JPH06149250A - Modulation signal generating device - Google Patents
Modulation signal generating deviceInfo
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- JPH06149250A JPH06149250A JP4301421A JP30142192A JPH06149250A JP H06149250 A JPH06149250 A JP H06149250A JP 4301421 A JP4301421 A JP 4301421A JP 30142192 A JP30142192 A JP 30142192A JP H06149250 A JPH06149250 A JP H06149250A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、楽音信号等のオーデ
ィオ信号を加工してエコーやコーラスなど様々な音響効
果を付与する効果付与装置に用いられ、オーディオ信号
を変調する変調信号を発生する変調信号発生装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention is used in an effect imparting device for processing an audio signal such as a musical tone signal to impart various acoustic effects such as echo and chorus, and a modulation for generating a modulation signal for modulating the audio signal. The present invention relates to a signal generator.
【０００２】[0002]
【従来の技術】電子楽器等において、楽音などの音に付
与される音響効果のうち、音を変調させる変調型の音響
効果としては、従来から、以下に示すものがある。 ディストーション：音を歪ませる効果 フランジャ：金属的なうねりを作り出す効果 コーラス：うねりを伴ったユニゾン効果 ワウ：強調する周波数帯域を連結的に変更する効果 シンフォニック：うねりの少ないユニゾン効果 トレモロ：音量を周期的に上下させる効果2. Description of the Related Art Among the acoustic effects imparted to sounds such as musical tones in electronic musical instruments and the like, there are conventionally the following types of modulation type acoustic effects for modulating the sound. Distortion: Distorting effect Flanger: Effect that creates metallic swell Chorus: Unison effect with swell Wah: Effect of concatenating and changing the emphasized frequency band Symphonic: Unison effect with less swell Tremolo: Cyclic volume Effect of moving up and down
【０００３】図６はオーディオ信号に３相コーラスの音
響効果を付与する効果付与装置の概略構成例を表すブロ
ック図である。この図において、１はディジタルのオー
ディオ信号ＳIが入力される入力端子、２は入力される
オーディオ信号ＳIを所定時間遅延して出力する遅延用
ＲＡＭである。FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration example of an effect imparting device for imparting a three-phase chorus acoustic effect to an audio signal. In the figure, reference numeral 1 is an input terminal to which a digital audio signal S I is input, and 2 is a delay RAM for delaying the input audio signal S I by a predetermined time and outputting it.
【０００４】遅延用ＲＡＭ２からは、基準アドレスＲＡ
に、図示せぬ変調信号発生装置のチャンネルｃｈ１〜ｃ
ｈ３で生成され、周期的にその値が変化する３つの変調
信号が付加されたアドレス（ＲＡ＋ｃｈ１，ＲＡ＋ｃｈ
２，ＲＡ＋ｃｈ３）から、３つのオーディオ信号が読み
出される。これにより、３つのオーディオ信号がピッチ
変調される。ここで、図７（ａ）に３つの変調信号のア
ドレス−時間特性の一例を示す。図７（ａ）において、
曲線ａ〜ｃは、図示せぬ変調信号発生装置のそれぞれの
チャンネルｃｈ１〜ｃｈ３で生成された３つの変調信号
の特性であり、これら３つの変調信号は、それぞれ同一
の周波数で位相が１２０゜ずつずれた正弦波信号であっ
て、その振幅は、この例では、アドレス０からアドレス
２５５まで変化する。From the delay RAM 2, the reference address RA
, Channels ch1 to c of the modulation signal generator (not shown)
Addresses (RA + ch1, RA + ch) to which three modulation signals generated by h3 and whose values change periodically are added.
2, RA + ch3), three audio signals are read out. As a result, the three audio signals are pitch-modulated. Here, FIG. 7A shows an example of address-time characteristics of three modulated signals. In FIG. 7 (a),
Curves a to c are characteristics of three modulation signals generated in the respective channels ch1 to ch3 of the modulation signal generator (not shown), and these three modulation signals have the same frequency and a phase of 120 °. A shifted sine wave signal, the amplitude of which varies from address 0 to address 255 in this example.
【０００５】また、図６において、３〜５はそれぞれ乗
算器であり、ピッチ変調された３つのオーディオ信号
と、図示せぬ変調信号発生装置のチャンネルｃｈ４〜ｃ
ｈ６で生成され、周期的にその値が変化する３つの変調
信号とを乗算する。これにより、３つのオーディオ信号
が振幅変調される。ここで、図７（ｂ）に３つの変調信
号の乗算係数−時間特性の一例を示す。図７（ｂ）にお
いて、曲線ａ〜ｃは、図示せぬ変調信号発生装置のそれ
ぞれのチャンネルｃｈ４〜ｃｈ６で生成された３つの変
調信号の特性であり、これら３つの変調信号は、それぞ
れ同一の周波数でかつチャンネルｃｈ１〜ｃｈ３で生成
される変調信号の周波数とも同一で位相が１２０゜ずつ
ずれた正弦波信号であって、その振幅は、この例では、
乗算係数０．６から乗算係数１まで変化する。Further, in FIG. 6, 3 to 5 are multipliers, respectively, which are three pitch-modulated audio signals and channels ch4 to c of a modulation signal generator (not shown).
It is multiplied by three modulation signals which are generated at h6 and whose values change periodically. As a result, the three audio signals are amplitude-modulated. Here, FIG. 7B shows an example of the multiplication coefficient-time characteristics of the three modulation signals. In FIG. 7B, curves a to c are the characteristics of the three modulation signals generated by the respective channels ch4 to ch6 of the modulation signal generator (not shown), and these three modulation signals have the same characteristics. It is a sine wave signal whose frequency is the same as the frequency of the modulation signal generated in the channels ch1 to ch3 and whose phase is shifted by 120 °, and its amplitude is, in this example,
The multiplication coefficient changes from 0.6 to 1.
【０００６】さらに、図６において、６は乗算器３の出
力信号と乗算器４の出力信号とを加算する加算器、７は
乗算器３の出力信号と乗算器５の出力信号とを加算する
加算器、８および９はそれぞれ加算器６および７の出力
信号に所定の乗算係数を乗算する乗算器、１０および１
１はそれぞれオーディオ信号ＳIに所定の乗算係数を乗
算する乗算器、１２は乗算器８の出力信号と乗算器１０
の出力信号とを加算する加算器、１３は乗算器９の出力
信号と乗算器１１の出力信号とを加算する加算器であ
る。Further, in FIG. 6, 6 is an adder for adding the output signal of the multiplier 3 and the output signal of the multiplier 4, and 7 is an adder of the output signal of the multiplier 3 and the output signal of the multiplier 5. Adders 8 and 9 are multipliers 10 and 1 for multiplying the output signals of the adders 6 and 7, respectively, by a predetermined multiplication coefficient.
1 is a multiplier for multiplying the audio signal S I by a predetermined multiplication coefficient, 12 is an output signal of the multiplier 8 and the multiplier 10
And an output signal of the multiplier 9 and an output signal of the multiplier 11 are added.
【０００７】これにより、加算器１２および１３から
は、３相コーラスの音響効果が付与されたＬおよびＲチ
ャンネルのオーディオ信号ＳLおよびＳRがそれぞれ出力
される。なお、回路要素２〜９を経た、すなわち、音響
効果が付与されたオーディオ信号をウェット音といい、
回路要素１０あるいは、１１を経た、すなわち、音響効
果が付与されていないオーディオ信号をドライ音とい
う。As a result, the adders 12 and 13 output the audio signals S L and S R of the L and R channels to which the acoustic effect of the three-phase chorus is added, respectively. In addition, an audio signal that has passed through the circuit elements 2 to 9, that is, an audio effect is given, is called a wet sound,
An audio signal that has passed through the circuit element 10 or 11 (that is, an audio effect is not applied) is called a dry sound.
【０００８】次に、図８にオーディオ信号にシンフォニ
ックの音響効果を付与する効果付与装置の概略構成例を
表すブロック図を示す。この図において、図６の各部に
対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略す
る。図８においては、遅延用ＲＡＭ２からは、基準アド
レスＲＡに、図示せぬ変調信号発生装置のチャンネルｃ
ｈ２，ｃｈ４，ｃｈ６で生成され、周期的にその値が変
化する３つの変調信号が付加されたアドレス（ＲＡ＋ｃ
ｈ２，ＲＡ＋ｃｈ４，ＲＡ＋ｃｈ６）から、３つのオー
ディオ信号が読み出される。Next, FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration example of an effect imparting device for imparting a symphonic acoustic effect to an audio signal. In this figure, parts corresponding to the parts in FIG. 6 are assigned the same reference numerals and explanations thereof are omitted. In FIG. 8, from the delay RAM 2 to the reference address RA, the channel c of the modulation signal generator (not shown) is shown.
Addresses (RA + c) generated by h2, ch4, and ch6 and added with three modulation signals whose values change periodically
h2, RA + ch4, RA + ch6), three audio signals are read out.
【０００９】このうち、チャンネルｃｈ２から出力され
る変調信号は、図９（ｃ）に示すアドレス−時間特性を
有しており、チャンネルｃｈ４およびｃｈ６からそれぞ
れ出力される変調信号は、チャンネルｃｈ２で生成され
る変調信号と同一の波形で位相が１２０゜ずつずれた信
号である。また、チャンネルｃｈ２で生成される変調信
号は、図９（ｂ）に示すチャンネルｃｈ１で生成される
変調信号と、周波数が図９（ｂ）に示すチャンネルｃｈ
１で生成される変調信号の８倍の変調信号（図９（ａ）
参照）とが加算されて生成されている。Among them, the modulation signal output from the channel ch2 has the address-time characteristic shown in FIG. 9C, and the modulation signals output from the channels ch4 and ch6 are generated in the channel ch2. The signal has the same waveform as the modulated signal and the phase thereof is shifted by 120 °. Further, the modulation signal generated in the channel ch2 is the same as the modulation signal generated in the channel ch1 shown in FIG. 9 (b) and the channel ch whose frequency is shown in FIG. 9 (b).
8 times the modulation signal generated in 1 (FIG. 9 (a)
(See) and is added to generate.
【００１０】また、図８において、１４〜１６はそれぞ
れ乗算器であり、遅延用ＲＡＭ２からそれぞれ読み出さ
れた３つのオーディオ信号に所定の乗算係数をそれぞれ
乗算する。これにより、加算器１２および１３からは、
シンフォニックの音響効果が付与されたＬおよびＲチャ
ンネルのオーディオ信号ＳLおよびＳRがそれぞれ出力さ
れる。Further, in FIG. 8, reference numerals 14 to 16 denote multipliers, which respectively multiply the three audio signals read from the delay RAM 2 by a predetermined multiplication coefficient. As a result, from the adders 12 and 13,
The audio signals S L and S R of the L and R channels to which the symphonic sound effect is applied are output, respectively.
【００１１】なお、図６に示すオーディオ信号に３相コ
ーラスの音響効果を付与する効果付与装置および図８に
示すオーディオ信号にシンフォニックの音響効果を付与
する効果付与装置は、ともに概念図であり、効果付与装
置のハードウェアは、実際には、ディジタル・シグナル
・プロセッサ（ＤＳＰ）によって構成し、図６の構成お
よび図８の構成は、それぞれ異なるマイクロプログラム
によって構成される。The effect imparting device for imparting a three-phase chorus acoustic effect to the audio signal shown in FIG. 6 and the effect imparting device for imparting a symphonic acoustic effect to the audio signal shown in FIG. 8 are both conceptual diagrams. The hardware of the effect imparting device is actually configured by a digital signal processor (DSP), and the configurations of FIG. 6 and FIG. 8 are configured by different microprograms.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来の変調信号発生装置においては、図６に示す構成によ
りオーディオ信号ＳIにコーラスの音響効果を付与する
場合、図７に示すように、チャンネルｃｈ１〜ｃｈ６で
生成される変調信号は、周波数が全て同一であって、そ
の位相が１２０゜ずつずれているに過ぎない。また、図
８に示す構成によりオーディオ信号ＳIにシンフォニッ
クの音響効果を付与する場合、図９に示すように、チャ
ンネルｃｈ２，ｃｈ４，ｃｈ６で生成される変調信号の
周波数は、チャンネルｃｈ１で生成される変調信号の周
波数の整数倍（今の場合、８倍）である。以上説明した
変調信号の関係は、他の音響効果を付与する場合も同様
である。By the way, in the above-described conventional modulation signal generator, when the acoustic effect of chorus is added to the audio signal S I by the configuration shown in FIG. 6, as shown in FIG. The modulation signals generated in ch1 to ch6 have the same frequency and their phases are only shifted by 120 °. Further, when the symphonic sound effect is added to the audio signal S I by the configuration shown in FIG. 8, the frequency of the modulation signal generated in the channels ch2, ch4, ch6 is generated in the channel ch1 as shown in FIG. It is an integral multiple (8 times in this case) of the frequency of the modulated signal to be generated. The relationship of the modulated signals described above is the same when other acoustic effects are applied.
【００１３】それにもかかわらず、従来の変調信号発生
装置においては、チャンネルｃｈ１〜ｃｈ６でそれぞれ
独立に変調信号を生成している。したがって、回路規模
が大きくなってしまうという欠点があった。この発明
は、このような背景の下になされたもので、簡単な構成
で複数の変調信号を効率的に生成することができる変調
信号発生装置を提供することを目的とする。Nevertheless, in the conventional modulation signal generator, the modulation signals are independently generated in the channels ch1 to ch6. Therefore, there is a drawback that the circuit scale becomes large. The present invention has been made under such a background, and an object of the present invention is to provide a modulation signal generator capable of efficiently generating a plurality of modulation signals with a simple configuration.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】この発明による変調信号
発生装置は、所定周期毎に位相データを発生する位相デ
ータ発生手段と、この位相データ発生手段から出力され
る位相データを逓倍する逓倍手段と、この逓倍手段で逓
倍された位相データに基づき変調信号を発生する変調信
号発生手段と、前記位相データ発生手段で位相データが
発生される１周期内に、少なくとも２以上の変調信号を
発生すべく、前記逓倍手段および前記変調信号発生手段
を制御する制御手段とを具備することを特徴としてい
る。A modulated signal generator according to the present invention comprises phase data generating means for generating phase data at predetermined intervals, and multiplying means for multiplying the phase data output from the phase data generating means. , A modulation signal generating means for generating a modulation signal based on the phase data multiplied by the multiplying means, and at least two or more modulation signals within one cycle in which the phase data is generated by the phase data generating means. , And a control means for controlling the multiplication means and the modulation signal generation means.
