JP3169646B2 - 交差偏波干渉補償器 - Google Patents
交差偏波干渉補償器Info
- Publication number
- JP3169646B2 JP3169646B2 JP27308691A JP27308691A JP3169646B2 JP 3169646 B2 JP3169646 B2 JP 3169646B2 JP 27308691 A JP27308691 A JP 27308691A JP 27308691 A JP27308691 A JP 27308691A JP 3169646 B2 JP3169646 B2 JP 3169646B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output
- polarization
- correlation
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/002—Reducing depolarization effects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
【０００１】
【技術分野】本発明は交差偏波干渉補償器に関し、特に
多値直交振幅変調又は多相位相変調方式のディジタル無
線通信システム用の分数間隔形トランスバーサル・フィ
ルタを用いた交差偏波干渉補償器に関する。
多値直交振幅変調又は多相位相変調方式のディジタル無
線通信システム用の分数間隔形トランスバーサル・フィ
ルタを用いた交差偏波干渉補償器に関する。
【０００２】
【従来技術】近年、ディジタル無線通信方式において
は、周波数を有効利用するため、互いに直交する２つの
偏波，即ち水平偏波（Ｈ偏波）と垂直偏波（Ｖ偏波）を
用いて、同一周波数で２つの独立した信号を伝送する交
差偏波伝送方式が採用されている。
は、周波数を有効利用するため、互いに直交する２つの
偏波，即ち水平偏波（Ｈ偏波）と垂直偏波（Ｖ偏波）を
用いて、同一周波数で２つの独立した信号を伝送する交
差偏波伝送方式が採用されている。
【０００３】本方式を多値直交振幅変調あるいは多相位
相変調方式に適用する際は、伝送路のフェージングや空
中線交差偏波識別度の劣化に起因する交差偏波間干渉を
除去するため、受信側において交差偏波干渉補償器が用
いられる。
相変調方式に適用する際は、伝送路のフェージングや空
中線交差偏波識別度の劣化に起因する交差偏波間干渉を
除去するため、受信側において交差偏波干渉補償器が用
いられる。
【０００４】図５は従来の交差偏波干渉補償器の一例の
ブロック図である。この交差偏波干渉補償器は、３タッ
プの分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いてベ
ースバンド帯において、ディジタル信号処理により交差
偏波干渉を除去するものである。
ブロック図である。この交差偏波干渉補償器は、３タッ
プの分数間隔形トランスバーサル・フィルタを用いてベ
ースバンド帯において、ディジタル信号処理により交差
偏波干渉を除去するものである。
【０００５】分数間隔形トランスバーサル・フィルタを
用いる理由は、水平偏波信号と垂直偏波信号の相対遅延
時間差に変動があっても補償特性が劣化しないためであ
る（例えば、特開平1 −300729）。
用いる理由は、水平偏波信号と垂直偏波信号の相対遅延
時間差に変動があっても補償特性が劣化しないためであ
る（例えば、特開平1 −300729）。
【０００６】図５を参照して、従来の分数間隔形トラン
スバーサル・フィルタを用いた交差偏波干渉補償器につ
いて説明する。この従来例では、再生クロック周期Ｔの
１／２の間隔のタップを有するＴ／２間隔形トランスバ
ーサル・フィルタを用いている。
スバーサル・フィルタを用いた交差偏波干渉補償器につ
いて説明する。この従来例では、再生クロック周期Ｔの
１／２の間隔のタップを有するＴ／２間隔形トランスバ
ーサル・フィルタを用いている。
【０００７】図において、端子１には干渉を受けている
主偏波（Ｈ偏波又はＶ偏波）側の中間周波数帯の変調波
Ｓ1 が入力され、端子２には干渉を与えている異偏波
（Ｖ偏波又はＨ偏波）側の中間周波数帯の変調波Ｓ2 が
入力される。主偏波信号Ｓ1 及び異偏波信号Ｓ2 は夫々
復調器１１及び１２に入力され、ベースバンド信号ＳＢ
1 及びＳＢ2 として夫々アナログ・ディジタル変換器１
５及び１６に出力される。
主偏波（Ｈ偏波又はＶ偏波）側の中間周波数帯の変調波
Ｓ1 が入力され、端子２には干渉を与えている異偏波
（Ｖ偏波又はＨ偏波）側の中間周波数帯の変調波Ｓ2 が
入力される。主偏波信号Ｓ1 及び異偏波信号Ｓ2 は夫々
復調器１１及び１２に入力され、ベースバンド信号ＳＢ
1 及びＳＢ2 として夫々アナログ・ディジタル変換器１
５及び１６に出力される。
【０００８】復調器１１はクロック信号CLK1を再生し、
クロック信号CLK1はアナログ・ディジタル変換器１５に
供給されると同時に２逓倍回路１８に入力され、２逓倍
されたクロック信号CLK2はアナログ・ディジタル変換器
１６に出力される。
クロック信号CLK1はアナログ・ディジタル変換器１５に
供給されると同時に２逓倍回路１８に入力され、２逓倍
されたクロック信号CLK2はアナログ・ディジタル変換器
１６に出力される。
【０００９】アナログ・ディジタル変換器１５は主偏波
側のベースバンド信号ＳＢ1 をクロック信号CLK1により
標本・量子化し、ディジタル信号列Ｄ1 として遅延回路
１９に出力する。また、アナログ・ディジタル変換器１
６は異偏波側ベースバンド信号ＳＢ2 をクロック信号CL
K2により標本・量子化し、ディジタル信号列Ｄ2 として
トランスバーサル・フィルタ101 に出力する。
側のベースバンド信号ＳＢ1 をクロック信号CLK1により
標本・量子化し、ディジタル信号列Ｄ1 として遅延回路
１９に出力する。また、アナログ・ディジタル変換器１
６は異偏波側ベースバンド信号ＳＢ2 をクロック信号CL
K2により標本・量子化し、ディジタル信号列Ｄ2 として
トランスバーサル・フィルタ101 に出力する。
【００１０】トランスバーサル・フィルタ101 はアナロ
グ・ディジタル変換器１６からの信号を振幅及び位相を
制御した補償信号ＳＸを出力し、この補償信号ＳＸを減
算器２９に入力する。減算器２９には遅延回路１９の出
力Ｄ11が入力され、この信号Ｄ11からトランスバーサル
・フィルタ101の出力信号を減算することにより、主偏
波側信号に含まれる干渉成分を除去することができる。
干渉成分の除去された主偏波信号Ｄ12は、端子３に出力
される。
グ・ディジタル変換器１６からの信号を振幅及び位相を
制御した補償信号ＳＸを出力し、この補償信号ＳＸを減
算器２９に入力する。減算器２９には遅延回路１９の出
力Ｄ11が入力され、この信号Ｄ11からトランスバーサル
・フィルタ101の出力信号を減算することにより、主偏
波側信号に含まれる干渉成分を除去することができる。
干渉成分の除去された主偏波信号Ｄ12は、端子３に出力
される。
【００１１】また、主偏波信号Ｄ12のうち、受信信号の
基準値からの偏差を表す誤差信号Ｅがトランスバーサル
・フィルタ制御回路102 に供給される。トランスバーサ
ル・フィルタ制御回路102 はアナログ・ディジタル変換
器１６の出力最上位ビット（データ極性信号）Ｄと誤差
信号Ｅとの相関をとり、誤差信号成分が最小となるよう
にトランスバーサル・フィルタ101 の各タップの重み係
数を制御する。
基準値からの偏差を表す誤差信号Ｅがトランスバーサル
・フィルタ制御回路102 に供給される。トランスバーサ
ル・フィルタ制御回路102 はアナログ・ディジタル変換
器１６の出力最上位ビット（データ極性信号）Ｄと誤差
信号Ｅとの相関をとり、誤差信号成分が最小となるよう
にトランスバーサル・フィルタ101 の各タップの重み係
数を制御する。
【００１２】この制御アルゴリズムは、一般にはＭＺＦ
（Modified Zero Forcing ）法と呼ばれるものであり、
詳細については文献，例えば、電子通信学会編「ディジ
タル信号処理」第１１章（昭５０）に詳述されている。
（Modified Zero Forcing ）法と呼ばれるものであり、
詳細については文献，例えば、電子通信学会編「ディジ
タル信号処理」第１１章（昭５０）に詳述されている。
【００１３】次にトランスバーサル・フィルタ制御回路
102 の動作について説明する。誤差信号Ｅは受信多値ベ
ースバンド信号の基準値からのずれの量を表わし、２N
値ベースバンド信号の場合、これをアナログ・ディジタ
ル変換すると、最上位ビットから数えて（Ｎ＋１）番目
のビットが誤差信号Ｅとなり、誤差の極性を表わす。
102 の動作について説明する。誤差信号Ｅは受信多値ベ
ースバンド信号の基準値からのずれの量を表わし、２N
値ベースバンド信号の場合、これをアナログ・ディジタ
ル変換すると、最上位ビットから数えて（Ｎ＋１）番目
のビットが誤差信号Ｅとなり、誤差の極性を表わす。
【００１４】通常誤差信号は、干渉補償後の信号Ｄ12の
第（Ｎ＋１）ビット目が使用され、補償後の残留誤差成
分の極性を表わす。また、データ極性信号Ｄは、ＭＺＦ
法の場合、トランスバーサル・フィルタ101 の入力信号
Ｄ2 の第１ビットが使用される。このデータ極性信号Ｄ
は、遅延回路３０に入力され、トランスバーサル・フィ
ルタ101 内の乗算器２３，加算器２８の遅延が補償さ
れ、誤差信号Ｅとの時間関係が正しく調整された後、縦
続接続されたフリップフロップ３１，３２に入力され
る。
第（Ｎ＋１）ビット目が使用され、補償後の残留誤差成
分の極性を表わす。また、データ極性信号Ｄは、ＭＺＦ
法の場合、トランスバーサル・フィルタ101 の入力信号
Ｄ2 の第１ビットが使用される。このデータ極性信号Ｄ
は、遅延回路３０に入力され、トランスバーサル・フィ
ルタ101 内の乗算器２３，加算器２８の遅延が補償さ
れ、誤差信号Ｅとの時間関係が正しく調整された後、縦
続接続されたフリップフロップ３１，３２に入力され
る。
【００１５】中央タップの場合、トランスバーサル・フ
ィルタの乗算器２３のタップ係数Ｃ0 は、誤差信号Ｅと
遅延回路の出力Ｄ-1をＴ／２秒遅延した信号Ｄ0 との２
進数の積が、すなわち排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）
３４でとられ、２値信号Ｃ0′として、アップダウンカ
ウンタ３７に入力される。アップダウンカウンタはＫ段
のシフトレジスタで構成され、その上位Ｍビットがタッ
プ係数Ｃ0 として乗算器２３に入力される。同様に−１
タップのタップ係数Ｃ-1及び＋１タップのタップ係数Ｃ
+1が生成され、夫々乗算器２２，２４に入力される。
ィルタの乗算器２３のタップ係数Ｃ0 は、誤差信号Ｅと
遅延回路の出力Ｄ-1をＴ／２秒遅延した信号Ｄ0 との２
進数の積が、すなわち排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）
３４でとられ、２値信号Ｃ0′として、アップダウンカ
ウンタ３７に入力される。アップダウンカウンタはＫ段
のシフトレジスタで構成され、その上位Ｍビットがタッ
プ係数Ｃ0 として乗算器２３に入力される。同様に−１
タップのタップ係数Ｃ-1及び＋１タップのタップ係数Ｃ
+1が生成され、夫々乗算器２２，２４に入力される。
【００１６】尚、今時刻ｔの誤差信号Ｅ及びデータ極性
信号Ｄを夫々Ｅ（ｔ），Ｄ（ｔ）で表わすと、時刻ｔ＝
Ｌの中央タップのタップ係数Ｃ0 （Ｌ）は、 Ｃ0 （Ｌ）＝（１／２K ）ΣＥ（ｔ）・Ｄ0 （ｔ） ……（１） となる。尚、Σはｔ＝１〜Ｌの総和を示し、Ｋはアップ
ダウンカウンタの段数を示している。
信号Ｄを夫々Ｅ（ｔ），Ｄ（ｔ）で表わすと、時刻ｔ＝
Ｌの中央タップのタップ係数Ｃ0 （Ｌ）は、 Ｃ0 （Ｌ）＝（１／２K ）ΣＥ（ｔ）・Ｄ0 （ｔ） ……（１） となる。尚、Σはｔ＝１〜Ｌの総和を示し、Ｋはアップ
ダウンカウンタの段数を示している。
【００１７】乗算器２２，２３，２４には夫々、アナロ
グ・ディジタル変換器１６の出力信号Ｄ2 及びこのＤ2
をＴ／２秒遅延したＤ3 ，このＤ3 をＴ／２秒遅延した
Ｄ4が夫々入力される。Ｄ2 とＣ-1の積Ｄ2 ′，Ｄ3 と
Ｄ0 の積Ｄ3 ′，Ｄ4 とＣ+1の積Ｄ4 ′は、夫々加算器
２８で加算されて補償信号ＳＸとして、減算器２９に出
力される。
グ・ディジタル変換器１６の出力信号Ｄ2 及びこのＤ2
をＴ／２秒遅延したＤ3 ，このＤ3 をＴ／２秒遅延した
Ｄ4が夫々入力される。Ｄ2 とＣ-1の積Ｄ2 ′，Ｄ3 と
Ｄ0 の積Ｄ3 ′，Ｄ4 とＣ+1の積Ｄ4 ′は、夫々加算器
２８で加算されて補償信号ＳＸとして、減算器２９に出
力される。
【００１８】以上の様にして、主偏波側信号に含まれる
交差偏波干渉成分が除去されるのである。
交差偏波干渉成分が除去されるのである。
【００１９】この従来の交差偏波干渉補償器では、トラ
ンスバーサル・フィルタ制御回路のタップ係数平均化回
路が、補償器が動作を開始した時刻ｔ＝１から、現在時
刻ｔ＝Ｌまでのすべての相関結果Ｅ（ｔ）・Ｄi （ｔ）
を使用して平均をとっているため、平均時間が非常に長
くなる。このため交差偏波間干渉が無い場合、本来タッ
プ係数値は０であるべきだが、相関結果にわずかでも片
よりがあると、タップ係数が０からずれてしまう。
ンスバーサル・フィルタ制御回路のタップ係数平均化回
路が、補償器が動作を開始した時刻ｔ＝１から、現在時
刻ｔ＝Ｌまでのすべての相関結果Ｅ（ｔ）・Ｄi （ｔ）
を使用して平均をとっているため、平均時間が非常に長
くなる。このため交差偏波間干渉が無い場合、本来タッ
プ係数値は０であるべきだが、相関結果にわずかでも片
よりがあると、タップ係数が０からずれてしまう。
【００２０】例えば、アップダウンカウンタの段数Ｋ＝
２０，Ｌ＝１０6とした時、中央タップの相関結果の割
合が、“１”：“−１”＝５１：４９とすると（Ｈレベ
ルを１，Ｌレベルを−１とする）、 Ｃ0 ＝（１／２０20）×（２／100 ）×１０6 ＝０．０１９ ……（２） となってしまい、正しいタップ係数が得られず、かえっ
て余分な干渉を発生せしめるという欠点を有する。
２０，Ｌ＝１０6とした時、中央タップの相関結果の割
合が、“１”：“−１”＝５１：４９とすると（Ｈレベ
ルを１，Ｌレベルを−１とする）、 Ｃ0 ＝（１／２０20）×（２／100 ）×１０6 ＝０．０１９ ……（２） となってしまい、正しいタップ係数が得られず、かえっ
て余分な干渉を発生せしめるという欠点を有する。
【００２１】
【発明の目的】本発明の目的は、符号のランダム性に片
よりがあってもタップ係数が真の値に十分近いものを得
て、交差偏波干渉が無いときでも余分な干渉雑音を生ず
ることがない交差偏波干渉補償器を提供することであ
る。
よりがあってもタップ係数が真の値に十分近いものを得
て、交差偏波干渉が無いときでも余分な干渉雑音を生ず
ることがない交差偏波干渉補償器を提供することであ
る。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明の交差偏波干渉補
償器は、互いに直交する２つの変調信号の復調出力をそ
れぞれアナログ・ディジタル変換した主偏波信号と異偏
波信号とを入力して交差偏波間干渉を除去した出力信号
を得る交差偏波干渉補償器において、前記主偏波信号か
らの誤差信号と前記異偏波信号からのデータ極性信号を
所定のタップ間隔だけずらして相関をとる相関手段と、
前記相関手段の出力から最も新しい所定ビットの総和を
用いて移動平均したタップ係数を出力する移動平均手段
と、前記異偏波信号を入力し補償信号を生成するトラン
スバーサル ・ フィルタと、前記移動平均手段の出力を前
記トランスバーサル・フィルタに入力して前記誤差信号
が最小となるように各タップ係数の重み係数を制御する
制御手段と、前記主偏波信号から前記補償信号を減算し
て前記出力信号を得る減算手段ととを有することを特徴
とする。
償器は、互いに直交する２つの変調信号の復調出力をそ
れぞれアナログ・ディジタル変換した主偏波信号と異偏
波信号とを入力して交差偏波間干渉を除去した出力信号
を得る交差偏波干渉補償器において、前記主偏波信号か
らの誤差信号と前記異偏波信号からのデータ極性信号を
所定のタップ間隔だけずらして相関をとる相関手段と、
前記相関手段の出力から最も新しい所定ビットの総和を
用いて移動平均したタップ係数を出力する移動平均手段
と、前記異偏波信号を入力し補償信号を生成するトラン
スバーサル ・ フィルタと、前記移動平均手段の出力を前
記トランスバーサル・フィルタに入力して前記誤差信号
が最小となるように各タップ係数の重み係数を制御する
制御手段と、前記主偏波信号から前記補償信号を減算し
て前記出力信号を得る減算手段ととを有することを特徴
とする。
【００２３】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００２４】図１は本発明の第１の実施例を示すブロッ
ク図であり、図５と同等部分は同一符号により示す。こ
の第１の実施例は、再生クロック周期Ｔの１／２の間隔
のタップを有するＴ／２間隔形３タップトランスバーサ
ル・フィルタを用いた場合の実施例である。
ク図であり、図５と同等部分は同一符号により示す。こ
の第１の実施例は、再生クロック周期Ｔの１／２の間隔
のタップを有するＴ／２間隔形３タップトランスバーサ
ル・フィルタを用いた場合の実施例である。
【００２５】図１において、端子１には干渉を受けてい
る主偏波（Ｈ偏波又はＶ偏波）側の中間周波数帯の変調
波Ｓ1 が入力され、端子２には干渉を与えている異偏波
（Ｖ偏波又はＨ偏波）側中間周波数帯の変調波Ｓ2 が入
力される。主偏波信号Ｓ１及び異偏波信号Ｓ2 は夫々復
調器１１及び１２に入力され、ベースバンド信号ＳＢ1
及びＳＢ2 として夫々アナログ・ディジタル変換器１５
及び１６に出力される。
る主偏波（Ｈ偏波又はＶ偏波）側の中間周波数帯の変調
波Ｓ1 が入力され、端子２には干渉を与えている異偏波
（Ｖ偏波又はＨ偏波）側中間周波数帯の変調波Ｓ2 が入
力される。主偏波信号Ｓ１及び異偏波信号Ｓ2 は夫々復
調器１１及び１２に入力され、ベースバンド信号ＳＢ1
及びＳＢ2 として夫々アナログ・ディジタル変換器１５
及び１６に出力される。
【００２６】復調器１１はクロック信号CLK1を再生し、
クロック信号CLK1はアナログ・ディジタル変換器１５に
供給されると同時に２逓倍回路１８に入力され、２逓倍
されたクロック信号CLK2はアナログ・ディジタル変換器
１６に出力される。
クロック信号CLK1はアナログ・ディジタル変換器１５に
供給されると同時に２逓倍回路１８に入力され、２逓倍
されたクロック信号CLK2はアナログ・ディジタル変換器
１６に出力される。
【００２７】アナログ・ディジタル変換器１５は主偏波
側のベースバンド信号ＳＢ1 をクロック信号CLK1により
標本・量子化し、ディジタル信号列Ｄ1 として遅延回路
１９に出力する。また、アナログ・ディジタル変換器１
６は異偏波側ベースバンド信号ＳＢ2 をクロック信号CL
K2により標本・量子化し、ディジタル信号列Ｄ2 として
トランスバーサル・フィルタ101 に出力する。
側のベースバンド信号ＳＢ1 をクロック信号CLK1により
標本・量子化し、ディジタル信号列Ｄ1 として遅延回路
１９に出力する。また、アナログ・ディジタル変換器１
６は異偏波側ベースバンド信号ＳＢ2 をクロック信号CL
K2により標本・量子化し、ディジタル信号列Ｄ2 として
トランスバーサル・フィルタ101 に出力する。
【００２８】トランスバーサル・フィルタ101 は、アナ
ログ・ディジタル変換器１６からの信号の振幅及び位相
を制御した補償信号ＳＸを出力し、この補償信号ＳＸを
減算器２９に入力する。減算器２９には、遅延回路１９
の出力Ｄ11が入力され、この信号Ｄ11からトランスバー
サル・フィルタ101 の出力信号を減算することにより、
主偏波側信号に含まれる干渉成分を除去することができ
る。干渉成分の除去された主偏波信号Ｄ12は、端子３に
出力される。
ログ・ディジタル変換器１６からの信号の振幅及び位相
を制御した補償信号ＳＸを出力し、この補償信号ＳＸを
減算器２９に入力する。減算器２９には、遅延回路１９
の出力Ｄ11が入力され、この信号Ｄ11からトランスバー
サル・フィルタ101 の出力信号を減算することにより、
主偏波側信号に含まれる干渉成分を除去することができ
る。干渉成分の除去された主偏波信号Ｄ12は、端子３に
出力される。
【００２９】また、主偏波信号Ｄ12のうち、受信信号の
基準値からの偏差を表わす誤差信号Ｅがトランスバーサ
ル・フィルタ制御回路103 に供給される。トランスバー
サル・フィルタ制御回路103 はアナログ・ディジタル変
換器１６の出力の最上位ビット（データ極性信号）Ｄと
誤差信号Ｅとの相関をとり、前記誤差信号成分が最小と
なるようにトランスバーサル・フィルタ101 の各タップ
の重み係数を制御する。
基準値からの偏差を表わす誤差信号Ｅがトランスバーサ
ル・フィルタ制御回路103 に供給される。トランスバー
サル・フィルタ制御回路103 はアナログ・ディジタル変
換器１６の出力の最上位ビット（データ極性信号）Ｄと
誤差信号Ｅとの相関をとり、前記誤差信号成分が最小と
なるようにトランスバーサル・フィルタ101 の各タップ
の重み係数を制御する。
【００３０】トランスバーサル・フィルタ101 は、アナ
ログ・ディジタル変換器１６の出力Ｄ2 をＴ／２ずつ遅
延させる縦続接続されたシフトレジスタ２０及び２１
と、アナログ・ディジタル変換器１６の出力Ｄ2 を入力
とする乗算器２２と、遅延素子であるシフトレジスタ２
０に接続される乗算器２３と、シフトレジスタ２１に接
続される乗算器２４と、乗算器２２〜２４の出力を加算
するディジタル加算器２８とから構成され、トランスバ
ーサル・フィルタ制御回路103 から供給されるタップ制
御信号Ｃ-1，Ｃ0 ，Ｃ1 が夫々乗算器２２，２３，２４
に入力される。
ログ・ディジタル変換器１６の出力Ｄ2 をＴ／２ずつ遅
延させる縦続接続されたシフトレジスタ２０及び２１
と、アナログ・ディジタル変換器１６の出力Ｄ2 を入力
とする乗算器２２と、遅延素子であるシフトレジスタ２
０に接続される乗算器２３と、シフトレジスタ２１に接
続される乗算器２４と、乗算器２２〜２４の出力を加算
するディジタル加算器２８とから構成され、トランスバ
ーサル・フィルタ制御回路103 から供給されるタップ制
御信号Ｃ-1，Ｃ0 ，Ｃ1 が夫々乗算器２２，２３，２４
に入力される。
【００３１】そして、前述したように誤差信号Ｅの誤差
成分が最小となるようタップ係数が制御され、加算器２
８の出力側には、主偏波側にもれ込んだ交差偏波干渉成
分とほぼ同じ信号が補償信号ＳＸとして出力され、交差
偏波干渉が除去される。上述の動作は、トランスバーサ
ル・フィルタ制御回路103 を除いては、従来の実施例と
同様である。
成分が最小となるようタップ係数が制御され、加算器２
８の出力側には、主偏波側にもれ込んだ交差偏波干渉成
分とほぼ同じ信号が補償信号ＳＸとして出力され、交差
偏波干渉が除去される。上述の動作は、トランスバーサ
ル・フィルタ制御回路103 を除いては、従来の実施例と
同様である。
【００３２】次に、本発明の主眼である、トランスバー
サル・フィルタ制御回路103 について詳しく説明する。
サル・フィルタ制御回路103 について詳しく説明する。
【００３３】誤差信号Ｅは受信多値ベースバンド信号の
基準値からのずれの量を表わし、２N 値ベースバンド信
号の場合、これをアナログ・ディジタル変換すると、最
上位ビットから数えて（Ｎ＋１）番目のビットが誤差信
号Ｅとなり、誤差の極性を表わす。
基準値からのずれの量を表わし、２N 値ベースバンド信
号の場合、これをアナログ・ディジタル変換すると、最
上位ビットから数えて（Ｎ＋１）番目のビットが誤差信
号Ｅとなり、誤差の極性を表わす。
【００３４】通常誤差信号は、干渉補償後の信号Ｄ12の
第（Ｎ＋１）ビット目が使用され、補償後の残留誤差成
分の極性を表わす。また、データ極性信号Ｄは、ＭＺＦ
法の場合、トランスバーサル・フィルタ101 の入力信号
Ｄ2 の第１ビットが使用される。このデータ極性信号Ｄ
は、遅延回路３０に入力されて、トランスバーサル・フ
ィルタ101 内の乗算器２３，加算器２８の遅延が補償さ
れ、誤差信号Ｅとの時間関係が正しく調整された後、縦
続接続されたフリップフロップ３１，３２に入力され
る。
第（Ｎ＋１）ビット目が使用され、補償後の残留誤差成
分の極性を表わす。また、データ極性信号Ｄは、ＭＺＦ
法の場合、トランスバーサル・フィルタ101 の入力信号
Ｄ2 の第１ビットが使用される。このデータ極性信号Ｄ
は、遅延回路３０に入力されて、トランスバーサル・フ
ィルタ101 内の乗算器２３，加算器２８の遅延が補償さ
れ、誤差信号Ｅとの時間関係が正しく調整された後、縦
続接続されたフリップフロップ３１，３２に入力され
る。
【００３５】中央タップの場合、トランスバーサル・フ
ィルタの乗算器２３のタップ係数Ｃ0 は、誤差信号Ｅと
遅延回路の出力Ｄ-1をＴ／２秒遅延した信号Ｄ0 との２
進数の積が、すなわち排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）
３４でとられ、２値信号Ｃ0′として、移動平均回路４
２に入力される。
ィルタの乗算器２３のタップ係数Ｃ0 は、誤差信号Ｅと
遅延回路の出力Ｄ-1をＴ／２秒遅延した信号Ｄ0 との２
進数の積が、すなわち排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）
３４でとられ、２値信号Ｃ0′として、移動平均回路４
２に入力される。
【００３６】移動平均回路の出力の時刻ｔ＝Ｌのタップ
係数Ｃ0 （Ｌ）は、 Ｃ0 （Ｌ）＝（１／２K ）ΣＥ（ｔ）・Ｄ0 （ｔ） （Ｌ≧Ｊ）……（３） となる。尚、Σはｔ＝Ｌ−Ｊ＋１〜Ｌの総和とする。す
なわち、Ｃ0 （Ｌ）はＪビット分の相関結果Ｅ（ｔ）・
Ｄ0 （ｔ）の移動平均値となる。つまり従来例では、式
（１）に示したように時刻ｔ＝１からｔ＝ＬまでのＬビ
ット分の相関結果の総和を用いて平均値としてのタップ
係数を求めたのに対し、本発明の移動平均回路では、常
に最新Ｊビット分の相関結果のみを用いている。
係数Ｃ0 （Ｌ）は、 Ｃ0 （Ｌ）＝（１／２K ）ΣＥ（ｔ）・Ｄ0 （ｔ） （Ｌ≧Ｊ）……（３） となる。尚、Σはｔ＝Ｌ−Ｊ＋１〜Ｌの総和とする。す
なわち、Ｃ0 （Ｌ）はＪビット分の相関結果Ｅ（ｔ）・
Ｄ0 （ｔ）の移動平均値となる。つまり従来例では、式
（１）に示したように時刻ｔ＝１からｔ＝ＬまでのＬビ
ット分の相関結果の総和を用いて平均値としてのタップ
係数を求めたのに対し、本発明の移動平均回路では、常
に最新Ｊビット分の相関結果のみを用いている。
【００３７】この様に移動平均することにより、タップ
係数値は現在よりＬビット以前の過去の値に依存しない
ので、たとえ、信号のランダム性にわずかに片よりがあ
っても、累積されて異常な値になるということがなくな
る。
係数値は現在よりＬビット以前の過去の値に依存しない
ので、たとえ、信号のランダム性にわずかに片よりがあ
っても、累積されて異常な値になるということがなくな
る。
【００３８】例えば、Ｊ＝１０3 に選ぶとアップダンウ
ンカウンタの段数Ｋ＝２０、現在時刻Ｌ＝１０6 のと
き、交差偏波干渉が無いにもかかわらず、中央タップの
相関結果が符号のランダム性の片よりのため、“１”：
“−１”＝５１：４９になったとすると、 Ｃ0 ＝（１／２20）×（２／100)×１０3 ＝０．００００１９ ……（４） となり、従来例の（２）式の値より３桁も小さい値とな
り、真の値０に近づく。以上述べたタップ係数の移動平
均動作は、他のタップ係数Ｃ-1，Ｃ+1についても同様で
ある。
ンカウンタの段数Ｋ＝２０、現在時刻Ｌ＝１０6 のと
き、交差偏波干渉が無いにもかかわらず、中央タップの
相関結果が符号のランダム性の片よりのため、“１”：
“−１”＝５１：４９になったとすると、 Ｃ0 ＝（１／２20）×（２／100)×１０3 ＝０．００００１９ ……（４） となり、従来例の（２）式の値より３桁も小さい値とな
り、真の値０に近づく。以上述べたタップ係数の移動平
均動作は、他のタップ係数Ｃ-1，Ｃ+1についても同様で
ある。
【００３９】移動平均回路４１，４２，４３は、夫々移
動平均前処理回路４４，４５，４６とこれに夫々接続さ
れるアップダウンカウンタ３６，３７，３８とから構成
できる。
動平均前処理回路４４，４５，４６とこれに夫々接続さ
れるアップダウンカウンタ３６，３７，３８とから構成
できる。
【００４０】いま、（３）式において、Ｅ（ｔ）・Ｄ0
（ｔ）＝Ｒ（ｔ）とおくと、アップダウンカウンタの時
刻ｔ＝Ｌにおける値Ｓ（Ｌ）は、 Ｓ（Ｌ）＝ΣＲ（ｔ） ……（５） となる。尚、Σはｔ＝Ｌ−Ｊ＋１〜Ｌの総和である。
（ｔ）＝Ｒ（ｔ）とおくと、アップダウンカウンタの時
刻ｔ＝Ｌにおける値Ｓ（Ｌ）は、 Ｓ（Ｌ）＝ΣＲ（ｔ） ……（５） となる。尚、Σはｔ＝Ｌ−Ｊ＋１〜Ｌの総和である。
【００４１】すると、時刻ｔ＝Ｌ＋１におけるアップダ
ウンカウンタの値Ｓ（Ｌ＋１）は、 Ｓ（Ｌ＋１）＝ΣＲ（ｔ）＝ΣＲ（ｔ）−Ｒ（Ｌ−Ｊ＋１）＋Ｒ（Ｌ＋１） ＝Ｓ（Ｌ）−Ｒ（Ｌ＋１−Ｊ）＋Ｒ（Ｌ＋１）……（６） ＝Ｓ（Ｌ）−Ｆ2 ＋Ｆ1 ……（７） となる。
ウンカウンタの値Ｓ（Ｌ＋１）は、 Ｓ（Ｌ＋１）＝ΣＲ（ｔ）＝ΣＲ（ｔ）−Ｒ（Ｌ−Ｊ＋１）＋Ｒ（Ｌ＋１） ＝Ｓ（Ｌ）−Ｒ（Ｌ＋１−Ｊ）＋Ｒ（Ｌ＋１）……（６） ＝Ｓ（Ｌ）−Ｆ2 ＋Ｆ1 ……（７） となる。
【００４２】尚、上式で、最初のΣはｔ＝Ｌ−Ｊ＋２〜
Ｌ＋１，次のΣはｔ＝Ｌ−Ｊ＋１〜Ｌの各総和を夫々示
す。また、Ｆ1 はｔ＝Ｌ＋１における相関出力Ｒ（Ｌ＋
１），Ｆ2 はＦ1 よりＪビット前の相関出力Ｒ（Ｌ＋１
−Ｊ）を書換えたものである。
Ｌ＋１，次のΣはｔ＝Ｌ−Ｊ＋１〜Ｌの各総和を夫々示
す。また、Ｆ1 はｔ＝Ｌ＋１における相関出力Ｒ（Ｌ＋
１），Ｆ2 はＦ1 よりＪビット前の相関出力Ｒ（Ｌ＋１
−Ｊ）を書換えたものである。
【００４３】（７）式より、時刻ｔ＝Ｌ＋１におけるア
ップタウンカウンタの値は、時刻ｔ＝Ｌのアップダウン
カウンタの値よりＦ2 の値を引き、Ｆ1の値と足したも
のとなる。この処理を行うのが以下に述べる移動平均前
処理回路４４〜４６である。
ップタウンカウンタの値は、時刻ｔ＝Ｌのアップダウン
カウンタの値よりＦ2 の値を引き、Ｆ1の値と足したも
のとなる。この処理を行うのが以下に述べる移動平均前
処理回路４４〜４６である。
【００４４】移動平均前処理回路４４〜４６の構成を図
２に示す。排他的論理和回路からの相関出力Ｆ1 が端子
４に入力され、判定回路５２に入力されるととに、記憶
回路５１に入力される。記憶回路５１からは、Ｊビット
前の相関出力Ｆ2 が判定回路５２に出力される。
２に示す。排他的論理和回路からの相関出力Ｆ1 が端子
４に入力され、判定回路５２に入力されるととに、記憶
回路５１に入力される。記憶回路５１からは、Ｊビット
前の相関出力Ｆ2 が判定回路５２に出力される。
【００４５】判定回路５２では、２つの入力Ｆ1 ，Ｆ2
の値を比較し、アップダウンカウンタの今までの総和か
らＦ2 を引き、新たにＦ1を加える動作をする。すなわ
ち、Ｆ1 ＝Ｆ2 であれば、アップダウンカウンタには、
パルスを出力せず、タップ係数は保持される。また、Ｆ
1＝“Ｈ”，Ｆ2 ＝“Ｌ”であれば、今までの総和から
Ｆ2 を引き新たにＦ1 を加えるのであるから、結局２ビ
ットアップダウンカウントすれば良いので、“Ｈ”パル
スを２ケ出力する。
の値を比較し、アップダウンカウンタの今までの総和か
らＦ2 を引き、新たにＦ1を加える動作をする。すなわ
ち、Ｆ1 ＝Ｆ2 であれば、アップダウンカウンタには、
パルスを出力せず、タップ係数は保持される。また、Ｆ
1＝“Ｈ”，Ｆ2 ＝“Ｌ”であれば、今までの総和から
Ｆ2 を引き新たにＦ1 を加えるのであるから、結局２ビ
ットアップダウンカウントすれば良いので、“Ｈ”パル
スを２ケ出力する。
【００４６】Ｆ1 ＝“Ｌ”，Ｆ2 ＝“Ｈ”であれば、２
ビットダウン・カウントするために、“Ｌ”パルスを２
ケ出力する。この様子が図３に示されている。
ビットダウン・カウントするために、“Ｌ”パルスを２
ケ出力する。この様子が図３に示されている。
【００４７】記憶回路５１はシフトレジスタあるいはＲ
ＡＭ等で簡単に実現できる。判定回路５２も通常の論理
回路素子で実現できる。
ＡＭ等で簡単に実現できる。判定回路５２も通常の論理
回路素子で実現できる。
【００４８】以上の説明は、タップ間隔Ｔ／２，タップ
数３の交差偏波干渉補償器について行ったが、一般のタ
ップ間隔Ｔ／Ｎ，タップ数Ｒ（Ｎ，Ｒは自然数）の交差
偏波干渉補償器についても、トランスバーサル・フィル
タ制御回路に以上で説明した平均回路を用いて、符号の
ランダム性に片よりがあっても十分正確なタップ係数が
得られる構成とすることができる。
数３の交差偏波干渉補償器について行ったが、一般のタ
ップ間隔Ｔ／Ｎ，タップ数Ｒ（Ｎ，Ｒは自然数）の交差
偏波干渉補償器についても、トランスバーサル・フィル
タ制御回路に以上で説明した平均回路を用いて、符号の
ランダム性に片よりがあっても十分正確なタップ係数が
得られる構成とすることができる。
【００４９】Ｎ＝１，Ｒ＝３の場合を、本発明の他の実
施例として、図４に示す。図１の本発明の第１の実施例
中の逓倍回路１８を削除・短絡し、シフトレジスタ２
０，２１，３１，３２の遅延量がＴ秒となった点を除け
ば、第１の実施例と同様であり、その説明は省略する。
施例として、図４に示す。図１の本発明の第１の実施例
中の逓倍回路１８を削除・短絡し、シフトレジスタ２
０，２１，３１，３２の遅延量がＴ秒となった点を除け
ば、第１の実施例と同様であり、その説明は省略する。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
交差偏波干渉補償器のトランスバーサル・フィルタ制御
回路において、相関結果を平均化してタップ係数を出力
する際、移動平均回路を用いるようにしたので、符号の
ランダム性に片よりがあっても、タップ係数が真の値に
十分近いものが得られ、交差偏波干渉が無い時でもタッ
プ係数が十分０に近くなるので、補償器からの干渉雑音
がなくなるという利点を有する。
交差偏波干渉補償器のトランスバーサル・フィルタ制御
回路において、相関結果を平均化してタップ係数を出力
する際、移動平均回路を用いるようにしたので、符号の
ランダム性に片よりがあっても、タップ係数が真の値に
十分近いものが得られ、交差偏波干渉が無い時でもタッ
プ係数が十分０に近くなるので、補償器からの干渉雑音
がなくなるという利点を有する。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】移動平均前処理回路の具体例を示す図である。
【図３】移動平均前処理回路の動作例を示す図である。
【図４】本発明の他の実施例のブロック図である。
【図５】従来の交差偏波干渉補償器の例を示すブロック
図である。
図である。
１１，１２ 復調器 １５，１６ アナログ・ディジタル変換器 １８ ２逓倍回路 １９，３０ 遅延回路 ２０，２１，３１，３２ シフトレジスタ ２２，２３，２４ 乗算器 ２８ 加算器 ２９ 減算器 ３３〜３５ 排他的論理和回路 ４１〜４３ 移動平均回路 ３６〜３８ アップダウンカウンタ ４４〜４６ 移動平均前処理回路 101 トランスバーサル・フィルタ 102 トランスバーサル・フィルタ制御回路
Claims (2)
- 【請求項１】互いに直交する２つの変調信号の復調出力
をそれぞれアナログ・ディジタル変換した主偏波信号と
異偏波信号とを入力して交差偏波間干渉を除去した出力
信号を得る交差偏波干渉補償器において、 前記主偏波信号からの誤差信号と前記異偏波信号からの
データ極性信号を所定のタップ間隔だけずらして相関を
とる相関手段と、 前記相関手段の出力から最も新しい所定ビットの総和を
用いて移動平均したタップ係数を出力する移動平均手段
と、 前記異偏波信号を入力し補償信号を生成するトランスバ
ーサル ・ フィルタと、 前記移動平均手段の出力を前記トランスバーサル・フィ
ルタに入力して前記誤差信号が最小となるように各タッ
プ係数の重み係数を制御する制御手段と、 前記主偏波信号から前記補償信号を減算して前記出力信
号を得る減算手段ととを有する ことを特徴とする交差偏
波干渉補償器。 - 【請求項２】 前記移動平均手段は、前記相関手段の出
力（第１の相関出力）を前記所定ビットだけ記憶して第
２の相関出力を得る記憶回路と、前記第１、第２の相関
出力を入力し、現在の総和から前記第２の相関出力を引
き、さらに前記第１の相関出力を加える判定回路と、前
記判定回路の出力の総和をとるアップダウンカウンタと
を有することを特徴とする請求項１記載の交差偏波干渉
補償器。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27308691A JP3169646B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 交差偏波干渉補償器 |
| US07/948,687 US5241320A (en) | 1991-09-25 | 1992-09-22 | Cross-polarization interference canceller |
| EP92116247A EP0534384B1 (en) | 1991-09-25 | 1992-09-23 | Cross-polarization interference canceller |
| DE69223892T DE69223892T2 (de) | 1991-09-25 | 1992-09-23 | Kreuzpolarisationsinterferenzkompensator |
| AU25376/92A AU649202B2 (en) | 1991-09-25 | 1992-09-25 | Cross-polarization interference canceller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27308691A JP3169646B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 交差偏波干渉補償器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0590983A JPH0590983A (ja) | 1993-04-09 |
| JP3169646B2 true JP3169646B2 (ja) | 2001-05-28 |
Family
ID=17522952
