JPH0590983A - 交差偏波干渉補償器 - Google Patents
交差偏波干渉補償器Info
- Publication number
- JPH0590983A JPH0590983A JP3273086A JP27308691A JPH0590983A JP H0590983 A JPH0590983 A JP H0590983A JP 3273086 A JP3273086 A JP 3273086A JP 27308691 A JP27308691 A JP 27308691A JP H0590983 A JPH0590983 A JP H0590983A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- digital
- polarization
- output
- transversal filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/002—Reducing depolarization effects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 受信符号のランダム性が悪く、相関結果に片
よりが生じても、正しいタップ係数を得ることにより、
交差偏波干渉の無い時でも余分な干渉雑音を与えること
の無い交差偏波干渉補償器を実現する。 【構成】 交差偏波干渉補償器を構成するトランスバー
サル・フィルタ制御103において、相関結果を平均化し
てタップ係数を出力する平均化回路に、最新Lビットの
総和のみを用いる移動平均回路41〜43を用いてい
る。これにより、相関結果に符号のランダム性に起因す
る片よりが生じても、最新Lビット分しか用いないの
で、片よりが累積することが無く、真のタップ係数に十
分近いタップ係数出力が得られる。
よりが生じても、正しいタップ係数を得ることにより、
交差偏波干渉の無い時でも余分な干渉雑音を与えること
の無い交差偏波干渉補償器を実現する。 【構成】 交差偏波干渉補償器を構成するトランスバー
サル・フィルタ制御103において、相関結果を平均化し
てタップ係数を出力する平均化回路に、最新Lビットの
総和のみを用いる移動平均回路41〜43を用いてい
る。これにより、相関結果に符号のランダム性に起因す
る片よりが生じても、最新Lビット分しか用いないの
で、片よりが累積することが無く、真のタップ係数に十
分近いタップ係数出力が得られる。
Description
【0001】
【技術分野】本発明は交差偏波干渉補償器に関し、特に
多値直交振幅変調又は多相位相変調方式のディジタル無
線通信システム用の分数間隔形トランスバーサル・フィ
ルタを用いた交差偏波干渉補償器に関する。
多値直交振幅変調又は多相位相変調方式のディジタル無
線通信システム用の分数間隔形トランスバーサル・フィ
ルタを用いた交差偏波干渉補償器に関する。
【0002】
【従来技術】近年、ディジタル無線通信方式において
は、周波数を有効利用するため、互いに直交する2つの
偏波,即ち水平偏波(H偏波)と垂直偏波(V偏波)を
用いて、同一周波数で2つの独立した信号を伝送する交
差偏波伝送方式が採用されている。
は、周波数を有効利用するため、互いに直交する2つの
偏波,即ち水平偏波(H偏波)と垂直偏波(V偏波)を
用いて、同一周波数で2つの独立した信号を伝送する交
差偏波伝送方式が採用されている。
【0003】本方式を多値直交振幅変調あるいは多相位
相変調方式に適用する際は、伝送路のフェージングや空
中線交差偏波識別度の劣化に起因する交差偏波間干渉を
除去するため、受信側において交差偏波干渉補償器が用
いられる。
相変調方式に適用する際は、伝送路のフェージングや空
中線交差偏波識別度の劣化に起因する交差偏波間干渉を
除去するため、受信側において交差偏波干渉補償器が用
いられる。
【0004】図5は従来の交差偏波干渉補償器の一例の
ブロック図である。この交差偏波干渉補償器は、3タッ
プの分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いてベ
ースバンド帯において、ディジタル信号処理により交差
偏波干渉を除去するものである。
ブロック図である。この交差偏波干渉補償器は、3タッ
プの分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いてベ
ースバンド帯において、ディジタル信号処理により交差
偏波干渉を除去するものである。
【0005】分数間隔形トランスバーサル・フィルタを
用いる理由は、水平偏波信号と垂直偏波信号の相対遅延
時間差に変動があっても補償特性が劣化しないためであ
る(例えば、特開平1 −300729)。
用いる理由は、水平偏波信号と垂直偏波信号の相対遅延
時間差に変動があっても補償特性が劣化しないためであ
る(例えば、特開平1 −300729)。
【0006】図5を参照して、従来の分数間隔形トラン
スバーサル・フィルタを用いた交差偏波干渉補償器につ
いて説明する。この従来例では、再生クロック周期Tの
1/2の間隔のタップを有するT/2間隔形トランスバ
ーサル・フィルタを用いている。
スバーサル・フィルタを用いた交差偏波干渉補償器につ
いて説明する。この従来例では、再生クロック周期Tの
1/2の間隔のタップを有するT/2間隔形トランスバ
ーサル・フィルタを用いている。
【0007】図において、端子1には干渉を受けている
主偏波(H偏波又はV偏波)側の中間周波数帯の変調波
S1 が入力され、端子2には干渉を与えている異偏波
(V偏波又はH偏波)側の中間周波数帯の変調波S2 が
入力される。主偏波信号S1 及び異偏波信号S2 は夫々
復調器11及び12に入力され、ベースバンド信号SB
1 及びSB2 として夫々アナログ・ディジタル変換器1
5及び16に出力される。
主偏波(H偏波又はV偏波)側の中間周波数帯の変調波
S1 が入力され、端子2には干渉を与えている異偏波
(V偏波又はH偏波)側の中間周波数帯の変調波S2 が
入力される。主偏波信号S1 及び異偏波信号S2 は夫々
復調器11及び12に入力され、ベースバンド信号SB
1 及びSB2 として夫々アナログ・ディジタル変換器1
5及び16に出力される。
【0008】復調器11はクロック信号CLK1を再生し、
クロック信号CLK1はアナログ・ディジタル変換器15に
供給されると同時に2逓倍回路18に入力され、2逓倍
されたクロック信号CLK2はアナログ・ディジタル変換器
16に出力される。
クロック信号CLK1はアナログ・ディジタル変換器15に
供給されると同時に2逓倍回路18に入力され、2逓倍
されたクロック信号CLK2はアナログ・ディジタル変換器
16に出力される。
【0009】アナログ・ディジタル変換器15は主偏波
側のベースバンド信号SB1 をクロック信号CLK2により
標本・量子化し、ディジタル信号列D1 として遅延回路
19に出力する。また、アナログ・ディジタル変換器は
異偏波側ベースバンド信号SB2 をクロック信号CLK2に
より標本・量子化し、ディジタル信号列D2 としてトラ
ンスバーサル・フィルタ101 に出力する。
側のベースバンド信号SB1 をクロック信号CLK2により
標本・量子化し、ディジタル信号列D1 として遅延回路
19に出力する。また、アナログ・ディジタル変換器は
異偏波側ベースバンド信号SB2 をクロック信号CLK2に
より標本・量子化し、ディジタル信号列D2 としてトラ
ンスバーサル・フィルタ101 に出力する。
【0010】トランスバーサル・フィルタ101 はアナロ
グ・ディジタル変換器16からの信号を振幅及び位相を
制御した補償信号SXを出力し、この補償信号SXを減
算器29に入力する。減算器29には遅延回路19の出
力D11が入力され、この信号D11からトランスバーサル
・フィルタ101の出力信号を減算することにより、主偏
波側信号に含まれる干渉成分を除去することができる。
干渉成分の除去された主偏波信号D12は、端子3に出力
される。
グ・ディジタル変換器16からの信号を振幅及び位相を
制御した補償信号SXを出力し、この補償信号SXを減
算器29に入力する。減算器29には遅延回路19の出
力D11が入力され、この信号D11からトランスバーサル
・フィルタ101の出力信号を減算することにより、主偏
波側信号に含まれる干渉成分を除去することができる。
干渉成分の除去された主偏波信号D12は、端子3に出力
される。
【0011】また、主偏波信号D12のうち、受信信号の
基準値からの偏差を表す誤差信号Eがトランスバーサル
・フィルタ制御回路102 に供給される。トランスバーサ
ル・フィルタ制御回路102 はアナログ・ディジタル変換
器16の出力最上位ビット(データ極性信号)Dと誤差
信号Eとの相関をとり、誤差信号成分が最小となるよう
にトランスバーサル・フィルタ101 の各タップの重み係
数を制御する。
基準値からの偏差を表す誤差信号Eがトランスバーサル
・フィルタ制御回路102 に供給される。トランスバーサ
ル・フィルタ制御回路102 はアナログ・ディジタル変換
器16の出力最上位ビット(データ極性信号)Dと誤差
信号Eとの相関をとり、誤差信号成分が最小となるよう
にトランスバーサル・フィルタ101 の各タップの重み係
数を制御する。
【0012】この制御アルゴリズムは、一般にはMZF
(Modified Zero Forcing )法と呼ばれるものであり、
詳細については文献,例えば、電子通信学会編「ディジ
タル信号処理」第11章(昭50)に詳述されている。
(Modified Zero Forcing )法と呼ばれるものであり、
詳細については文献,例えば、電子通信学会編「ディジ
タル信号処理」第11章(昭50)に詳述されている。
【0013】次にトランスバーサル・フィルタ制御回路
102 の動作について説明する。誤差信号Eは受信多値ベ
ースバンド信号の基準値からのずれの量を表わし、2N
値ベースバンド信号の場合、これをアナログ・ディジタ
ル変換すると、最上位ビットから数えて(N+1)番目
のビットが誤差信号Eとなり、誤差の極性を表わす。
102 の動作について説明する。誤差信号Eは受信多値ベ
ースバンド信号の基準値からのずれの量を表わし、2N
値ベースバンド信号の場合、これをアナログ・ディジタ
ル変換すると、最上位ビットから数えて(N+1)番目
のビットが誤差信号Eとなり、誤差の極性を表わす。
【0014】通常誤差信号は、干渉補償後の信号D12の
第(N+1)ビット目が使用され、補償後の残留誤差成
分の極性を表わす。また、データ極性信号Dは、MZF
法の場合、トランスバーサル・フィルタ101 の入力信号
D2 の第1ビットが使用される。このデータ極性信号D
は、遅延回路30に入力され、トランスバーサル・フィ
ルタ101 内の乗算器23,加算器28の遅延が補償さ
れ、誤差信号Eとの時間関係が正しく調整された後、縦
続接続されたフリップフロップ31,32に入力され
る。
第(N+1)ビット目が使用され、補償後の残留誤差成
分の極性を表わす。また、データ極性信号Dは、MZF
法の場合、トランスバーサル・フィルタ101 の入力信号
D2 の第1ビットが使用される。このデータ極性信号D
は、遅延回路30に入力され、トランスバーサル・フィ
ルタ101 内の乗算器23,加算器28の遅延が補償さ
れ、誤差信号Eとの時間関係が正しく調整された後、縦
続接続されたフリップフロップ31,32に入力され
る。
【0015】中央タップの場合、トランスバーサル・フ
ィルタの乗算器23のタップ係数C0 は、誤差信号Eと
遅延回路の出力D-1をT/2秒遅延した信号D0 との2
進数の積が、すなわち排他的論理和回路(EX−OR)
34でとられ、2値信号C0′として、アップダウンカ
ウンタ37に入力される。アップダウンカウンタはK段
のシフトレジスタで構成され、その上位Mビットがタッ
プ係数C0 として乗算器23に入力される。同様に−1
タップのタップ係数C-1及び+1タップのタップ係数C
+1が生成され、夫々乗算器22,24に入力される。
ィルタの乗算器23のタップ係数C0 は、誤差信号Eと
遅延回路の出力D-1をT/2秒遅延した信号D0 との2
進数の積が、すなわち排他的論理和回路(EX−OR)
34でとられ、2値信号C0′として、アップダウンカ
ウンタ37に入力される。アップダウンカウンタはK段
のシフトレジスタで構成され、その上位Mビットがタッ
プ係数C0 として乗算器23に入力される。同様に−1
タップのタップ係数C-1及び+1タップのタップ係数C
+1が生成され、夫々乗算器22,24に入力される。
【0016】尚、今時刻tの誤差信号E及びデータ極性
信号Dを夫々E(t),D(t)で表わすと、時刻t=
Lの中央タップのタップ係数C0 (L)は、 C0 (L)=(1/2K )ΣE(t)・D0 (t) ……(1) となる。尚、Σはt=1〜Lの総和を示し、Kはアップ
ダウンカウンタの段数を示している。
信号Dを夫々E(t),D(t)で表わすと、時刻t=
Lの中央タップのタップ係数C0 (L)は、 C0 (L)=(1/2K )ΣE(t)・D0 (t) ……(1) となる。尚、Σはt=1〜Lの総和を示し、Kはアップ
ダウンカウンタの段数を示している。
【0017】乗算器22,23,24には夫々、アナロ
グ・ディジタル変換器16の出力信号D2 及びこのD2
をT/2秒遅延したD3 ,このD3 をT/2秒遅延した
D4が夫々入力される。D2 とC-1の積D2 ′,D3 と
D0 の積D3 ′,D4 とC+1の積D4 ′は、夫々加算器
28で加算されて補償信号SXとして、減算器29に出
力される。
グ・ディジタル変換器16の出力信号D2 及びこのD2
をT/2秒遅延したD3 ,このD3 をT/2秒遅延した
D4が夫々入力される。D2 とC-1の積D2 ′,D3 と
D0 の積D3 ′,D4 とC+1の積D4 ′は、夫々加算器
28で加算されて補償信号SXとして、減算器29に出
力される。
【0018】以上の様にして、主偏波側信号に含まれる
交差偏波干渉成分が除去されるのである。
交差偏波干渉成分が除去されるのである。
【0019】この従来の交差偏波干渉補償器では、トラ
ンスバーサル・フィルタ制御回路のタップ係数平均化回
路が、補償器が動作を開始した時刻t=1から、現在時
刻t=Lまでのすべての相関結果E(t)・Di (t)
を使用して平均をとっているため、平均時間が非常に長
くなる。このため交差偏波間干渉が無い場合、本来タッ
プ係数値は0であるべきだが、相関結果にわずかでも片
よりがあると、タップ係数が0からずれてしまう。
ンスバーサル・フィルタ制御回路のタップ係数平均化回
路が、補償器が動作を開始した時刻t=1から、現在時
刻t=Lまでのすべての相関結果E(t)・Di (t)
を使用して平均をとっているため、平均時間が非常に長
くなる。このため交差偏波間干渉が無い場合、本来タッ
プ係数値は0であるべきだが、相関結果にわずかでも片
よりがあると、タップ係数が0からずれてしまう。
【0020】例えば、アップダウンカウンタの段数K=
20,L=106とした時、中央タップの相関結果の割
合が、“1”:“−1”=51:49とすると(Hレベ
ルを1,Lレベルを−1とする)、 C0 =(1/2020)×(2/100 )×106 =0.019 ……(2) となってしまい、正しいタップ係数が得られず、かえっ
て余分な干渉を発生せしめるという欠点を有する。
20,L=106とした時、中央タップの相関結果の割
合が、“1”:“−1”=51:49とすると(Hレベ
ルを1,Lレベルを−1とする)、 C0 =(1/2020)×(2/100 )×106 =0.019 ……(2) となってしまい、正しいタップ係数が得られず、かえっ
て余分な干渉を発生せしめるという欠点を有する。
【0021】
【発明の目的】本発明の目的は、符号のランダム性に片
よりがあってもタップ係数が真の値に十分近いものを得
て、交差偏波干渉が無いときでも余分な干渉雑音を生ず
ることがない交差偏波干渉補償器を提供することであ
る。
よりがあってもタップ係数が真の値に十分近いものを得
て、交差偏波干渉が無いときでも余分な干渉雑音を生ず
ることがない交差偏波干渉補償器を提供することであ
る。
【0022】
【発明の構成】本発明によれば、互いに直交する2つの
偏波信号のうち主偏波信号を復調する第1の復調器と、
異偏波信号を復調する第2の復調器と、前記第1の復調
器からの再生クロック信号により前記第1の復調器の出
力ベースバンド信号を標本・量子化する第1のアナログ
・ディジタルィジタル変換器と、前記再生クロック信号
を逓倍する逓倍回路と、この逓倍回路の出力信号により
前記第2の復調器の出力ベースバンド信号を標本・量子
化する第2のアナログ・ディジタルィジタル変換器と、
この第2のアナログ・ディジタル変換器の出力ディジタ
ル信号列を入力とする分数間隔全ディジタル形トランス
バーサル・フィルタィルタと、この分数間隔全ディジタ
ル形トランスバーサル・フィルタィルタに、タップ係数
を供給するトランスバーサル・フィルタィルタ制御回路
と、前記第1のアナログ・ディジタルィジタル変換器の
出力に接続され前記分数間隔全ディジタル形トランスバ
ーサル・フィルタィルタによる時間遅延相当分の遅延を
生じる遅延回路と、この遅延回路の出力ディジタル信号
列から前記トランスバーサル・フィルタィルタの出力デ
ィジタル信号列をディジタル減算することにより前記主
偏波信号に含まれる異偏波側からの交差偏波干渉を除去
した補償後主偏波信号を出力するディジタル減算器とを
有する交差偏波干渉補償器であって、前記トランスバー
サル・フィルタィルタ制御回路は誤差信号とデータ極性
信号の相関出力のうち、最も新しいL(Lは予め定めら
れた整数)ビットの総和を用いて平均化したタップ係数
を出力する移動平均回路を有していることを特徴とする
交差偏波干渉補償器が得られる。
偏波信号のうち主偏波信号を復調する第1の復調器と、
異偏波信号を復調する第2の復調器と、前記第1の復調
器からの再生クロック信号により前記第1の復調器の出
力ベースバンド信号を標本・量子化する第1のアナログ
・ディジタルィジタル変換器と、前記再生クロック信号
を逓倍する逓倍回路と、この逓倍回路の出力信号により
前記第2の復調器の出力ベースバンド信号を標本・量子
化する第2のアナログ・ディジタルィジタル変換器と、
この第2のアナログ・ディジタル変換器の出力ディジタ
ル信号列を入力とする分数間隔全ディジタル形トランス
バーサル・フィルタィルタと、この分数間隔全ディジタ
ル形トランスバーサル・フィルタィルタに、タップ係数
を供給するトランスバーサル・フィルタィルタ制御回路
と、前記第1のアナログ・ディジタルィジタル変換器の
出力に接続され前記分数間隔全ディジタル形トランスバ
ーサル・フィルタィルタによる時間遅延相当分の遅延を
生じる遅延回路と、この遅延回路の出力ディジタル信号
列から前記トランスバーサル・フィルタィルタの出力デ
ィジタル信号列をディジタル減算することにより前記主
偏波信号に含まれる異偏波側からの交差偏波干渉を除去
した補償後主偏波信号を出力するディジタル減算器とを
有する交差偏波干渉補償器であって、前記トランスバー
サル・フィルタィルタ制御回路は誤差信号とデータ極性
信号の相関出力のうち、最も新しいL(Lは予め定めら
れた整数)ビットの総和を用いて平均化したタップ係数
を出力する移動平均回路を有していることを特徴とする
交差偏波干渉補償器が得られる。
【0023】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【0024】図1は本発明の第1の実施例を示すブロッ
ク図であり、図5と同等部分は同一符号により示す。こ
の第1の実施例は、再生クロック周期Tの1/2の間隔
のタップを有するT/2間隔形3タップトランスバーサ
ル・フィルタを用いた場合の実施例である。
ク図であり、図5と同等部分は同一符号により示す。こ
の第1の実施例は、再生クロック周期Tの1/2の間隔
のタップを有するT/2間隔形3タップトランスバーサ
ル・フィルタを用いた場合の実施例である。
【0025】図1において、端子1には干渉を受けてい
る主偏波(H偏波又はV偏波)側の中間周波数帯の変調
波S1 が入力され、端子2には干渉を与えている異偏波
(V偏波又はH偏波)側中間周波数帯の変調波S2 が入
力される。主偏波信号S1及び異偏波信号S2 は夫々復
調器11及び12に入力され、ベースバンド信号SB1
及びSB2 として夫々アナログ・ディジタル変換器15
及び16に出力される。
る主偏波(H偏波又はV偏波)側の中間周波数帯の変調
波S1 が入力され、端子2には干渉を与えている異偏波
(V偏波又はH偏波)側中間周波数帯の変調波S2 が入
力される。主偏波信号S1及び異偏波信号S2 は夫々復
調器11及び12に入力され、ベースバンド信号SB1
及びSB2 として夫々アナログ・ディジタル変換器15
及び16に出力される。
【0026】復調器11はクロック信号CLK1を再生し、
クロック信号CLK1はアナログ・ディジタル変換器15に
供給されると同時に2逓倍回路18に入力され、2逓倍
されたクロック信号CLK2はアナログ・ディジタル変換器
16に出力される。
クロック信号CLK1はアナログ・ディジタル変換器15に
供給されると同時に2逓倍回路18に入力され、2逓倍
されたクロック信号CLK2はアナログ・ディジタル変換器
16に出力される。
【0027】アナログ・ディジタル変換器15は主偏波
側のベースバンド信号SB1 をクロック信号CLK2により
標本・量子化し、ディジタル信号列D1 として遅延回路
19に出力する。また、アナログ・ディジタル変換器1
6は異偏波側ベースバンド信号SB2 をクロック信号CL
K2により標本・量子化し、ディジタル信号列D2 として
トランスバーサル・フィルタ101 に出力する。
側のベースバンド信号SB1 をクロック信号CLK2により
標本・量子化し、ディジタル信号列D1 として遅延回路
19に出力する。また、アナログ・ディジタル変換器1
6は異偏波側ベースバンド信号SB2 をクロック信号CL
K2により標本・量子化し、ディジタル信号列D2 として
トランスバーサル・フィルタ101 に出力する。
【0028】トランスバーサル・フィルタ101 は、アナ
ログ・ディジタル変換器16からの信号の振幅及び位相
を制御した補償信号SXを出力し、この補償信号SXを
減算器29に入力する。減算器29には、遅延回路19
の出力D11が入力され、この信号D11からトランスバー
サル・フィルタ101 の出力信号を減算することにより、
主偏波側信号に含まれる干渉成分を除去することができ
る。干渉成分の除去された主偏波信号D12は、端子3に
出力される。
ログ・ディジタル変換器16からの信号の振幅及び位相
を制御した補償信号SXを出力し、この補償信号SXを
減算器29に入力する。減算器29には、遅延回路19
の出力D11が入力され、この信号D11からトランスバー
サル・フィルタ101 の出力信号を減算することにより、
主偏波側信号に含まれる干渉成分を除去することができ
る。干渉成分の除去された主偏波信号D12は、端子3に
出力される。
【0029】また、主偏波信号D12のうち、受信信号の
基準値からの偏差を表わす誤差信号Eがトランスバーサ
ル・フィルタ制御回路103 に供給される。トランスバー
サル・フィルタ制御回路103 はアナログ・ディジタル変
換器16の出力の最上位ビット(データ極性信号)Dと
誤差信号Eとの相関をとり、前記誤差信号成分が最小と
なるようにトランスバーサル・フィルタ101 の各タップ
の重み係数を制御する。
基準値からの偏差を表わす誤差信号Eがトランスバーサ
ル・フィルタ制御回路103 に供給される。トランスバー
サル・フィルタ制御回路103 はアナログ・ディジタル変
換器16の出力の最上位ビット(データ極性信号)Dと
誤差信号Eとの相関をとり、前記誤差信号成分が最小と
なるようにトランスバーサル・フィルタ101 の各タップ
の重み係数を制御する。
【0030】トランスバーサル・フィルタ101 は、アナ
ログ・ディジタル変換器16の出力D2 をT/2ずつ遅
延させる縦続接続されたシフトレジスタ20及び21
と、アナログ・ディジタル変換器16の出力D2 を入力
とする乗算器22と、遅延素子であるシフトレジスタ2
0に接続される乗算器23と、シフトレジスタ21に接
続される乗算器24と、乗算器22〜24の出力を加算
するディジタル加算器28とから構成され、トランスバ
ーサル・フィルタ制御回路103 から供給されるタップ制
御信号C-1,C0 ,C1 が夫々乗算器22,23,24
に入力される。
ログ・ディジタル変換器16の出力D2 をT/2ずつ遅
延させる縦続接続されたシフトレジスタ20及び21
と、アナログ・ディジタル変換器16の出力D2 を入力
とする乗算器22と、遅延素子であるシフトレジスタ2
0に接続される乗算器23と、シフトレジスタ21に接
続される乗算器24と、乗算器22〜24の出力を加算
するディジタル加算器28とから構成され、トランスバ
ーサル・フィルタ制御回路103 から供給されるタップ制
御信号C-1,C0 ,C1 が夫々乗算器22,23,24
に入力される。
【0031】そして、前述したように誤差信号Eの誤差
成分が最小となるようタップ係数が制御され、加算器2
8の出力側には、主偏波側にもれ込んだ交差偏波干渉成
分とほぼ同じ信号が補償信号SXとして出力され、交差
偏波干渉が除去される。上述の動作は、トランスバーサ
ル・フィルタ制御回路103 を除いては、従来の実施例と
同様である。
成分が最小となるようタップ係数が制御され、加算器2
8の出力側には、主偏波側にもれ込んだ交差偏波干渉成
分とほぼ同じ信号が補償信号SXとして出力され、交差
偏波干渉が除去される。上述の動作は、トランスバーサ
ル・フィルタ制御回路103 を除いては、従来の実施例と
同様である。
【0032】次に、本発明の主眼である、トランスバー
サル・フィルタ制御回路103 について詳しく説明する。
サル・フィルタ制御回路103 について詳しく説明する。
【0033】誤差信号Eは受信多値ベースバンド信号の
基準値からのずれの量を表わし、2N 値ベースバンド信
号の場合、これをアナログ・ディジタル変換すると、最
上位ビットから数えて(N+1)番目のビットが誤差信
号Eとなり、誤差の極性を表わす。
基準値からのずれの量を表わし、2N 値ベースバンド信
号の場合、これをアナログ・ディジタル変換すると、最
上位ビットから数えて(N+1)番目のビットが誤差信
号Eとなり、誤差の極性を表わす。
【0034】通常誤差信号は、干渉補償後の信号D12の
第(N+1)ビット目が使用され、補償後の残留誤差成
分の極性を表わす。また、データ極性信号Dは、MZF
法の場合、トランスバーサル・フィルタ101 の入力信号
D2 の第1ビットが使用される。このデータ極性信号D
は、遅延回路30に入力されて、トランスバーサル・フ
ィルタ101 内の乗算器23,加算器28の遅延が補償さ
れ、誤差信号Eとの時間関係が正しく調整された後、縦
続接続されたフリップフロップ31,32に入力され
る。
第(N+1)ビット目が使用され、補償後の残留誤差成
分の極性を表わす。また、データ極性信号Dは、MZF
法の場合、トランスバーサル・フィルタ101 の入力信号
D2 の第1ビットが使用される。このデータ極性信号D
は、遅延回路30に入力されて、トランスバーサル・フ
ィルタ101 内の乗算器23,加算器28の遅延が補償さ
れ、誤差信号Eとの時間関係が正しく調整された後、縦
続接続されたフリップフロップ31,32に入力され
る。
【0035】中央タップの場合、トランスバーサル・フ
ィルタの乗算器23のタップ係数C0 は、誤差信号Eと
遅延回路の出力D-1をT/2秒遅延した信号D0 との2
進数の積が、すなわち排他的論理和回路(EX−OR)
34でとられ、2値信号C0′として、移動平均回路4
2に入力される。
ィルタの乗算器23のタップ係数C0 は、誤差信号Eと
遅延回路の出力D-1をT/2秒遅延した信号D0 との2
進数の積が、すなわち排他的論理和回路(EX−OR)
34でとられ、2値信号C0′として、移動平均回路4
2に入力される。
【0036】移動平均回路の出力の時刻t=Lのタップ
係数C0 (L)は、 C0 (L)=(1/2K )ΣE(t)・D0 (t) (L≧J)……(3) となる。尚、Σはt=L−J+1〜Lの総和とする。す
なわち、C0 (L)はJビット分の相関結果E(t)・
D0 (t)の移動平均値となる。つまり従来例では、式
(1)に示したように時刻t=1からt=LまでのLビ
ット分の相関結果の総和を用いて平均値としてのタップ
係数を求めたのに対し、本発明の移動平均回路では、常
に最新Jビット分の相関結果のみを用いている。
係数C0 (L)は、 C0 (L)=(1/2K )ΣE(t)・D0 (t) (L≧J)……(3) となる。尚、Σはt=L−J+1〜Lの総和とする。す
なわち、C0 (L)はJビット分の相関結果E(t)・
D0 (t)の移動平均値となる。つまり従来例では、式
(1)に示したように時刻t=1からt=LまでのLビ
ット分の相関結果の総和を用いて平均値としてのタップ
係数を求めたのに対し、本発明の移動平均回路では、常
に最新Jビット分の相関結果のみを用いている。
【0037】この様に移動平均することにより、タップ
係数値は現在よりLビット以前の過去の値に依存しない
ので、たとえ、信号のランダム性にわずかに片よりがあ
っても、累積されて異常な値になるということがなくな
る。
係数値は現在よりLビット以前の過去の値に依存しない
ので、たとえ、信号のランダム性にわずかに片よりがあ
っても、累積されて異常な値になるということがなくな
る。
【0038】例えば、J=103 に選ぶとアップダンウ
ンカウンタの段数K=20、現在時刻L=106 のと
き、交差偏波干渉が無いにもかかわらず、中央タップの
相関結果が符号のランダム性の片よりのため、“1”:
“−1”=51:49になったとすると、 C0 =(1/220)×(2/100)×103 =0.000019 ……(4) となり、従来例の(2)式の値より3桁も小さい値とな
り、真の値0に近づく。以上述べたタップ係数の移動平
均動作は、他のタップ係数C-1,C+1についても同様で
ある。
ンカウンタの段数K=20、現在時刻L=106 のと
き、交差偏波干渉が無いにもかかわらず、中央タップの
相関結果が符号のランダム性の片よりのため、“1”:
“−1”=51:49になったとすると、 C0 =(1/220)×(2/100)×103 =0.000019 ……(4) となり、従来例の(2)式の値より3桁も小さい値とな
り、真の値0に近づく。以上述べたタップ係数の移動平
均動作は、他のタップ係数C-1,C+1についても同様で
ある。
【0039】移動平均回路41,42,43は、夫々移
動平均前処理回路44,45,46とこれに夫々接続さ
れるアップダウンカウンタ36,37,38とから構成
できる。
動平均前処理回路44,45,46とこれに夫々接続さ
れるアップダウンカウンタ36,37,38とから構成
できる。
【0040】いま、(3)式において、E(t)・D0
(t)=R(t)とおくと、アップダウンカウンタの時
刻t=Lにおける値S(L)は、 S(L)=ΣR(t) ……(5) となる。尚、Σはt=L−J+1〜Lの総和である。
(t)=R(t)とおくと、アップダウンカウンタの時
刻t=Lにおける値S(L)は、 S(L)=ΣR(t) ……(5) となる。尚、Σはt=L−J+1〜Lの総和である。
【0041】すると、時刻t=L+1におけるアップダ
ウンカウンタの値S(L+1)は、 S(L+1)=ΣR(t)=ΣR(t)−R(L−J+1)+R(L+1) =S(L)−R(L+1−J)+R(L+1)……(6) =S(L)−F2 +F1 ……(7) となる。
ウンカウンタの値S(L+1)は、 S(L+1)=ΣR(t)=ΣR(t)−R(L−J+1)+R(L+1) =S(L)−R(L+1−J)+R(L+1)……(6) =S(L)−F2 +F1 ……(7) となる。
【0042】尚、上式で、最初のΣはt=L−J+2〜
L+1,次のΣはt=L−J+1〜Lの各総和を夫々示
す。また、F1 はt=L+1における相関出力R(L+
1),F2 はF1 よりJビット前の相関出力R(L+1
−J)を書換えたものである。
L+1,次のΣはt=L−J+1〜Lの各総和を夫々示
す。また、F1 はt=L+1における相関出力R(L+
1),F2 はF1 よりJビット前の相関出力R(L+1
−J)を書換えたものである。
【0043】(7)式より、時刻t=L+1におけるア
ップタウンカウンタの値は、時刻t=Lのアップダウン
カウンタの値よりF2 の値を引き、F1の値と足したも
のとなる。この処理を行うのが以下に述べる移動平均前
処理回路44〜46である。
ップタウンカウンタの値は、時刻t=Lのアップダウン
カウンタの値よりF2 の値を引き、F1の値と足したも
のとなる。この処理を行うのが以下に述べる移動平均前
処理回路44〜46である。
【0044】移動平均前処理回路44〜46の構成を図
2に示す。排他的論理和回路からの相関出力F1 が端子
4に入力され、判定回路52に入力されるととに、記憶
回路51に入力される。記憶回路51からは、Jビット
前の相関出力F2 が判定回路52に出力される。
2に示す。排他的論理和回路からの相関出力F1 が端子
4に入力され、判定回路52に入力されるととに、記憶
回路51に入力される。記憶回路51からは、Jビット
前の相関出力F2 が判定回路52に出力される。
【0045】判定回路52では、2つの入力F1 ,F2
の値を比較し、アップダウンカウンタの今までの総和か
らF2 を引き、新たにF1を加える動作をする。すなわ
ち、F1 =F2 であれば、アップダウンカウンタには、
パルスを出力せず、タップ係数は保持される。また、F
1=“H”,F2 =“L”であれば、今までの総和から
F2 を引き新たにF1 を加えるのであるから、結局2ビ
ットアップダウンカウントすれば良いので、“H”パル
スを2ケ出力する。
の値を比較し、アップダウンカウンタの今までの総和か
らF2 を引き、新たにF1を加える動作をする。すなわ
ち、F1 =F2 であれば、アップダウンカウンタには、
パルスを出力せず、タップ係数は保持される。また、F
1=“H”,F2 =“L”であれば、今までの総和から
F2 を引き新たにF1 を加えるのであるから、結局2ビ
ットアップダウンカウントすれば良いので、“H”パル
スを2ケ出力する。
【0046】F1 =“L”,F2 =“H”であれば、2
ビットダウン・カウントするために、“L”パルスを2
ケ出力する。この様子が図3に示されている。
ビットダウン・カウントするために、“L”パルスを2
ケ出力する。この様子が図3に示されている。
【0047】記憶回路51はシフトレジスタあるいはR
AM等で簡単に実現できる。判定回路52も通常の論理
回路素子で実現できる。
AM等で簡単に実現できる。判定回路52も通常の論理
回路素子で実現できる。
【0048】以上の説明は、タップ間隔T/2,タップ
数3の交差偏波干渉補償器について行ったが、一般のタ
ップ間隔T/N,タップ数R(N,Rは自然数)の交差
偏波干渉補償器についても、トランスバーサル・フィル
タ制御回路に以上で説明した平均回路を用いて、符号の
ランダム性に片よりがあっても十分正確なタップ係数が
得られる構成とすることができる。
数3の交差偏波干渉補償器について行ったが、一般のタ
ップ間隔T/N,タップ数R(N,Rは自然数)の交差
偏波干渉補償器についても、トランスバーサル・フィル
タ制御回路に以上で説明した平均回路を用いて、符号の
ランダム性に片よりがあっても十分正確なタップ係数が
得られる構成とすることができる。
【0049】N=1,R=3の場合を、本発明の他の実
施例として、図4に示す。図1の本発明の第1の実施例
中の逓倍回路18を削除・短絡し、シフトレジスタ2
0,21,31,32の遅延量がT秒となった点を除け
ば、第1の実施例と同様であり、その説明は省略する。
施例として、図4に示す。図1の本発明の第1の実施例
中の逓倍回路18を削除・短絡し、シフトレジスタ2
0,21,31,32の遅延量がT秒となった点を除け
ば、第1の実施例と同様であり、その説明は省略する。
【0050】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交差偏波干渉補償器のトランスバーサル・フィルタ制御
回路において、相関結果を平均化してタップ係数を出力
する際、移動平均回路を用いるようにしたので、符号の
ランダム性に片よりがあっても、タップ係数が真の値に
十分近いものが得られ、交差偏波干渉が無い時でもタッ
プ係数が十分0に近くなるので、補償器からの干渉雑音
がなくなるという利点を有する。
交差偏波干渉補償器のトランスバーサル・フィルタ制御
回路において、相関結果を平均化してタップ係数を出力
する際、移動平均回路を用いるようにしたので、符号の
ランダム性に片よりがあっても、タップ係数が真の値に
十分近いものが得られ、交差偏波干渉が無い時でもタッ
プ係数が十分0に近くなるので、補償器からの干渉雑音
がなくなるという利点を有する。
【図1】本発明の一実施例のブロック図である。
【図2】移動平均前処理回路の具体例を示す図である。
【図3】移動平均前処理回路の動作例を示す図である。
【図4】本発明の他の実施例のブロック図である。
【図5】従来の交差偏波干渉補償器の例を示すブロック
図である。
図である。
11,12 復調器 15,16 アナログ・ディジタル変換器 18 2逓倍回路 19,30 遅延回路 20,21,31,32 シフトレジスタ 22,23,24 乗算器 28 加算器 29 減算器 33〜35 排他的論理和回路 41〜43 移動平均回路 36〜38 アップダウンカウンタ 44〜46 移動平均前処理回路 101 トランスバーサル・フィルタ 102 トランスバーサル・フィルタ制御回路
Claims (2)
- 【請求項1】 互いに直交する2つの偏波信号のうち主
偏波信号を復調する第1の復調器と、異偏波信号を復調
する第2の復調器と、前記第1の復調器からの再生クロ
ック信号により前記第1の復調器の出力ベースバンド信
号を標本・量子化する第1のアナログ・ディジタル変換
器と、前記再生クロック信号を逓倍する逓倍回路と、こ
の逓倍回路の出力信号により前記第2の復調器の出力ベ
ースバンド信号を標本・量子化する第2のアナログ・デ
ィジタル変換器と、この第2のアナログ・ディジタル変
換器の出力ディジタル信号列を入力とする分数間隔全デ
ィジタル形トランスバーサル・フィルタと、この分数間
隔全ディジタル形トランスバーサル・フィルタに、タッ
プ係数を供給するトランスバーサル・フィルタ制御回路
と、前記第1のアナログ・ディジタル変換器の出力に接
続され前記分数間隔全ディジタル形トランスバーサル・
フィルタによる時間遅延相当分の遅延を生じる遅延回路
と、この遅延回路の出力ディジタル信号列から前記トラ
ンスバーサル・フィルタの出力ディジタル信号列をディ
ジタル減算することにより前記主偏波信号に含まれる異
偏波側からの交差偏波干渉を除去した補償後主偏波信号
を出力するディジタル減算器とを有する交差偏波干渉補
償器であって、前記トランスバーサル・フィルタ制御回
路は誤差信号とデータ極性信号の相関出力のうち、最も
新しいL(Lは予め定められた整数)ビットの総和を用
いて平均化したタップ係数を出力する移動平均回路を有
していることを特徴とする交差偏波干渉補償器。 - 【請求項2】 互いに直交する2つの偏波信号のうち主
偏波信号を復調する第1の復調器と、異偏波信号を復調
する第2の復調器と、前記第1の復調器からの再生クロ
ック信号により前記第1の復調器の出力ベースバンド信
号を標本・量子化する第1のアナログ・ディジタル変換
器と、前記再生クロック信号により前記第2の復調器の
出力ベースバンド信号を標本・量子化する第2のアナロ
グ・ディジタル変換器と、この第2のアナログ・ディジ
タル変換器の出力ディジタル信号列を入力とするT(T
はクロック周波数の逆数)間隔全ディジタル形トランス
バーサル・フィルタと、このT間隔全ディジタル形トラ
ンスバーサル・フィルタに、タップ係数を供給するトラ
ンスバーサル・フィルタ制御回路と、前記第1のアナロ
グ・ディジタル変換器の出力に接続され前記T間隔全デ
ィジタル形トランスバーサル・フィルタによる時間遅延
相当分の遅延を生じる遅延回路と、この遅延回路の出力
ディジタル信号列から前記トランスバーサル・フィルタ
の出力ディジタル信号列をディジタル減算することによ
り前記主偏波信号に含まれる異偏波側からの交差偏波干
渉を除去した補償後主偏波信号を出力するディジタル減
算器とを有する交差偏波干渉補償器であって、前記トラ
ンスバーサル・フィルタ制御回路は誤差信号とデータ極
性信号の相関出力のうち、最も新しいL(Lは予め定め
られた整数)ビットの総和を用いて平均化したタップ係
数を出力する移動平均回路を有していることを特徴とす
る交差偏波干渉補償器。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27308691A JP3169646B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 交差偏波干渉補償器 |
US07/948,687 US5241320A (en) | 1991-09-25 | 1992-09-22 | Cross-polarization interference canceller |
EP92116247A EP0534384B1 (en) | 1991-09-25 | 1992-09-23 | Cross-polarization interference canceller |
DE69223892T DE69223892T2 (de) | 1991-09-25 | 1992-09-23 | Kreuzpolarisationsinterferenzkompensator |
AU25376/92A AU649202B2 (en) | 1991-09-25 | 1992-09-25 | Cross-polarization interference canceller |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP27308691A JP3169646B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 交差偏波干渉補償器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0590983A true JPH0590983A (ja) | 1993-04-09 |
JP3169646B2 JP3169646B2 (ja) | 2001-05-28 |
Family
ID=17522952
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27308691A Expired - Fee Related JP3169646B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 交差偏波干渉補償器 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5241320A (ja) |
EP (1) | EP0534384B1 (ja) |
JP (1) | JP3169646B2 (ja) |
AU (1) | AU649202B2 (ja) |
DE (1) | DE69223892T2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7579710B2 (en) | 2002-05-14 | 2009-08-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Starter control device and starter |
US9007779B2 (en) | 2010-03-29 | 2015-04-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Electronic apparatus and hard disk drive |
Families Citing this family (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5517531A (en) * | 1991-05-29 | 1996-05-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Kernel adaptive interference suppression system |
CA2073082C (en) * | 1991-07-08 | 1997-09-09 | Takanori Iwamatsu | Fractionally spaced cross-polarization interference canceller |
US5396655A (en) * | 1992-11-30 | 1995-03-07 | At&T Corp. | Adaptive canceler for contiguous band filtering |
EP0675608B1 (en) * | 1994-03-28 | 2004-12-01 | Nec Corporation | Method and apparatus for controlling tap coefficients of an adaptive matched filter in an automatic equaliser |
US5901343A (en) * | 1997-05-09 | 1999-05-04 | Lockheed Martin Corporation | Adaptive cross polarization Interference canceler for use at intermediate frequencies |
US6449320B1 (en) | 1999-07-02 | 2002-09-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Equalization with DC-offset compensation |
US7613260B2 (en) * | 2005-11-21 | 2009-11-03 | Provigent Ltd | Modem control using cross-polarization interference estimation |
US7796708B2 (en) * | 2006-03-29 | 2010-09-14 | Provigent Ltd. | Adaptive receiver loops with weighted decision-directed error |
US7643512B2 (en) | 2006-06-29 | 2010-01-05 | Provigent Ltd. | Cascaded links with adaptive coding and modulation |
US7839952B2 (en) | 2006-12-05 | 2010-11-23 | Provigent Ltd | Data rate coordination in protected variable-rate links |
US7720136B2 (en) | 2006-12-26 | 2010-05-18 | Provigent Ltd | Adaptive coding and modulation based on link performance prediction |
US8315574B2 (en) * | 2007-04-13 | 2012-11-20 | Broadcom Corporation | Management of variable-rate communication links |
US7821938B2 (en) * | 2007-04-20 | 2010-10-26 | Provigent Ltd. | Adaptive coding and modulation for synchronous connections |
US8001445B2 (en) * | 2007-08-13 | 2011-08-16 | Provigent Ltd. | Protected communication link with improved protection indication |
US8040985B2 (en) * | 2007-10-09 | 2011-10-18 | Provigent Ltd | Decoding of forward error correction codes in the presence of phase noise |
GB2474180A (en) * | 2008-07-25 | 2011-04-06 | Smith International | PDC bit having split blades |
US10466338B2 (en) * | 2016-07-17 | 2019-11-05 | Commscope Technologies Llc | Detecting Federal Incumbent Radar (FIR) signal |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01300729A (ja) * | 1988-05-30 | 1989-12-05 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 交差偏波受信回路 |
JPH02141015A (ja) * | 1988-11-21 | 1990-05-30 | Fuji Electric Co Ltd | フィルタ時定数可変のアナログ入力装置 |
JPH02298119A (ja) * | 1988-12-23 | 1990-12-10 | Nec Corp | アダプティブ・フィルタによるノイズ除去の方法及び装置 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3633105A (en) * | 1970-04-01 | 1972-01-04 | Gte Automatic Electric Lab Inc | Digital adaptive equalizer system |
CA1338153C (en) * | 1987-11-10 | 1996-03-12 | Yoshihiro Nozue | Interference canceller |
CA2022050C (en) * | 1989-07-27 | 1993-03-23 | Toru Matsuura | Cross-polarization interference cancellation system capable of stably carrying out operation |
JP2536207B2 (ja) * | 1990-01-23 | 1996-09-18 | 日本電気株式会社 | 干渉補償器 |
-
1991
- 1991-09-25 JP JP27308691A patent/JP3169646B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-09-22 US US07/948,687 patent/US5241320A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-09-23 EP EP92116247A patent/EP0534384B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-09-23 DE DE69223892T patent/DE69223892T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-09-25 AU AU25376/92A patent/AU649202B2/en not_active Ceased
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01300729A (ja) * | 1988-05-30 | 1989-12-05 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 交差偏波受信回路 |
JPH02141015A (ja) * | 1988-11-21 | 1990-05-30 | Fuji Electric Co Ltd | フィルタ時定数可変のアナログ入力装置 |
JPH02298119A (ja) * | 1988-12-23 | 1990-12-10 | Nec Corp | アダプティブ・フィルタによるノイズ除去の方法及び装置 |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7579710B2 (en) | 2002-05-14 | 2009-08-25 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Starter control device and starter |
US9007779B2 (en) | 2010-03-29 | 2015-04-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Electronic apparatus and hard disk drive |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0534384A2 (en) | 1993-03-31 |
EP0534384A3 (en) | 1993-07-14 |
JP3169646B2 (ja) | 2001-05-28 |
AU649202B2 (en) | 1994-05-12 |
EP0534384B1 (en) | 1998-01-07 |
US5241320A (en) | 1993-08-31 |
DE69223892T2 (de) | 1998-04-30 |
DE69223892D1 (de) | 1998-02-12 |
AU2537692A (en) | 1993-04-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH0590983A (ja) | 交差偏波干渉補償器 | |
US4730343A (en) | Decision feedback equalizer with a pattern detector | |
US7813702B1 (en) | Receiver with dual D.C. noise cancellation circuits | |
CA2361422C (en) | Timing reproducing device and demodulator | |
CA2083749C (en) | Maximum likelihood sequence estimation apparatus | |
US4237554A (en) | Coefficient tap leakage for fractionally-spaced equalizers | |
US5638409A (en) | Data receiving device for reproducing a received symbol from a received data signal | |
EP0593763B1 (en) | Maximum likelihood decoding method and device thereof | |
GB1535445A (en) | Digital data receiver | |
US6504869B2 (en) | Mechanism for interpolating among samples of received communication signal using asynchronous high speed clock which is a nominal multiple of recovered signalling baud rate | |
US4475220A (en) | Symbol synchronizer for MPSK signals | |
JPH10200594A (ja) | ディジタル復調器におけるシンボルタイミング復元回路 | |
AU660878B2 (en) | Differential detection demodulator | |
JPH0879135A (ja) | デジタル信号誤り低減装置 | |
JP2879374B2 (ja) | ディジタルfsk復調器 | |
JP2518690B2 (ja) | トランスバ―サルフィルタ制御回路 | |
JP2795053B2 (ja) | 復調装置 | |
JP2564968B2 (ja) | 交差偏波干渉補償器 | |
RU2039416C1 (ru) | Цифровой адаптивный приемник дискретных сигналов | |
JP2511157B2 (ja) | 自動等化器 | |
JP2956724B2 (ja) | オーバーサンプリングトランスバーサル等化器 | |
JPH09266458A (ja) | 適応等化器 | |
JP2655453B2 (ja) | 自動干渉除去装置 | |
JP3183456B2 (ja) | クロック再生回路及びこれを用いた受信装置 | |
KR100192798B1 (ko) | 직각 위상 편이 복조기의 정합 필터 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |