JPH0586146B2 - - Google Patents
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- JPH0586146B2 JPH0586146B2 JP8663388A JP8663388A JPH0586146B2 JP H0586146 B2 JPH0586146 B2 JP H0586146B2 JP 8663388 A JP8663388 A JP 8663388A JP 8663388 A JP8663388 A JP 8663388A JP H0586146 B2 JPH0586146 B2 JP H0586146B2
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- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims description 24
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明はコンバータ装置に関するもので、詳し
くは出力に逆流防止用ダイオードを備えているコ
ンバータ装置の出力電圧の定電圧精度を高精度化
したコンバータ装置に関するものである。
くは出力に逆流防止用ダイオードを備えているコ
ンバータ装置の出力電圧の定電圧精度を高精度化
したコンバータ装置に関するものである。
(従来技術及び発明が解決しようとする課題)
複数台のコンバータ装置を並行運転させること
によつて総合の給電可能な電力容量を増加した
り、予備のコンバータ装置を並行運転させて、電
源装置として信頼性を高ることが行われている。
によつて総合の給電可能な電力容量を増加した
り、予備のコンバータ装置を並行運転させて、電
源装置として信頼性を高ることが行われている。
並行運転状態において1台のコンバータ装置の
2次回路の短絡障害が発生した時、他のコンバー
タ装置が共倒れする。これを防ぐ目的で、各々の
コンバータ装置の出力に逆流防止用ダイオードを
挿入する。この逆流防止用ダイオードにより障害
の起きたコンバータ装置に他のコンバータ装置あ
るいは出力に蓄電池が接続されている場合にはこ
の蓄電池からの電流の流れ込みが阻止できる。
2次回路の短絡障害が発生した時、他のコンバー
タ装置が共倒れする。これを防ぐ目的で、各々の
コンバータ装置の出力に逆流防止用ダイオードを
挿入する。この逆流防止用ダイオードにより障害
の起きたコンバータ装置に他のコンバータ装置あ
るいは出力に蓄電池が接続されている場合にはこ
の蓄電池からの電流の流れ込みが阻止できる。
この場合、各々のコンバータ装置を並列接続し
た状態でも、各々のコンバータ装置の出力電圧を
制御できるように各々のコンバータ装置の電圧比
較回路部への検出電圧は前記の逆流防止用ダイオ
ードの前段の直流平滑出力電圧を検出している。
た状態でも、各々のコンバータ装置の出力電圧を
制御できるように各々のコンバータ装置の電圧比
較回路部への検出電圧は前記の逆流防止用ダイオ
ードの前段の直流平滑出力電圧を検出している。
しかし、この逆流防止用ダイオードは負荷電流
の大きさによつて、0〜1.5Vの順方向降下電圧
があるため、軽負荷時と全負荷時における出力電
圧の定電圧精度はこの順方向降下電圧分以下には
高められない。
の大きさによつて、0〜1.5Vの順方向降下電圧
があるため、軽負荷時と全負荷時における出力電
圧の定電圧精度はこの順方向降下電圧分以下には
高められない。
第3図は従来のコンバータ装置の一例を示した
もので、出力電圧の制御回路及び主回路電流の検
出回路を含む一般的な構成である。入力1に直流
電圧Viを入力し、スイツチング回路3により高周
波変換し、トランス4で絶縁及び電圧変換を行な
い、整流平滑出力回路5にて整流平滑する。逆流
防止用ダイオード6を経て出力7に安定な直流電
圧V0を得る。
もので、出力電圧の制御回路及び主回路電流の検
出回路を含む一般的な構成である。入力1に直流
電圧Viを入力し、スイツチング回路3により高周
波変換し、トランス4で絶縁及び電圧変換を行な
い、整流平滑出力回路5にて整流平滑する。逆流
防止用ダイオード6を経て出力7に安定な直流電
圧V0を得る。
また、電圧比較回路9に逆流防止用ダイオード
の前段の電圧V1を帰還し、電圧の基準との比較
を行ない、制御回路10により電圧V1を一定に
するためスイツチング回路3の主スイツチング素
子の導通幅を制御する。さらに、電流検出回路
(以下単に変流器という。)2により主回路電流Ii
を検出し、整流平滑回路11により整流平滑し、
その信号を制御回路10に送出し、電流の基準と
比較し、過負荷時にはスイツチング回路3のスイ
ツチング素子を制御することにより出力電流I0を
制限する。
の前段の電圧V1を帰還し、電圧の基準との比較
を行ない、制御回路10により電圧V1を一定に
するためスイツチング回路3の主スイツチング素
子の導通幅を制御する。さらに、電流検出回路
(以下単に変流器という。)2により主回路電流Ii
を検出し、整流平滑回路11により整流平滑し、
その信号を制御回路10に送出し、電流の基準と
比較し、過負荷時にはスイツチング回路3のスイ
ツチング素子を制御することにより出力電流I0を
制限する。
第4図aにコンバータ装置の出力電圧V0と出
力電流I0との関係を示す。図中Aは出力電圧V0で
あり、Bは逆流防止用ダイオードの前段の電圧
V1を示している。
力電流I0との関係を示す。図中Aは出力電圧V0で
あり、Bは逆流防止用ダイオードの前段の電圧
V1を示している。
図に示す如く出力電圧V0は逆流防止用ダイオ
ードの前段の電圧V1に比べ出力電流I0が増加する
と逆流防止用ダイオードの順方向降下電圧分だけ
低下する。このため、出力電圧V0の定電圧精度
はこの順方向降下電圧により高精度化できない欠
点がある。
ードの前段の電圧V1に比べ出力電流I0が増加する
と逆流防止用ダイオードの順方向降下電圧分だけ
低下する。このため、出力電圧V0の定電圧精度
はこの順方向降下電圧により高精度化できない欠
点がある。
この不具合を補償するため、従来は第3図に示
すように、出力にダミー負荷8を接続し、逆流防
止用ダイオード6に軽負荷時においてもある一定
の電流を流し逆流防止用ダイオード6の順方向降
下電圧の変動を小さく抑える方法がとられてい
る。
すように、出力にダミー負荷8を接続し、逆流防
止用ダイオード6に軽負荷時においてもある一定
の電流を流し逆流防止用ダイオード6の順方向降
下電圧の変動を小さく抑える方法がとられてい
る。
この方法はコンバータ装置の出力電圧を高精度
化する場合、ダミー負荷8は大容量なものを必要
とし発熱が大となり、また効率の低下を生ずる。
化する場合、ダミー負荷8は大容量なものを必要
とし発熱が大となり、また効率の低下を生ずる。
このダミー負荷8を軽負荷時のみに動作させ、
一定値以上の負荷時には切り放す方法をとること
ができるが、負荷検出回路及びダミー負荷8の切
り放し回路等を必要とし、経済性、信頼性の向上
に制約を与えていた。
一定値以上の負荷時には切り放す方法をとること
ができるが、負荷検出回路及びダミー負荷8の切
り放し回路等を必要とし、経済性、信頼性の向上
に制約を与えていた。
本発明は上記の欠点を改善するために提案され
たもので、ダミー負荷等の発熱部品の付加を必要
とすることなく、コンバータ装置の出力電圧の定
電圧精度を高精度化し、コンバータ装置の性能、
経済性及び信頼性の向上を計つたコンバータ装置
を提供することを目的とする。
たもので、ダミー負荷等の発熱部品の付加を必要
とすることなく、コンバータ装置の出力電圧の定
電圧精度を高精度化し、コンバータ装置の性能、
経済性及び信頼性の向上を計つたコンバータ装置
を提供することを目的とする。
(課題を解決するための手段)
本発明は上記の目的を達成するため、直流−直
流変換回路、出力電圧の制御回路、前記直流−直
流変換回路の電流検出回路及び出力に逆流防止用
ダイオードを備え、直流入力電圧を制御された直
流電圧に変換するコンバータ装置において、前記
電流検出回路の出力を受けて動作する非線形補償
回路を備え、この非線形補償回路の出力信号によ
り、前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路
の電圧の基準値又は出力電圧の検出値に補償を加
えることを特徴とするコンバータ装置を要旨とす
るもので、コンバータ装置の電流検出回路の出力
を非線形補償回路により非線形化し、この出力を
前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路の電
圧の基準値または出力電圧の検出値に補償をかけ
ることにより前記逆流防止用ダイオードの順方向
降下電圧分の補償を行い、出力電圧の定電圧精度
の高精度化を計る。
流変換回路、出力電圧の制御回路、前記直流−直
流変換回路の電流検出回路及び出力に逆流防止用
ダイオードを備え、直流入力電圧を制御された直
流電圧に変換するコンバータ装置において、前記
電流検出回路の出力を受けて動作する非線形補償
回路を備え、この非線形補償回路の出力信号によ
り、前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路
の電圧の基準値又は出力電圧の検出値に補償を加
えることを特徴とするコンバータ装置を要旨とす
るもので、コンバータ装置の電流検出回路の出力
を非線形補償回路により非線形化し、この出力を
前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路の電
圧の基準値または出力電圧の検出値に補償をかけ
ることにより前記逆流防止用ダイオードの順方向
降下電圧分の補償を行い、出力電圧の定電圧精度
の高精度化を計る。
実施例
以下、図面に沿つて本発明の実施例について説
明する。なお、実施例は一つの例示であつて、本
発明の精神を逸脱しない範囲で種々の変更あるい
は改良を行いうることは言うまでもない。
明する。なお、実施例は一つの例示であつて、本
発明の精神を逸脱しない範囲で種々の変更あるい
は改良を行いうることは言うまでもない。
第1図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。第1図において主回路は第3図と同様に、
入力1に直流電圧Viを入力し、スイツチング回路
3により高周波変換し、トランス4で絶縁及び電
圧変換を行ない、整流平滑出力回路5にて整流、
平滑し、逆流防止用ダイオード6を介して出力7
に安定な直流電圧V0を得る。また電圧比較回路
9に逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1を帰
還し、電圧の基準との比較を行ないその出力を制
御回路10に送り電圧V1を一定にすることによ
り出力電圧V0を一定にする。出力電圧V0を一定
にするため、スイツチング回路3の主スイツチン
グ素子の導通幅を制御する。
ある。第1図において主回路は第3図と同様に、
入力1に直流電圧Viを入力し、スイツチング回路
3により高周波変換し、トランス4で絶縁及び電
圧変換を行ない、整流平滑出力回路5にて整流、
平滑し、逆流防止用ダイオード6を介して出力7
に安定な直流電圧V0を得る。また電圧比較回路
9に逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1を帰
還し、電圧の基準との比較を行ないその出力を制
御回路10に送り電圧V1を一定にすることによ
り出力電圧V0を一定にする。出力電圧V0を一定
にするため、スイツチング回路3の主スイツチン
グ素子の導通幅を制御する。
次に、本発明の特徴とする出力電圧の定電圧精
度の高精度化の動作について述べる。
度の高精度化の動作について述べる。
変流器2により主回路電流Iiを検出し、整流平
滑回路11により主回路電流Iiの値に比例した直
流電圧を得る。この出力を非線形補償回路12に
送る。非線形補償回路12にて第4図bに示すよ
うな出力電流−補正量となるような非線形出力を
得る。この出力を電圧比較回路9に送り、電圧の
基準値を上げるかまたは検出電圧値のレベルを下
げることにより電圧比較回路9は逆流防止用ダイ
オード6によつて生ずる誤差を補償して、制御回
路10に信号を送出し、スイツチング回路3のス
イツチング素子の導通幅を制御することにより、
出力電圧V0の定電圧精度の高精度化を計ること
ができる。
滑回路11により主回路電流Iiの値に比例した直
流電圧を得る。この出力を非線形補償回路12に
送る。非線形補償回路12にて第4図bに示すよ
うな出力電流−補正量となるような非線形出力を
得る。この出力を電圧比較回路9に送り、電圧の
基準値を上げるかまたは検出電圧値のレベルを下
げることにより電圧比較回路9は逆流防止用ダイ
オード6によつて生ずる誤差を補償して、制御回
路10に信号を送出し、スイツチング回路3のス
イツチング素子の導通幅を制御することにより、
出力電圧V0の定電圧精度の高精度化を計ること
ができる。
第2図a及びbに本発明の制御部の一回路例を
示す。第2図aにおいて、端子a,bに変流器2
の出力を接続し、抵抗R1にて電圧に変換する。
この電圧をダイオードD1,D2,D3,D4に
て整流し、コンデンサC1にて平滑して整流出力
を得る。この出力を抵抗R2,R3、ダイオード
D5よりなる非線形補償回路12により非線形化
し出力する。この出力を電圧比較回路9に送る。
電圧比較回路9において抵抗R5,R6,R7は
電圧の基準(+V)の分圧用抵抗である。端子
c,dに逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1
を入力し抵抗R8,R9,R10にて分圧する。
抵抗R11と演算増幅器A1にて電圧比較回路を
構成している。演算増幅器A1の入力に非線形補
償回路12の出力を抵抗R4を介して印加するこ
とにより電圧の基準に補償をかけ逆流防止用ダイ
オードの順方向降下分の補償を行い出力電圧の定
電圧精度の高精度化を計る。
示す。第2図aにおいて、端子a,bに変流器2
の出力を接続し、抵抗R1にて電圧に変換する。
この電圧をダイオードD1,D2,D3,D4に
て整流し、コンデンサC1にて平滑して整流出力
を得る。この出力を抵抗R2,R3、ダイオード
D5よりなる非線形補償回路12により非線形化
し出力する。この出力を電圧比較回路9に送る。
電圧比較回路9において抵抗R5,R6,R7は
電圧の基準(+V)の分圧用抵抗である。端子
c,dに逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1
を入力し抵抗R8,R9,R10にて分圧する。
抵抗R11と演算増幅器A1にて電圧比較回路を
構成している。演算増幅器A1の入力に非線形補
償回路12の出力を抵抗R4を介して印加するこ
とにより電圧の基準に補償をかけ逆流防止用ダイ
オードの順方向降下分の補償を行い出力電圧の定
電圧精度の高精度化を計る。
出力電圧側で補償する場合は、逆流防止用ダイ
オードの前段の電圧V1を分圧し、入力する演算
増幅器A1の入力に非線形補償回路12の出力を
抵抗R4を介して極性を反転して印加することに
より、逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1に
補償をかけ逆流防止用ダイオードの順方向降下分
の補償を行い出力電圧の定電圧精度の高精度化を
計る。
オードの前段の電圧V1を分圧し、入力する演算
増幅器A1の入力に非線形補償回路12の出力を
抵抗R4を介して極性を反転して印加することに
より、逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1に
補償をかけ逆流防止用ダイオードの順方向降下分
の補償を行い出力電圧の定電圧精度の高精度化を
計る。
なお、第2図aの整流平滑回路11はダイオー
ドD1,D2,D3,D4で整流しているため、
整流平滑出力にこのダイオードの順方向降下電圧
分の誤差が生ずる。変流器2の出力を大きな値と
することによりその影響を小さくすることができ
るが、ダイオードの順方向降下電圧分を含まない
整流平滑出力を得る方法の一回路例を第2図bに
示す。
ドD1,D2,D3,D4で整流しているため、
整流平滑出力にこのダイオードの順方向降下電圧
分の誤差が生ずる。変流器2の出力を大きな値と
することによりその影響を小さくすることができ
るが、ダイオードの順方向降下電圧分を含まない
整流平滑出力を得る方法の一回路例を第2図bに
示す。
第2図bにおいて、端子a,bに変流器2の出
力を接続し抵抗R1にて電圧に変換する。この電
圧を演算増幅器A1,A2、抵抗R2,R3,R
4,R5,R6,R7,R8、ダイオードD1,
D2よりなる絶対値整流回路にて整流する。この
値を抵抗R9、コンデンサC1にて平滑し、非線
形補償回路12に送る。
力を接続し抵抗R1にて電圧に変換する。この電
圧を演算増幅器A1,A2、抵抗R2,R3,R
4,R5,R6,R7,R8、ダイオードD1,
D2よりなる絶対値整流回路にて整流する。この
値を抵抗R9、コンデンサC1にて平滑し、非線
形補償回路12に送る。
(発明の効果)
叙上のように本発明によれば、電流検出回路の
出力を受けて動作する非線形補償回路の出力信号
により、出力電圧の電圧比較回路の設定値のレベ
ルに補償をかけることにより、逆流防止用ダイオ
ードの順方向降下電圧分の電圧を補償し、出力電
圧の定電圧精度の高精度化を計ることができる。
出力を受けて動作する非線形補償回路の出力信号
により、出力電圧の電圧比較回路の設定値のレベ
ルに補償をかけることにより、逆流防止用ダイオ
ードの順方向降下電圧分の電圧を補償し、出力電
圧の定電圧精度の高精度化を計ることができる。
例えば48V出力整流器の場合、補償なしの場合
の電圧精度は±2%であるが、補償すると±1%
以下にすることが可能となる。結果として、ダミ
ー負荷時の部品を付加することなく、コンバータ
装置の性能、経済性及び信頼性の向上を計ること
ができる。
の電圧精度は±2%であるが、補償すると±1%
以下にすることが可能となる。結果として、ダミ
ー負荷時の部品を付加することなく、コンバータ
装置の性能、経済性及び信頼性の向上を計ること
ができる。
第1図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第2図a及びbは本発明の制御部の一回路例を示
す図、第3図は従来のコンバータ装置の一例を示
すブロツク図、第4図a及びbは従来例及び本発
明の出力特性を説明する図である。 1…入力、2…電流検出回路(変流器)、3…
スイツチング回路、4…トランス、5…整流平滑
出力回路、6…逆流防止用ダイオード、7…出
力、9…電圧比較回路、10…制御回路、11…
整流平滑回路、12…非線形補償回路。
第2図a及びbは本発明の制御部の一回路例を示
す図、第3図は従来のコンバータ装置の一例を示
すブロツク図、第4図a及びbは従来例及び本発
明の出力特性を説明する図である。 1…入力、2…電流検出回路(変流器)、3…
スイツチング回路、4…トランス、5…整流平滑
出力回路、6…逆流防止用ダイオード、7…出
力、9…電圧比較回路、10…制御回路、11…
整流平滑回路、12…非線形補償回路。
Claims (1)
- 1 直流−直流変換回路、出力電圧の制御回路、
前記直流−直流変換回路の電流検出回路及び出力
に逆流防止用ダイオードを備え、直流入力電圧を
制御された直流電圧に変換するコンバータ装置に
おいて、前記電流検出回路の出力を受けて動作す
る非線形補償回路を備え、この非線形補償回路の
出力信号により、前記出力電圧の制御回路にある
電圧比較回路の電圧の基準値又は出力電圧の検出
値に補償を加えることを特徴とするコンバータ装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8663388A JPH01259753A (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP8663388A JPH01259753A (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | コンバータ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01259753A JPH01259753A (ja) | 1989-10-17 |
JPH0586146B2 true JPH0586146B2 (ja) | 1993-12-10 |
Family
ID=13892428
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP8663388A Granted JPH01259753A (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | コンバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01259753A (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19817498B4 (de) * | 1998-04-20 | 2008-07-24 | Hahn-Schickard-Gesellschaft für angewandte Forschung e.V. | Spannungswandler |
JP7160658B2 (ja) * | 2018-12-06 | 2022-10-25 | 曙ブレーキ工業株式会社 | 直流電源装置および電力制御方法 |
-
1988
- 1988-04-08 JP JP8663388A patent/JPH01259753A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH01259753A (ja) | 1989-10-17 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |