JPH0570197U - ベクトル制御方式におけるインバータ出力電圧制御装置 - Google Patents
ベクトル制御方式におけるインバータ出力電圧制御装置Info
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- JPH0570197U JPH0570197U JP059306U JP5930692U JPH0570197U JP H0570197 U JPH0570197 U JP H0570197U JP 059306 U JP059306 U JP 059306U JP 5930692 U JP5930692 U JP 5930692U JP H0570197 U JPH0570197 U JP H0570197U
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 インバータの直流電圧の変動が出力電圧に影
響するのをなくす。 【構成】 ベクトル制御のための相電圧演算回路14に
おける一次電圧制御信号e1d,e1qを直流電圧の変動比
Edcで除算する補償部15d,15cを設けることによ
り変動分を補償する。
響するのをなくす。 【構成】 ベクトル制御のための相電圧演算回路14に
おける一次電圧制御信号e1d,e1qを直流電圧の変動比
Edcで除算する補償部15d,15cを設けることによ
り変動分を補償する。
Description
【0001】
本考案は誘導電動機を電圧形インバータで駆動するベクトル制御方式における インバータ出力電圧制御装置に関する。
【0002】
近年、誘導電動機の速応性を向上する制御方式として、電動機の一次電流を励 磁電流と二次電流とに分けて制御し、磁束と二次電流ベクトルを常に直交させる ことで直流機と同等の応答性を得ようとするベクトル制御方式が提案されている 。このベクトル制御方式において、誘導電動機を駆動する電力変換装置にパルス 幅変調(PWM)方式インバータなどの電圧形インバータを使用して電動機の一 次電圧制御によってその磁束と二次電流分を非干渉に制御する方式がある。この 方式は例えば図1に示す構成にされる。
【0003】 図1において、誘導電動機1にPWM方式インバータ2から電圧制御による一 次電圧を供給して該電動機1に磁束と二次電流とが互いに直交するよう制御する のに、電動機1の磁束を一定に制御するためのα相一次電流設定値i1α*と二 次電流を制御するためのβ相一次電流設定値i1β*と電源角周波数ω0とを入力 とする補正演算回路3によってα,β相一次電圧e1α,e1βを得、この電圧e 1 α,e1βは相電圧演算回路4によって2相−3相変換してインバータ2の3相 電圧設定値ea*,eb*,ec*を得る。相電圧演算回路4における演算には電 源角周波数ω0から得る三角関数cos ωot、sin ωotが使われ、イン バータ2におけるPWM信号波形成には電源角周波数ω0から得る三角波(搬送 波)Triが使われ、これら信号は三角関数発生回路5及び三角波発生回路6から 得る。
【0004】 β相一次電流設定値i1β*は速度設定値Vs*と電動機1の速度検出器7の検 出値(ロータ角周波数ωr)との突合わせ演算(PI)をする速度調節器8の出 力として得、電源角周波数ω0は角周波数演算回路9から得る。この演算回路9 は、設定値i1α*とi1β*の除算をする割算器91と、この除算結果i1β*/ i1α*に係数1/τ2(τ2は電動機1の2次インダクタンスL2と一次等価二次 抵抗r2の比L2/r2)を掛算する係数器92とを有してすべり角周波数ωsを算 出し、このすべり角周波数ωsにロータ角周波数ωrを加算して電源角周波数ω0 を得る。
【0005】 補正演算回路3は、電動機1の磁束成分にはβ相一次電流i1βによる干渉分 +Lσω0i1βが含まれ、トルク成分(二次電流分)にはα相一次電流i1αに よる干渉分−L1ω0i1αが含まれるのを補償した一次電圧e1α,e1βを得る もので、係数として一次抵抗r1,一次インダクタンスL1,等価漏れインダクタ ンスLσをもつ係数器31,32,33,34と乗算器35,36を有して上述の干渉 分を補正した演算をし、磁束分設定値i1α*と二次電流分設定値i1β*に対し て互いに非干渉の一次電圧e1α,e1βを得る。この演算は次の(1)式に基づ いた回路になる。
【0006】
【数1】
【0007】 また、相電圧演算回路4の演算は次の(2),(3)式に基づいた回路になる。
【0008】
【数2】
【0009】
【数3】
【0010】
こうした電圧形インバータによるベクトル制御装置において、インバータ2の 直流電源になる整流器10の直流電圧Edcがその交流入力電圧変動や負荷変動等 によって変動すると、Edcの変化がそのまま電動機1の入力電圧(インバータ出 力電圧)Ea,Eb,Ecの変化として現れ、設定値ea*,eb*,ec*と実際の 一次電圧Ea,Eb,Ecとの間の比例関係が保てなくなる。この問題を解消する には整流器10に代えて順変換器による自動電圧制御が考えられるがその装置構 成が複雑高価になる。
【0011】 本考案は、インバータの電圧制御回路に直流電圧Edcの変動分を補償する補償 回路を設けることにより、従来の問題点を解消したインバータ出力電圧制御装置 を提供することを目的とする。
【0012】
本考案は誘導電動機をパルス幅変調方式インバータで駆動し、誘導電動機の磁 束分を設定するα相一次電圧e1αと二次電流分を設定するβ相一次電圧e1βか ら相電圧演算によって上記インバータの3相電圧設定値ea*,eb*,ec*を 得、この設定値ea*,eb*,ec*と三角波信号Triからパルス幅変調信号を 得るベクトル制御方式において、上記電圧e1α及びe1βを夫々同期回転座標− 固定座標変換した電圧e1d及びe1qは夫々上記インバータの直流検出電圧Edcと その基準直流電圧ENとの比Edc/ENで割算し、この割算結果を2相/3相変換 して上記3相電圧設定値ea*,eb*,ec*とする補償回路、又は上記三角波 信号Triは上記インバータの直流検出電圧Edcとその基準直流電圧ENとの比Ed c /ENを乗算した信号とする補償回路とを備えたことを特徴とする。
【0013】
本考案における補償回路は、設定値ea*,eb*,ec*の振幅を直流電圧Ed c の変動に応じて補正するか、又は三角波信号のレベルを直流電圧Edcの変動に 応じて補正する。以下、原理的な説明を詳細に説明する。
【0014】 図1におけるPWM方式インバータ2は等価的に図2に示すブロック11で表 わせる。ブロック11において、変調部12a,12b,12cは正弦波になる 各設定値ea*,eb*,ec*を三角波Triで変調することから変調波出力の基 本波成分については正弦波,三角波のピーク値Kとすると伝達関数が1/Kにな る。一方、変調部のPWM信号を電力増幅してインバータ出力電圧Ea,Eb,E c を得る電力増幅部13a,13b,13cはその利得が直流電圧Edcに相当す るため伝達関数がEdcになる。従って、設定値ea*,eb*,ec*に対して例 えばa相設定値ea*=Asinω0tとすると、出力電圧Eaは
【0015】
【数4】
【0016】 となり、直流電圧Edcによって出力電圧Eaが影響される。この直流電圧Edcの 変動に対する補償の一手段として、本考案では図2中に示すように相電圧演算回 路4の等価ブロック図として示す14において、前述の(2)式に基づいた同期 回転座標−固定座標の変換結果e1d,e1qを夫々伝達関数1/Edc*を持つ補償 部15d,15qを通して2相/3相変換部16の変換入力とする。2相/3相 変換部16は前述の(3)式に基づいた演算回路になる。
【0017】 補償部15d,15qの伝達関数1/Edc*は、インバータ2の直流電圧Edc とその基準直流電圧ENとの比Edc*=Edc/ENの逆数になるよう制御する。例 えばe1d=A・sinω0tとすると、
【0018】
【数5】
【0019】 となり、出力電圧Eaは直流電圧Edcに影響されなくなる。これはインバータが PWM方式でない通常の電圧形インバータにも言える。従って、インバータ直流 電圧Edcを検出し、このEdcと基準直流電圧ENとの比Edcで電圧e1d,e1qを 除算して2相/3相変換する電圧設定により、直流電圧Edcの変動分を補償した ベクトル制御が可能となる。
【0020】 次に、図3は三角波信号Triを補正する場合の等価ブロック図を示す。相電圧 演算回路4は図1のものと同じ演算をし、変調部20a,20b,20cでは三 角波Triのピーク値を直流電圧Edcの変動比Edc*(=Edc/EN)に比例させ た変調をするこの変調により、変調部の各伝達関数は三角波のピーク値がEdc* 倍になって夫々1/K(Edc*)になる。電力増幅器13a,13b,13cは 図2と同様に伝達関数Edcになる。
【0021】 このように三角波信号Triを直流電圧変動比Edc*に比例させることにより、 出力電圧Ea,Eb,Ecは直流電圧Edcの変化に影響されなくなる。例えば、e1 d =A・sinω0tとすると
【0022】
【数6】
【0023】 となり、出力電圧Eaには直流電圧Edcに影響されなくなる。従って、インバー タ直流電圧Edcを検出し、このEdcと基準直流電圧ENとの比Edc*で三角波信 号Triのレベル制御をすることにより、直流電圧Edcの変動分を補償したベクト ル制御が可能となる。
【0024】
図4は設定値ea*,eb*,ec*を補正した実施例を示す。割算器17d, 17qは補償部15d,15qに相当し、電圧比Edc*として整流器10の出力 検出電圧Edcと基準直流電圧ENとの除算をする割算器18の出力としている。 2相/3相変換器19は変換部16に相当し、また前述の(3)式に基づいた演 算回路に構成する。インバータ2は設定値ea*,eb*ec*と三角波信号Tri とを夫々コンパレータ2a,2b,2cで比較してPWM信号Ba,Bb,Bc を得、さらに論理インバータ2a,2b,2cによってその相補信号Ba,Bb ,Bcを得ている。
【0025】 図5は三角波信号Triを補正した実施例を示す。乗算器21は変調部20a, 20b,20cの各伝達関数を決める三角波信号を一括補正しておくことに相当 し、電圧変動比Edc*を三角波信号Triに乗算してそのレベルを制御しておく。 電圧変動比Edc*は図4の割算器18と同じ回路によって求め、2相/3相変換 器19及びインバータ2は図4の場合と同じ構成にする。
【0026】
以上のとおり、本考案によれば、3相電圧設定値ea*,eb*,ec*の振幅 補正又は三角波信号Triの振幅補正という補償回路をインバータ電圧制御回路に 設け、直流電圧の変動分を補償するため、制御回路に簡単な演算回路を増設する のみで直流電圧変動に影響されない非常に高精度のベクトル制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】PWMインバータによる誘導電動機のベクトル
制御装置を例示する構成図。
制御装置を例示する構成図。
【図2】本考案を原理的に説明するための等価ブロック
図。
図。
【図3】本考案を原理的に説明するための他の等価ブロ
ック図。
ック図。
【図4】本考案の一実施例を示す要部回路図。
【図5】本考案の他の実施例を示す要部回路図。
2…PWMインバータ、4…相電圧演算回路、5…三角
関数発生回路、6…三角波発生回路、8…速度調節器、
10…整流器、11…PWMインバータの等価ブロッ
ク、12a,12b,12c…変調部、13a,13
b,13c…電力増幅部、14…相電圧演算回路の等価
ブロック、15d,15q…補償部、16…2相/3相
変換部、17d,17q…割算器、18…割算器、19
…2相/3相変換部、2a,2b,2c…コンパレー
タ、20a,20b,20c…変調部、21…乗算器。
関数発生回路、6…三角波発生回路、8…速度調節器、
10…整流器、11…PWMインバータの等価ブロッ
ク、12a,12b,12c…変調部、13a,13
b,13c…電力増幅部、14…相電圧演算回路の等価
ブロック、15d,15q…補償部、16…2相/3相
変換部、17d,17q…割算器、18…割算器、19
…2相/3相変換部、2a,2b,2c…コンパレー
タ、20a,20b,20c…変調部、21…乗算器。
Claims (1)
- 【請求項1】 誘導電動機をパルス幅変調方式インバー
タで駆動し、誘導電動機の磁束分を設定するα相一次電
圧e1αと二次電流分を設定するβ相一次電圧e1βから
相電圧演算によって上記インバータの3相電圧設定値e
a*,eb*,ec*を得、この設定値ea*,eb*,ec
*と三角波信号Triからパルス幅変調信号を得るベクト
ル制御方式において、上記電圧e1α及びe1βを夫々同
期回転座標−固定座標変換した電圧e1d及びe1qは夫々
上記インバータの直流検出電圧Edcとその基準直流電圧
ENとの比Edc/ENで割算し、この割算結果を2相/3
相変換して上記3相電圧設定値ea*,eb*,ec*と
する補償回路、又は上記三角波信号Triは上記インバー
タの直流検出電圧Edcとその基準直流電圧ENとの比E
dc/ENを乗算した信号とする補償回路を備えたことを
特徴とするベクトル制御方式におけるインバータ出力電
圧制御装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP059306U JPH0570197U (ja) | 1992-08-25 | 1992-08-25 | ベクトル制御方式におけるインバータ出力電圧制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP059306U JPH0570197U (ja) | 1992-08-25 | 1992-08-25 | ベクトル制御方式におけるインバータ出力電圧制御装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0570197U true JPH0570197U (ja) | 1993-09-21 |
Family
ID=13109562
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP059306U Pending JPH0570197U (ja) | 1992-08-25 | 1992-08-25 | ベクトル制御方式におけるインバータ出力電圧制御装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0570197U (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5649693A (en) * | 1979-09-28 | 1981-05-06 | Hitachi Ltd | Frequency converter |
-
1992
- 1992-08-25 JP JP059306U patent/JPH0570197U/ja active Pending
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5649693A (en) * | 1979-09-28 | 1981-05-06 | Hitachi Ltd | Frequency converter |
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