【００１５】[0015]
【作用】上記構成によれば、位相データ発生手段が所定
周期毎に位相データを発生すると、制御手段が位相デー
タ発生手段で位相データが発生される１周期内に、少な
くとも２以上の変調信号を発生すべく、逓倍手段および
変調信号発生手段を制御するので、逓倍手段は、位相デ
ータ発生手段から出力される位相データを逓倍し、変調
信号発生手段は、逓倍手段で逓倍された位相データに基
づき、上記１周期内に少なくとも２以上の変調信号を発
生する。According to the above construction, when the phase data generating means generates the phase data at every predetermined cycle, the control means outputs at least two or more modulation signals within one cycle in which the phase data is generated by the phase data generating means. Since the multiplication means and the modulation signal generation means are controlled to generate, the multiplication means multiplies the phase data output from the phase data generation means, and the modulation signal generation means is based on the phase data multiplied by the multiplication means. , Generate at least two or more modulation signals within the one cycle.
【００１６】[0016]
【実施例】以下、図面を参照して、この発明の一実施例
について説明する。図４はこの発明の一実施例による変
調信号発生装置を適用した効果付与装置の構成を表すブ
ロック図であり、この図において、１７は効果付与装置
である。この実施例においては、効果付与装置１７は、
電子楽器に内蔵され、音源回路から出力される複数の楽
音データにリバーブやコーラス等の各種音響効果を付与
するように構成されている。なお、電子楽器には、効果
付与装置１７と音源回路の他、電子楽器内の各部を制御
するＣＰＵ（中央処理装置）１８（図４参照）、鍵盤、
ＲＯＭ、ＲＡＭ、パネルスイッチ、ディスプレイ、サウ
ンドシステムおよび、ＣＰＵ１８が効果付与装置１７そ
の他各部とのデータの交換等を行うためのＣＰＵバス１
９（図４参照）などが設けられている。また、図４にお
いて、２０は効果付与装置１７に外付けされ、入力され
るオーディオ信号を所定時間遅延して出力する遅延用Ｒ
ＡＭである。この遅延用ＲＡＭ２０は、図６および図８
に示す遅延用ＲＡＭ２に相当する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of an effect imparting device to which the modulated signal generating device according to one embodiment of the present invention is applied. In this figure, 17 is an effect imparting device. In this embodiment, the effect imparting device 17 is
It is built in an electronic musical instrument and is configured to add various acoustic effects such as reverb and chorus to a plurality of musical sound data output from a sound source circuit. The electronic musical instrument includes a CPU (central processing unit) 18 (see FIG. 4) for controlling each unit in the electronic musical instrument, a keyboard, in addition to the effect imparting device 17 and the tone generator circuit.
ROM, RAM, panel switch, display, sound system, and CPU bus 1 for the CPU 18 to exchange data with the effect imparting device 17 and other parts.
9 (see FIG. 4) and the like. Further, in FIG. 4, reference numeral 20 is a delay R externally attached to the effect imparting device 17, which delays an input audio signal by a predetermined time and outputs the delayed audio signal.
AM. This delay RAM 20 is shown in FIGS.
It corresponds to the delay RAM 2 shown in FIG.
【００１７】また、効果付与装置１７において、２１は
複数の音響効果の種類に対応する複数のエフェクトプロ
グラムが記憶されたエフェクトプログラムメモリ、２２
はこの発明の一実施例による変調信号発生装置であり、
一般には、低周波の変調信号を発生するため、低周波発
振器（ＬＦＯ）と呼ばれているので、これ以降は、ＬＦ
Ｏと呼ぶことにする。２３はＬＦＯデータレジスタであ
り、ＬＦＯ２２の制御に関するＬＦＯデータがＣＰＵ１
８からＣＰＵバス１９を介して転送され、記憶される。
なお、ＬＦＯデータは、変調信号の周波数を指定するた
めの周波数データＤf、ゲート信号Ｓc、シフトデータＤ
sf、位相差データＤp、変調信号の波形を指定するため
の波形選択データＤws、変調信号のデプス（振幅）を指
定するためのデプスデータＤd等から構成されており、
これらのデータは演奏者によって任意に設定できる。こ
れらのデータの詳細については後述する。In the effect imparting device 17, 21 is an effect program memory in which a plurality of effect programs corresponding to a plurality of types of acoustic effects are stored, 22
Is a modulation signal generator according to an embodiment of the present invention,
Generally, it is called a low-frequency oscillator (LFO) because it generates a low-frequency modulated signal.
I will call it O. Reference numeral 23 is an LFO data register, which stores LFO data relating to control of the LFO 22 in the CPU 1
8 via the CPU bus 19 and stored.
The LFO data is frequency data D f for designating the frequency of the modulation signal, gate signal S c , shift data D.
sf , phase difference data D p , waveform selection data D ws for designating the waveform of the modulation signal, depth data D d for designating the depth (amplitude) of the modulation signal, and the like,
These data can be arbitrarily set by the performer. Details of these data will be described later.
【００１８】２４は演算部であり、上述した電子楽器の
サウンドシステム内に設けられたＤＡコンバータの１サ
ンプリング時間（以下、１ＤＡＣサイクルという）の間
に、電子楽器の音源回路から出力され、データ管理部２
５を経て供給される１つの楽音データに対して、ＣＰＵ
１８から出力され、ＣＰＵバス１９と係数レジスタ２６
とを介して供給される係数データおよび、ＬＦＯ２２か
ら出力される変調信号に基づいて、エフェクトプログラ
ムメモリ２１から供給される５種類の音響効果付与のた
めのエフェクトプログラムを時分割で実行する。ここ
で、これ以降、これら５種類の音響効果をＥＦ０〜ＥＦ
４と呼ぶことにする。なお、係数データは、各音響効果
のエフェクトバランスや、リバーブ等の音響効果におけ
るフィルタの係数などから構成されている。ここで、エ
フェクトバランスとは、ウエット音とドライ音とを加算
する際の割合を意味しており、具体的には、図６および
図８に示す乗算器８〜１１の乗算係数である。Reference numeral 24 denotes an arithmetic unit, which outputs data from the tone generator circuit of the electronic musical instrument during one sampling time (hereinafter referred to as 1 DAC cycle) of the DA converter provided in the sound system of the electronic musical instrument and manages data. Part 2
5 for one tone data supplied via the CPU
18 and the CPU bus 19 and coefficient register 26.
Based on the coefficient data supplied via the and the modulation signal output from the LFO 22, five types of effect programs for applying a sound effect supplied from the effect program memory 21 are executed in a time division manner. Here, from now on, these five types of acoustic effects are referred to as EF0 to EF.
I will call it 4. The coefficient data is composed of the effect balance of each sound effect, the coefficient of the filter in the sound effect such as reverb, and the like. Here, the effect balance means a ratio at the time of adding the wet sound and the dry sound, and is specifically a multiplication coefficient of the multipliers 8 to 11 shown in FIGS. 6 and 8.
【００１９】また、データ管理部２５は、電子楽器の音
源回路から出力された楽音データの入力タイミングや、
演算部２４において音響効果が付与された楽音データの
サウンドシステムへの出力タイミングなどを管理する。
２７はアドレスレジスタであり、遅延用ＲＡＭ２０のア
ドレスに対応したアドレスデータがＣＰＵ１８からＣＰ
Ｕバス１９を介して転送され、記憶される。このアドレ
スデータは、図６および図８に示す遅延用ＲＡＭ２の基
準アドレスＲＡに相当する。２８はアドレス管理部であ
り、アドレスレジスタ２７に記憶されたアドレスデータ
およびＬＦＯ２２から出力される変調信号に基づいて、
遅延用ＲＡＭ２０に書き込みあるいは、読み出しされる
楽音データの書き込むべきあるいは、読み出すべきアド
レスを管理する。The data management section 25 also inputs the timing of the musical sound data output from the tone generator circuit of the electronic musical instrument,
The calculation unit 24 manages the output timing of the musical sound data to which the acoustic effect is added to the sound system.
Reference numeral 27 is an address register, and the address data corresponding to the address of the delay RAM 20 is sent from the CPU 18 to the CP.
It is transferred via the U bus 19 and stored. This address data corresponds to the reference address RA of the delay RAM 2 shown in FIGS. 6 and 8. Reference numeral 28 denotes an address management unit which, based on the address data stored in the address register 27 and the modulation signal output from the LFO 22,
It manages addresses to be written in or read out from the tone data to be written in or read out from the delay RAM 20.
【００２０】ここで、図５（ａ）に効果付与装置１７の
動作タイミングの一例を示す。この実施例においては、
１ＤＡＣサイクルは、０〜２５５ステップ（１ステップ
はエフェクトプログラムの１つの制御コードの演算時
間）で構成されている。上述したように、演算部２４
は、５種類の音響効果ＥＦ０〜ＥＦ４を１ＤＡＣサイク
ルの間に実行する。なお、５種類の音響効果ＥＦ０〜Ｅ
Ｆ４のプログラムサイズは固定されており、音響効果Ｅ
Ｆ０からＥＦ４まで順に、５６ステップ、５６ステッ
プ、２４ステップ、２４ステップおよび９６ステップで
ある。また、音響効果Ｅ０〜ＥＦ４として、どのような
音響効果を選択するかは、図示しないパネルスイッチに
よって演奏者が任意に選択できる。Here, FIG. 5A shows an example of the operation timing of the effect imparting device 17. In this example,
One DAC cycle is composed of 0 to 255 steps (1 step is a calculation time of one control code of the effect program). As described above, the calculation unit 24
Executes five types of acoustic effects EF0 to EF4 during one DAC cycle. In addition, five kinds of acoustic effects EF0-E
The program size of F4 is fixed, and the sound effect E
56 steps, 56 steps, 24 steps, 24 steps and 96 steps in order from F0 to EF4. Further, the player can arbitrarily select what kind of sound effect is selected as the sound effects E0 to EF4 by a panel switch (not shown).
【００２１】そして、図５（ａ）に示すように、１ＤＡ
Ｃサイクルのうち、０ステップ〜５５ステップまでに音
響効果ＥＦ０の処理、５６ステップ〜１１１ステップま
でに音響効果ＥＦ１の処理、１１２ステップ〜１３５ス
テップまでに音響効果ＥＦ２の処理、１３６ステップ〜
１５９ステップまでに音響効果ＥＦ３の処理、１６０ス
テップ〜２５５ステップまでに音響効果ＥＦ４の処理が
実行される。Then, as shown in FIG.
Of the C cycle, the processing of the acoustic effect EF0 is performed from 0 to 55 steps, the processing of the acoustic effect EF1 is performed from 56 steps to 111 steps, the processing of the acoustic effect EF2 is performed from 112 steps to 135 steps, and the 136 steps from
The processing of the acoustic effect EF3 is executed by step 159, and the processing of the acoustic effect EF4 is executed by steps 160 to 255.
【００２２】次に、図１はこの発明の一実施例によるＬ
ＦＯ２２の構成を表すブロック図であり、図示せぬクロ
ック発生器から発生されるクロックφ1（図５（ｂ）参
照）およびクロックφ2（図５（ｃ）参照）に同期して
動作する。この図において、２９は図４に示すＬＦＯデ
ータレジスタ２３から読み出された周波数データＤfが
入力される入力端子であり、図５（ｄ）に示すように、
１つの音響効果ＥＦの処理中においては、同一の周波数
データＤfが入力される。なお、周波数データＤfは、変
調信号の周波数を指定するためのものであって、後述す
るのこぎり波状の位相データの傾きに相当するデータで
ある。また、音響効果ＥＦ４においては、変調型の音響
効果ではなく、残響型の音響効果が付与されるので、周
波数データＤfは必要ないため、入力されない。Next, FIG. 1 shows L according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the FO 22, which operates in synchronization with a clock φ 1 (see FIG. 5B) and a clock φ 2 (see FIG. 5C) generated from a clock generator (not shown). In this figure, 29 is an input terminal to which the frequency data D f read from the LFO data register 23 shown in FIG. 4 is input, and as shown in FIG.
The same frequency data D f is input during the processing of one acoustic effect EF. The frequency data D f is for specifying the frequency of the modulated signal, and is data corresponding to the slope of sawtooth phase data described later. Further, in the acoustic effect EF4, not the modulation type acoustic effect but the reverberation type acoustic effect is applied, and therefore the frequency data D f is not necessary and is not input.
【００２３】３０は第１の入力端に周波数データＤfが
入力されるＮビット（Ｎは有限の所定数）の加算器、３
１は図示せぬ電子楽器の鍵盤のいずれかのキーが押鍵さ
れている間などにＣＰＵバス１９を介して供給されるゲ
ート信号Ｓcが入力される入力端子、３２は加算器３０
の出力データをゲート信号Ｓcが供給されている間通過
させるゲート、３３は遅延回路であり、ゲート３２の出
力データを、図示せぬクロック発生器から発生され、入
力端子３４から入力されるクロックφ1（図５（ｂ）参
照）の４個分だけの時間、すなわち、１ＤＡＣサイクル
だけ遅延して、次の１ＤＡＣサイクルの該当する音響効
果ＥＦにおいて用いるために出力する。この遅延回路３
３の出力データＤfDは、後述するシフト回路３５に入力
されるとともに、加算器３０の第２の入力端に入力され
る。そして、加算器３０は、Ｎビットで表現可能な値の
最大値ＭＡＸまで加算すると、オーバーフローし、Ｎビ
ットよりも上位ビットは無視してＮビット以下のデータ
を出力する。これら加算器３０、ゲート３２および遅延
回路３３は、周波数データＤfを累算することによって
位相データＤfDを発生する累算器として動作する。Reference numeral 30 denotes an N-bit (N is a finite predetermined number) adder to which the frequency data D f is input to the first input terminal.
Reference numeral 1 is an input terminal to which a gate signal S c supplied through the CPU bus 19 is input while any key of a keyboard of an electronic musical instrument (not shown) is being pressed, and 32 is an adder 30.
Gate to pass between the gate signals S c output data is supplied, 33 is a delay circuit, the clock output data of the gate 32, is generated from a clock generator (not shown) inputted from the input terminal 34 It is delayed by a time corresponding to four φ 1 (see FIG. 5B), that is, 1 DAC cycle, and output for use in the corresponding sound effect EF of the next 1 DAC cycle. This delay circuit 3
The output data D fD of 3 is input to the shift circuit 35 described later and also to the second input terminal of the adder 30. Then, when the adder 30 adds up to the maximum value MAX that can be represented by N bits, it overflows and ignores the upper bits than N bits and outputs data of N bits or less. The adder 30, the gate 32, and the delay circuit 33 operate as an accumulator that accumulates the frequency data D f to generate the phase data D fD .
【００２４】以上説明した構成によれば、加算器３０か
ら出力されたデータは、１ＤＡＣサイクル後に周波数デ
ータＤfと加算され、以後、１ＤＡＣサイクル毎に加算
器３０から出力されたデータは、１ＤＡＣサイクル遅延
された後に周波数データＤfと加算される。これによ
り、遅延回路３３は、図２に示されるような、周波数デ
ータＤfによってその傾きが決定される位相データＤfD
を出力する。この場合、図５（ｄ）に示すように、１Ｄ
ＡＣサイクルの各音響効果ＥＦ０〜ＥＦ４の処理におい
ては、それぞれ同一の周波数データＤf1〜Ｄf4が入力端
子２９から入力され、また、図５（ｂ）に示すような各
音響効果ＥＦ０〜ＥＦ４の処理の最初に立つクロックφ
1に同期して遅延回路３３が動作するので、遅延回路３
３は、１ＤＡＣサイクルの１つの音響効果ＥＦにおいて
は、同一の位相データＤfDを出力する。 また、ゲート
３２は、ゲート信号Ｓcが供給されていない間、ゲート
を閉じて「０」を出力する。これにより、遅延回路３３
は、たとえば、いずれの鍵も押鍵されていない状態でい
ずれかの鍵が押鍵されたタイミングに同期して、図２に
示すような位相データＤfDの出力を開始する。According to the configuration described above, the data output from the adder 30 is added to the frequency data D f after 1 DAC cycle, and thereafter, the data output from the adder 30 for each 1 DAC cycle is 1 DAC cycle. After being delayed, it is added to the frequency data D f . As a result, the delay circuit 33 causes the phase data D fD whose slope is determined by the frequency data D f as shown in FIG.
Is output. In this case, as shown in FIG.
In the processing of the acoustic effects EF0 to EF4 of the AC cycle, the same frequency data D f1 to D f4 are input from the input terminal 29, and the acoustic effects EF0 to EF4 as shown in FIG. Clock φ that stands at the beginning of processing
Since the delay circuit 33 operates in synchronization with 1 , the delay circuit 3
3 outputs the same phase data D fD in one acoustic effect EF of one DAC cycle. Further, the gate 32 closes the gate and outputs "0" while the gate signal S c is not supplied. As a result, the delay circuit 33
Starts output of the phase data D fD as shown in FIG. 2 in synchronism with the timing of pressing any key in the state where no key is pressed .
【００２５】また、３５は遅延回路３３の出力データＤ
fDを入力端子３６から入力されるシフトデータＤsfに応
じて上位ビット方向に所定数シフトするシフト回路であ
り、シフトした結果、Ｎビットよりも上位のビットは無
視されてＮビット以下のデータが出力される。これによ
り、遅延回路３３の出力データＤfDは、１ビットシフト
されると２倍の周波数に、２ビットシフトされると４倍
の周波数に、３ビットシフトされると８倍の周波数にそ
れぞれ周波数変換されたデータＤ’fDとなる。Further, 35 is the output data D of the delay circuit 33.
This is a shift circuit that shifts fD by a predetermined number in the upper bit direction according to the shift data D sf input from the input terminal 36. As a result of the shift, the bits higher than N bits are ignored and the data of N bits or less Is output. As a result, the output data D fD of the delay circuit 33 has a frequency doubled when it is shifted by 1 bit, a frequency four times when it is shifted two bits, and a frequency eight when it is shifted three bits. It becomes the converted data D ′ fD .
【００２６】３７は第１の入力端に入力端子３８から入
力される位相差データＤpが入力され、第２の入力端に
シフト回路３５の出力データＤ’fDが入力されるＮビッ
トの加算器である。加算器３７は、加算器３０と同様に
最大値ＭＡＸまで加算すると、オーバーフローし、Ｎビ
ット以下のデータを出力する。位相差データＤpとし
て、図２に示す最大値ＭＡＸの何分の１かの値が与えら
れることにより、加算器３７からは、元の位相データ
Ｄ’fDから所定の位相だけシフトした位相データＤ’’
fDが出力される。Reference numeral 37 is a N-bit addition in which the phase difference data D p input from the input terminal 38 is input to the first input end and the output data D ′ fD of the shift circuit 35 is input to the second input end. It is a vessel. Similar to the adder 30, the adder 37 overflows when adding up to the maximum value MAX, and outputs data of N bits or less. A value that is a fraction of the maximum value MAX shown in FIG. 2 is given as the phase difference data D p , so that the adder 37 shifts the phase data obtained by shifting the original phase data D ′ fD by a predetermined phase. D ''
fD is output.
【００２７】たとえば、位相差データＤpとしてＭＡＸ
／２が入力された場合には、加算器３７からは、元の位
相データＤ’fDに対して１８０゜位相が進んだ位相デー
タＤ’’fDが出力され、位相差データＤpとしてＭＡＸ
／３が入力された場合には、加算器３７からは、元の位
相データＤ’fDに対して１２０゜位相が進んだ位相デー
タＤ’’fDが出力され、位相差データＤpとしてＭＡＸ
／４が入力された場合には、加算器３７からは、元の位
相データＤ’fDに対して９０゜位相が進んだ位相データ
Ｄ’’fDが出力される。つまり、加算器３７および位相
差データＤpにより、図７（ａ）および（ｂ）に示す同
一の周波数で位相が１２０゜ずつずれた正弦波信号など
を生成することができる。For example, MAX is used as the phase difference data D p.
If / 2 is input from the adder 37 is' progress in phase by 180 degrees relative to fD phase data D 'original phase data D' fD is output, MAX as the phase difference data D p
When / 3 is input, the adder 37 outputs the phase data D ″ fD which is 120 ° ahead of the original phase data D ′ fD and outputs MAX as the phase difference data D p.
If / 4 is input, the adder 37, 'progress in phase by 90 degrees relative to fD phase data D' original phase data D 'fD is output. That is, the adder 37 and the phase difference data D p can generate a sine wave signal having the same frequency shown in FIGS. 7A and 7B and a phase difference of 120 °.
【００２８】また、図１において、３９はイクスクルー
シブオアゲートであり、加算器３７の出力データＤ’’
fDが図３（ａ）に示すデータであった場合、データ”
１”により反転して図３（ｂ）に示す反転された波形デ
ータを出力する。４０および４１はそれぞれ三角波およ
びサイン波の波形データが記憶されたメモリであり、加
算器３７の出力データＤ’’fDをアドレスとして入力
し、図３（ｃ）および（ｄ）に示す三角波およびサイン
波の波形データをそれぞれ出力する。Further, in FIG. 1, 39 is an exclusive OR gate, which is the output data D ″ of the adder 37.
If fD is the data shown in Fig. 3 (a), the data "
The data is inverted by 1 "to output the inverted waveform data shown in FIG. 3B. Reference numerals 40 and 41 denote memories for storing the waveform data of the triangular wave and the sine wave, respectively, and the output data D'of the adder 37. ' fD is input as an address, and the triangular wave and sine wave waveform data shown in FIGS. 3C and 3D are output.
【００２９】さらに、４２はセレクタであり、入力端子
４３から入力される波形選択データＤsにより選択端Ｓ
Ａ〜ＳＤからそれぞれ入力される４種類の波形データ
（図３（ａ）〜（ｄ）参照）を選択して出力する。４４
はセレクタ４２の出力データと、入力端子４５から入力
されるデプスデータＤdとを乗算する乗算器であり、デ
プスデータＤdにより変調の深さが設定される。Further, 42 is a selector, which selects the selection terminal S according to the waveform selection data D s input from the input terminal 43.
Four types of waveform data respectively input from A to SD (see FIGS. 3A to 3D) are selected and output. 44
Is a multiplier that multiplies the output data of the selector 42 and the depth data D d input from the input terminal 45, and the depth of modulation is set by the depth data D d .
【００３０】４６は入力データを図示せぬクロック発生
器から発生される図５（ｃ）に示すクロックφ2の１ク
ロック分だけ遅延する遅延回路、４７は遅延回路４６の
出力データ、すなわち、１つ前のチャンネルｃｈにおい
て処理されたデータを入力端子４８から出力される制御
データにより通過させるゲート、４９は第１の入力端か
ら入力される乗算器４４の出力データと、第２の入力端
から入力されるゲート４７の出力データとを加算する加
算器であり、遅延回路４６、ゲート４７および加算器４
９により、たとえば、図９（ｃ）に示す変調信号を生成
することができる。Reference numeral 46 is a delay circuit for delaying input data by one clock of the clock φ 2 shown in FIG. 5C generated from a clock generator (not shown), and 47 is output data of the delay circuit 46, that is, 1 A gate that allows the data processed in the immediately preceding channel ch to pass by the control data output from the input terminal 48, and 49 is the output data of the multiplier 44 input from the first input end and the second input end. The delay circuit 46, the gate 47, and the adder 4 are adders that add input data output from the gate 47.
9, the modulated signal shown in FIG. 9C can be generated.
【００３１】５０は変調信号が出力される出力端子であ
り、この変調信号が図４に示すアドレス管理部２８へア
ドレス変調データとして供給されたり、あるいは、図４
に示す演算部２４へ振幅変調データとして供給される。
この場合、図７からわかるように、アドレス変調データ
としては、たとえば、０から２５５まで変化する必要が
あり、いっぽう、振幅変調データとしては、たとえば、
１から０．６まで変化する必要があるので、変調信号
を、アドレス変調データとして使用する場合は、変調信
号をそのままアドレス管理部２８へ入力できるが、振幅
変調データとして用いる場合は、変調信号に所定の小数
を乗算した後に所定の小数を加算する等の演算を施して
演算部２４へ入力するか、あるいは、演算部２４におい
て変調信号に所定の演算を施して用いる。Reference numeral 50 is an output terminal for outputting a modulation signal, and this modulation signal is supplied to the address management unit 28 shown in FIG. 4 as address modulation data, or
Is supplied as amplitude modulation data to the calculation unit 24 shown in FIG.
In this case, as can be seen from FIG. 7, as the address modulation data, it is necessary to change from 0 to 255, and as the amplitude modulation data, for example,
Since it is necessary to change from 1 to 0.6, when the modulation signal is used as the address modulation data, the modulation signal can be directly input to the address management unit 28, but when it is used as the amplitude modulation data, the modulation signal is used as the modulation signal. Either a predetermined decimal is multiplied and then a predetermined decimal is added, and the calculated signal is input to the arithmetic unit 24. Alternatively, the arithmetic unit 24 performs a predetermined arithmetic operation on the modulated signal for use.
【００３２】なお、上述した周波数データＤf以外のゲ
ート信号Ｓc、シフトデータＤsf、位相差データＤp、波
形選択データＤws、デプスデータＤd等は、図５（ｅ）
に示す各チャンネルｃｈの動作タイミングで入力され、
シフト回路３５および回路要素３７，３９〜４２，４
４，４６，４７，４９は、クロックφ2に同期して動作
し、各チャンネルｃｈ毎に独立の変調信号を生成するこ
とができる。The gate signal S c , shift data D sf , phase difference data D p , waveform selection data D ws , depth data D d, etc. other than the above-mentioned frequency data D f are shown in FIG.
Input at the operation timing of each channel shown in,
Shift circuit 35 and circuit elements 37, 39 to 42, 4
4, 46, 47 and 49 operate in synchronization with the clock φ 2 and can generate independent modulation signals for each channel ch.
【００３３】ところで、たとえば、図４に示す効果付与
装置１７の１つの音響効果ＥＦによって図６に示す３相
コーラスの音響効果を付与する構成を実現する場合に
は、上述したように、チャンネルｃｈ１〜ｃｈ６から図
７に示す６種類の変調信号を発生しなければならない
が、上述した構成によれば、以下に示すように、これら
６種類の変調信号を時分割で効率的に発生することがで
きる。By the way, for example, when the structure for imparting the acoustic effect of the three-phase chorus shown in FIG. 6 is realized by the one acoustic effect EF of the effect imparting device 17 shown in FIG. 4, as described above, the channel ch1 is used. 6 to 6 must be generated from ch6. However, according to the configuration described above, these 6 types of modulated signals can be efficiently generated in time division as shown below. it can.
【００３４】音響効果ＥＦ０として３相コーラスが選択
された場合を例にとると、遅延回路３３は、０ステップ
〜５５ステップの間、同一の位相データＤfD1を出力す
る。まず、図７（ａ）の曲線ａに示す変調信号を生成す
るために、チャンネルｃｈ１において、波形選択データ
Ｄwsとしてサイン波の波形データを選択するためのデー
タを供給し、位相データＤfD1に基づきサイン波の波形
データを読み出す。Taking the case where the three-phase chorus is selected as the acoustic effect EF0 as an example, the delay circuit 33 outputs the same phase data D fD1 during steps 0 to 55. First, in order to generate the modulation signal shown by the curve a in FIG. 7A, in the channel ch1, data for selecting the waveform data of the sine wave is supplied as the waveform selection data D ws , and the phase data D fD1 is supplied. Based on this, the sine wave waveform data is read out.
【００３５】次に、図７（ａ）の曲線ｂに示す変調信号
を生成するために、チャンネルｃｈ２において、波形選
択データＤwsとしてサイン波の波形データを選択するた
めのデータを供給するとともに、位相差データＤpとし
てＭＡＸ／３を供給し、位相データＤfD1にＭＡＸ／３
を加算することによって得られるデータに基づきサイン
波の波形データを読み出す。Next, in order to generate the modulation signal shown by the curve b in FIG. 7A, the data for selecting the waveform data of the sine wave is supplied as the waveform selection data D ws in the channel ch2. MAX / 3 is supplied as the phase difference data D p , and MAX / 3 is supplied to the phase data D fD1.
The waveform data of the sine wave is read based on the data obtained by adding.
【００３６】その次に、図７（ａ）の曲線ｃに示す変調
信号を生成するために、チャンネルｃｈ３において、波
形選択データＤwsとしてサイン波の波形データを選択す
るためのデータを供給するとともに、位相差データＤp
として（２／３）・ＭＡＸを供給し、位相データＤfD1
に（２／３）・ＭＡＸを加算することによって得られる
データに基づきサイン波の波形データを読み出す。ま
た、図７（ｂ）の曲線ａ〜ｃに示す変調信号をチャンネ
ルｃｈ４〜ｃｈ６で生成するために、それぞれ上述した
チャンネルｃｈ１〜ｃｈ３の場合と同様の処理を施した
後、変調信号に所定の小数を乗算した後に所定の小数を
加算する等の演算を施して演算部２４へ入力するか、あ
るいは、演算部２４において変調信号に所定の演算を施
して用いる。Next, in order to generate the modulation signal shown by the curve c in FIG. 7A, in the channel ch3, the data for selecting the waveform data of the sine wave is supplied as the waveform selection data D ws. , Phase difference data D p
(2/3) MAX is supplied as the phase data D fD1
The waveform data of the sine wave is read based on the data obtained by adding (2/3) · MAX to. Further, in order to generate the modulated signals shown by the curves a to c in FIG. 7B on the channels ch4 to ch6, after performing the same processing as in the case of the channels ch1 to ch3 described above, the modulated signals are given predetermined values. An arithmetic operation such as multiplication of a decimal number and addition of a predetermined decimal number is performed and input to the arithmetic section 24, or the arithmetic section 24 performs a predetermined arithmetic operation on the modulated signal for use.
【００３７】また、図４に示す効果付与装置１７の１つ
の音響効果ＥＦによって図８に示すシンフォニックの音
響効果を付与する構成を実現する場合には、上述したよ
うに、チャンネルｃｈ２、ｃｈ４およびｃｈ６から３種
類の変調信号を発生しなければならないが、上述した構
成によれば、以下に示すように、これら３種類の変調信
号を時分割で効率的に発生することができる。Further, in the case of realizing the structure for imparting the symphonic acoustic effect shown in FIG. 8 by one acoustic effect EF of the effect imparting device 17 shown in FIG. 4, as described above, the channels ch2, ch4 and ch6 are used. However, according to the above-described configuration, these three types of modulated signals can be efficiently generated in a time division manner.
【００３８】音響効果ＥＦ１としてシンフォニックが選
択された場合を例にとると、遅延回路３３は、５６ステ
ップ〜１１１ステップの間、同一の位相データＤfD2を
出力する。まず、図９（ｂ）に示す変調信号を生成する
ために、チャンネルｃｈ７において、波形選択データＤ
wsとしてサイン波の波形データを選択するためのデータ
を供給し、位相データＤfD2に基づきサイン波の波形デ
ータを読み出す。Taking the case where the symphonic is selected as the acoustic effect EF1 as an example, the delay circuit 33 outputs the same phase data D fD2 during steps 56 to 111. First, in order to generate the modulated signal shown in FIG. 9B, in the channel ch7, the waveform selection data D
supplies data for selecting waveform data of a sine wave as ws, reads the waveform data of a sine wave on the basis of the phase data D fD2.
【００３９】次に、図９（ｃ）に示す変調信号を生成す
るために、チャンネルｃｈ８において、波形選択データ
Ｄwsとしてサイン波の波形データを選択するためのデー
タを供給するとともに、シフトデータＤsfとして位相デ
ータＤfD2を３ビットシフトするためのデータを供給
し、位相データＤfD2を３ビットシフトすることによっ
て得られるデータに基づきサイン波の波形データを読み
出して、図９（ａ）に示す変調信号を生成する。また、
入力端子４８から遅延回路４６の出力データを通過させ
るための制御データを供給し、図９（ａ）に示す変調信
号と、チャンネルｃｈ７で生成された図９（ｂ）に示す
変調信号とが加算器４９によって加算され、図９（ｃ）
に示す変調信号がチャンネルｃｈ８で生成されることに
なる。Next, in order to generate the modulation signal shown in FIG. 9C, in the channel ch8, data for selecting the waveform data of the sine wave is supplied as the waveform selection data D ws and the shift data D is supplied. Data for shifting the phase data D fD2 by 3 bits is supplied as sf , and the waveform data of the sine wave is read out based on the data obtained by shifting the phase data D fD2 by 3 bits, as shown in FIG. Generate a modulated signal. Also,
Control data for passing the output data of the delay circuit 46 is supplied from the input terminal 48, and the modulation signal shown in FIG. 9 (a) and the modulation signal shown in FIG. 9 (b) generated in the channel ch7 are added. 9 (c).
The modulated signal indicated by is generated on channel ch8.
【００４０】また、図９（ｃ）に示す変調信号と１２０
゜位相がずれた変調信号を生成するためには、まず、図
９（ｂ）に示す変調信号と位相が１２０゜ずれた変調信
号を生成するために、チャンネルｃｈ９において、波形
選択データＤwsとしてサイン波の波形データを選択する
ためのデータを供給するとともに、位相差データＤpと
してＭＡＸ／３を供給し、位相データＤfD2にＭＡＸ／
３を加算することによって得られるデータに基づきサイ
ン波の波形データを読み出す。Further, the modulation signal shown in FIG.
° In order to generate a modulated signal whose phase is shifted, first, to generate a modulated signal modulated signal and the phase is 120 ° out shown in FIG. 9 (b), in the channel ch9, as the waveform selection data D ws Data for selecting the waveform data of the sine wave is supplied, MAX / 3 is supplied as the phase difference data D p , and MAX / is supplied as the phase data D fD2.
The waveform data of the sine wave is read based on the data obtained by adding 3.
【００４１】次に、図９（ｃ）に示す変調信号と１２０
゜位相がずれた変調信号を生成するために、チャンネル
ｃｈ１０において、波形選択データＤwsとしてサイン波
の波形データを選択するためのデータを供給するととも
に、シフトデータＤsfとして位相データＤfD2を３ビッ
トシフトするためのデータを供給し、位相データＤfD2
を３ビットシフトすることによって得られるデータに基
づきサイン波の波形データを読み出して、図９（ａ）に
示す変調信号を生成する。Next, the modulated signal shown in FIG.
In order to generate a phase-shifted modulated signal, in channel ch10, data for selecting the waveform data of the sine wave is supplied as the waveform selection data D ws , and the phase data D fD2 is 3 as the shift data D sf. Data for bit shifting is supplied, and phase data D fD2
The waveform data of the sine wave is read out based on the data obtained by shifting by 3 bits, and the modulation signal shown in FIG. 9A is generated.
【００４２】また、入力端子４８から遅延回路４６の出
力データを通過させるための制御データを供給し、図９
（ａ）に示す変調信号と、チャンネルｃｈ９で生成され
た図９（ｂ）に示す変調信号と１２０゜位相がずれた変
調信号とが加算器４９によって加算され、図９（ｃ）に
示す変調信号と１２０゜位相がずれた変調信号がチャン
ネルｃｈ１０で生成されることになる。なお、チャンネ
ルｃｈ１２において、チャンネルｃｈ１０において生成
された変調信号と位相が１２０゜ずれた変調信号を生成
する場合は、上述したチャンネルｃｈ９およびｃｈ１０
の処理と、位相差データＤpが（２／３）・ＭＡＸであ
る以外は同様であるので、その説明を省略する。Further, control data for passing the output data of the delay circuit 46 is supplied from the input terminal 48, and FIG.
The modulated signal shown in (a) and the modulated signal generated in channel ch9 shown in FIG. 9 (b) and the modulated signal having a phase difference of 120 ° are added by adder 49, and the modulation shown in FIG. 9 (c) is obtained. A modulated signal that is 120 ° out of phase with the signal will be generated on channel ch10. It should be noted that in the case of generating a modulation signal in the channel ch12, which is 120 ° out of phase with the modulation signal generated in the channel ch10, the above-mentioned channels ch9 and ch10 are used.
Since the processing is the same as that of step 1 except that the phase difference data D p is (2/3) · MAX, the description thereof will be omitted.
【００４３】以上説明したように、上述した一実施例に
よれば、１つの音響効果ＥＦについて、１つの変調信号
に異なるパラメータを供給することにより、複数の変調
信号を時分割で効率的に発生することができる。したが
って、変調信号発生装置の回路規模を従来に比べて極め
て小さくすることができる。なお、上述した一実施例に
おいては、変調信号を周波数変換するためにシフト回路
３５を設けたので、基本周波数の２倍、４倍、８倍、・
・・の周波数の変調信号しか生成できないが、シフト回
路３５に代えて、乗算器を設けることにより、基本周波
数の実数倍の周波数を有する変調信号も生成することが
できる。As described above, according to the above-described embodiment, a plurality of modulation signals are efficiently generated in a time division manner by supplying different parameters to one modulation signal for one acoustic effect EF. can do. Therefore, the circuit scale of the modulation signal generator can be made extremely small as compared with the conventional one. In the above-described embodiment, since the shift circuit 35 is provided to convert the frequency of the modulated signal, it is 2 times, 4 times, 8 times the fundamental frequency.
Although it is possible to generate only the modulation signal having the frequency of ..., By providing a multiplier instead of the shift circuit 35, it is possible to generate a modulation signal having a frequency that is a real multiple of the fundamental frequency.
【００４４】[0044]
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、簡単な構成で複数の変調信号を効率的に生成するこ
とができるという効果がある。As described above, according to the present invention, it is possible to efficiently generate a plurality of modulated signals with a simple structure.
【図１】 この発明の一実施例によるＬＦＯ２２の構成
を表すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an LFO 22 according to an embodiment of the present invention.
【図２】 位相データＤfDの一例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an example of phase data D fD .
【図３】 セレクタ４２の選択端ＳＡ〜ＳＤからそれぞ
れ入力される４種類の波形データの一例を示す図であ
る。FIG. 3 is a diagram showing an example of four types of waveform data respectively inputted from selection terminals SA to SD of a selector 42.
【図４】 この発明の一実施例によるＬＦＯ２２を適用
した効果付与装置１７の構成を表すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of an effect imparting device 17 to which an LFO 22 according to an embodiment of the present invention is applied.
【図５】 効果付与装置１７の動作タイミングの一例を
示す図である。FIG. 5 is a diagram showing an example of operation timing of the effect imparting device 17.
【図６】 オーディオ信号ＳIに３相コーラスの音響効
果を付与する効果付与装置の概略構成例を表すブロック
図である。FIG. 6 is a block diagram illustrating a schematic configuration example of an effect imparting device that imparts a three-phase chorus acoustic effect to the audio signal S I.
【図７】 図６に示す効果付与装置で用いられる変調信
号の波形の一例を示す図である。7 is a diagram showing an example of a waveform of a modulation signal used in the effect imparting device shown in FIG.
【図８】 オーディオ信号ＳIにシンフォニックの音響
効果を付与する効果付与装置の概略構成例を表すブロッ
ク図である。FIG. 8 is a block diagram illustrating a schematic configuration example of an effect imparting device that imparts a symphonic acoustic effect to an audio signal S I.
【図９】 図８に示す効果付与装置で用いられる変調信
号の波形の一例を示す図である。9 is a diagram showing an example of a waveform of a modulation signal used in the effect imparting device shown in FIG.
１７……効果付与装置、１８……ＣＰＵ、１９……ＣＰ
Ｕバス、２０……遅延用ＲＡＭ、２１……エフェクトプ
ログラムメモリ、２２……ＬＦＯ、２３……ＬＦＯデー
タレジスタ、２４……演算部、２５……データ管理部、
２６……係数レジスタ、２７……アドレスレジスタ、２
８……アドレス管理部、３０，３７，４９……加算器、
３２，４７……ゲート、３３，４６……遅延回路、３５
……シフト回路、３９……イクスクルーシブオアゲー
ト、４０，４１……メモリ、４２……セレクタ、４４…
…乗算器。17 ... Effect giving device, 18 ... CPU, 19 ... CP
U bus, 20 ... delay RAM, 21 ... effect program memory, 22 ... LFO, 23 ... LFO data register, 24 ... arithmetic unit, 25 ... data management unit,
26 ... Coefficient register, 27 ... Address register, 2
8 ... Address management unit, 30, 37, 49 ... Adder,
32, 47 ... Gate, 33, 46 ... Delay circuit, 35
... shift circuit, 39 ... exclusive or gate, 40, 41 ... memory, 42 ... selector, 44 ...
… Multiplier.
Claims (1)
データ発生手段と、 この位相データ発生手段から出力される位相データを逓
倍する逓倍手段と、 この逓倍手段で逓倍された位相データに基づき変調信号
を発生する変調信号発生手段と、 前記位相データ発生手段で位相データが発生される１周
期内に、少なくとも２以上の変調信号を発生すべく、前
記逓倍手段および前記変調信号発生手段を制御する制御
手段とを具備することを特徴とする変調信号発生装置。1. A phase data generating means for generating phase data for each predetermined period, a multiplying means for multiplying the phase data output from the phase data generating means, and a modulation based on the phase data multiplied by the multiplying means. Modulating signal generating means for generating a signal, and controlling the multiplying means and the modulating signal generating means so as to generate at least two or more modulated signals within one cycle in which the phase data is generated by the phase data generating means. A modulation signal generator comprising: a control unit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04301421A JP3085801B2 (en) | 1992-11-11 | 1992-11-11 | Modulation signal generator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04301421A JP3085801B2 (en) | 1992-11-11 | 1992-11-11 | Modulation signal generator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06149250A true JPH06149250A (en) | 1994-05-27 |
| JP3085801B2 JP3085801B2 (en) | 2000-09-11 |
Family
ID=17896675
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04301421A Expired - Fee Related JP3085801B2 (en) | 1992-11-11 | 1992-11-11 | Modulation signal generator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3085801B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5055470B2 (en) * | 2005-10-20 | 2012-10-24 | 新世代株式会社 | Sound processor |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51107819A (en) * | 1975-03-19 | 1976-09-24 | Roland Corp |
-
1992
- 1992-11-11 JP JP04301421A patent/JP3085801B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS51107819A (en) * | 1975-03-19 | 1976-09-24 | Roland Corp |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5055470B2 (en) * | 2005-10-20 | 2012-10-24 | 新世代株式会社 | Sound processor |
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| Publication number | Publication date |
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| JP3085801B2 (en) | 2000-09-11 |
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