JPH0586146B2 - - Google Patents
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- JPH0586146B2 JPH0586146B2 JP8663388A JP8663388A JPH0586146B2 JP H0586146 B2 JPH0586146 B2 JP H0586146B2 JP 8663388 A JP8663388 A JP 8663388A JP 8663388 A JP8663388 A JP 8663388A JP H0586146 B2 JPH0586146 B2 JP H0586146B2
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- 230000002265 prevention Effects 0.000 claims description 24
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
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Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はコンバータ装置に関するもので、詳し
くは出力に逆流防止用ダイオードを備えているコ
ンバータ装置の出力電圧の定電圧精度を高精度化
したコンバータ装置に関するものである。
くは出力に逆流防止用ダイオードを備えているコ
ンバータ装置の出力電圧の定電圧精度を高精度化
したコンバータ装置に関するものである。
（従来技術及び発明が解決しようとする課題）
複数台のコンバータ装置を並行運転させること
によつて総合の給電可能な電力容量を増加した
り、予備のコンバータ装置を並行運転させて、電
源装置として信頼性を高ることが行われている。
によつて総合の給電可能な電力容量を増加した
り、予備のコンバータ装置を並行運転させて、電
源装置として信頼性を高ることが行われている。
並行運転状態において１台のコンバータ装置の
２次回路の短絡障害が発生した時、他のコンバー
タ装置が共倒れする。これを防ぐ目的で、各々の
コンバータ装置の出力に逆流防止用ダイオードを
挿入する。この逆流防止用ダイオードにより障害
の起きたコンバータ装置に他のコンバータ装置あ
るいは出力に蓄電池が接続されている場合にはこ
の蓄電池からの電流の流れ込みが阻止できる。
２次回路の短絡障害が発生した時、他のコンバー
タ装置が共倒れする。これを防ぐ目的で、各々の
コンバータ装置の出力に逆流防止用ダイオードを
挿入する。この逆流防止用ダイオードにより障害
の起きたコンバータ装置に他のコンバータ装置あ
るいは出力に蓄電池が接続されている場合にはこ
の蓄電池からの電流の流れ込みが阻止できる。
この場合、各々のコンバータ装置を並列接続し
た状態でも、各々のコンバータ装置の出力電圧を
制御できるように各々のコンバータ装置の電圧比
較回路部への検出電圧は前記の逆流防止用ダイオ
ードの前段の直流平滑出力電圧を検出している。
た状態でも、各々のコンバータ装置の出力電圧を
制御できるように各々のコンバータ装置の電圧比
較回路部への検出電圧は前記の逆流防止用ダイオ
ードの前段の直流平滑出力電圧を検出している。
しかし、この逆流防止用ダイオードは負荷電流
の大きさによつて、０〜1.5Vの順方向降下電圧
があるため、軽負荷時と全負荷時における出力電
圧の定電圧精度はこの順方向降下電圧分以下には
高められない。
の大きさによつて、０〜1.5Vの順方向降下電圧
があるため、軽負荷時と全負荷時における出力電
圧の定電圧精度はこの順方向降下電圧分以下には
高められない。
第３図は従来のコンバータ装置の一例を示した
もので、出力電圧の制御回路及び主回路電流の検
出回路を含む一般的な構成である。入力１に直流
電圧Viを入力し、スイツチング回路３により高周
波変換し、トランス４で絶縁及び電圧変換を行な
い、整流平滑出力回路５にて整流平滑する。逆流
防止用ダイオード６を経て出力７に安定な直流電
圧V0を得る。
もので、出力電圧の制御回路及び主回路電流の検
出回路を含む一般的な構成である。入力１に直流
電圧Viを入力し、スイツチング回路３により高周
波変換し、トランス４で絶縁及び電圧変換を行な
い、整流平滑出力回路５にて整流平滑する。逆流
防止用ダイオード６を経て出力７に安定な直流電
圧V0を得る。
また、電圧比較回路９に逆流防止用ダイオード
の前段の電圧V1を帰還し、電圧の基準との比較
を行ない、制御回路１０により電圧V1を一定に
するためスイツチング回路３の主スイツチング素
子の導通幅を制御する。さらに、電流検出回路
（以下単に変流器という。）２により主回路電流Ii
を検出し、整流平滑回路１１により整流平滑し、
その信号を制御回路１０に送出し、電流の基準と
比較し、過負荷時にはスイツチング回路３のスイ
ツチング素子を制御することにより出力電流I0を
制限する。
の前段の電圧V1を帰還し、電圧の基準との比較
を行ない、制御回路１０により電圧V1を一定に
するためスイツチング回路３の主スイツチング素
子の導通幅を制御する。さらに、電流検出回路
（以下単に変流器という。）２により主回路電流Ii
を検出し、整流平滑回路１１により整流平滑し、
その信号を制御回路１０に送出し、電流の基準と
比較し、過負荷時にはスイツチング回路３のスイ
ツチング素子を制御することにより出力電流I0を
制限する。
第４図ａにコンバータ装置の出力電圧V0と出
力電流I0との関係を示す。図中Ａは出力電圧V0で
あり、Ｂは逆流防止用ダイオードの前段の電圧
V1を示している。
力電流I0との関係を示す。図中Ａは出力電圧V0で
あり、Ｂは逆流防止用ダイオードの前段の電圧
V1を示している。
図に示す如く出力電圧V0は逆流防止用ダイオ
ードの前段の電圧V1に比べ出力電流I0が増加する
と逆流防止用ダイオードの順方向降下電圧分だけ
低下する。このため、出力電圧V0の定電圧精度
はこの順方向降下電圧により高精度化できない欠
点がある。
ードの前段の電圧V1に比べ出力電流I0が増加する
と逆流防止用ダイオードの順方向降下電圧分だけ
低下する。このため、出力電圧V0の定電圧精度
はこの順方向降下電圧により高精度化できない欠
点がある。
この不具合を補償するため、従来は第３図に示
すように、出力にダミー負荷８を接続し、逆流防
止用ダイオード６に軽負荷時においてもある一定
の電流を流し逆流防止用ダイオード６の順方向降
下電圧の変動を小さく抑える方法がとられてい
る。
すように、出力にダミー負荷８を接続し、逆流防
止用ダイオード６に軽負荷時においてもある一定
の電流を流し逆流防止用ダイオード６の順方向降
下電圧の変動を小さく抑える方法がとられてい
る。
この方法はコンバータ装置の出力電圧を高精度
化する場合、ダミー負荷８は大容量なものを必要
とし発熱が大となり、また効率の低下を生ずる。
化する場合、ダミー負荷８は大容量なものを必要
とし発熱が大となり、また効率の低下を生ずる。
このダミー負荷８を軽負荷時のみに動作させ、
一定値以上の負荷時には切り放す方法をとること
ができるが、負荷検出回路及びダミー負荷８の切
り放し回路等を必要とし、経済性、信頼性の向上
に制約を与えていた。
一定値以上の負荷時には切り放す方法をとること
ができるが、負荷検出回路及びダミー負荷８の切
り放し回路等を必要とし、経済性、信頼性の向上
に制約を与えていた。
本発明は上記の欠点を改善するために提案され
たもので、ダミー負荷等の発熱部品の付加を必要
とすることなく、コンバータ装置の出力電圧の定
電圧精度を高精度化し、コンバータ装置の性能、
経済性及び信頼性の向上を計つたコンバータ装置
を提供することを目的とする。
たもので、ダミー負荷等の発熱部品の付加を必要
とすることなく、コンバータ装置の出力電圧の定
電圧精度を高精度化し、コンバータ装置の性能、
経済性及び信頼性の向上を計つたコンバータ装置
を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段）
本発明は上記の目的を達成するため、直流−直
流変換回路、出力電圧の制御回路、前記直流−直
流変換回路の電流検出回路及び出力に逆流防止用
ダイオードを備え、直流入力電圧を制御された直
流電圧に変換するコンバータ装置において、前記
電流検出回路の出力を受けて動作する非線形補償
回路を備え、この非線形補償回路の出力信号によ
り、前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路
の電圧の基準値又は出力電圧の検出値に補償を加
えることを特徴とするコンバータ装置を要旨とす
るもので、コンバータ装置の電流検出回路の出力
を非線形補償回路により非線形化し、この出力を
前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路の電
圧の基準値または出力電圧の検出値に補償をかけ
ることにより前記逆流防止用ダイオードの順方向
降下電圧分の補償を行い、出力電圧の定電圧精度
の高精度化を計る。
流変換回路、出力電圧の制御回路、前記直流−直
流変換回路の電流検出回路及び出力に逆流防止用
ダイオードを備え、直流入力電圧を制御された直
流電圧に変換するコンバータ装置において、前記
電流検出回路の出力を受けて動作する非線形補償
回路を備え、この非線形補償回路の出力信号によ
り、前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路
の電圧の基準値又は出力電圧の検出値に補償を加
えることを特徴とするコンバータ装置を要旨とす
るもので、コンバータ装置の電流検出回路の出力
を非線形補償回路により非線形化し、この出力を
前記出力電圧の制御回路にある電圧比較回路の電
圧の基準値または出力電圧の検出値に補償をかけ
ることにより前記逆流防止用ダイオードの順方向
降下電圧分の補償を行い、出力電圧の定電圧精度
の高精度化を計る。
実施例
以下、図面に沿つて本発明の実施例について説
明する。なお、実施例は一つの例示であつて、本
発明の精神を逸脱しない範囲で種々の変更あるい
は改良を行いうることは言うまでもない。
明する。なお、実施例は一つの例示であつて、本
発明の精神を逸脱しない範囲で種々の変更あるい
は改良を行いうることは言うまでもない。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図で
ある。第１図において主回路は第３図と同様に、
入力１に直流電圧Viを入力し、スイツチング回路
３により高周波変換し、トランス４で絶縁及び電
圧変換を行ない、整流平滑出力回路５にて整流、
平滑し、逆流防止用ダイオード６を介して出力７
に安定な直流電圧V0を得る。また電圧比較回路
９に逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1を帰
還し、電圧の基準との比較を行ないその出力を制
御回路１０に送り電圧V1を一定にすることによ
り出力電圧V0を一定にする。出力電圧V0を一定
にするため、スイツチング回路３の主スイツチン
グ素子の導通幅を制御する。
ある。第１図において主回路は第３図と同様に、
入力１に直流電圧Viを入力し、スイツチング回路
３により高周波変換し、トランス４で絶縁及び電
圧変換を行ない、整流平滑出力回路５にて整流、
平滑し、逆流防止用ダイオード６を介して出力７
に安定な直流電圧V0を得る。また電圧比較回路
９に逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1を帰
還し、電圧の基準との比較を行ないその出力を制
御回路１０に送り電圧V1を一定にすることによ
り出力電圧V0を一定にする。出力電圧V0を一定
にするため、スイツチング回路３の主スイツチン
グ素子の導通幅を制御する。
次に、本発明の特徴とする出力電圧の定電圧精
度の高精度化の動作について述べる。
度の高精度化の動作について述べる。
変流器２により主回路電流Iiを検出し、整流平
滑回路１１により主回路電流Iiの値に比例した直
流電圧を得る。この出力を非線形補償回路１２に
送る。非線形補償回路１２にて第４図ｂに示すよ
うな出力電流−補正量となるような非線形出力を
得る。この出力を電圧比較回路９に送り、電圧の
基準値を上げるかまたは検出電圧値のレベルを下
げることにより電圧比較回路９は逆流防止用ダイ
オード６によつて生ずる誤差を補償して、制御回
路１０に信号を送出し、スイツチング回路３のス
イツチング素子の導通幅を制御することにより、
出力電圧V0の定電圧精度の高精度化を計ること
ができる。
滑回路１１により主回路電流Iiの値に比例した直
流電圧を得る。この出力を非線形補償回路１２に
送る。非線形補償回路１２にて第４図ｂに示すよ
うな出力電流−補正量となるような非線形出力を
得る。この出力を電圧比較回路９に送り、電圧の
基準値を上げるかまたは検出電圧値のレベルを下
げることにより電圧比較回路９は逆流防止用ダイ
オード６によつて生ずる誤差を補償して、制御回
路１０に信号を送出し、スイツチング回路３のス
イツチング素子の導通幅を制御することにより、
出力電圧V0の定電圧精度の高精度化を計ること
ができる。
第２図ａ及びｂに本発明の制御部の一回路例を
示す。第２図ａにおいて、端子ａ，ｂに変流器２
の出力を接続し、抵抗Ｒ１にて電圧に変換する。
この電圧をダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４に
て整流し、コンデンサＣ１にて平滑して整流出力
を得る。この出力を抵抗Ｒ２，Ｒ３、ダイオード
Ｄ５よりなる非線形補償回路１２により非線形化
し出力する。この出力を電圧比較回路９に送る。
電圧比較回路９において抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７は
電圧の基準（＋Ｖ）の分圧用抵抗である。端子
ｃ，ｄに逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1
を入力し抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０にて分圧する。
抵抗Ｒ１１と演算増幅器Ａ１にて電圧比較回路を
構成している。演算増幅器Ａ１の入力に非線形補
償回路１２の出力を抵抗Ｒ４を介して印加するこ
とにより電圧の基準に補償をかけ逆流防止用ダイ
オードの順方向降下分の補償を行い出力電圧の定
電圧精度の高精度化を計る。
示す。第２図ａにおいて、端子ａ，ｂに変流器２
の出力を接続し、抵抗Ｒ１にて電圧に変換する。
この電圧をダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４に
て整流し、コンデンサＣ１にて平滑して整流出力
を得る。この出力を抵抗Ｒ２，Ｒ３、ダイオード
Ｄ５よりなる非線形補償回路１２により非線形化
し出力する。この出力を電圧比較回路９に送る。
電圧比較回路９において抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７は
電圧の基準（＋Ｖ）の分圧用抵抗である。端子
ｃ，ｄに逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1
を入力し抵抗Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０にて分圧する。
抵抗Ｒ１１と演算増幅器Ａ１にて電圧比較回路を
構成している。演算増幅器Ａ１の入力に非線形補
償回路１２の出力を抵抗Ｒ４を介して印加するこ
とにより電圧の基準に補償をかけ逆流防止用ダイ
オードの順方向降下分の補償を行い出力電圧の定
電圧精度の高精度化を計る。
出力電圧側で補償する場合は、逆流防止用ダイ
オードの前段の電圧V1を分圧し、入力する演算
増幅器Ａ１の入力に非線形補償回路１２の出力を
抵抗Ｒ４を介して極性を反転して印加することに
より、逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1に
補償をかけ逆流防止用ダイオードの順方向降下分
の補償を行い出力電圧の定電圧精度の高精度化を
計る。
オードの前段の電圧V1を分圧し、入力する演算
増幅器Ａ１の入力に非線形補償回路１２の出力を
抵抗Ｒ４を介して極性を反転して印加することに
より、逆流防止用ダイオードの前段の電圧V1に
補償をかけ逆流防止用ダイオードの順方向降下分
の補償を行い出力電圧の定電圧精度の高精度化を
計る。
なお、第２図ａの整流平滑回路１１はダイオー
ドＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４で整流しているため、
整流平滑出力にこのダイオードの順方向降下電圧
分の誤差が生ずる。変流器２の出力を大きな値と
することによりその影響を小さくすることができ
るが、ダイオードの順方向降下電圧分を含まない
整流平滑出力を得る方法の一回路例を第２図ｂに
示す。
ドＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４で整流しているため、
整流平滑出力にこのダイオードの順方向降下電圧
分の誤差が生ずる。変流器２の出力を大きな値と
することによりその影響を小さくすることができ
るが、ダイオードの順方向降下電圧分を含まない
整流平滑出力を得る方法の一回路例を第２図ｂに
示す。
第２図ｂにおいて、端子ａ，ｂに変流器２の出
力を接続し抵抗Ｒ１にて電圧に変換する。この電
圧を演算増幅器Ａ１，Ａ２、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ
４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８、ダイオードＤ１，
Ｄ２よりなる絶対値整流回路にて整流する。この
値を抵抗Ｒ９、コンデンサＣ１にて平滑し、非線
形補償回路１２に送る。
力を接続し抵抗Ｒ１にて電圧に変換する。この電
圧を演算増幅器Ａ１，Ａ２、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ
４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８、ダイオードＤ１，
Ｄ２よりなる絶対値整流回路にて整流する。この
値を抵抗Ｒ９、コンデンサＣ１にて平滑し、非線
形補償回路１２に送る。
（発明の効果）
叙上のように本発明によれば、電流検出回路の
出力を受けて動作する非線形補償回路の出力信号
により、出力電圧の電圧比較回路の設定値のレベ
ルに補償をかけることにより、逆流防止用ダイオ
ードの順方向降下電圧分の電圧を補償し、出力電
圧の定電圧精度の高精度化を計ることができる。
出力を受けて動作する非線形補償回路の出力信号
により、出力電圧の電圧比較回路の設定値のレベ
ルに補償をかけることにより、逆流防止用ダイオ
ードの順方向降下電圧分の電圧を補償し、出力電
圧の定電圧精度の高精度化を計ることができる。
例えば48V出力整流器の場合、補償なしの場合
の電圧精度は±２％であるが、補償すると±１％
以下にすることが可能となる。結果として、ダミ
ー負荷時の部品を付加することなく、コンバータ
装置の性能、経済性及び信頼性の向上を計ること
ができる。
の電圧精度は±２％であるが、補償すると±１％
以下にすることが可能となる。結果として、ダミ
ー負荷時の部品を付加することなく、コンバータ
装置の性能、経済性及び信頼性の向上を計ること
ができる。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、
第２図ａ及びｂは本発明の制御部の一回路例を示
す図、第３図は従来のコンバータ装置の一例を示
すブロツク図、第４図ａ及びｂは従来例及び本発
明の出力特性を説明する図である。 １…入力、２…電流検出回路（変流器）、３…
スイツチング回路、４…トランス、５…整流平滑
出力回路、６…逆流防止用ダイオード、７…出
力、９…電圧比較回路、１０…制御回路、１１…
整流平滑回路、１２…非線形補償回路。
第２図ａ及びｂは本発明の制御部の一回路例を示
す図、第３図は従来のコンバータ装置の一例を示
すブロツク図、第４図ａ及びｂは従来例及び本発
明の出力特性を説明する図である。 １…入力、２…電流検出回路（変流器）、３…
スイツチング回路、４…トランス、５…整流平滑
出力回路、６…逆流防止用ダイオード、７…出
力、９…電圧比較回路、１０…制御回路、１１…
整流平滑回路、１２…非線形補償回路。
Claims (1)
- １ 直流−直流変換回路、出力電圧の制御回路、
前記直流−直流変換回路の電流検出回路及び出力
に逆流防止用ダイオードを備え、直流入力電圧を
制御された直流電圧に変換するコンバータ装置に
おいて、前記電流検出回路の出力を受けて動作す
る非線形補償回路を備え、この非線形補償回路の
出力信号により、前記出力電圧の制御回路にある
電圧比較回路の電圧の基準値又は出力電圧の検出
値に補償を加えることを特徴とするコンバータ装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8663388A JPH01259753A (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8663388A JPH01259753A (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | コンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01259753A JPH01259753A (ja) | 1989-10-17 |
| JPH0586146B2 true JPH0586146B2 (ja) | 1993-12-10 |
Family
ID=13892428
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8663388A Granted JPH01259753A (ja) | 1988-04-08 | 1988-04-08 | コンバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01259753A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19817498B4 (de) * | 1998-04-20 | 2008-07-24 | Hahn-Schickard-Gesellschaft für angewandte Forschung e.V. | Spannungswandler |
| JP7160658B2 (ja) * | 2018-12-06 | 2022-10-25 | 曙ブレーキ工業株式会社 | 直流電源装置および電力制御方法 |
-
1988
- 1988-04-08 JP JP8663388A patent/JPH01259753A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01259753A (ja) | 1989-10-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |