア周波数や位相のずれの影
響を抑圧している。狭帯域フィルタ55により抽出された
受信タイミングはディジタル位相同期ループ59に入力す
る。ディジタル位相同期ループ59は、ある基本周波数と
この受信タイミングとを比較し、基本周波数の分周比を
変化させることによりタイミング再生を行っている。
を加えることにより、キャリア周波数や位相のずれの影
響を抑圧している。狭帯域フィルタ55により抽出された
受信タイミングはディジタル位相同期ループ59に入力す
る。ディジタル位相同期ループ59は、ある基本周波数と
この受信タイミングとを比較し、基本周波数の分周比を
変化させることによりタイミング再生を行っている。
このディジタル位相同期ループ59はアナログ電圧抑制発
振器でも実現できる。
振器でも実現できる。
第６図は、ディジタル位相同期ループ59に代わるアナロ
グ電圧制御発振器を用いた回路のブロック構成図であ
り、参照番号61は入力端子、参照番号62は位相比較器、
参照番号63は低域通過フィルタ、参照番号64はアナログ
電圧制御発振器、参照番号65は出力端子である。
グ電圧制御発振器を用いた回路のブロック構成図であ
り、参照番号61は入力端子、参照番号62は位相比較器、
参照番号63は低域通過フィルタ、参照番号64はアナログ
電圧制御発振器、参照番号65は出力端子である。
アナログ電圧制御発振器64は電圧により周波数が可変で
あるので、受信タイミングとアナログ電圧制御発振器64
の出力波形とを比較し、位相差がなくなる方向に電圧を
制御して受信タイミングを再生している。
あるので、受信タイミングとアナログ電圧制御発振器64
の出力波形とを比較し、位相差がなくなる方向に電圧を
制御して受信タイミングを再生している。
ところが、このような従来のタイミング再生回路では、
ディジタル位相同期ループ59やアナログ電圧制御発振器
64を用いているために次のような問題点があった。
ディジタル位相同期ループ59やアナログ電圧制御発振器
64を用いているために次のような問題点があった。
ディジタル位相同期ループ59を用いた場合には、受信タ
イミングの精度はディジタル位相同期ループ59を動作さ
せる周波数に依存しているので、精度良く受信タイミン
グを得ようとすると、この周波数を高く設定しなければ
ならない欠点があった。
イミングの精度はディジタル位相同期ループ59を動作さ
せる周波数に依存しているので、精度良く受信タイミン
グを得ようとすると、この周波数を高く設定しなければ
ならない欠点があった。
また、アナログ電圧制御発振器64を用いた場合には精度
が高くなるが、付加的な回路が必要であり、装置の小型
化、経済化、および低消費電力化のためにハードウェア
の集積回路化（ＬＳＩ化）を図るには支障がある。
が高くなるが、付加的な回路が必要であり、装置の小型
化、経済化、および低消費電力化のためにハードウェア
の集積回路化（ＬＳＩ化）を図るには支障がある。
本発明は、このような従来の問題点を解決するもので、
タイミング再生が精度良く得られ、さらにタイミング再
生回路のＬＳＩ化が容易である変復調装置のタイミング
再生回路を提供することを目的とする。
タイミング再生が精度良く得られ、さらにタイミング再
生回路のＬＳＩ化が容易である変復調装置のタイミング
再生回路を提供することを目的とする。
本発明は、通信回線に接続され受信波形を入力する入力
端子と、固定周波数で発振する固定発振器と、上記入力
端子の受信波形を入力とし、上記固定発振器の出力に同
期してアナログ・ディジタル変換を行うアナログ・ディ
ジタル変換回路と、このアナログ・ディジタル変換回路
の出力信号の復調を行う復調回路と、この復調回路の出
力から受信タイミングを抽出しタイミング再生を行う手
段と、このタイミング再生出力を取り出す出力端子とを
備えた変復調装置のタイミング再生回路において、上記
受信タイミングを抽出しタイミング再生を行う手段に
は、上記復調回路の出力を入力とするトランスバーサル
型フィルタと、このトランスバーサル型フィルタの出力
から受信タイミングを抽出して上記トランスバーサル型
フィルタのタップ係数修正信号を出力する受信タイミン
グ抽出回路と、この受信タイミング抽出回路の出力によ
り上記トランスバーサル型フィルタのタップ係数を修正
するタップ係数修正回路とを含み、上記トランスバーサ
ル型フィルタの出力に再生タイミング信号の出力端子が
接続されて再生データを得るように構成されたことを特
徴とする。
端子と、固定周波数で発振する固定発振器と、上記入力
端子の受信波形を入力とし、上記固定発振器の出力に同
期してアナログ・ディジタル変換を行うアナログ・ディ
ジタル変換回路と、このアナログ・ディジタル変換回路
の出力信号の復調を行う復調回路と、この復調回路の出
力から受信タイミングを抽出しタイミング再生を行う手
段と、このタイミング再生出力を取り出す出力端子とを
備えた変復調装置のタイミング再生回路において、上記
受信タイミングを抽出しタイミング再生を行う手段に
は、上記復調回路の出力を入力とするトランスバーサル
型フィルタと、このトランスバーサル型フィルタの出力
から受信タイミングを抽出して上記トランスバーサル型
フィルタのタップ係数修正信号を出力する受信タイミン
グ抽出回路と、この受信タイミング抽出回路の出力によ
り上記トランスバーサル型フィルタのタップ係数を修正
するタップ係数修正回路とを含み、上記トランスバーサ
ル型フィルタの出力に再生タイミング信号の出力端子が
接続されて再生データを得るように構成されたことを特
徴とする。
本発明は、入力受信波形をアナログ・ディジタル変換
し、その変換されたディジタル信号を復調してトランス
バーサル型フィルタに入力する。一方、トランスバーサ
ル型フィルタの出力は、タップ係数修正回路により修正
されたタップ係数の値を掛け、それらを加えることによ
り受信タイミング信号に変換される。
し、その変換されたディジタル信号を復調してトランス
バーサル型フィルタに入力する。一方、トランスバーサ
ル型フィルタの出力は、タップ係数修正回路により修正
されたタップ係数の値を掛け、それらを加えることによ
り受信タイミング信号に変換される。
タップ係数修正回路は、トランスバーサル型フィルタの
出力に接続された受信タイミング抽出回路の出力により
制御される。
出力に接続された受信タイミング抽出回路の出力により
制御される。
以下、本発明の実施例方式を図面に基づいて説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示すブロック構成図であ
る。第１図において、アナログ・ディジタル変換器１の
入力には、位相変調された波形が入力する受信波形入力
端子２が接続される。アナログ・ディジタル変換器１に
は固定発振器３が接続される。これはアナログ・ディジ
タル変換器１のサンプリング周波数を決定するものであ
るが、モデムの受信タイミングに同期させる必要はな
い。復調器４はアナログ・ディジタル変換器１の出力に
接続され、アナログ・ディジタル変換された値を復調し
てトランスバーサル型フィルタ５に出力する。トランス
バーサル型フィルタ５の各出力は、タップ係数修正回路
６を介して加算回路７に入力され、この加算回路７の出
力が受信タイミング信号として出力端子８に送出され
る。さらに加算回路７の出力が分岐して受信タイミング
抽出回路９に入力し、この受信タイミング抽出回路９の
出力が、各タップ係数を修正するタップ係数修正回路６
に接続される。出力端子８には、さらに自動等化器、Ｃ
ＰＣ判定器などの受信系が接続される。
る。第１図において、アナログ・ディジタル変換器１の
入力には、位相変調された波形が入力する受信波形入力
端子２が接続される。アナログ・ディジタル変換器１に
は固定発振器３が接続される。これはアナログ・ディジ
タル変換器１のサンプリング周波数を決定するものであ
るが、モデムの受信タイミングに同期させる必要はな
い。復調器４はアナログ・ディジタル変換器１の出力に
接続され、アナログ・ディジタル変換された値を復調し
てトランスバーサル型フィルタ５に出力する。トランス
バーサル型フィルタ５の各出力は、タップ係数修正回路
６を介して加算回路７に入力され、この加算回路７の出
力が受信タイミング信号として出力端子８に送出され
る。さらに加算回路７の出力が分岐して受信タイミング
抽出回路９に入力し、この受信タイミング抽出回路９の
出力が、各タップ係数を修正するタップ係数修正回路６
に接続される。出力端子８には、さらに自動等化器、Ｃ
ＰＣ判定器などの受信系が接続される。
トランスバーサル型フィルタ５のタップは、復調周波数
の1/2周期ごとに設定され、タップの係数は受信タイミ
ング抽出回路９の出力により制御される。この受信タイ
ミング抽出回路９は、第５図の従来例回路に一点鎖線で
示すタイミング抽出部と同等の構成であり、トランスバ
ーサル型フィルタの出力８は第５図の復調器出力に対応
している。このためここでいう受信タイミング信号は、
受信タイミングで再サンプリングされた復調信号である
といえる。
の1/2周期ごとに設定され、タップの係数は受信タイミ
ング抽出回路９の出力により制御される。この受信タイ
ミング抽出回路９は、第５図の従来例回路に一点鎖線で
示すタイミング抽出部と同等の構成であり、トランスバ
ーサル型フィルタの出力８は第５図の復調器出力に対応
している。このためここでいう受信タイミング信号は、
受信タイミングで再サンプリングされた復調信号である
といえる。
トランスバーサル型フィルタ５は低域通過フィルタを実
現しており、そのためのタップ係数は、受信タイミング
抽出回路９の出力に応じて低域通過フィルタのインパル
ス応答の値を変化させることにより実現可能である。し
かし、その都度インパルス応答を算出していたのでは時
間がかかるので、あらかじめ各タップごとに取り得るイ
ンパルス応答の値を計算して係数ＲＯＭに格納させてお
く。この係数ＲＯＭに格納された値の中間の値をとる場
合は一時補間により求める。
現しており、そのためのタップ係数は、受信タイミング
抽出回路９の出力に応じて低域通過フィルタのインパル
ス応答の値を変化させることにより実現可能である。し
かし、その都度インパルス応答を算出していたのでは時
間がかかるので、あらかじめ各タップごとに取り得るイ
ンパルス応答の値を計算して係数ＲＯＭに格納させてお
く。この係数ＲＯＭに格納された値の中間の値をとる場
合は一時補間により求める。
ここで、送信タイミングから受信タイミングに交換する
際の補間法について説明する。すなわちトランスバーサ
ル型フィルタ５のとるべきタップ係数を数学的に導出す
る。
際の補間法について説明する。すなわちトランスバーサ
ル型フィルタ５のとるべきタップ係数を数学的に導出す
る。
第２図は、アナログ的手法による補間を求める回路の一
例を示すブロック構成図であり、本実施例のトランスバ
ーサル型フィルタ５は第２図に示す補間を実現するもの
であり、この第２図に基づいてトランスバーサル型フィ
ルタ５のタップ係数の求め方について説明する。
例を示すブロック構成図であり、本実施例のトランスバ
ーサル型フィルタ５は第２図に示す補間を実現するもの
であり、この第２図に基づいてトランスバーサル型フィ
ルタ５のタップ係数の求め方について説明する。
第２図において、ディジタル・アナログ変換器10、低域
通過フィルタ11、およびサンプリング回路12により構成
され、ディジタル・アナログ変換器10の入力点ａ、低域
通過フィルタ11の入力点ｂ、サンプリング回路12の入力
点ｃ、およびサンプリング回路12の出力点ｄの各々の信
号をＳn 、Ｓ(t)、ｘ(t)、およびｘn とする。ただし、
Ｓn およびｘn はディジタル信号であり、Ｓ(t)、ｘ
(ｔ）はアナログ信号である。これをディジタル信号に
拡張すると、 となる。この(1)式はディジタルサンプリングデータＳ
n をＤ／Ａ変換器10を通してアナログ信号に変換したと
きの連続出力信号Ｓ(t)を示している。このＳ(t)を低域
通過フィルタ11を通過したときの出力信号ｘ(t)は となる。このときの低域通過フィルタ11のインパルス応
答がｈ(t)である。そしてこの出力信号ｘ(t)を受信タイ
ミング周期Ｔ′でサンプリングしたときのサンプリング
値ｘn は、 ｘn ＝ｘ（ｎＴ′） ……(3) ただし、Ｔはサンプリング周期、Ｔ′は受信タイミング
周期であり、 ｜ｔ｜≦Ｔ／２のとき、ｕ(ｔ)＝１ ｜ｔ｜＞Ｔ／２のとき、ｕ(ｔ)＝０ である。
通過フィルタ11、およびサンプリング回路12により構成
され、ディジタル・アナログ変換器10の入力点ａ、低域
通過フィルタ11の入力点ｂ、サンプリング回路12の入力
点ｃ、およびサンプリング回路12の出力点ｄの各々の信
号をＳn 、Ｓ(t)、ｘ(t)、およびｘn とする。ただし、
Ｓn およびｘn はディジタル信号であり、Ｓ(t)、ｘ
(ｔ）はアナログ信号である。これをディジタル信号に
拡張すると、 となる。この(1)式はディジタルサンプリングデータＳ
n をＤ／Ａ変換器10を通してアナログ信号に変換したと
きの連続出力信号Ｓ(t)を示している。このＳ(t)を低域
通過フィルタ11を通過したときの出力信号ｘ(t)は となる。このときの低域通過フィルタ11のインパルス応
答がｈ(t)である。そしてこの出力信号ｘ(t)を受信タイ
ミング周期Ｔ′でサンプリングしたときのサンプリング
値ｘn は、 ｘn ＝ｘ（ｎＴ′） ……(3) ただし、Ｔはサンプリング周期、Ｔ′は受信タイミング
周期であり、 ｜ｔ｜≦Ｔ／２のとき、ｕ(ｔ)＝１ ｜ｔ｜＞Ｔ／２のとき、ｕ(ｔ)＝０ である。
(2)式に(1)式を代入すると、 ただし、 であり、低域通過フィルタ11の出力ｘ(t)のディジタル
入力値Ｓ nで表すことができる。
入力値Ｓ nで表すことができる。
(3)式および(4)式により、出力をｘn としたときのタッ
プ係数を求めると、 ｎＴ′＝ｍＴ＋αとすると、 となる。
プ係数を求めると、 ｎＴ′＝ｍＴ＋αとすると、 となる。
したがって、ｇ（α＋（ｍ−ｋ）Ｔ）をトランスバーサ
ル型フィルタのタップ係数とすれば、(5)式の示すｘn
は、そのトランスバーサル型フィルタの出力であり、あ
る独立の周波数(1/Ｔ)でサンプリングされた値から、受
信タイミング信号（1/T′）を得ることができる。
ル型フィルタのタップ係数とすれば、(5)式の示すｘn
は、そのトランスバーサル型フィルタの出力であり、あ
る独立の周波数(1/Ｔ)でサンプリングされた値から、受
信タイミング信号（1/T′）を得ることができる。
このタップ係数ｇ(α＋(ｍ−ｋ)Ｔ)は、(5)式よりモデ
ルで示した低域通過フィルタ11のインパルス応答として
求まる。
ルで示した低域通過フィルタ11のインパルス応答として
求まる。
この方法により求められた受信タイミングの精度は、ト
ランスバーサル型フィルタのタップ数やタップ係数の有
効桁数を大きくすることにより向上することができる。
仮に、これらの演算を有効桁数16ビットの精度で行うと
すると、従来技術の数十MHz のクロックと同程度の精度
を実現できる。
ランスバーサル型フィルタのタップ数やタップ係数の有
効桁数を大きくすることにより向上することができる。
仮に、これらの演算を有効桁数16ビットの精度で行うと
すると、従来技術の数十MHz のクロックと同程度の精度
を実現できる。
また、この回路はすべてディジタル回路で実現すること
ができるのでＬＳＩ化も非常に容易になる。
ができるのでＬＳＩ化も非常に容易になる。
エコーキャンセラ方式の二線全二重モデムの場合には、
受信波形は送信タイミングでアナログ・ディジタル変換
される。このアナログ・ディジタル変換された値は、自
局の送出データより求めたエコー信号が減算され、その
後受信タイミングに変換される。特に、スレイブモード
で動作させる場合には、精度の良いタイミング再生が必
要になるが、本発明のタイミング再生方式を適用するこ
とができる。
受信波形は送信タイミングでアナログ・ディジタル変換
される。このアナログ・ディジタル変換された値は、自
局の送出データより求めたエコー信号が減算され、その
後受信タイミングに変換される。特に、スレイブモード
で動作させる場合には、精度の良いタイミング再生が必
要になるが、本発明のタイミング再生方式を適用するこ
とができる。
具体的には、第１図において ボーレート周波数、 ｆb＝1/Ｔ＝2.4 kHz 、 送出波形整形 ２０％ロールオフフィルタ、 アナログ・ディジタル変換器１のサンプリング周波数
ｆs＝4.8 kHz （これは上記ボーレート周波数とは非同
期である。）、 とする。
ｆs＝4.8 kHz （これは上記ボーレート周波数とは非同
期である。）、 とする。
第３図は、トランスバーサル型フィルタで使用する低域
通過フィルタと、送出波形整形フィルタの周波数特性の
概略を示す図である。
通過フィルタと、送出波形整形フィルタの周波数特性の
概略を示す図である。
低域通過フィルタは、ここでは4.8 kHz のサンプリング
周波数で30％ロールオフフィルタを用いた。
周波数で30％ロールオフフィルタを用いた。
トランスバーサル型フィルタのタップ係数の発生は、制
御信号をアドレス入力とするＲＯＭを用い、そのＲＯＭ
の各アドレスに対応するタップ係数を記憶させる方法を
用いることにより、構成を簡単化することができる。
御信号をアドレス入力とするＲＯＭを用い、そのＲＯＭ
の各アドレスに対応するタップ係数を記憶させる方法を
用いることにより、構成を簡単化することができる。
第４図は、補間法のシミュレーション結果を示す図であ
る。トランスバーサル型フィルタのタップ数が 200タッ
プで、タップ係数を低域通過フィルタのインパルス応答
の式より直接計算した場合と、タップ係数を係数ＲＯＭ
から読み出し、一次補間により求めた場合との値の差を
誤差と見做したときのグラフである。このとき、送信タ
イミングと受信タイミングの位相差は、送信のボーレー
トクロックから係数ＲＯＭの間隔の半分だけ差があると
している。
る。トランスバーサル型フィルタのタップ数が 200タッ
プで、タップ係数を低域通過フィルタのインパルス応答
の式より直接計算した場合と、タップ係数を係数ＲＯＭ
から読み出し、一次補間により求めた場合との値の差を
誤差と見做したときのグラフである。このとき、送信タ
イミングと受信タイミングの位相差は、送信のボーレー
トクロックから係数ＲＯＭの間隔の半分だけ差があると
している。
本発明は、以上説明したように、変復調装置のタイミン
グ再生系にトランスバーサル型フィルタを用いることに
より、タイミング再生を精度良く行うことができる。
グ再生系にトランスバーサル型フィルタを用いることに
より、タイミング再生を精度良く行うことができる。
また、この回路はすべてディジタル回路で実現できるの
で、ＬＳＩ化が非常に容易になる優れた効果がある。
で、ＬＳＩ化が非常に容易になる優れた効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図。 第２図は補間法を説明する回路を示すブロック構成図。 第３図は各種フィルタの特性を示す図。 第４図は補間法のシミュレーション結果を示す図。 第５図は従来例回路を示すブロック構成図。 第６図はＶＣＯを用いた回路例を示すブロック構成図。 １……アナログ・ディジタル変換器、２……受信波形入
力端子、３……固定発振器、４……復調器、５……トラ
ンスバーサル型フィルタ、６……タップ係数修正回路、
７……加算回路、８……出力端子、９……受信タイミン
グ抽出回路、10……ディジタル・アナログ変換器、11…
…低域通過フィルタ、12……サンプリング回路、51……
アナログ・ディジタル変換器、52……復調器、53、54、
55……狭帯域フィルタ、56、57……乗算回路、58……加
算回路、59……ディジタル位相同期ループ（ＤＰＬ
Ｌ）、61……入力端子、62……位相比較器、63……低域
通過フィルタ、64……アナログ電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）、65……出力端子。
力端子、３……固定発振器、４……復調器、５……トラ
ンスバーサル型フィルタ、６……タップ係数修正回路、
７……加算回路、８……出力端子、９……受信タイミン
グ抽出回路、10……ディジタル・アナログ変換器、11…
…低域通過フィルタ、12……サンプリング回路、51……
アナログ・ディジタル変換器、52……復調器、53、54、
55……狭帯域フィルタ、56、57……乗算回路、58……加
算回路、59……ディジタル位相同期ループ（ＤＰＬ
Ｌ）、61……入力端子、62……位相比較器、63……低域
通過フィルタ、64……アナログ電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）、65……出力端子。
Claims (1)
- 【請求項１】通信回線に接続され受信波形を入力する入
力端子と、 上記入力端子の受信波形を入力としてアナログ・ディジ
タル変換を行うアナログ・ディジタル変換回路と、 このアナログ・ディジタル変換回路の出力信号の復調を
行う復調回路と、 この復調回路の出力から受信タイミングを抽出しタイミ
ング再生を行う手段と、 このタイミング再生出力を取り出す出力端子と を備えた変復調装置のタイミング再生回路において、 上記アナログ・ディジタル変換回路に固定周波数のサン
プリング信号を与える固定発振器を備え、 上記受信タイミングを抽出しタイミング再生を行う手段
には、 上記復調回路の出力を入力とするトランスバーサル型フ
ィルタと、 このトランスバーサル型フィルタの出力から受信タイミ
ングを抽出して上記トランスバーサル型フィルタのタッ
プ係数修正信号を出力する受信タイミング抽出回路と、 この受信タイミング抽出回路の出力により上記トランス
バーサル型フィルタのタップ係数を逐次修正するタップ
係数修正回路と を含み、 上記トランスバーサル型フィルタの出力に再生タイミン
グ信号の出力端子が接続されて再生データを得るように
構成された ことを特徴とする変復調装置のタイミング再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60039628A JPH0618366B2 (ja) | 1985-02-28 | 1985-02-28 | 変復調装置のタイミング再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60039628A JPH0618366B2 (ja) | 1985-02-28 | 1985-02-28 | 変復調装置のタイミング再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61199349A JPS61199349A (ja) | 1986-09-03 |
| JPH0618366B2 true JPH0618366B2 (ja) | 1994-03-09 |
Family
ID=12558366
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60039628A Expired - Lifetime JPH0618366B2 (ja) | 1985-02-28 | 1985-02-28 | 変復調装置のタイミング再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0618366B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5939937B2 (ja) * | 1974-05-16 | 1984-09-27 | 日本電気株式会社 | クロツク周波数制御装置 |
| JPS5840386A (ja) * | 1981-06-30 | 1983-03-09 | ユニオン・カ−バイド・コ−ポレ−シヨン | 高硫黄デカントオイルから低硫黄高品位コ−クスを製造する方法 |
| JPS5890854A (ja) * | 1981-11-26 | 1983-05-30 | Toshiba Corp | サンプリング位相同期回路 |
-
1985
- 1985-02-28 JP JP60039628A patent/JPH0618366B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61199349A (ja) | 1986-09-03 |
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