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27308691A Expired - Fee Related JP3169646B2 (ja) | 1991-09-25 | 1991-09-25 | 交差偏波干渉補償器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5241320A (ja) |
| EP (1) | EP0534384B1 (ja) |
| JP (1) | JP3169646B2 (ja) |
| AU (1) | AU649202B2 (ja) |
| DE (1) | DE69223892T2 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5517531A (en) * | 1991-05-29 | 1996-05-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Kernel adaptive interference suppression system |
| CA2073082C (en) * | 1991-07-08 | 1997-09-09 | Takanori Iwamatsu | Fractionally spaced cross-polarization interference canceller |
| US5396655A (en) * | 1992-11-30 | 1995-03-07 | At&T Corp. | Adaptive canceler for contiguous band filtering |
| DE69533816T2 (de) * | 1994-03-28 | 2005-04-21 | Nec Corp | Verfahren und Vorrichtung zum Steuern der Filterkoeffizienten eines adaptiven signalangepassten Filters in einem automatischen Entzerrer |
| US5901343A (en) * | 1997-05-09 | 1999-05-04 | Lockheed Martin Corporation | Adaptive cross polarization Interference canceler for use at intermediate frequencies |
| US6449320B1 (en) | 1999-07-02 | 2002-09-10 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Equalization with DC-offset compensation |
| JP3988526B2 (ja) | 2002-05-14 | 2007-10-10 | 三菱電機株式会社 | スタータ制御装置および制御装置付スタータ |
| US7613260B2 (en) * | 2005-11-21 | 2009-11-03 | Provigent Ltd | Modem control using cross-polarization interference estimation |
| US7796708B2 (en) * | 2006-03-29 | 2010-09-14 | Provigent Ltd. | Adaptive receiver loops with weighted decision-directed error |
| US7643512B2 (en) | 2006-06-29 | 2010-01-05 | Provigent Ltd. | Cascaded links with adaptive coding and modulation |
| US7839952B2 (en) | 2006-12-05 | 2010-11-23 | Provigent Ltd | Data rate coordination in protected variable-rate links |
| US7720136B2 (en) | 2006-12-26 | 2010-05-18 | Provigent Ltd | Adaptive coding and modulation based on link performance prediction |
| US8315574B2 (en) * | 2007-04-13 | 2012-11-20 | Broadcom Corporation | Management of variable-rate communication links |
| US7821938B2 (en) * | 2007-04-20 | 2010-10-26 | Provigent Ltd. | Adaptive coding and modulation for synchronous connections |
| US8001445B2 (en) * | 2007-08-13 | 2011-08-16 | Provigent Ltd. | Protected communication link with improved protection indication |
| US8040985B2 (en) * | 2007-10-09 | 2011-10-18 | Provigent Ltd | Decoding of forward error correction codes in the presence of phase noise |
| WO2010011500A1 (en) * | 2008-07-25 | 2010-01-28 | Smith International, Inc. | Pdc bit having split blades |
| JP4746703B1 (ja) * | 2010-03-29 | 2011-08-10 | 株式会社東芝 | 電子機器、ハードディスクドライブ |
| US10466338B2 (en) * | 2016-07-17 | 2019-11-05 | Commscope Technologies Llc | Detecting Federal Incumbent Radar (FIR) signal |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3633105A (en) * | 1970-04-01 | 1972-01-04 | Gte Automatic Electric Lab Inc | Digital adaptive equalizer system |
| CA1338153C (en) * | 1987-11-10 | 1996-03-12 | Yoshihiro Nozue | Interference canceller |
| JPH0756970B2 (ja) * | 1988-05-30 | 1995-06-14 | 日本電信電話株式会社 | 交差偏波受信回路 |
| JPH07118629B2 (ja) * | 1988-11-21 | 1995-12-18 | 富士電機株式会社 | フィルタ時定数可変のアナログ入力装置 |
| JPH02298119A (ja) * | 1988-12-23 | 1990-12-10 | Nec Corp | アダプティブ・フィルタによるノイズ除去の方法及び装置 |
| CA2022050C (en) * | 1989-07-27 | 1993-03-23 | Toru Matsuura | Cross-polarization interference cancellation system capable of stably carrying out operation |
| JP2536207B2 (ja) * | 1990-01-23 | 1996-09-18 | 日本電気株式会社 | 干渉補償器 |
-
1991
- 1991-09-25 JP JP27308691A patent/JP3169646B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-09-22 US US07/948,687 patent/US5241320A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-09-23 EP EP92116247A patent/EP0534384B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-09-23 DE DE69223892T patent/DE69223892T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-09-25 AU AU25376/92A patent/AU649202B2/en not_active Ceased
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| AU2537692A (en) | 1993-04-01 |
| AU649202B2 (en) | 1994-05-12 |
| EP0534384A3 (en) | 1993-07-14 |
| EP0534384A2 (en) | 1993-03-31 |
| JPH0590983A (ja) | 1993-04-09 |
| EP0534384B1 (en) | 1998-01-07 |
| DE69223892D1 (de) | 1998-02-12 |
| DE69223892T2 (de) | 1998-04-30 |
| US5241320A (en) | 1993-08-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3169646B2 (ja) | 交差偏波干渉補償器 | |
| US4730343A (en) | Decision feedback equalizer with a pattern detector | |
| JP3839212B2 (ja) | タイミング再生装置および復調器 | |
| US7813702B1 (en) | Receiver with dual D.C. noise cancellation circuits | |
| CA2371891C (en) | Timing recovery device and demodulator using the same | |
| EP0593763B1 (en) | Maximum likelihood decoding method and device thereof | |
| US5638409A (en) | Data receiving device for reproducing a received symbol from a received data signal | |
| US5267265A (en) | Decision feedback equalizer with expansion and decision circuit | |
| AU660878B2 (en) | Differential detection demodulator | |
| US6175591B1 (en) | Radio receiving apparatus | |
| US4330861A (en) | Digital equalizer for signal receiver in QPSK data-transmission system | |
| US5566210A (en) | Data receiving apparatus | |
| JP2518690B2 (ja) | トランスバ―サルフィルタ制御回路 | |
| US5189684A (en) | Line signal deterioration removing systems | |
| JP2564968B2 (ja) | 交差偏波干渉補償器 | |
| JPH10327208A (ja) | クロック再生回路 | |
| JP2938289B2 (ja) | 同期検波回路 | |
| JP2511157B2 (ja) | 自動等化器 | |
| JP3183456B2 (ja) | クロック再生回路及びこれを用いた受信装置 | |
| JP2705363B2 (ja) | 自動干渉除去装置 | |
| JP2655453B2 (ja) | 自動干渉除去装置 | |
| EP0580199A1 (en) | Adaptive Viterbi detector | |
| JPH0128551B2 (ja) | ||
| JPH0634485B2 (ja) | ジッタキャンセラ− | |
| JPH0783295B2 (ja) | 受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |