JPH0574314B2 - - Google Patents

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JPH0574314B2
JPH0574314B2 JP60028617A JP2861785A JPH0574314B2 JP H0574314 B2 JPH0574314 B2 JP H0574314B2 JP 60028617 A JP60028617 A JP 60028617A JP 2861785 A JP2861785 A JP 2861785A JP H0574314 B2 JPH0574314 B2 JP H0574314B2
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Japan
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output
amplifier
magnetoelectric conversion
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sum
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Hiroshi Mizuguchi
Toshio Inaji
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は直流無整流子モータの駆動装置の関す
るものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of Industrial Application The present invention relates to a drive device for a DC commutatorless motor.

従来の技術 最近の直流無整流子モータには回転子の回転位
置の検出素子として、その手軽さから磁電変換素
子、とりわけホール素子が多用されているが、良
く知られているようにホール素子は感度のばらつ
きが大きく、このため、従来からホール素子の感
度のばらつきを回路技術によつて吸収しようとす
る試みが盛んに行なわれてきた。Background Art In recent DC non-commutated motors, magnetoelectric conversion elements, especially Hall elements, are often used as detection elements for the rotational position of the rotor due to their ease of use.As is well known, Hall elements are Sensitivity variations are large, and for this reason, many attempts have been made to absorb the sensitivity variations of Hall elements using circuit technology.

特開昭58−86892号公報（以後、文献１と略記
する。）にはその代表的な技術が開示されており、
その駆動回路の具体的な構成の説明は省略する
が、その動作のポイントは前記文献１の明細書に
示されているように、「３個のホール素子の出力
を線形増幅して得られた電機子コイルへの印加電
圧VU、VV、VWのなかで、第１の基準値VCよ
りも高い電圧の和と、第２の基準値VDよりも低
い電圧の和をとつて、これらの電圧の和が、制御
信号VIに比例する値に常時一致するようにホー
ル素子のバイアス電圧を制御すること。 JP-A-58-86892 (hereinafter abbreviated as Document 1) discloses a typical technique,
A detailed explanation of the configuration of the drive circuit will be omitted, but the key point of its operation is as shown in the specification of the above-mentioned document 1: Among the voltages VU, VV, and VW applied to the armature coils, calculate the sum of the voltages higher than the first reference value VC and the voltages lower than the second reference value VD. Control the bias voltage of the Hall element so that the sum always matches a value proportional to the control signal VI.

（前記文献１の第４頁の右上欄第18行目から左
下欄第２行目までを引用。ただし、部分的な補足
を追加。）」にある。 (Quoted from the 18th line in the upper right column to the 2nd line in the lower left column on page 4 of Document 1. However, a partial supplement has been added.)

発明が解決しようとする問題点 しかしながら、前記文献１に示された駆動装置
の構成によれば、電機子コイルへの供給電圧ある
いは供給電流の和が常に制御入力電圧VIに比例
する値に一致するように制御されるので、３個の
ホール素子のそれぞれに感度ばらつきが生じてい
ても、それを吸収するように回路が動作するので
ホール素子の出力信号の基本波成分の周波数に対
してはトルクリツプルの抑制効果を有するが、よ
り高次のトルクリツプル成分については殆んど抑
制効果を有さない。Problems to be Solved by the Invention However, according to the configuration of the drive device shown in Document 1, the sum of the supply voltage or supply current to the armature coil always matches a value proportional to the control input voltage VI. Therefore, even if there is sensitivity variation in each of the three Hall elements, the circuit operates to absorb it, so there is no torque ripple with respect to the frequency of the fundamental wave component of the output signal of the Hall element. However, it has almost no suppressing effect on higher-order torque ripple components.

例えば、３相全波駆動の直流無整流子モータに
ついて論じると、各固定子巻線に誘起される発電
電圧波形が純粋な正弦波であつても、しかも各固
定子巻線に正弦波電流を流すならば、モータの出
力トルクＴは次式で示されるように一定となる。 For example, when discussing a three-phase full-wave drive DC non-commutator motor, even if the generated voltage waveform induced in each stator winding is a pure sine wave, moreover, each stator winding has a sine wave current. If the current flows, the output torque T of the motor will be constant as shown by the following equation.

Ｔ＝｛sinθ｝2＋｛sin（θ−２・π／３）｝2 ＋sin（θ−４・π／３）｝2＝1.5 ……(1) なお、(1)式においてθは回転電気角である。T={sinθ} 2 + {sin (θ−2・π/3)} 2 +sin (θ−4・π/3)} 2 = 1.5 …(1) In equation (1), θ is the rotating electricity It is a corner.

ところが、一般にはモータの効率を高めるため
に回転子の永久磁石にはより強い着磁が施され、
その結果、ホール素子の出力信号波形ならびに発
電電圧波形のいずれにも３次成分を始めとする奇
数次の高調波成分が含まれる。 However, in order to increase the efficiency of the motor, the permanent magnets in the rotor are generally magnetized more strongly.
As a result, both the output signal waveform of the Hall element and the generated voltage waveform include odd harmonic components including third-order components.

このため、前記文献１に示された装置において
ホール素子の感度ばらつきに起因するトルクリツ
プルを抑制できても、高次のトルクリツプルにつ
いては抑制しきれないという問題があつた。 For this reason, even if the device disclosed in Document 1 can suppress torque ripples caused by variations in sensitivity of the Hall elements, there is a problem in that high-order torque ripples cannot be suppressed.

問題点を解決するための手段 前記した問題点を解決するために本発明の直流
無整流子モータの駆動装置は、ホール素子を始め
とする３個の磁電変換素子と、前記各磁電変換素
子から得られる３組の検出信号を２組ずつ合成し
て増幅する第１の増幅器と、前記第１の増幅器の
出力を増幅してそれぞれに対応した固定子巻線に
電流を供給する第２の増幅器からなる３組の増幅
手段と、前記第１の増幅器から前記第２の増幅器
への正方向の出力の和もしくは負方向の出力の和
の平均値が制御入力に比例するように前記第１の
増幅器の増幅度あるいは前記磁電変換素子への給
電電圧を調節する感度調節手段を備え、前記正方
向の出力の和もしくは負方向の出力の和に比例し
た電流をバイアス電流として前記第２の増幅器に
供給したことを特徴とするものである。Means for Solving the Problems In order to solve the above-mentioned problems, the drive device for a DC non-commutator motor of the present invention includes three magnetoelectric conversion elements including a Hall element, and a first amplifier that synthesizes and amplifies the three sets of detection signals obtained, two sets at a time; and a second amplifier that amplifies the output of the first amplifier and supplies current to the stator windings corresponding to each one. three sets of amplifying means consisting of three sets of amplifying means, and the first amplifying means such that the average value of the sum of positive-direction outputs or the sum of negative-direction outputs from the first amplifier to the second amplifier is proportional to the control input. Sensitivity adjustment means for adjusting the amplification degree of the amplifier or the power supply voltage to the magnetoelectric conversion element is provided, and a current proportional to the sum of the positive-direction outputs or the sum of the negative-direction outputs is supplied to the second amplifier as a bias current. It is characterized by the fact that it has been supplied.

作 用 本発明では前記した構成によつて、基本波成分
だけでなく、より高次のトルクリツプルをも抑制
することが可能となる。Effects In the present invention, the above-described configuration makes it possible to suppress not only the fundamental wave component but also higher-order torque ripple.

実施例 以下、本発明の実施例について図面を参照しな
がら説明する。Embodiments Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

第１図は本発明の一実施例における直流無整流
子モータの駆動装置の回路構成図を示したもので
ある。 FIG. 1 shows a circuit diagram of a drive device for a DC non-commutator motor in an embodiment of the present invention.

第１図においてホール素子１，２，３は固定子
（図示せず。）上に互いに120°の間隔を保つて配置
されており、前記ホール素子１，２，３の出力は
抵抗５１〜６２によつて構成された合成回路５０
を介して電流出力型の前記増幅器１００，２０
０，３００の入力端子に供給されている。すなわ
ち、抵抗５１，５２と抵抗５８，５７によつて前
記ホール素子１の出力に前記ホール素子２の出力
が逆極性で加算されて前記前置増幅器１００に供
給され、抵抗５５，５６と抵抗６２，６１によつ
て前記ホール素子２の出力に前記ホール素子３の
出力が逆極性で加算されて前記前置増幅器２００
に供給され、抵抗５９，６０と抵抗５４，５３に
よつて前記ホール素子３の出力に前記ホール素子
１の出力が逆極性で加算されて前記前置増幅器３
００に供給され、前記前置増幅器１００，２０
０，３００の出力はそれぞれ抵抗４，５，６の一
端に供給されるとともに、パワー増幅器４００，
５００，６００の非反転入力端子に供給されてい
る。前記パワー増幅器４００，５００，６００の
両方向出力端子４００ａ，５００ａ，６００ａは
それぞれ星形結線された固定子巻線７，８，９の
一端に接続されている。前記前置増幅器１００，
２００，３００の両方向出力端子１００ａ，２０
０ａ，３００ａを介して前記パワー増幅器４００
〜６００に供給される出力のうち負方向（前記両
方向出力端子１００ａ，２００ａ，３００ａに電
流が流し込まれる方向。）の出力に比例した電流
を吸い込む流入端子１００ｂ，２００ｂ，３００
ｂは互いに共通接続されて一端がプラス側給電端
子１０に接続された抵抗１１の他端に接続される
とともにバツフア回路７００の入力端子にも接続
されている。さらに、前記両方向出力端子１００
ａ，２００ａ，３００ａからの正方向の出力に比
例した電流を流し出す流出端子１００ｃ，２００
ｃ，３００ｃは互いに共通接続されてその合成電
流が増幅度の調節のためのバイアス電流として前
記パワー増幅器４００，５００，６００に供給さ
れている。 In FIG. 1, Hall elements 1, 2, and 3 are arranged on a stator (not shown) with an interval of 120° from each other, and the outputs of the Hall elements 1, 2, and 3 are connected to resistors 51 to 62. A synthesis circuit 50 configured by
The current output type amplifiers 100, 20 via
0,300 input terminals. That is, the output of the Hall element 2 is added with the opposite polarity to the output of the Hall element 1 by the resistors 51 and 52 and the resistors 58 and 57, and is supplied to the preamplifier 100. , 61, the output of the Hall element 3 is added to the output of the Hall element 2 with opposite polarity to the preamplifier 200.
The output of the Hall element 1 is added to the output of the Hall element 3 with opposite polarity by resistors 59, 60 and resistors 54, 53, and the output is added to the output of the Hall element 1 with the opposite polarity to the preamplifier 3.
00 and the preamplifiers 100, 20
The outputs of 0 and 300 are respectively supplied to one end of the resistors 4, 5 and 6, and are also supplied to the power amplifiers 400 and 400, respectively.
500 and 600 non-inverting input terminals. Bidirectional output terminals 400a, 500a, 600a of the power amplifiers 400, 500, 600 are connected to one ends of star-connected stator windings 7, 8, 9, respectively. the preamplifier 100,
200, 300 bidirectional output terminals 100a, 20
The power amplifier 400 via 0a, 300a
Inflow terminals 100b, 200b, 300 that suck a current proportional to the output in the negative direction (the direction in which the current flows into the bidirectional output terminals 100a, 200a, 300a) among the outputs supplied to the terminals 100b, 200b, and 300;
b are commonly connected to each other, and one end is connected to the other end of the resistor 11 connected to the positive power supply terminal 10, and is also connected to the input terminal of the buffer circuit 700. Furthermore, the bidirectional output terminal 100
Outflow terminals 100c, 200 that flow out current proportional to the positive output from a, 200a, 300a
c and 300c are commonly connected to each other, and their combined current is supplied to the power amplifiers 400, 500, and 600 as a bias current for adjusting the amplification degree.

一方、制御電圧入力端子２０には制御増幅器８
００の非反転入力端子が接続され、前記制御増幅
器８００の流入端子は一端がプラス側給電端子１
０に接続された抵抗１２の他端に接続されるとと
もに比較器９００の反転入力端子に接続され、前
記比較器９００の出力は前記ホール素子１，２，
３の給電端子に接続されている。 On the other hand, a control amplifier 8 is connected to the control voltage input terminal 20.
The non-inverting input terminal of the control amplifier 800 is connected, and one end of the inflow terminal of the control amplifier 800 is connected to the positive power supply terminal 1.
The output of the comparator 900 is connected to the other end of the resistor 12 connected to the
It is connected to the power supply terminal 3.

また、抵抗１３，１４によつて給電電圧を分圧
して作られた給電電圧の半分の電圧がバツフア回
路１０００を介して前記抵抗４，５，６のそれぞ
れの他端と、前記制御増幅器８００の反転入力端
子と、前記パワー増幅器４００，５００，６００
の反転入力端子に供給されている。 Further, a half voltage of the power supply voltage created by dividing the power supply voltage by the resistors 13 and 14 is applied to the other ends of the resistors 4, 5, and 6 through the buffer circuit 1000, and to the control amplifier 800. an inverting input terminal and the power amplifier 400, 500, 600
is supplied to the inverting input terminal of

さらに、前記バツフア回路７００の出力は抵抗
１５とコンデンサ１６によつて構成されたフイル
タ回路を介して前記比較器９００の非反転入力端
子に供給されている。 Furthermore, the output of the buffer circuit 700 is supplied to the non-inverting input terminal of the comparator 900 via a filter circuit constituted by a resistor 15 and a capacitor 16.

以上のように構成された直流無整流子モータの
駆動装置について、第１図および第２図を用いて
その動作を説明する。 The operation of the DC commutatorless motor drive device configured as described above will be described with reference to FIGS. 1 and 2.

なお、説明に先だつてモータの回転子を構成す
る永久磁石の磁束をホール素子で検出したときに
は基本波に対して３次高調波、５次高調波、７次
高調波、９次高調波がそれぞれ、17.77％、5.68
％、2.16％、0.79％の割合で含まれているものと
する。また、発電電圧波形には３次高調波、５次
高調波がそれぞれ、8.30％、0.75％の割合で含ま
れているがそれ以上の高次の高調波は含まれてい
ないものとする。これらの数値は永久磁石として
フエライト系の素材を用いた場合の実測値に基い
ており、発電電圧波形がホール素子の出力電圧波
形に比べて高次の高調波の含有率が低くなつてい
るのは実際の固定子巻線の形状が扇形のワンター
ンコイル状ではなくて、ある程度の巻幅を有する
円形に近くなつていることに起因する。 Prior to the explanation, when the magnetic flux of the permanent magnet that constitutes the rotor of the motor is detected by a Hall element, the 3rd harmonic, 5th harmonic, 7th harmonic, and 9th harmonic are detected with respect to the fundamental wave. , 17.77%, 5.68
%, 2.16%, and 0.79%. It is also assumed that the generated voltage waveform contains third harmonics and fifth harmonics at a rate of 8.30% and 0.75%, respectively, but higher harmonics are not included. These values are based on actual measurements when a ferrite-based material is used as a permanent magnet, and the generated voltage waveform has a lower content of higher harmonics than the output voltage waveform of the Hall element. This is due to the fact that the actual shape of the stator winding is not a fan-shaped one-turn coil, but is close to a circular shape with a certain winding width.

さて、第２図Ａ，Ｂは第１図の装置の主要部の
信号波形を示したもので、第２図Ａが前置増幅器
１００，２００，３００の出力端子１００ａ，２
００ａ，３００ａに現われる信号波形であり、第
２図Ｂが抵抗１１の両端に現われる信号波形であ
る。 Now, FIGS. 2A and 2B show the signal waveforms of the main parts of the device shown in FIG.
00a and 300a, and FIG. 2B shows the signal waveform appearing at both ends of the resistor 11.

前置増幅器１００，２００，３００は、後に説
明するように抵抗４〜６およびパワー増幅器４０
０〜６００に供給する出力のうち、正方向成分に
比例した電流を流出端子１００ｃ，２００ｃ，３
００ｃから流し出し、負方向成分に比例した電流
を流入端子１００ｂ，２００ｂ，３００ｂから吸
収する構成になつているので、抵抗１１の両端に
は第２図Ａの電圧波形の中間電位よりも下側の電
圧を中間電位との差分だけ符号を反転して加え合
わせた値に比例した電圧が現われる。 The preamplifiers 100, 200, and 300 include resistors 4 to 6 and a power amplifier 40, as will be explained later.
Output terminals 100c, 200c, 3 output current proportional to the positive direction component among the outputs supplied to 0 to 600.
00c, and absorbs current proportional to the negative direction component from the inflow terminals 100b, 200b, and 300b. A voltage proportional to the sum of the voltages with their signs reversed by the difference from the intermediate potential appears.

また、第２図Ａの信号波形は合成回路５０によ
つてホール素子１，２，３の出力のうちの２出力
を、一方を逆極性にしたうえで加算した結果を線
形増幅することによつて得られる。 The signal waveform of FIG. 2A is obtained by linearly amplifying the result of adding two outputs of the Hall elements 1, 2, and 3 with one of them having opposite polarity using the combining circuit 50. You can get it.

前置増幅器１００，２００，３００の伝達コン
ダクタンスをgmとし、抵抗４，５，６の抵抗値
をｒとし、ホール素子１〜３のそれぞれの出力電
圧をVH1，VH2，VH3とすると、パワー増幅器４０
０，５００，６００に供給される入力電圧V11，
V12，V13はつぎのようになる。 If the transconductance of the preamplifiers 100, 200, and 300 is gm, the resistance values of the resistors 4, 5, and 6 are r, and the respective output voltages of the Hall elements 1 to 3 are V H1 , V H2 , and V H3 , power amplifier 40
The input voltage V 11 supplied to 0,500,600,
V 12 and V 13 are as follows.

V11＝gm・ｒ・（VH1−VH2） ……(2) V12＝gm・ｒ・（VH2−VH3） ……(3) V13＝gm・ｒ・（VH3−VH1） ……(4) (2)〜(4)式より、V11＋V12＋V13の結果は常に零
となり、前置増幅器１００，２００，３００の線
形性が維持され、抵抗４，５，６の抵抗値が等し
ければ前記前置増幅器１００，２００，３００の
正方向の出力の和と負方向の出力の和のバランス
は保たれることになる。 V 11 = gm・r・(V H1 −V H2 ) ...(2) V 12 = gm・r・(V H2 −V H3 ) ...(3) V 13 = gm・r・(V H3 −V H1 ) ...(4) From equations (2) to (4), the result of V 11 +V 12 +V 13 is always zero, the linearity of preamplifiers 100, 200, 300 is maintained, and the resistances 4, 5, If the resistance values of the preamplifiers 100, 200, and 300 are equal, the sum of the positive-direction outputs and the sum of the negative-direction outputs of the preamplifiers 100, 200, and 300 will be balanced.

つまり、第１図に示した装置では、第１のホー
ル素子１の出力から第２のホール素子２の出力を
減算する第１の減算回路が、抵抗５１，５２，５
７，５８によつて構成され、第２のホール素子２
の出力から第３のホール素子３の出力を減算する
第２の減算回路が、抵抗５５，５６，６１，６２
によつて構成され、第３のホール素子３の出力か
ら第１のホール素子１の出力を減算する第３の減
算回路が、抵抗５９，６０，６１，６２によつて
構成され、前記抵抗５１〜６２によつて構成され
た合成回路５０が前記ホール素子１，２，３と前
記前置増幅器１００，２００，３００の間に挿入
されているので、前記前置増幅器１００〜３００
の正方向の出力の和と負方向の出力の和のバラン
スは保たれる。なお、これらの減算はホール素子
の出力電圧そのものによつて行なわなくとも、い
つたん増幅したうえで、電流レベルで行なつても
良い。 That is, in the device shown in FIG. 1, the first subtraction circuit that subtracts the output of the second Hall element 2 from the output of the first Hall element
7, 58, the second Hall element 2
A second subtraction circuit that subtracts the output of the third Hall element 3 from the output of the resistor 55, 56, 61, 62
A third subtraction circuit that subtracts the output of the first Hall element 1 from the output of the third Hall element 3 is constructed of resistors 59, 60, 61, and 62, and the resistor 51 62 is inserted between the Hall elements 1, 2, 3 and the preamplifiers 100, 200, 300, so that the preamplifiers 100 to 300
The balance between the sum of the outputs in the positive direction and the sum of the outputs in the negative direction is maintained. Note that these subtractions do not have to be performed using the output voltage of the Hall element itself, but may be performed using the current level after amplifying it.

つぎに、第２図Ｃはモータを回転させたときに
固定子巻線７，８，９に誘起される発電電圧波形
を示したもので、前置増幅器１００〜３００の流
出端子１００ｃ〜３００ｃによるパワー増幅器４
００，５００，６００のバイアス電流の供給を遮
断して、パワー増幅器４００，５００，６００を
単なる線形増幅器として動作させたときにはモー
タが発生するトルクは第２図Ａに示されるａ１，
ａ２，ａ３の電流値と第２図Ｃに示されるｃ１，
ｃ２，ｃ３の電圧値の積に比例する。 Next, FIG. 2C shows the generated voltage waveform induced in the stator windings 7, 8, and 9 when the motor rotates, and is generated by the output terminals 100c to 300c of the preamplifiers 100 to 300. power amplifier 4
When the power amplifiers 400, 500, 600 are operated as simple linear amplifiers by cutting off the supply of bias currents 400, 500, 600, the torque generated by the motor is a1, as shown in FIG. 2A.
The current values of a2 and a3 and c1 shown in Fig. 2C,
It is proportional to the product of the voltage values of c2 and c3.

ちなみに、それぞれの積を求めて（a1×c1＋
a2×c2＋a3×c3）を計算すると、トルクリツプ
ルはほぼ5.54％p-pとなり、その最大値は第２図
の回転電気角が30°、90°、150°、……の点に現わ
れ、最小値は0°、60°120°、……の点に現われる。 By the way, find the product of each (a1×c1+
a2 × c2 + a3 × c3), the torque ripple is approximately 5.54% pp , and its maximum value appears at the rotational electrical angle of 30°, 90°, 150°, etc. in Figure 2, and the minimum value is 0. Appears at the points of °, 60°120°,...

一方、第２図の信号波形のリツプル成分に着目
すると、その最大点と最小点の位相関係がトルク
リツプルのそれとは逆であることがわかる。した
がつて、第２図Ｂの信号によつてパワー増幅器４
００，５００，６００のバイアス電流を変調し、
その変調度を適当な値に設定することによつてト
ルクリツプルを最小にすることが可能となる。 On the other hand, when paying attention to the ripple component of the signal waveform in FIG. 2, it can be seen that the phase relationship between the maximum and minimum points is opposite to that of the torque ripple. Therefore, the signal of FIG. 2B causes the power amplifier 4 to
Modulate the bias current of 00, 500, 600,
By setting the degree of modulation to an appropriate value, torque ripple can be minimized.

第１図に示した直流無整流子モータの駆動装置
では、第２図Ｂの信号波形と相似な電流を前置増
幅器１００〜３００の流出端子１００ｃ〜３００
ｃからパワー増幅器４００〜６００にバイアス電
流として供給することによつてトルクリツプルを
低減させており、第２図Ｄがこのときのパワー増
幅器４００〜６００の出力電流波形であり、第２
図Ｅは第２図Ｃに示した発電電圧波形と第２図Ｄ
の出力電流波形の積から得られるトルクリツプル
の波形を示したものである。なお、このときのト
ルクリツプルの大きさは約2.65％p-pである。 In the drive device for the DC non-commutator motor shown in FIG. 1, a current similar to the signal waveform shown in FIG.
The torque ripple is reduced by supplying the bias current from c to the power amplifiers 400 to 600. FIG. 2D shows the output current waveform of the power amplifiers 400 to 600 at this time.
Figure E shows the generated voltage waveform shown in Figure 2C and Figure 2D
This figure shows the torque ripple waveform obtained from the product of the output current waveforms. Note that the magnitude of the torque ripple at this time is approximately 2.65% pp .

このように、第１図に示した直流無整流子モー
タの駆動装置は高次のトルクリツプルを従来以上
に小さくすることができる。 In this way, the drive device for the DC non-commutator motor shown in FIG. 1 can reduce high-order torque ripple more than ever before.

なお、第１図の装置においてホール素子の感度
が平均よりも高かつたり、あるいは低かつたりし
ても、それを補償するように比較器９００が動作
するので、同一装置において３個のホール素子の
ペアリングがなされていれば問題はない。また、
３個のホール素子の感度ばらつきをも吸収しよう
とすると、第２図Ｂの信号波形のリツプル成分が
弊害となるが、固転子磁石にホール素子１，２，
３の出力が正弦波形になるような着磁が施されて
いればリツプル成分はなくなる（勿論、このとき
には抵抗１５とコンデンサ１６によるフイルタ回
路も不要となる。）し、そうでない場合には、抵
抗１５とコンデンサ１６によるフイルタをアクテ
イブフイルタなどに変更して着磁波形の基本波以
上の周波数成分に対しては急峻な垂下特性を持た
せるか、あるいはリツプル成分だけを抽出して抵
抗１２の両端に重畳させるなどして、高次のリツ
プル成分が回路動作的に無視されるような構成を
採ることによつて、３個のホール素子の感度ばら
つきをも吸収することが可能となる。 Note that even if the sensitivity of the Hall element is higher or lower than the average in the apparatus shown in FIG. 1, the comparator 900 operates to compensate for this, so three Hall elements There is no problem as long as the pairing is done. Also,
If we try to absorb the sensitivity variations of the three Hall elements, the ripple component of the signal waveform shown in Fig. 2B becomes a problem, but if we try to absorb the sensitivity variations of the three Hall elements,
If magnetization is applied so that the output of the resistor 3 has a sine waveform, the ripple component will disappear (of course, in this case, the filter circuit consisting of the resistor 15 and the capacitor 16 will also be unnecessary). 15 and the capacitor 16 to an active filter or the like to provide a steep drop characteristic for frequency components higher than the fundamental wave of the magnetization waveform, or extract only the ripple component and connect it to both ends of the resistor 12. By adopting a configuration in which high-order ripple components are ignored in terms of circuit operation, such as by superimposing them, it becomes possible to absorb variations in the sensitivity of the three Hall elements.

ところで、第１図に示した実施例においては比
較器９００からホール素子１，２，３に直接に給
電するように構成しているが、前記比較器９００
の出力によつて前置増幅器１００，２００，３０
０の増幅度を調節するように構成しても同様の効
果を得ることができる。 By the way, in the embodiment shown in FIG. 1, power is directly supplied from the comparator 900 to the Hall elements 1, 2, and 3,
Preamplifier 100, 200, 30 by the output of
A similar effect can be obtained even if the configuration is configured so that the amplification degree of 0 is adjusted.

さて、第３図はパワー増幅器４００の具体的な
回路構成例を示す回路結線図であり、パワー増幅
器５００，６００も同一の構成となる。 Now, FIG. 3 is a circuit connection diagram showing a specific example of the circuit configuration of the power amplifier 400, and the power amplifiers 500 and 600 also have the same configuration.

第３図においてトランジスタ４０１，４０２，
４０３，４０４，４０５によつて構成された差動
段の伝達コンダクタンスgmは、定電流源４１０
の出力電流をIsとし、ボルツマン定数をｋとし、
電子の電荷をｑ、接合温度をＴとしたとき次式に
よつて与えられる。 In FIG. 3, transistors 401, 402,
The transfer conductance gm of the differential stage configured by 403, 404, and 405 is determined by the constant current source 410.
Let the output current be Is, let the Boltzmann constant be k,
When the electron charge is q and the junction temperature is T, it is given by the following equation.

gm＝Is・ｑ／２・ｋ・Ｔ ……(5) 一方、トランジスタ４０６に対する出力トラン
ジスタ４０７のエミツタ面積の倍率と、トランジ
スタ４０８に対する出力トランジスタ４０９のエ
ミツタ面積の倍率はいずれも２００に設定されて
いるので、入力端子IN+−IN-間から出力端子Bo
までの伝達コンダクタンスGMBは次式によつて
与えられる。 gm=Is・q/2・k・T (5) On the other hand, the magnification of the emitter area of the output transistor 407 with respect to the transistor 406 and the magnification of the emitter area of the output transistor 409 with respect to the transistor 408 are both set to 200. Therefore, from input terminal IN + −IN - to output terminal Bo
The transfer conductance up to GM B is given by the following equation.

GMB＝500・Is・ｑ／ｋ・Ｔ ……(6) なお、定電流源４１０は、実際には第１図の前
置増幅器１００〜３００の流出端子１００ｃ〜３
００ｃの合成電流に依存した電流を供給するよう
に構成される。 GM B =500・Is・q/k・T (6) Note that the constant current source 410 is actually connected to the outflow terminals 100c to 3 of the preamplifiers 100 to 300 in FIG.
It is configured to supply a current depending on the composite current of 00c.

つぎに、第４図は第１図の前置増幅器１００，
２００，３００の具体的な構成例を示す回路結線
図であり、第３図とほぼ同様の増幅回路の前段に
差動段を追加した構成となつている。 Next, FIG. 4 shows the preamplifier 100 of FIG.
3 is a circuit connection diagram showing a specific example of the configuration of the amplifiers 200 and 300, which has a configuration in which a differential stage is added to the front stage of an amplifier circuit that is substantially the same as that in FIG. 3.

なお、VREF端子は第１図のバツフア回路１００
０の出力電圧が供給される端子である。 Note that the V REF terminal is connected to the buffer circuit 100 in Figure 1.
This is a terminal to which an output voltage of 0 is supplied.

発明の効果 以上に示したように本発明の直流無整流子モー
タの駆動装置は、固定子上に配置されて回転子磁
石による磁界を検出する３個の磁電変換素子（実
施例ではホール素子１，２，３。）と、前記各磁
電変換素子から得られる３組の検出信号を２組ず
つ合成する合成手段（合成回路５０）と、前記合
成手段の出力を増幅する第１の増幅器１００，２
００，３００と、前記第１の増幅器の出力を増幅
してそれぞれに対応した固定子巻線７，８，９に
電流を供給する第２の増幅器４００，５００，６
００からなる３組の増幅手段と、２の増幅器から
なる３組の増幅手段と、前記第１の増幅器から前
記第２の増幅器への正方向の出力の和もしくは負
方向の出力の和の平均値が制御入力に比例するよ
うに前記第１の増幅器の増幅度あるいは前記磁電
変換素子への給電電圧を調節する感度調節手段
（実施例においてはバツフア回路７００、比較器
９００，抵抗１５、コンデンサ１６によつて構成
されている。）と、前記正方向の出力の和もしく
は負方向の出力の和に比例した電流をバイアス電
流として前記第２の増幅器に供給する電流供給手
段（実施例においては前置増幅器１００〜３００
の流出端子１００ｃ〜３００ｃによつて構成され
ている。）を備えたことを特徴とするものであり、
回路に特別な演算を行なわせることなく容易にト
ルクリツプルを低減させることができ、また、着
磁波形の基本波成分だけでなく、高次のトルクリ
ツプルをも低減させることができ、大なる効果を
奏する。Effects of the Invention As described above, the drive device for a DC non-commutator motor of the present invention includes three magnetoelectric conversion elements (in the embodiment, a Hall element 1 , 2, 3.), a synthesizing means (synthesizing circuit 50) for synthesizing two sets of three sets of detection signals obtained from each of the magnetoelectric conversion elements, and a first amplifier 100 for amplifying the output of the synthesizing means. 2
00, 300, and second amplifiers 400, 500, 6 which amplify the outputs of the first amplifiers and supply currents to the corresponding stator windings 7, 8, 9, respectively.
3 sets of amplifying means consisting of 00, 3 sets of amplifying means consisting of 2 amplifiers, and the average of the sum of positive direction outputs or the sum of negative direction outputs from the first amplifier to the second amplifier. Sensitivity adjustment means (in the embodiment, a buffer circuit 700, a comparator 900, a resistor 15, a capacitor 16 ) and a current supply means (in the embodiment, the current supply means supplies a current proportional to the sum of the positive direction outputs or the sum of the negative direction outputs to the second amplifier as a bias current). Place amplifier 100-300
It is configured by outflow terminals 100c to 300c. ),
It is possible to easily reduce torque ripple without having the circuit perform any special calculations, and it is also possible to reduce not only the fundamental wave component of the magnetization waveform but also high-order torque ripple, which has a great effect. .

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の一実施例における直流無整流
子モータの駆動装置の回路構成図、第２図は第１
図の装置の動作を説明するための信号波形図、第
３図はパワー増幅器の具体例を示す回路結線図、
第４図は前置増幅器の具体例を示す回路結線図で
ある。 １，２，３……ホール素子、７，８，９……固
定子巻線、１５……抵抗、１６……コンデンサ、
５０……合成回路、１００，２００，３００……
前置増幅器、１００ｃ，２００ｃ，３００ｃ……
流出端子、４００，５００，６００……パワー増
幅器、７００……バツフア回路、９００……比較
器、２０……制御電圧入力端子。 FIG. 1 is a circuit diagram of a drive device for a DC non-commutator motor according to an embodiment of the present invention, and FIG.
Figure 3 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the device shown in the figure; Figure 3 is a circuit wiring diagram showing a specific example of a power amplifier;
FIG. 4 is a circuit diagram showing a specific example of the preamplifier. 1, 2, 3... Hall element, 7, 8, 9... Stator winding, 15... Resistor, 16... Capacitor,
50...Synthesis circuit, 100, 200, 300...
Preamplifier, 100c, 200c, 300c...
Outflow terminal, 400, 500, 600... power amplifier, 700... buffer circuit, 900... comparator, 20... control voltage input terminal.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 固体子上に配置されて回転子磁石による磁界
を検出する３個の磁電変換素子と、前記各磁電変
換素子から得られる３組の検出信号を２組ずつ合
成する合成手段と、前記合成手段の出力を増幅す
る第１の増幅器と、前記第１の増幅器の出力を増
幅してそれぞれに対応した固定子巻線に電流を供
給する第２の増幅器からなる３組の増幅手段と、
前記第１の増幅器から前記第２の増幅器への正方
向の出力の和もしくは負方向の出力の和の平均値
が制御入力に比例するように前記第１の増幅器の
増幅度あるいは前記磁電変換素子への給電電圧を
調節する感度調節手段と、前記正方向の出力の和
もしくは負方向の出力の和に比例した電流をバイ
アス電流として前記第２の増幅器に供給する電流
供給手段を具備してなる直流無整流子モータの駆
動装置。 ２ 第１の磁電変換素子の出力から第２の磁電変
換素子の出力を減算する第１の減算回路と、第２
の磁電変換素子の出力から第３の磁電変換素子の
出力を減算する第２の減算回路と、第３の磁電変
換素子の出力から第１の磁電変換素子の出力を減
算する第３の減算回路によつて合成手段を構成し
たことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
直流無整流子モータの駆動装置。[Claims] 1. Three magneto-electric transducers arranged on a solid state element to detect the magnetic field generated by the rotor magnet, and a combination of two sets of three sets of detection signals obtained from each of the magneto-electric transducers. a first amplifier for amplifying the output of the combining means; and a second amplifier for amplifying the output of the first amplifier and supplying current to the corresponding stator windings. amplification means;
The amplification degree of the first amplifier or the magnetoelectric conversion element is adjusted so that the average value of the sum of positive direction outputs or the sum of negative direction outputs from the first amplifier to the second amplifier is proportional to the control input. and a current supply means for supplying a current proportional to the sum of the positive-direction outputs or the sum of the negative-direction outputs to the second amplifier as a bias current. A drive device for a DC non-commutator motor. 2 a first subtraction circuit that subtracts the output of the second magnetoelectric conversion element from the output of the first magnetoelectric conversion element;
a second subtraction circuit that subtracts the output of the third magnetoelectric conversion element from the output of the third magnetoelectric conversion element; and a third subtraction circuit that subtracts the output of the first magnetoelectric conversion element from the output of the third magnetoelectric conversion element. 2. The drive device for a DC non-commutator motor according to claim 1, wherein the synthesizing means is comprised of:
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