JPH056938B2 - - Google Patents
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- JPH056938B2 JPH056938B2 JP23372986A JP23372986A JPH056938B2 JP H056938 B2 JPH056938 B2 JP H056938B2 JP 23372986 A JP23372986 A JP 23372986A JP 23372986 A JP23372986 A JP 23372986A JP H056938 B2 JPH056938 B2 JP H056938B2
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Description
【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、FMステレオチユーナに関する。[Detailed description of the invention] Technical field The present invention relates to an FM stereo tuner.
背景技術
従来のFMステレオチユーナの例（例えば、実
公昭59−31077号）を第５図を参照しつつ説明す
る。第５図において、アンテナ１に到来したFM
ステレオ放送電波は、FMフロントエンド２に供
給される。FMフロントエンド２は供給される高
周波信号から所望の放送信号を選択増幅して、こ
れをIF（中間周波）信号に変換してIFアンプ３に
供給する。IFアンプ３は上記IF信号を増幅して、
これを信号強度検出回路４及び検波回路５に供給
する。BACKGROUND ART An example of a conventional FM stereo tuner (for example, Japanese Utility Model Publication No. 59-31077) will be explained with reference to FIG. In Figure 5, FM arriving at antenna 1
The stereo broadcast radio waves are supplied to the FM front end 2. The FM front end 2 selectively amplifies a desired broadcast signal from the supplied high frequency signals, converts it into an IF (intermediate frequency) signal, and supplies it to the IF amplifier 3. IF amplifier 3 amplifies the above IF signal,
This is supplied to the signal strength detection circuit 4 and the detection circuit 5.
信号強度検出回路４は受信電界強度に比例した
レベルを検出すべく、IFアンプ３に供給された
IF信号のレベルに基づいた制御信号を検波回路
５、周波数特性コントロール回路６及びステレオ
復調回路７に供給する。 A signal strength detection circuit 4 is supplied to the IF amplifier 3 in order to detect a level proportional to the received electric field strength.
A control signal based on the level of the IF signal is supplied to the detection circuit 5, the frequency characteristic control circuit 6, and the stereo demodulation circuit 7.
検波回路５は、上記IF信号からメイン信号、
サブ信号及びパイロツト信号からなるコンポジツ
ト信号を復調する。そして、この信号は上記制御
信号に応じたレベルに、いわゆる電子ボリユーム
回路（図示せず）によつて調整されて、変調信号
としてパルス性ノイズ除去回路８に供給される。
なお、FMフロントエンド２、IFアンプ３及び検
波回路５はFM検波部９を形成する。 The detection circuit 5 detects the main signal from the IF signal,
A composite signal consisting of a sub signal and a pilot signal is demodulated. This signal is then adjusted to a level corresponding to the control signal by a so-called electronic volume circuit (not shown), and is supplied to the pulse noise removal circuit 8 as a modulation signal.
Note that the FM front end 2, IF amplifier 3, and detection circuit 5 form an FM detection section 9.
パルス性ノイズ除去回路８は、車両のエンジン
等から上記変調信号に混入したパルス性ノイズを
除去して、これを周波数特性コントロール回路６
に供給する。 The pulse noise removal circuit 8 removes pulse noise mixed into the modulation signal from the engine of the vehicle, etc., and transmits it to the frequency characteristic control circuit 6.
supply to.
周波数特性コントロール回路６は、上記制御信
号のレベル変化に応じて周波数レスポンスを変化
する。 The frequency characteristic control circuit 6 changes the frequency response according to the level change of the control signal.
ステレオ復調部７は、周波数特性コントロール
回路６の出力信号から左右チヤンネル信号を復調
する。そして、上記制御信号に応じたチヤンネル
の分離度にてＬ及びＲ出力端子から左右チヤンネ
ル信号を左右復調出力として図示しない音声増幅
部に供給する。 The stereo demodulator 7 demodulates left and right channel signals from the output signal of the frequency characteristic control circuit 6. Then, the left and right channel signals are supplied as left and right demodulated outputs from the L and R output terminals to an audio amplification section (not shown) at a degree of channel separation according to the control signal.
かかる構成において、受信電界強度がある値以
下に低下すると、まず、ステレオ復調回路７にお
いて分離度を連続的に低下させてモノラルモード
にまでなるように制御がなされ、次に、周波数特
製コントロール回路６が動作し、上記電界受信電
界強度の低下に対応して高域の減衰量を増大す
る。さらに、該受信電界強度が低下すると、検波
回路５の出力レベルを低下するように制御がなさ
れて、受信電界強度の変動によつても略一定の
Ｓ／Ｎを確保することが可能となるのである。 In such a configuration, when the received electric field strength drops below a certain value, the stereo demodulation circuit 7 first performs control to continuously reduce the degree of separation to reach monaural mode, and then the frequency special control circuit 6 operates, and increases the amount of attenuation in the high frequency range in response to the decrease in the received electric field strength. Furthermore, when the received electric field strength decreases, the output level of the detection circuit 5 is controlled to decrease, making it possible to maintain a substantially constant S/N even with fluctuations in the received electric field strength. be.
ところで、かかるチユーナ製造の際には、FM
フロントエンド２及びIFアンプ３の利得のバラ
ツキや、ステレオ復調回路７等の被制御回路の動
作特性にバラツキがある為に、組立てられたチユ
ーナの入力信号の低下に対する出力雑音の抑圧動
作特性のバラツキが大きいという不具合がある。
また、到来した電波のレベルに応じて制御される
ものであるから、強電界中で発生するマルチパス
ノイズ及び相互変調の発生する際に生じるノイズ
には対応できない。また、いわゆるFMXステレ
オ放送システム（例えば、特表昭60−500933）の
如き受信電界強度の低下とノイズレベルとの相関
性の少ない放送システムの受信装置には適当では
ない。 By the way, when manufacturing such tuners, FM
Due to variations in the gains of the front end 2 and IF amplifier 3 and variations in the operating characteristics of controlled circuits such as the stereo demodulation circuit 7, variations in the output noise suppression operating characteristics in response to a drop in the input signal of the assembled tuner occur. There is a problem that is large.
Furthermore, since it is controlled according to the level of incoming radio waves, it cannot deal with multipath noise that occurs in a strong electric field and noise that occurs when intermodulation occurs. Further, it is not suitable for a receiving device of a broadcasting system such as a so-called FMX stereo broadcasting system (for example, Japanese Patent Application Publication No. 1983-500933), in which there is little correlation between a reduction in received electric field strength and a noise level.
発明の概要
よつて、本発明の目的とするところは、チユー
ナ毎のノイズ抑制動作特性のバラツキを抑制する
と共にFMXステレオ放送システムにも対応し得
るFMステレオチユーナを提供することである。SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, it is an object of the present invention to provide an FM stereo tuner that can suppress variations in noise suppression operating characteristics between tuners and can also be compatible with an FMX stereo broadcast system.
上記目的を達成する為に本発明のFMステレオ
チユーナにおいては、復調されたコンポジツト信
号のノイズ成分を抑制する為に設けられた信号処
理回路の出力信号中のノイズ成分のレベルが基準
レベルを越えるとそのレベルに応じて上記信号処
理回路に設けられた各ノイズ抑制手段を順次動作
せしめて、フイードバツク制御をなす構成として
いる。 In order to achieve the above object, in the FM stereo tuner of the present invention, the level of the noise component in the output signal of the signal processing circuit provided for suppressing the noise component of the demodulated composite signal exceeds the reference level. According to the noise level, each noise suppressing means provided in the signal processing circuit is sequentially operated to effect feedback control.
実施例
以下、本発明の実施例について説明する。ま
ず、発明の要部について第１図を参照しつつ説明
する。第１図において、第５図に示された回路と
対応する部分には同一符号を使用しており、かか
る部分の説明を省略する。パルス性ノイズ除去回
路８から出力されたコンポジツト信号は、コンポ
ジツト信号処理部２０に供給される。コンポジツ
ト信号処理部２０は、可変減衰回路及び周波数コ
ントロール回路等よつて構成され、供給される制
御電圧レベルに応じて上記コンポジツト信号のレ
ベル及び高域特性を変化する。コンポジツト信号
処理部２０の出力信号はステレオ信号復調部７及
び雑音検出部３０に供給される。雑音検出部３０
は、上記コンポジツト信号に含まれるノイズ成分
を抽出し、制御信号発生部４０に供給する。制御
信号発生部４０は、上記ノイズ成分のレベルが基
準値を越えると制御電圧の供給を開始し、そのレ
ベルに応じて左右チヤンネル信号の分離度、コン
ポジツト信号の高域成分、コンポジツト信号のレ
ベルを連続的に減衰させる。雑音検出部３０及び
制御信号発生部は４０は制御回路を形成する。こ
のように、コンポジツト信号のノイズレベルに基
づいて、コンポジツト信号処理部をフイードバツ
ク制御することによつてＳ／Ｎの低下を抑制して
いる。Examples Examples of the present invention will be described below. First, the main parts of the invention will be explained with reference to FIG. In FIG. 1, the same reference numerals are used for parts corresponding to the circuit shown in FIG. 5, and the explanation of these parts will be omitted. The composite signal output from the pulse noise removal circuit 8 is supplied to a composite signal processing section 20. The composite signal processing section 20 is composed of a variable attenuation circuit, a frequency control circuit, etc., and changes the level and high frequency characteristics of the composite signal according to the supplied control voltage level. The output signal of the composite signal processing section 20 is supplied to the stereo signal demodulation section 7 and the noise detection section 30. Noise detection section 30
extracts the noise component contained in the composite signal and supplies it to the control signal generator 40. The control signal generator 40 starts supplying the control voltage when the level of the noise component exceeds the reference value, and adjusts the degree of separation of the left and right channel signals, the high frequency component of the composite signal, and the level of the composite signal according to the level. Continuously attenuate. The noise detector 30 and the control signal generator 40 form a control circuit. In this way, the composite signal processing section is feedback-controlled based on the noise level of the composite signal, thereby suppressing the reduction in S/N.
第２図に、第１図に示された回路の具体回路例
を示す。第２図の回路において、第１図及び第３
図に示された回路と対応する部分には同一符号を
付しており、パルス性ノイズ除去回路８を経たコ
ンポジツト信号は可変減衰器２１及び周波数特性
コントロール回路２２が接続されるメイン信号経
路を経てマトリツクス回路７１のメイン信号入力
端に供給される。また、上記コンポジツト信号は
可変減衰器２３が接続されたサブ信号経路を経て
サブ信号復調回路７２に供給される。可変減衰器
２１は第３制御信号のレベルに応じてコンポジツ
ト信号を減衰し、いわゆるミユートコントロール
として動作する。周波数特性コントロール回路２
２は、第２制御信号のレベルに応じてコンポジツ
ト信号の高域ノイズを減衰する。可変減衰器２３
は、第１制御信号のレベルに応じて後述のサブ信
号のレベルを減衰し、左右チヤンネル信号の分離
度を設定するセパレーシヨンコントロールとして
機能する。周波数特性コントロール回路２２、可
変減衰器２１及び２３はコンポジツト信号処理部
２０を構成する。サブ信号復調回路７２は、コン
ポジツト信号からサブ信号（Ｌ−Ｒ）を復調して
マトリツクス回路７１に供給する。マトリツクス
回路７１は、上記コンポジツト信号の（Ｌ＋Ｒ）
信号及び上記（Ｌ−Ｒ）信号から左右チヤンネル
信号を復調する。マトリツクス回路７１及びサブ
信号復調回路７２はステレオ信号復調部７を形成
する。 FIG. 2 shows a specific circuit example of the circuit shown in FIG. In the circuit of Fig. 2, the circuit of Fig. 1 and 3
Parts corresponding to the circuit shown in the figure are given the same reference numerals, and the composite signal that has passed through the pulse noise removal circuit 8 is routed through the main signal path to which the variable attenuator 21 and frequency characteristic control circuit 22 are connected. The signal is supplied to the main signal input terminal of the matrix circuit 71. Further, the composite signal is supplied to the sub-signal demodulation circuit 72 via the sub-signal path to which the variable attenuator 23 is connected. The variable attenuator 21 attenuates the composite signal according to the level of the third control signal, and operates as a so-called mute control. Frequency characteristic control circuit 2
2 attenuates high frequency noise of the composite signal according to the level of the second control signal. variable attenuator 23
functions as a separation control that attenuates the level of a sub-signal to be described later in accordance with the level of the first control signal and sets the degree of separation between left and right channel signals. The frequency characteristic control circuit 22 and variable attenuators 21 and 23 constitute a composite signal processing section 20. The sub-signal demodulation circuit 72 demodulates the sub-signal (LR) from the composite signal and supplies it to the matrix circuit 71. The matrix circuit 71 receives (L+R) of the composite signal.
The left and right channel signals are demodulated from the signal and the (LR) signal. The matrix circuit 71 and the sub-signal demodulation circuit 72 form the stereo signal demodulation section 7.
周波数特性コントロール回路２０及び可変減衰
器２３の出力は加算回路３１によつて加え合わさ
れてハイパスフイルタ３２に供給される。ハイパ
スフイルタ３１は、マルチパスノイズ等の連続性
ノイズを抽出する。このノイズはアンプ３３によ
つて増幅され、検波器３４及びローパスフイルタ
３５によつて整流平滑されてノイズレベルの実効
値に応じたレベルのノイズレベル信号となり、比
較器４１，４２及び４３の各比較入力端に供給さ
れる。加算機３１、ハイパスフイルタ３２、アン
プ３３、検波器３４及びローパスフイルタ３５
は、雑音検出部３０を形成する。 The outputs of the frequency characteristic control circuit 20 and the variable attenuator 23 are added together by an adder circuit 31 and supplied to a high-pass filter 32. The high pass filter 31 extracts continuous noise such as multipath noise. This noise is amplified by an amplifier 33, rectified and smoothed by a detector 34 and a low-pass filter 35, and becomes a noise level signal with a level corresponding to the effective value of the noise level. Supplied to the input end. Adder 31, high pass filter 32, amplifier 33, detector 34 and low pass filter 35
forms the noise detection section 30.
比較器４１の比較基準入力端には基準電圧E1
が印加されており、上記ノイズレベル信号のレベ
ルが基準電圧E1を越えると、比較器４１は差信
号を発生し、これを第１制御電圧として可変減衰
器２３に供給する。比較回路４２は、ノイズレベ
ルが基準電圧E1よりも大なる基準電圧E2を越え
ると差信号を発生し、これを第２制御電圧として
周波数特性コントロール回路２に供給する。ノイ
ズレベルが基準電圧E2よりも大なる基準電圧E3
を越えると、比較回路４３は差信号を第３制御電
圧として可変減衰器２１に遅延回路４５を介して
供給する。フイードバツク制御系のレスポンスは
ローパスフイルタ３５の時定数によつて決定され
る。比較回路４１，４２及び４３は制御信号発生
部４０を形成する。 A reference voltage E 1 is applied to the comparison reference input terminal of the comparator 41.
is being applied, and when the level of the noise level signal exceeds the reference voltage E1 , the comparator 41 generates a difference signal and supplies it to the variable attenuator 23 as a first control voltage. The comparator circuit 42 generates a difference signal when the noise level exceeds a reference voltage E 2 which is higher than the reference voltage E 1 and supplies this to the frequency characteristic control circuit 2 as a second control voltage. Reference voltage E 3 whose noise level is greater than reference voltage E 2
When the difference signal exceeds the voltage, the comparison circuit 43 supplies the difference signal as a third control voltage to the variable attenuator 21 via the delay circuit 45. The response of the feedback control system is determined by the time constant of the low pass filter 35. Comparing circuits 41, 42 and 43 form a control signal generating section 40.
次に、装置の動作について説明する。まず、受
信電界強度の低下等によつて、コンポジツト信号
中のノイズレベルが増加してノイズレベル信号の
大きさが基準電圧E1を越えると、上記ノイズレ
ベル信号と基準電圧E1とのレベル差に応じた第
１制御電圧が発生する。この第１制御電圧は、可
変減衰器２３に印加される。可変減衰器２３は、
第１制御電圧の大きさに応じてサブ信号復調回路
７２に供給されるコンポジツト信号のレベルを低
下せしめてマトリツクス回路７１のメイン信号入
力端に供給されるコンポジツト信号とのレベル差
を設定し、左右チヤンネル信号の分離度をモノラ
ル状態まで連続的に低下させる。可変減衰器２３
を動作させることによつてサブ信号が減衰すると
同時に、サブ信号内の雑音も減衰される。従つ
て、可変減衰器２３によつて減衰されたコンポジ
ツト信号のノイズレベルと上記信号分離度とは相
関性があり、信号分離度の低下とともに比較回路
４１に供給されるノイズレベル信号の大きさも減
少する。 Next, the operation of the device will be explained. First, when the noise level in the composite signal increases due to a decrease in received electric field strength and the magnitude of the noise level signal exceeds the reference voltage E1 , the level difference between the noise level signal and the reference voltage E1 increases. A first control voltage is generated in accordance with . This first control voltage is applied to the variable attenuator 23. The variable attenuator 23 is
The level of the composite signal supplied to the sub-signal demodulation circuit 72 is lowered in accordance with the magnitude of the first control voltage to set the level difference between the composite signal and the composite signal supplied to the main signal input terminal of the matrix circuit 71, and Continuously reduces the separation of channel signals to a monaural state. variable attenuator 23
By operating the sub-signal, the sub-signal is attenuated and at the same time, the noise within the sub-signal is also attenuated. Therefore, there is a correlation between the noise level of the composite signal attenuated by the variable attenuator 23 and the signal separation degree, and as the signal separation degree decreases, the magnitude of the noise level signal supplied to the comparison circuit 41 also decreases. do.
比較回路４２は、ノイズレベル信号の値が基準
電圧E2を越えると、この値と基準電圧E2との差
電圧に応じた大きさの第２制御電圧を発生し、更
に、周波数特性コントロール回路２２を動作せし
める。周波数特性コントロール回路２２は、第２
制御電圧の大きさに応じた減衰量でコンポジツト
信号の高域ノイズ成分を連続的に減衰させる。 When the value of the noise level signal exceeds the reference voltage E2 , the comparator circuit 42 generates a second control voltage of a magnitude corresponding to the difference voltage between this value and the reference voltage E2 , and further generates a second control voltage of a magnitude corresponding to the difference voltage between this value and the reference voltage E2. 22 is activated. The frequency characteristic control circuit 22
The high-frequency noise component of the composite signal is continuously attenuated with an amount of attenuation that corresponds to the magnitude of the control voltage.
比較回路４５は、ノイズレベル信号の大きさが
基準電圧E3を越えていると、第３制御電圧を発
生して、可変減衰器２１の減衰量を連続的に制御
する。 When the magnitude of the noise level signal exceeds the reference voltage E 3 , the comparison circuit 45 generates a third control voltage to continuously control the amount of attenuation of the variable attenuator 21 .
このようにして、ノイズレベル信号の大きさに
応じて、チヤンネルセパレーシヨンコントロー
ル、周波数特性コントロール及びミユーテイング
コントロールの順序で制御動作が連続的に成され
ることになる。 In this way, control operations are performed continuously in the order of channel separation control, frequency characteristic control, and muting control depending on the magnitude of the noise level signal.
第３図は他の実施例を示しており、第２図に示
された回路と対応する部分には同一符号を付して
１５。この実施例においては、周波数特性コント
ロール回路２２の出力信号を可変減衰器２３の入
力信号としている。この場合、メイン信号経路の
ノイズ成分はサブ信号経路のノイズ成分に含まれ
るので、サブ信号経路のノイズ成分のみを検出す
れば良く、加算器３１が不要となる利点がある。
ただし、可変減衰器２３の設計がむずかしい。何
故ならば、信号を完全に減衰すると、メイン信号
経路からのノイズ成分の検出が出来なくなるの
で、ここでの減衰量には限界があるからである。
他の構成及び動作は、第２図に示された回路と同
様であるので、説明を省略する。 FIG. 3 shows another embodiment, in which parts corresponding to the circuit shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals 15. In this embodiment, the output signal of the frequency characteristic control circuit 22 is used as the input signal of the variable attenuator 23. In this case, since the noise component of the main signal path is included in the noise component of the sub-signal path, it is sufficient to detect only the noise component of the sub-signal path, and there is an advantage that the adder 31 is not required.
However, designing the variable attenuator 23 is difficult. This is because if the signal is completely attenuated, noise components from the main signal path cannot be detected, so there is a limit to the amount of attenuation here.
The other configurations and operations are the same as those of the circuit shown in FIG. 2, so their explanation will be omitted.
なお、FMXステレオ放送システムに使用しな
い場合には、雑音検出部３０を第４図に示される
ような構成とすることができる。すなわち、サブ
信号を一方の入力とし、サブ信号復調回路７２で
用いられる38KHz信号と90度位相の異なる信号を
他方の入力とする掛算回路３６を設け、その出力
信号をカツトオフ周波数が略15KHzのローパスフ
イルタ３７を通すことによつて、サブ信号チヤン
ネル内のノイズ成分のうちサブ信号と90度位相の
異なつたノイズ成分が分離される。このノイズ成
分をアンプ３３により増幅し、検波器３４及びロ
ーパスフイルタ３５によつて整流平滑することに
よつて上述のノイズレベル信号が得られている。
また、制御信号発生部４０をマイクロプロセツサ
によつて構成し、ノイズレベル信号をＡ／Ｄ変換
した値を記憶された基準値と比較して、その結果
に応じて各制御電圧を発生することとしてもよ
い。 Incidentally, when not used in the FMX stereo broadcast system, the noise detection section 30 can be configured as shown in FIG. 4. That is, a multiplier circuit 36 is provided which takes the sub signal as one input and the other input takes a signal with a phase difference of 90 degrees from the 38 KHz signal used in the sub signal demodulation circuit 72, and outputs the multiplication circuit 36 into a low-pass filter with a cutoff frequency of about 15 KHz. By passing through the filter 37, noise components having a phase difference of 90 degrees from the sub-signal among the noise components in the sub-signal channel are separated. The above-mentioned noise level signal is obtained by amplifying this noise component by an amplifier 33 and rectifying and smoothing it by a detector 34 and a low-pass filter 35.
Further, the control signal generating section 40 is configured by a microprocessor, and compares the value obtained by A/D converting the noise level signal with a stored reference value, and generates each control voltage according to the result. You can also use it as
発明の効果
以上説明したように本発明のFMステレオチユ
ーナにおいては、受信電界強度によらず、コンポ
ジツト信号に含まれるノイズレベルに基づいてチ
ヤンネルセバレーシヨン、高域特性及び復調信号
レベル各々をフイードバツク制御しているので、
各回路特性のバラツキの影響が少なく、低受信電
界によるノイズのみならず、比較的に受信電界の
高い状態で生じたマルチパスノイズ及び相互変調
妨害に伴うノイズ等をも抑制することが出来、ま
た、FMXステレオ放送システムとの両立性もあ
つて好ましい。Effects of the Invention As explained above, in the FM stereo tuner of the present invention, channel separation, high frequency characteristics, and demodulated signal level are each feedbacked based on the noise level included in the composite signal, regardless of the received electric field strength. Since it is under control,
The influence of variations in each circuit characteristic is small, and it is possible to suppress not only noise caused by a low received electric field, but also multipath noise and noise caused by intermodulation interference that occur when the received electric field is relatively high. This is preferable because it is compatible with the FMX stereo broadcast system.
第１図は、本発明の構成を説明する為のブロツ
ク回路図、第２図は、本発明の実施例を示すブロ
ツク回路図、第３図は、本発明の他の実施例を示
すブロク回路図、第４図は、雑音検出部４０の他
の構成例を示すブロツク回路図、第５図は、従来
例を示すブロツク回路図である。
主要部分の符号の説明、２０……コンポジツト
信号処理部、３０……雑音検出部、４０……制御
信号発生部。
Fig. 1 is a block circuit diagram for explaining the configuration of the present invention, Fig. 2 is a block circuit diagram showing an embodiment of the invention, and Fig. 3 is a block circuit diagram showing another embodiment of the invention. 4 are block circuit diagrams showing other configuration examples of the noise detection section 40, and FIG. 5 is a block circuit diagram showing a conventional example. Explanation of symbols of main parts: 20...Composite signal processing section, 30...Noise detection section, 40...Control signal generation section.
Claims (1)
ト信号を復調するFM検波部と、メイン信号経路
及びサブ信号経路を経て供給される前記ステレオ
コンポジツト信号を入力とするステレオ復調系と
を含むFMステレオチユーナであつて、前記メイ
ン及びサブ信号経路に設けて各信号経路の減衰量
を調整する減衰手段と前記メイン信号経路に設け
てメイン信号の周波数特性を調整する周波数特性
調整手段とを含む信号処理部と、前記信号処理部
を経たコンポジツト信号の雑音成分レベルを示す
雑音レベル信号を発生する検出手段と、前記雑音
レベル信号に基づいて前記減衰手段及び周波数特
性調整手段をフイードバツク制御して前記メイン
及びサブ信号経路の減衰量及び周波数特性を設定
する制御回路とを含み、前記制御回路は、前記雑
音レベルが第１の値を越えた範囲内にある限り前
記サブ信号経路の減衰量を連続的に変化せしめ、
前記雑音レベルが前記第１の値よりも大なる第２
の値を越えた範囲内にあるとき前記メイン信号経
路の周波数の特性を連続的に変化せしめ、前記雑
音レベルが前記第２の値よりも大なる第３の値を
越えた範囲内にあるとき前記メイン信号経路の減
衰量も連続的に変化せしめることを特徴とする
FMステレオチユーナ。1. An FM stereo tuner that includes an FM detection section that demodulates a stereo composite signal from a received FM high-frequency signal, and a stereo demodulation system that receives as input the stereo composite signal supplied through a main signal path and a sub signal path. a signal processing unit including attenuation means provided in the main and sub signal paths to adjust the amount of attenuation of each signal path; and frequency characteristic adjustment means provided in the main signal path to adjust the frequency characteristics of the main signal; , detection means for generating a noise level signal indicating the noise component level of the composite signal that has passed through the signal processing section; and feedback control of the attenuation means and frequency characteristic adjustment means based on the noise level signal to control the main and sub signals. a control circuit that sets an attenuation amount and a frequency characteristic of the sub-signal path, and the control circuit continuously changes the attenuation amount of the sub-signal path as long as the noise level is within a range exceeding a first value. ,
a second value in which the noise level is greater than the first value;
When the frequency characteristic of the main signal path is continuously changed, and when the noise level is within a range exceeding a third value that is larger than the second value. The attenuation amount of the main signal path is also continuously changed.
FM stereo tuner.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23372986A JPS6388922A (en) | 1986-10-01 | 1986-10-01 | Fm stereo tuner |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23372986A JPS6388922A (en) | 1986-10-01 | 1986-10-01 | Fm stereo tuner |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6388922A JPS6388922A (en) | 1988-04-20 |
| JPH056938B2 true JPH056938B2 (en) | 1993-01-27 |
Family
ID=16959657
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23372986A Granted JPS6388922A (en) | 1986-10-01 | 1986-10-01 | Fm stereo tuner |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6388922A (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4901350A (en) * | 1989-04-20 | 1990-02-13 | Delco Electronics Corporation | Closed-loop audio attenuator |
| JPH03265228A (en) * | 1990-03-14 | 1991-11-26 | Pioneer Electron Corp | Stereophonic receiver |
| EP1931058B1 (en) * | 2005-09-28 | 2012-08-22 | Pioneer Corporation | Diversity reception device |
-
1986
- 1986-10-01 JP JP23372986A patent/JPS6388922A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6388922A (en) | 1988-04-20 |
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