JPH0564489A - 交流電動機駆動装置 - Google Patents
交流電動機駆動装置Info
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- JPH0564489A JPH0564489A JP3947092A JP3947092A JPH0564489A JP H0564489 A JPH0564489 A JP H0564489A JP 3947092 A JP3947092 A JP 3947092A JP 3947092 A JP3947092 A JP 3947092A JP H0564489 A JPH0564489 A JP H0564489A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/04—Single phase motors, e.g. capacitor motors
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- H02P1/16—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters
- H02P1/42—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual single-phase induction motor
- H02P1/44—Arrangements for starting electric motors or dynamo-electric converters for starting dynamo-electric motors or dynamo-electric converters for starting an individual single-phase induction motor by phase-splitting with a capacitor
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- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 2つの電動機巻線152、154が相互に2
相電源から電気的に絶縁される単相PSC電動機150
を駆動するための電動機駆動装置が提供される。 【構成】 PSC電動機150は2相インバータ回路2
30から給電される。PSC電動機150は、また走行
コンデンサ280を含む単相電源、又は2相インバータ
回路230のいずれか一方と4極双投スイッチ270を
介して接続することができる。
相電源から電気的に絶縁される単相PSC電動機150
を駆動するための電動機駆動装置が提供される。 【構成】 PSC電動機150は2相インバータ回路2
30から給電される。PSC電動機150は、また走行
コンデンサ280を含む単相電源、又は2相インバータ
回路230のいずれか一方と4極双投スイッチ270を
介して接続することができる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導電動機駆動装置に
関し、特に2相電源回路から単相2線式誘導電動機を作
動させる誘導電動機駆動装置に関する。
関し、特に2相電源回路から単相2線式誘導電動機を作
動させる誘導電動機駆動装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来技術において公知であり、以下本文
においては永久分相コンデンサ(PSC)電動機と呼
ぶ、従来の分相コンデンサ始動式またはコンデンサ駆動
式単相誘導電動機は、2つの固定子巻線と、1つの
「主」巻線と、1つの「始動」巻線とを有する。図1
は、一端部で一緒に接続される主巻線102および始動
巻線104とを含む例示的なPSC電動機100を示し
ている。主巻線102および始動巻線104は、電動機
100の固定子(図示せず)に取付けられ、当技術にお
いて周知のように、電動機100の定格速度と関連する
角度、例えば2極の3600RPM電動機の場合は90
°だけ相互に空間的に隔てられている。典型的には、巻
線102および104は、一端部において共通の巻線ノ
ード106を形成するように接続されている。このよう
なPSC電動機は、始動巻線104と直列に接続された
駆動コンデンサ106の如き駆動コンデンサで作動され
るように設計される。電動機製造業界においては、電動
機に駆動コンデンサを提供せずに、コンデンサのパラメ
ータ、例えばユーザがコンデンサを購入して組込むこと
を可能にするに充分なキャパシタンスおよび電力定格の
みを指定することが典型的な慣例である。
においては永久分相コンデンサ(PSC)電動機と呼
ぶ、従来の分相コンデンサ始動式またはコンデンサ駆動
式単相誘導電動機は、2つの固定子巻線と、1つの
「主」巻線と、1つの「始動」巻線とを有する。図1
は、一端部で一緒に接続される主巻線102および始動
巻線104とを含む例示的なPSC電動機100を示し
ている。主巻線102および始動巻線104は、電動機
100の固定子(図示せず)に取付けられ、当技術にお
いて周知のように、電動機100の定格速度と関連する
角度、例えば2極の3600RPM電動機の場合は90
°だけ相互に空間的に隔てられている。典型的には、巻
線102および104は、一端部において共通の巻線ノ
ード106を形成するように接続されている。このよう
なPSC電動機は、始動巻線104と直列に接続された
駆動コンデンサ106の如き駆動コンデンサで作動され
るように設計される。電動機製造業界においては、電動
機に駆動コンデンサを提供せずに、コンデンサのパラメ
ータ、例えばユーザがコンデンサを購入して組込むこと
を可能にするに充分なキャパシタンスおよび電力定格の
みを指定することが典型的な慣例である。
【0003】PSC電動機100の作動においては、主
巻線102と、始動巻線104および駆動コンデンサ1
08を直列に組合わせたものとが、相互に並列に接続さ
れ、単相電源110に跨がって直接接続される。始動巻
線104はコンデンサ108を介して励起されるため、
始動巻線104に流れる電流の位相角は、電動機が運転
中、巻線102および104に流れる各電流間の位相角
が90°となるように、主巻線102に流れる電流に対
して偏位している。巻線102および104における電
流間の位相角、およびこれら巻線の空間的間隔は、電動
機100のロータ(図示せず)と誘導的に結合される回
転磁界の生成を結果として生じてロータに回転作用力を
及ぼす。
巻線102と、始動巻線104および駆動コンデンサ1
08を直列に組合わせたものとが、相互に並列に接続さ
れ、単相電源110に跨がって直接接続される。始動巻
線104はコンデンサ108を介して励起されるため、
始動巻線104に流れる電流の位相角は、電動機が運転
中、巻線102および104に流れる各電流間の位相角
が90°となるように、主巻線102に流れる電流に対
して偏位している。巻線102および104における電
流間の位相角、およびこれら巻線の空間的間隔は、電動
機100のロータ(図示せず)と誘導的に結合される回
転磁界の生成を結果として生じてロータに回転作用力を
及ぼす。
【0004】電動機100のロータは、回転磁界と同期
して回転しようとするが、この回転磁界を「滑り」係数
だけ遅らせて、滑り量に部分的に比例するトルクをロー
タにもたらす結果となる。
して回転しようとするが、この回転磁界を「滑り」係数
だけ遅らせて、滑り量に部分的に比例するトルクをロー
タにもたらす結果となる。
【0005】電動機100が始動されて定格速度まで加
速される始動期間中、電動機100のロータに及ぼされ
る始動トルクもまた、巻線102および104に流れる
電流間の位相角の正弦と比例する。従って、始動トルク
を最大にするためには、始動中90°の位相角を得るこ
とが必要である。しかし、電動機100の如き単相PS
C電動機における始動トルクは、駆動コンデンサの指定
されたパラメータが始動条件ではなく運転条件に対して
のみ最適化されるため、一般に小さい。このため、駆動
コンデンサ108のキャパシタンスは、電動機100の
始動中ではなく運転中に遭遇する巻線102、104の
インピーダンスに基いて製造者によって指定される。し
かし、当技術において周知のように、電動機巻線インピ
ーダンスの見かけ値は、PSC電動機の始動期間中変動
し、従って始動中と運転中とは異なる。コンデンサ10
8のキャパシタンスが始動ではなく運転に対して最適化
される結果として、その大きさは始動のためには小さ過
ぎる。この結果、巻線102および104に流れる電流
間の位相角は始動期間中は90°より小さくなり、始動
トルクは最大許容始動トルクより小さくなる。
速される始動期間中、電動機100のロータに及ぼされ
る始動トルクもまた、巻線102および104に流れる
電流間の位相角の正弦と比例する。従って、始動トルク
を最大にするためには、始動中90°の位相角を得るこ
とが必要である。しかし、電動機100の如き単相PS
C電動機における始動トルクは、駆動コンデンサの指定
されたパラメータが始動条件ではなく運転条件に対して
のみ最適化されるため、一般に小さい。このため、駆動
コンデンサ108のキャパシタンスは、電動機100の
始動中ではなく運転中に遭遇する巻線102、104の
インピーダンスに基いて製造者によって指定される。し
かし、当技術において周知のように、電動機巻線インピ
ーダンスの見かけ値は、PSC電動機の始動期間中変動
し、従って始動中と運転中とは異なる。コンデンサ10
8のキャパシタンスが始動ではなく運転に対して最適化
される結果として、その大きさは始動のためには小さ過
ぎる。この結果、巻線102および104に流れる電流
間の位相角は始動期間中は90°より小さくなり、始動
トルクは最大許容始動トルクより小さくなる。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】始動中のコンデンサ1
08の不充分な大きさを補償するため当技術において周
知の1つの解決法は、巻線104と直列の全キャパシタ
ンスを増すことにより始動巻線に流れる電流、位相角お
よび電動機100の始動トルクを増すため、コンデンサ
108に跨がって始動コンデンサ112を接続すること
である。始動コンデンサ112は、一旦電動機が運転速
度に達すると、例えば遠心スイッチ、正の温度係数サー
ミスタ(PTCデバイス)あるいはリレーにより遮断さ
れる。不都合なことに、始動コンデンサ112の作動は
一般に電動機100の始動トルクを改善するが、これを
用いても電動機100の全始動期間にわたりトルクを最
大にしない。理想的には、巻線102および104の各
インピーダンスが変化する間所要の位相角を維持するた
め、始動巻線104と直列のキャパシタンスの大きさは
始動期間中連続的に変化されねばならない。
08の不充分な大きさを補償するため当技術において周
知の1つの解決法は、巻線104と直列の全キャパシタ
ンスを増すことにより始動巻線に流れる電流、位相角お
よび電動機100の始動トルクを増すため、コンデンサ
108に跨がって始動コンデンサ112を接続すること
である。始動コンデンサ112は、一旦電動機が運転速
度に達すると、例えば遠心スイッチ、正の温度係数サー
ミスタ(PTCデバイス)あるいはリレーにより遮断さ
れる。不都合なことに、始動コンデンサ112の作動は
一般に電動機100の始動トルクを改善するが、これを
用いても電動機100の全始動期間にわたりトルクを最
大にしない。理想的には、巻線102および104の各
インピーダンスが変化する間所要の位相角を維持するた
め、始動巻線104と直列のキャパシタンスの大きさは
始動期間中連続的に変化されねばならない。
【0007】従来の単相PSC電動機は、一般に、ファ
ン、ポンプおよびコンプレッサ等のシステム負荷を駆動
する暖房、通気および空調(HVAC)システムにおい
て使用される。HVACシステムは、例えば周囲温度、
制御環境における人間活動および制御環境における他の
装置の間欠的な運転の毎日および季節的な変動の如き種
々の要因により、広く変化する需要サイクルに曝され
る。従って、制御環境の満足できる温度を確保するため
には、HVACシステムは「最悪の場合」の条件を許容
する暖房および(または)冷房能力を持たねばならな
い。結果として、最悪の場合の条件以下では、HVAC
システムは充分な過剰容量を持ち、必然的により小さな
負荷で運転される。PSC電動機の如き電動機の最大運
転効率は通常電動機が全負荷で運転する時のみ得られる
ため、より小さなHVACシステム負荷は電動機の非効
率的な運転をもたらす結果となる。更に、電動機がHV
ACシステムの容量より小さなHVAC負荷要件を満た
すようにオン/オフを反復することが要求される程度に
より、更に著しい運転の非効率が経験される。このよう
な更に非効率な例は、電動機の頻繁な始動の運転コス
ト、ならびに始動中経験される周知の熱的および機械的
な応力の結果として生じるこのような電動機の使用寿命
の短縮を含む。
ン、ポンプおよびコンプレッサ等のシステム負荷を駆動
する暖房、通気および空調(HVAC)システムにおい
て使用される。HVACシステムは、例えば周囲温度、
制御環境における人間活動および制御環境における他の
装置の間欠的な運転の毎日および季節的な変動の如き種
々の要因により、広く変化する需要サイクルに曝され
る。従って、制御環境の満足できる温度を確保するため
には、HVACシステムは「最悪の場合」の条件を許容
する暖房および(または)冷房能力を持たねばならな
い。結果として、最悪の場合の条件以下では、HVAC
システムは充分な過剰容量を持ち、必然的により小さな
負荷で運転される。PSC電動機の如き電動機の最大運
転効率は通常電動機が全負荷で運転する時のみ得られる
ため、より小さなHVACシステム負荷は電動機の非効
率的な運転をもたらす結果となる。更に、電動機がHV
ACシステムの容量より小さなHVAC負荷要件を満た
すようにオン/オフを反復することが要求される程度に
より、更に著しい運転の非効率が経験される。このよう
な更に非効率な例は、電動機の頻繁な始動の運転コス
ト、ならびに始動中経験される周知の熱的および機械的
な応力の結果として生じるこのような電動機の使用寿命
の短縮を含む。
【0008】HVACシステムの過剰容量の結果として
生じる上記の非効率を克服するための解決法は、システ
ムに対する需要を満たすようにシステム容量を変更する
ことである。HVACシステムの容量を変更する1つの
方法は、需要に応じてHVACシステムの負荷を駆動す
る電動機の速度を変化させることによる。PSC電動機
の如き単相電動機により駆動されるHVACシステム負
荷に関しては、所要の電動機速度制御を行うため、電動
機に与えられる単相電源の周波数を変化させることが必
要となろう。しかし、PSC電動機に関しては、駆動コ
ンデンサ、例えば電動機100のコンデンサ108(図
1)が、例えば60Hzの公称周波数での運転を含む特
定の駆動条件セットに対して最適化される。その結果、
公称周波数以外の周波数におけるPSC電動機の運転
は、より小さな最適トルクおよび非効率的な運転を生じ
る結果となる。PSC電動機の非常に限られた速度制御
が単相電源周波数の小さな変更によって達成されるある
用途が存在するが、公称周波数からのこのような変更
は、電動機がそれにも拘わらず公称電源周波数において
最適の性能となるように設計されるため、非効率的な運
転をもたらす結果となる。
生じる上記の非効率を克服するための解決法は、システ
ムに対する需要を満たすようにシステム容量を変更する
ことである。HVACシステムの容量を変更する1つの
方法は、需要に応じてHVACシステムの負荷を駆動す
る電動機の速度を変化させることによる。PSC電動機
の如き単相電動機により駆動されるHVACシステム負
荷に関しては、所要の電動機速度制御を行うため、電動
機に与えられる単相電源の周波数を変化させることが必
要となろう。しかし、PSC電動機に関しては、駆動コ
ンデンサ、例えば電動機100のコンデンサ108(図
1)が、例えば60Hzの公称周波数での運転を含む特
定の駆動条件セットに対して最適化される。その結果、
公称周波数以外の周波数におけるPSC電動機の運転
は、より小さな最適トルクおよび非効率的な運転を生じ
る結果となる。PSC電動機の非常に限られた速度制御
が単相電源周波数の小さな変更によって達成されるある
用途が存在するが、公称周波数からのこのような変更
は、電動機がそれにも拘わらず公称電源周波数において
最適の性能となるように設計されるため、非効率的な運
転をもたらす結果となる。
【0009】HVACシステムの容量を調整するため電
動機速度を変更する従来の構成は、典型的には2相また
は3相電力がそれぞれ供給される2相または3相の電動
機を必要とする。このような多相の電動機および電源を
使用することは、一定の電圧/周波数(ボルト/ヘル
ツ)比を維持しながら、電動機に供給される電圧の周波
数を変化させることにより電動機速度の変更を可能にす
る。一定のボルト/ヘルツ比を維持することは、定格ト
ルクを供給しながら空隙磁束および有効な電動機の運転
を維持することに対応する。多相電動機の使用は、例え
ば、比較的低くロックされたロータ電流、比較的高い始
動トルク、比較的低い負荷電流および単相電動機におい
て要求される始動および(または)駆動コンデンサの除
去による改善された信頼性の如き単相電動機に勝る幾つ
かの他の利点をも提供する。不都合なことには、このよ
うな多相電動機は、同じ馬力定格を有する単相電動機よ
り高価となる。
動機速度を変更する従来の構成は、典型的には2相また
は3相電力がそれぞれ供給される2相または3相の電動
機を必要とする。このような多相の電動機および電源を
使用することは、一定の電圧/周波数(ボルト/ヘル
ツ)比を維持しながら、電動機に供給される電圧の周波
数を変化させることにより電動機速度の変更を可能にす
る。一定のボルト/ヘルツ比を維持することは、定格ト
ルクを供給しながら空隙磁束および有効な電動機の運転
を維持することに対応する。多相電動機の使用は、例え
ば、比較的低くロックされたロータ電流、比較的高い始
動トルク、比較的低い負荷電流および単相電動機におい
て要求される始動および(または)駆動コンデンサの除
去による改善された信頼性の如き単相電動機に勝る幾つ
かの他の利点をも提供する。不都合なことには、このよ
うな多相電動機は、同じ馬力定格を有する単相電動機よ
り高価となる。
【0010】多相電動機を使用するこのような使途は、
一般に、電動機と路線源との間に接続された多相インバ
ータを含む電源回路により、単相または多相の路線源か
らの変更可能な周波数の多相電力の提供を必要とする。
このような構成の1つの短所は、電源回路が故障し、3
相電動機が単相の路線源から電力を受取るインバータに
より駆動され時の如く、路線源に対して多相電動機を直
接接続することができない場合に起生する。従って、電
源回路の故障は、多相の電動機を使用するシステムの故
障および使用不能状態をもたらす結果となる。
一般に、電動機と路線源との間に接続された多相インバ
ータを含む電源回路により、単相または多相の路線源か
らの変更可能な周波数の多相電力の提供を必要とする。
このような構成の1つの短所は、電源回路が故障し、3
相電動機が単相の路線源から電力を受取るインバータに
より駆動され時の如く、路線源に対して多相電動機を直
接接続することができない場合に起生する。従って、電
源回路の故障は、多相の電動機を使用するシステムの故
障および使用不能状態をもたらす結果となる。
【0011】単相電源から給電される多相電動機に対す
るバックアップ電力の問題に対するこれまでの試みは、
多相電動機を単相電源に一時的に直接接続するためのイ
ンバータの冗長性即ち付加的な回路装置を必要とした。
しかし、多相電源を「刺激」するため必要な別の回路装
置は真に多相の電源を提供することはなく、従って多相
電動機を最適の効率で駆動するものではない。
るバックアップ電力の問題に対するこれまでの試みは、
多相電動機を単相電源に一時的に直接接続するためのイ
ンバータの冗長性即ち付加的な回路装置を必要とした。
しかし、多相電源を「刺激」するため必要な別の回路装
置は真に多相の電源を提供することはなく、従って多相
電動機を最適の効率で駆動するものではない。
【0012】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、従来の
駆動装置の上記の諸問題および欠点を克服するAC電動
機駆動装置の提供にある。この目的を達成するため、実
施され本文において広義に記述される如き目的に従っ
て、本発明は、第1の巻線と第2の巻線を持ち、第1の
巻線が第1および第2の終端、および第1の巻線インピ
ーダンスを持ち、第2の巻線が第1および第2の終端、
および第1のインピーダンスより大きな第2の巻線イン
ピーダンスを持つAC電動機を駆動するためのAC電動
機駆動装置に関するものである。前記第1および第2の
巻線は相互に電気的に絶縁されている。本駆動装置は、
入力された電源電圧を2相のAC出力電圧の第1相のA
C電圧および第2相のAC電圧に変換するための2相電
源装置を含む。この2相電源装置は、第1相電圧が与え
られる第1の対の出力端子と、第2相電圧が与えられる
第2の対の出力端子とを有する。この2相電源装置の第
1の対の出力端子は、第1の巻線の第1および第2の終
端と接続するためのものである。2相電源装置の第2の
対の出力終端は、第2の巻線の第1および第2の終端と
接続するためのものである。この2相電源装置は、入力
された電源電圧を、電動機を駆動するためそれぞれ第1
および第2の対の出力端子に与えられる第1および第2
の相電圧に変換する。
駆動装置の上記の諸問題および欠点を克服するAC電動
機駆動装置の提供にある。この目的を達成するため、実
施され本文において広義に記述される如き目的に従っ
て、本発明は、第1の巻線と第2の巻線を持ち、第1の
巻線が第1および第2の終端、および第1の巻線インピ
ーダンスを持ち、第2の巻線が第1および第2の終端、
および第1のインピーダンスより大きな第2の巻線イン
ピーダンスを持つAC電動機を駆動するためのAC電動
機駆動装置に関するものである。前記第1および第2の
巻線は相互に電気的に絶縁されている。本駆動装置は、
入力された電源電圧を2相のAC出力電圧の第1相のA
C電圧および第2相のAC電圧に変換するための2相電
源装置を含む。この2相電源装置は、第1相電圧が与え
られる第1の対の出力端子と、第2相電圧が与えられる
第2の対の出力端子とを有する。この2相電源装置の第
1の対の出力端子は、第1の巻線の第1および第2の終
端と接続するためのものである。2相電源装置の第2の
対の出力終端は、第2の巻線の第1および第2の終端と
接続するためのものである。この2相電源装置は、入力
された電源電圧を、電動機を駆動するためそれぞれ第1
および第2の対の出力端子に与えられる第1および第2
の相電圧に変換する。
【0013】本発明の一実施例によれば、前記2相電源
装置は、パルス幅変調(PWM)インバータ・システム
を含み、入力電源はAC電源である。この駆動装置は、
入力AC電源を整流してDC供給電圧を生じる装置を含
んでいる。PWMインバータ・システムは、DC電圧を
受取るため接続された入力端子と、第1および第2の対
の出力端子とを含む2相インバータ回路を含む。このP
WMシステムはまた、2相インバータ回路に含まれてD
C電圧を2相出力電圧に反転するスイッチング装置と、
2相出力電圧の第1相電圧が第1の対の出力端子の両端
に生じるように、また2相出力電圧の第2相電圧が第2
の対の出力端子の両端に生じるようにスイッチング装置
の動作を制御するスイッチング制御信号を生じる電圧制
御装置とを含む。
装置は、パルス幅変調(PWM)インバータ・システム
を含み、入力電源はAC電源である。この駆動装置は、
入力AC電源を整流してDC供給電圧を生じる装置を含
んでいる。PWMインバータ・システムは、DC電圧を
受取るため接続された入力端子と、第1および第2の対
の出力端子とを含む2相インバータ回路を含む。このP
WMシステムはまた、2相インバータ回路に含まれてD
C電圧を2相出力電圧に反転するスイッチング装置と、
2相出力電圧の第1相電圧が第1の対の出力端子の両端
に生じるように、また2相出力電圧の第2相電圧が第2
の対の出力端子の両端に生じるようにスイッチング装置
の動作を制御するスイッチング制御信号を生じる電圧制
御装置とを含む。
【0014】本発明の他の目的および利点については、
一部は以降の記述に記載され、一部はこの記述から明ら
かになり、あるいは本発明の実施により習得されよう。
本発明の目的および利点は、頭書の特許請求の範囲に特
に記載された要素および組合わせによって具現され達成
されよう。
一部は以降の記述に記載され、一部はこの記述から明ら
かになり、あるいは本発明の実施により習得されよう。
本発明の目的および利点は、頭書の特許請求の範囲に特
に記載された要素および組合わせによって具現され達成
されよう。
【0015】本明細書に含まれてその一部を構成し、本
発明の幾つかの実施例を記述と共に例示する添付図面
は、本発明の原理の説明に役立とう。
発明の幾つかの実施例を記述と共に例示する添付図面
は、本発明の原理の説明に役立とう。
【0016】
【実施例】まず、事例が添付図面に示される本発明の望
ましい実施例を詳細に参照する。同じ部品あるいは類似
の部品を示すため、可能な限り全図面にわたって同じ参
照番号が用いられる。
ましい実施例を詳細に参照する。同じ部品あるいは類似
の部品を示すため、可能な限り全図面にわたって同じ参
照番号が用いられる。
【0017】本発明の図示された実施例によれば、電動
機内部で相互に電気的に絶縁される2つの電動機巻線が
それぞれ電源回路の2相に接続されるように、PSC電
動機の如き単相2線式誘導電動機が2相電源回路と接続
される誘導電動機の駆動装置が提供される。この電源回
路は、電動機の始動および運転中電動機の巻線電流間に
最適の位相角を結果として生じる電圧を提供するように
構成され作動される。電源回路は更に、一定のボルト/
ヘルツ比を全ての運転速度において維持しながら、単相
電動機の可変速度運転を行うように作動される。
機内部で相互に電気的に絶縁される2つの電動機巻線が
それぞれ電源回路の2相に接続されるように、PSC電
動機の如き単相2線式誘導電動機が2相電源回路と接続
される誘導電動機の駆動装置が提供される。この電源回
路は、電動機の始動および運転中電動機の巻線電流間に
最適の位相角を結果として生じる電圧を提供するように
構成され作動される。電源回路は更に、一定のボルト/
ヘルツ比を全ての運転速度において維持しながら、単相
電動機の可変速度運転を行うように作動される。
【0018】次に、図面において、図2は本発明の一実
施例により提供される2相電源と接続された単相2線式
誘導電動機150を略図的に示している。電動機150
は、2つの固定子巻線、即ち、電動機150内部で相互
に電気的に絶縁される主巻線152および始動巻線15
4を含む。電動機150の巻線152および154は、
それぞれ2相電源の第1の相電圧VP1および第2の相電
圧VP2の両端に接続されている。この2相電源は、その
間に所要の位相角、例えば電動機150の最適の性能を
結果として生じる90°を有する相電圧VP1およびVP2
を生じるように構成され作動されることが望ましい。
施例により提供される2相電源と接続された単相2線式
誘導電動機150を略図的に示している。電動機150
は、2つの固定子巻線、即ち、電動機150内部で相互
に電気的に絶縁される主巻線152および始動巻線15
4を含む。電動機150の巻線152および154は、
それぞれ2相電源の第1の相電圧VP1および第2の相電
圧VP2の両端に接続されている。この2相電源は、その
間に所要の位相角、例えば電動機150の最適の性能を
結果として生じる90°を有する相電圧VP1およびVP2
を生じるように構成され作動されることが望ましい。
【0019】電動機150は、駆動コンデンサは含まず
典型的に従来のPSC電動機に設けられる主巻線および
始動巻線間の共通に結線を遮断するように修正された従
来のPSC電動機として提供されることが望ましい。例
えば、電動機150は、製造プロセスの間主巻線および
始動巻線の共通接続を単に行う代わりに、主巻線および
始動巻線の各々の両終端を外部接続のため使用可能にす
ることにより提供することができる。従来のPSC電動
機の諸特徴によれば、巻線154はより小さな導体サイ
ズが提供され、巻線154のインピーダンスが巻線15
2のインピーダンスより大きくなるように巻線152よ
り大きな巻線の巻数を有する。従来のPSC電動機の別
の特性は、AC電源による運転中、主巻線より大きな電
圧が始動巻線の両端に加えられる。この巻線電圧の差
は、一部は駆動コンデンサを始動巻線と直列に接続する
結果として生じる。例えば、単相の230VAC、60
Hzの電源に対して走行コンデンサを介して接続された
従来の230VAC PSC電動機では、主巻線の両端
に加えられる電圧は約230Vであるが、始動巻線の両
端に加えられる電圧は20%高い、即ち276V程度で
あり得る。
典型的に従来のPSC電動機に設けられる主巻線および
始動巻線間の共通に結線を遮断するように修正された従
来のPSC電動機として提供されることが望ましい。例
えば、電動機150は、製造プロセスの間主巻線および
始動巻線の共通接続を単に行う代わりに、主巻線および
始動巻線の各々の両終端を外部接続のため使用可能にす
ることにより提供することができる。従来のPSC電動
機の諸特徴によれば、巻線154はより小さな導体サイ
ズが提供され、巻線154のインピーダンスが巻線15
2のインピーダンスより大きくなるように巻線152よ
り大きな巻線の巻数を有する。従来のPSC電動機の別
の特性は、AC電源による運転中、主巻線より大きな電
圧が始動巻線の両端に加えられる。この巻線電圧の差
は、一部は駆動コンデンサを始動巻線と直列に接続する
結果として生じる。例えば、単相の230VAC、60
Hzの電源に対して走行コンデンサを介して接続された
従来の230VAC PSC電動機では、主巻線の両端
に加えられる電圧は約230Vであるが、始動巻線の両
端に加えられる電圧は20%高い、即ち276V程度で
あり得る。
【0020】巻線電圧間のこのような差により、電動機
150が接続される2相電源がVP2>VP1を生じるよう
に構成され作動させられることが本発明の図示した実施
例の特徴である。相電圧VP1、VP2の相対的な大きさ
は、さもなければ電動機150がその定格電圧および周
波数で始動巻線と直列の走行コンデンサを含む従来PS
C電動機として作動されたならば、この電動機の主巻線
および始動巻線に生じる電圧を複写するように選択され
ることが望ましい。しかし、一部は相電圧の周波数を変
更することにより生じる電動機150の可変速運転中、
本発明の駆動装置は、電圧VP1/VP2が以下に述べるよ
うに略々一定に維持される間、これら電圧VP1およびV
P2の絶対値を変化させて各巻線に対する略々一定のボル
ト/ヘルツ比を維持する。更に、電動機の初期の始動運
転から全負荷運転までの全ての運転段階の間、相電圧V
P1およびVP2間の位相角関係が略々一定の最適の値に保
持される。
150が接続される2相電源がVP2>VP1を生じるよう
に構成され作動させられることが本発明の図示した実施
例の特徴である。相電圧VP1、VP2の相対的な大きさ
は、さもなければ電動機150がその定格電圧および周
波数で始動巻線と直列の走行コンデンサを含む従来PS
C電動機として作動されたならば、この電動機の主巻線
および始動巻線に生じる電圧を複写するように選択され
ることが望ましい。しかし、一部は相電圧の周波数を変
更することにより生じる電動機150の可変速運転中、
本発明の駆動装置は、電圧VP1/VP2が以下に述べるよ
うに略々一定に維持される間、これら電圧VP1およびV
P2の絶対値を変化させて各巻線に対する略々一定のボル
ト/ヘルツ比を維持する。更に、電動機の初期の始動運
転から全負荷運転までの全ての運転段階の間、相電圧V
P1およびVP2間の位相角関係が略々一定の最適の値に保
持される。
【0021】本発明の図示された実施例によれば、それ
ぞれ巻線152、154に流れる電流間の位相角の差
が、従来のPSC電動機の始動巻線と直列に駆動コンデ
ンサを取付ける結果としてではなく、その間に所要の位
相角を持つ2相電圧VP1、VP2を生じるように2相電源
を作動させることによって制御される。電動機150の
このような動作により得られる利点は、電動機の回転速
度とは独立的に巻線電流間の選択された位相偏移を維持
する能力である。このため、各巻線に対するボルト/ヘ
ルツ比が一定に保持される限り、始動と対応するゼロ速
度を含む如何なる速度でも通常指定されるトルク範囲を
電動機が供給することを可能にする。電動機150の各
巻線に加えられる電圧が全ての運転段階において異なる
大きさを持つため、異なるボルト/ヘルツ比が巻線15
2、154の各々に対して維持される。以下において更
に詳細に述べるように、2相電源を提供する電源回路
は、電動機の軸速度の全範囲に対して各電動機毎に一定
のボルト/ヘルツ比を維持するように構成されることが
望ましい。
ぞれ巻線152、154に流れる電流間の位相角の差
が、従来のPSC電動機の始動巻線と直列に駆動コンデ
ンサを取付ける結果としてではなく、その間に所要の位
相角を持つ2相電圧VP1、VP2を生じるように2相電源
を作動させることによって制御される。電動機150の
このような動作により得られる利点は、電動機の回転速
度とは独立的に巻線電流間の選択された位相偏移を維持
する能力である。このため、各巻線に対するボルト/ヘ
ルツ比が一定に保持される限り、始動と対応するゼロ速
度を含む如何なる速度でも通常指定されるトルク範囲を
電動機が供給することを可能にする。電動機150の各
巻線に加えられる電圧が全ての運転段階において異なる
大きさを持つため、異なるボルト/ヘルツ比が巻線15
2、154の各々に対して維持される。以下において更
に詳細に述べるように、2相電源を提供する電源回路
は、電動機の軸速度の全範囲に対して各電動機毎に一定
のボルト/ヘルツ比を維持するように構成されることが
望ましい。
【0022】本発明による相電圧VP1およびVP2を供給
するための2相電源は、幾つかの異なる形態で提供する
ことができる。例えば、調整可能な位相偏移を生じるよ
うに共通軸で駆動される2つの単相交流発電機として電
源を提供することができる。交流発電機の出力電圧の調
整は、交流発電機の誘起電圧の調整によって行われる。
2つの単相交流発電機の場合は、位相角は共通軸上の各
交流発電機ロータの角度調整により調整することができ
る。
するための2相電源は、幾つかの異なる形態で提供する
ことができる。例えば、調整可能な位相偏移を生じるよ
うに共通軸で駆動される2つの単相交流発電機として電
源を提供することができる。交流発電機の出力電圧の調
整は、交流発電機の誘起電圧の調整によって行われる。
2つの単相交流発電機の場合は、位相角は共通軸上の各
交流発電機ロータの角度調整により調整することができ
る。
【0023】電源はまた、3相電力を2相電力に変える
ように構成された「スコット結線された」変圧器として
提供することもできる。このスコット変圧器出力の位相
角の調整は、巻線のタップを変更することにより行われ
る。周波数の調整は、入力電圧の周波数を変えることに
より行われる。
ように構成された「スコット結線された」変圧器として
提供することもできる。このスコット変圧器出力の位相
角の調整は、巻線のタップを変更することにより行われ
る。周波数の調整は、入力電圧の周波数を変えることに
より行われる。
【0024】ここでは、2相電力を電気的に生じるため
のインバータを含む電源回路として電源が提供されるこ
とが望ましい。図3は、本発明の一実施例により構成さ
れた誘導電動機駆動装置200を示している。装置20
0は、電動機150(図2)を駆動するように構成され
ることが望ましい。装置200は、それぞれ単相AC電
源の路線導体、および基準または中立導体と接続するた
めの路線端子202、204を含む。また、装置200
は、端子202および204と接続された単相AC電源
から受取るAC電力を整流するための整流器回路210
を含む。装置200はまた、図示された極性と直列に接
続された第1の対のダイオード212および214と、
図示の極性と直列にかつ第1の対のダイオードと並列に
接続された第2の対のダイオード216および218と
を含む。ダイオード212および214間のタップ・ノ
ード220は路線端子204と接続され、ダイオード2
16および218間のタップ・ノード222は路線端子
202と接続される。整流回路210は、正の出力端子
224と、負の出力端子226とに整流されたDC電圧
を出力する。コンデンサ228が、整流回路210のD
C出力をフィルタするため出力端子224、226間に
接続されている。
のインバータを含む電源回路として電源が提供されるこ
とが望ましい。図3は、本発明の一実施例により構成さ
れた誘導電動機駆動装置200を示している。装置20
0は、電動機150(図2)を駆動するように構成され
ることが望ましい。装置200は、それぞれ単相AC電
源の路線導体、および基準または中立導体と接続するた
めの路線端子202、204を含む。また、装置200
は、端子202および204と接続された単相AC電源
から受取るAC電力を整流するための整流器回路210
を含む。装置200はまた、図示された極性と直列に接
続された第1の対のダイオード212および214と、
図示の極性と直列にかつ第1の対のダイオードと並列に
接続された第2の対のダイオード216および218と
を含む。ダイオード212および214間のタップ・ノ
ード220は路線端子204と接続され、ダイオード2
16および218間のタップ・ノード222は路線端子
202と接続される。整流回路210は、正の出力端子
224と、負の出力端子226とに整流されたDC電圧
を出力する。コンデンサ228が、整流回路210のD
C出力をフィルタするため出力端子224、226間に
接続されている。
【0025】整流回路210は、路線端子202、20
4に与えられた単相AC電圧を整流して図3に示される
極性を出力端子224、226における整流出力に与え
るため周知のように作動する。出力端子224、226
における整流されたDC電圧の大きさは、√2で乗じた
RMS単相電圧に略々等しい。
4に与えられた単相AC電圧を整流して図3に示される
極性を出力端子224、226における整流出力に与え
るため周知のように作動する。出力端子224、226
における整流されたDC電圧の大きさは、√2で乗じた
RMS単相電圧に略々等しい。
【0026】装置200はまた、全波ブリッジ・インバ
ータ回路232、234からなるインバータ回路230
を含む。ブリッジ・インバータ回路232は第1および
第2のブリッジ脚を有し、第1のブリッジ脚は整流回路
210の出力端子224、226に跨って直列に接続さ
れた第1の対の電力スイッチング装置236、238か
らなる。ブリッジ・インバータ回路232の第2のブリ
ッジ脚は、出力端子224、226の両端に直列に接続
された第2の対の電力スイッチング装置240、242
からなる。ブリッジ回路232と同じように構成された
ブリッジ・インバータ回路234は第1および第2のブ
リッジ脚を含み、第1のブリッジ脚は、出力端子22
4、226の両端に直列に接続された第1の対の電力ス
イッチング装置250、252からなる。ブリッジ・イ
ンバータ回路234の第2のブリッジ脚は、出力端子2
24、226の両端に直列に接続された第2の対の電力
スイッチング装置254、256からなる。
ータ回路232、234からなるインバータ回路230
を含む。ブリッジ・インバータ回路232は第1および
第2のブリッジ脚を有し、第1のブリッジ脚は整流回路
210の出力端子224、226に跨って直列に接続さ
れた第1の対の電力スイッチング装置236、238か
らなる。ブリッジ・インバータ回路232の第2のブリ
ッジ脚は、出力端子224、226の両端に直列に接続
された第2の対の電力スイッチング装置240、242
からなる。ブリッジ回路232と同じように構成された
ブリッジ・インバータ回路234は第1および第2のブ
リッジ脚を含み、第1のブリッジ脚は、出力端子22
4、226の両端に直列に接続された第1の対の電力ス
イッチング装置250、252からなる。ブリッジ・イ
ンバータ回路234の第2のブリッジ脚は、出力端子2
24、226の両端に直列に接続された第2の対の電力
スイッチング装置254、256からなる。
【0027】ブリッジ・インバータ回路232は、スイ
ッチング装置236、238間のタップ・ノード260
と、スイッチング装置240、242間のタップ・ノー
ド262とを含む。ブリッジ・インバータ回路234
は、スイッチング装置250、252間のタップ・ノー
ド264と、スイッチング装置254、256間のタッ
プ・ノード266とを含む。
ッチング装置236、238間のタップ・ノード260
と、スイッチング装置240、242間のタップ・ノー
ド262とを含む。ブリッジ・インバータ回路234
は、スイッチング装置250、252間のタップ・ノー
ド264と、スイッチング装置254、256間のタッ
プ・ノード266とを含む。
【0028】ブリッジ・インバータ回路232、234
の電力スイッチング装置の各々は、図3に示される如き
付随する逆並列導通ダイオードと接続されたトランジス
タ、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ、FET、
GTOデバイス、あるいは類似の電力スイッチング・デ
バイスとして提供することができる。
の電力スイッチング装置の各々は、図3に示される如き
付随する逆並列導通ダイオードと接続されたトランジス
タ、絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ、FET、
GTOデバイス、あるいは類似の電力スイッチング・デ
バイスとして提供することができる。
【0029】装置200は更に、路線端子202、20
4と接続された単相電源との接続におり単相モードで、
あるいはインバータ回路230の出力との接続により2
相モードで電動機150の作動を可能にする4極双投ス
イッチ270を含む。スイッチ270は、対の端子a−
b、c−d、e−f、g−h、i−jおよびk−lを含
む。端子aおよびbの対は、それぞれブリッジ回路23
2のタップ・ノード260、262と接続されている。
端子cおよびdの対は、それぞれブリッジ回路234の
タップ・ノード266、264と接続されている。端子
eおよびfの対は、それぞれ路線端子202、204と
接続されている。端子gおよびhの対に関しては、端子
gは駆動コンデンサ280を介して路線端子202と接
続され、端子hは路線端子204と直接接続されてい
る。端子iおよびjの対は、それぞれ電動機150の巻
線152の両端に接続されている。端子kおよびlの対
は、それぞれ電動機150の巻線154の両端に接続さ
れている。
4と接続された単相電源との接続におり単相モードで、
あるいはインバータ回路230の出力との接続により2
相モードで電動機150の作動を可能にする4極双投ス
イッチ270を含む。スイッチ270は、対の端子a−
b、c−d、e−f、g−h、i−jおよびk−lを含
む。端子aおよびbの対は、それぞれブリッジ回路23
2のタップ・ノード260、262と接続されている。
端子cおよびdの対は、それぞれブリッジ回路234の
タップ・ノード266、264と接続されている。端子
eおよびfの対は、それぞれ路線端子202、204と
接続されている。端子gおよびhの対に関しては、端子
gは駆動コンデンサ280を介して路線端子202と接
続され、端子hは路線端子204と直接接続されてい
る。端子iおよびjの対は、それぞれ電動機150の巻
線152の両端に接続されている。端子kおよびlの対
は、それぞれ電動機150の巻線154の両端に接続さ
れている。
【0030】スイッチ270が端子aおよびbを端子i
およびjと、また端子cおよびdを端子kおよびlとそ
れぞれ接続する第1の位置にある時、電動機150は、
以下に更に詳細に述べるように、インバータ回路230
の出力から2相モードで作動される。スイッチ270が
端子eおよびfを端子iおよびjに、また端子gおよび
hを端子kおよびlにそれぞれ接続する第2の位置にあ
る時、電動機150は単相AC電源から単相モードで作
動される。単相モード動作中は、駆動コンデンサ280
は、巻線154と路線端子202間で直列で接続され
る。電動機150が従来のPSC電動機として提供され
ることが望ましいため、コンデンサ280は、電動機1
50が単相モードで従来のPSC電動機として作動する
ように、電動機150の製造者により指定される走行コ
ンデンサ特性を有するように選定されることが望まし
い。
およびjと、また端子cおよびdを端子kおよびlとそ
れぞれ接続する第1の位置にある時、電動機150は、
以下に更に詳細に述べるように、インバータ回路230
の出力から2相モードで作動される。スイッチ270が
端子eおよびfを端子iおよびjに、また端子gおよび
hを端子kおよびlにそれぞれ接続する第2の位置にあ
る時、電動機150は単相AC電源から単相モードで作
動される。単相モード動作中は、駆動コンデンサ280
は、巻線154と路線端子202間で直列で接続され
る。電動機150が従来のPSC電動機として提供され
ることが望ましいため、コンデンサ280は、電動機1
50が単相モードで従来のPSC電動機として作動する
ように、電動機150の製造者により指定される走行コ
ンデンサ特性を有するように選定されることが望まし
い。
【0031】本発明の図示された実施例によれば、2相
動作モードにおいて、インバータ回路230は、整流回
路210の出力を電動機150を駆動する2相のパルス
幅変調(PWM)出力に変換するよう作動する。特にブ
リッジ回路232に関しては、スイッチング装置23
6、242はスイッチ駆動信号A+により作動され、ス
イッチング装置238、240はスイッチ駆動信号A−
により作動されて、第1の相電圧VP1(図2)と対応す
る第1の相のPWM正弦波電圧VAが電動機の巻線15
2に与えるためタップ・ノード260、262の両端に
生成されるようにする。同様に、ブリッジ回路234に
関しては、スイッチング装置250、256は、スイッ
チ駆動信号B−により作動され、スイッチング装置25
2、254はスイッチ駆動信号B+により作動されて、
第2の相電圧VP2(図2)と対応する第2の相PWM正
弦波電圧VBが電動機の巻線152に与えるためタップ
・ノード264、266の両端に生成されるようにす
る。
動作モードにおいて、インバータ回路230は、整流回
路210の出力を電動機150を駆動する2相のパルス
幅変調(PWM)出力に変換するよう作動する。特にブ
リッジ回路232に関しては、スイッチング装置23
6、242はスイッチ駆動信号A+により作動され、ス
イッチング装置238、240はスイッチ駆動信号A−
により作動されて、第1の相電圧VP1(図2)と対応す
る第1の相のPWM正弦波電圧VAが電動機の巻線15
2に与えるためタップ・ノード260、262の両端に
生成されるようにする。同様に、ブリッジ回路234に
関しては、スイッチング装置250、256は、スイッ
チ駆動信号B−により作動され、スイッチング装置25
2、254はスイッチ駆動信号B+により作動されて、
第2の相電圧VP2(図2)と対応する第2の相PWM正
弦波電圧VBが電動機の巻線152に与えるためタップ
・ノード264、266の両端に生成されるようにす
る。
【0032】このように、ブリッジ回路232、234
のスイッチング装置は、それぞれ電動機の巻線152、
154に跨って印加される所与の位相角差が例えば90
°の2相電圧の第1および第2の相の正弦波PWM電圧
VAおよびVBを生じるように作動される。また、相電圧
VP1およびVP2に関して先に述べたように、巻線15
4に跨って印加された第2相の電圧VBの大きさが巻線
152に跨って印加された第1相の電圧VAの大きさを
越え、第1相の電圧に対する第2相の電圧の大きさの比
即ちVB/VAが予め定めた値となるように、第1および
第2の電圧VAおよびVBが生成される。更に、以下に更
に詳細に述べるように、スイッチ駆動信号A+、A−、
B+およびB−は、電圧VAおよびVB間の所要の位相角
差を維持し、電圧VAおよびVBの各大きさ間の予め定め
た比即ちVB/VAを維持し、かつ電動機150の各巻線
に対するダイオード実質的に一定のボルト/ヘルツ比を
維持しながら、電動機150の可変速度運転を可能にす
るように生成される。
のスイッチング装置は、それぞれ電動機の巻線152、
154に跨って印加される所与の位相角差が例えば90
°の2相電圧の第1および第2の相の正弦波PWM電圧
VAおよびVBを生じるように作動される。また、相電圧
VP1およびVP2に関して先に述べたように、巻線15
4に跨って印加された第2相の電圧VBの大きさが巻線
152に跨って印加された第1相の電圧VAの大きさを
越え、第1相の電圧に対する第2相の電圧の大きさの比
即ちVB/VAが予め定めた値となるように、第1および
第2の電圧VAおよびVBが生成される。更に、以下に更
に詳細に述べるように、スイッチ駆動信号A+、A−、
B+およびB−は、電圧VAおよびVB間の所要の位相角
差を維持し、電圧VAおよびVBの各大きさ間の予め定め
た比即ちVB/VAを維持し、かつ電動機150の各巻線
に対するダイオード実質的に一定のボルト/ヘルツ比を
維持しながら、電動機150の可変速度運転を可能にす
るように生成される。
【0033】図4は、先に述べたように、インバータ回
路230の作動を制御するためスイッチ駆動信号A+、
A−、B+およびB−を生じる制御回路300のブロッ
ク図を示す。図5は、制御回路300の動作中に生じる
種々の信号の波形を示す。
路230の作動を制御するためスイッチ駆動信号A+、
A−、B+およびB−を生じる制御回路300のブロッ
ク図を示す。図5は、制御回路300の動作中に生じる
種々の信号の波形を示す。
【0034】次に図4においては、回路300は、電動
機150の所要の作動速度を表わす外部で生じた速度制
御信号を受取るように接続された速度ランプ・レート回
路302を含む。この速度制御信号は、検出された情報
に応答して電動機の速度を自動的に制御するため、電動
機150が組込まれるシステムのあるパラメータ即ち特
性を検出することにより得ることができる。あるいはま
た、この速度制御信号は、ポテンショメータの如き適当
な手動調整可能な制御部により変更することができる。
回路302は、その出力304における0乃至5ボルト
の正規化範囲内でこの速度制御信号をあるDC電圧に変
換する。回路302の特定の構造は、速度制御信号の性
格に依存する。しかし、例えば、また制限することな
く、もし速度制御信号が0乃至5VDC信号として生じ
るならば、回路302は低域フィルタとして構成された
R−Cネットワークとして提供することができる。
機150の所要の作動速度を表わす外部で生じた速度制
御信号を受取るように接続された速度ランプ・レート回
路302を含む。この速度制御信号は、検出された情報
に応答して電動機の速度を自動的に制御するため、電動
機150が組込まれるシステムのあるパラメータ即ち特
性を検出することにより得ることができる。あるいはま
た、この速度制御信号は、ポテンショメータの如き適当
な手動調整可能な制御部により変更することができる。
回路302は、その出力304における0乃至5ボルト
の正規化範囲内でこの速度制御信号をあるDC電圧に変
換する。回路302の特定の構造は、速度制御信号の性
格に依存する。しかし、例えば、また制限することな
く、もし速度制御信号が0乃至5VDC信号として生じ
るならば、回路302は低域フィルタとして構成された
R−Cネットワークとして提供することができる。
【0035】回路302のDC電圧出力は、電圧制御さ
れる発振器(VCO)306の入力に加えられ、この発
振器がその出力308にVCO306の入力に加えられ
たDC電圧と比例する周波数を有する方形波を生じる。
例えば、VCO306は、それぞれ0、2.5および5
ボルトのDC電圧入力と対応する0Hz、61.44K
Hzおよび122.88KHzの周波数を有する方形波出
力を生じる。VCO306は、米国マサチューセッツ州
NorwoodのAnalog Devices社製の
モデル番号AD654JNとして提供することができ
る。
れる発振器(VCO)306の入力に加えられ、この発
振器がその出力308にVCO306の入力に加えられ
たDC電圧と比例する周波数を有する方形波を生じる。
例えば、VCO306は、それぞれ0、2.5および5
ボルトのDC電圧入力と対応する0Hz、61.44K
Hzおよび122.88KHzの周波数を有する方形波出
力を生じる。VCO306は、米国マサチューセッツ州
NorwoodのAnalog Devices社製の
モデル番号AD654JNとして提供することができ
る。
【0036】VCO306の出力308は、12桁の2
進カウンタ310の反転クロック入力と接続されてい
る。カウンタ310の11のカウンタ出力端子Q1乃至
Q11のみが使用される。カウンタ310は、米国アリゾ
ナ州PhoenixのMotorola社製のモデル番
号MC74HC4040Nとして提供できる。
進カウンタ310の反転クロック入力と接続されてい
る。カウンタ310の11のカウンタ出力端子Q1乃至
Q11のみが使用される。カウンタ310は、米国アリゾ
ナ州PhoenixのMotorola社製のモデル番
号MC74HC4040Nとして提供できる。
【0037】回路300はまた、そのアドレス入力AD
1乃至AD11において、出力端子Q1乃至Q11に与えられ
るカウンタ310の出力を受取るように接続された2K
×8ビットのEEPROM320を含む。EEPROM
320は、インバータ回路230により生成されるPW
M正弦波相電圧VAおよびVBとそれぞれ対応する正弦波
形WDAおよびWDBを定義するディジタル・データ値を含
む索引テーブルを格納している。図示された実施例にお
いては、ディジタル的に表わされる波形WDAおよびWDB
は、第1および第2の相電圧VAおよびVB間の所要の位
相角差と対応する90°の位相角差をその間に有する。
また、EEPROM320に格納されたディジタル・デ
ータは、同じ大きさを有するように波形WDAおよびWDB
を定義する。電圧VBが電圧VAより大きな大きさを持つ
ように生成される方法については、以下に更に詳細に述
べる。
1乃至AD11において、出力端子Q1乃至Q11に与えられ
るカウンタ310の出力を受取るように接続された2K
×8ビットのEEPROM320を含む。EEPROM
320は、インバータ回路230により生成されるPW
M正弦波相電圧VAおよびVBとそれぞれ対応する正弦波
形WDAおよびWDBを定義するディジタル・データ値を含
む索引テーブルを格納している。図示された実施例にお
いては、ディジタル的に表わされる波形WDAおよびWDB
は、第1および第2の相電圧VAおよびVB間の所要の位
相角差と対応する90°の位相角差をその間に有する。
また、EEPROM320に格納されたディジタル・デ
ータは、同じ大きさを有するように波形WDAおよびWDB
を定義する。電圧VBが電圧VAより大きな大きさを持つ
ように生成される方法については、以下に更に詳細に述
べる。
【0038】波形WDAおよびWDBの各々を表わすディジ
タル・データは、正弦波サイクル当たり1024の増分
に分割されるディジタル的に加重された形態で格納され
る。波形WDA、WDBを表わす増分ディジタル・データ要
素は、カウンタ310により生じる連続的なアドレス値
がEEPROM320をしてそのデータ出力D1乃至D8
に波形WDAおよびWDBを表わす増分をそれぞれ記述する
ディジタル・データを生じさせるように、EEPROM
320の連続的なアドレス場所に交互に格納される。E
EPROM320は、米国カルフォルニア州Santa
ClaraのNational Semicondu
ctor社製のモデル番号NMC27C16Qとして提
供できる。
タル・データは、正弦波サイクル当たり1024の増分
に分割されるディジタル的に加重された形態で格納され
る。波形WDA、WDBを表わす増分ディジタル・データ要
素は、カウンタ310により生じる連続的なアドレス値
がEEPROM320をしてそのデータ出力D1乃至D8
に波形WDAおよびWDBを表わす増分をそれぞれ記述する
ディジタル・データを生じさせるように、EEPROM
320の連続的なアドレス場所に交互に格納される。E
EPROM320は、米国カルフォルニア州Santa
ClaraのNational Semicondu
ctor社製のモデル番号NMC27C16Qとして提
供できる。
【0039】再び図4において、EEPROM320の
データ出力D1乃至D8は、乗算用2重ディジタル/アナ
ログ・コンバータ(DAC)回路330のディジタル入
力に加えられる。DAC回路330は、カウンタ310
のQ1カウンタ出力を受取るように接続されるDAC選
択入力332を含む。DAC回路330は、EEPRO
M320から受取るディジタル・データをアナログ形態
に変換し、このアナログ結果をDAC選択入力332に
与えられる2進値に応じてその出力334または336
のいずれか一方に与える。カウンタ出力Q1はカウンタ
310の出力の最下位ビットであるため、DAC回路3
30は、連続的なディジタル・データ入力と対応する連
続的な各アナログ出力をその出力334および336に
交互に与える。図示された実施例においては、相電圧V
AおよびVBと対応する正弦波のアナログ波形AおよびB
がそれぞれ出力336、334に与えられる。
データ出力D1乃至D8は、乗算用2重ディジタル/アナ
ログ・コンバータ(DAC)回路330のディジタル入
力に加えられる。DAC回路330は、カウンタ310
のQ1カウンタ出力を受取るように接続されるDAC選
択入力332を含む。DAC回路330は、EEPRO
M320から受取るディジタル・データをアナログ形態
に変換し、このアナログ結果をDAC選択入力332に
与えられる2進値に応じてその出力334または336
のいずれか一方に与える。カウンタ出力Q1はカウンタ
310の出力の最下位ビットであるため、DAC回路3
30は、連続的なディジタル・データ入力と対応する連
続的な各アナログ出力をその出力334および336に
交互に与える。図示された実施例においては、相電圧V
AおよびVBと対応する正弦波のアナログ波形AおよびB
がそれぞれ出力336、334に与えられる。
【0040】図5は、DAC回路330の出力336、
334に与えられるアナログ正弦波形AおよびBを示し
ている。図示された実施例によれば、アナログ波形Bの
大きさは、相電圧VP1およびVP2またはPWM相電圧
VAおよびVBの上記の所要の相対的な大きさと対応する
のアナログ波形Aの大きさより大きい。アナログ波形A
およびB間の大きさの差を得る方法は以下に述べる。ま
た、アナログ波形AおよびBは、その間の所要の位相角
を有し、これは図示された実施例においては90°であ
る。
334に与えられるアナログ正弦波形AおよびBを示し
ている。図示された実施例によれば、アナログ波形Bの
大きさは、相電圧VP1およびVP2またはPWM相電圧
VAおよびVBの上記の所要の相対的な大きさと対応する
のアナログ波形Aの大きさより大きい。アナログ波形A
およびB間の大きさの差を得る方法は以下に述べる。ま
た、アナログ波形AおよびBは、その間の所要の位相角
を有し、これは図示された実施例においては90°であ
る。
【0041】DAC回路330は更に、それぞれ出力3
36、334と対応するVREF入力338、340にお
いて電圧スケーリング信号を受取るように接続されてい
る。各電圧スケーリング信号の大きさに従って、DAC
回路330は、その乗算機能の使用により、対応する電
圧スケーリング信号に比例してそのアナログ出力の大き
さのスケールを定める。図示された実施例においては、
VREF入力340に与えるために適当な大きさを有する
第1の電圧スケーリング信号は、回路302の出力30
4に与えられるDC電圧を受取るように接続されたレベ
ル・コンバータ回路340によって生成される。回路3
42は、電動機150の所要の運転速度に比例して前記
第1のスケーリング信号をDC電圧として生成するよう
構成され、予め定めた一定のボルト/ヘルツ比が電動機
150の巻線154に与えられる電圧に対して維持でき
るようにする。その結果、例えば、DAC回路330に
より出力334に出力されるアナログ正弦波形電圧B
は、回路302の出力304における0ボルト乃至5ボ
ルトの範囲の出力電圧とそれぞれ対応する略々0ボルト
乃至2.5ボルトの範囲のピークツーピーク値を持つ。
回路342は、抵抗分割回路として提供することができ
る。
36、334と対応するVREF入力338、340にお
いて電圧スケーリング信号を受取るように接続されてい
る。各電圧スケーリング信号の大きさに従って、DAC
回路330は、その乗算機能の使用により、対応する電
圧スケーリング信号に比例してそのアナログ出力の大き
さのスケールを定める。図示された実施例においては、
VREF入力340に与えるために適当な大きさを有する
第1の電圧スケーリング信号は、回路302の出力30
4に与えられるDC電圧を受取るように接続されたレベ
ル・コンバータ回路340によって生成される。回路3
42は、電動機150の所要の運転速度に比例して前記
第1のスケーリング信号をDC電圧として生成するよう
構成され、予め定めた一定のボルト/ヘルツ比が電動機
150の巻線154に与えられる電圧に対して維持でき
るようにする。その結果、例えば、DAC回路330に
より出力334に出力されるアナログ正弦波形電圧B
は、回路302の出力304における0ボルト乃至5ボ
ルトの範囲の出力電圧とそれぞれ対応する略々0ボルト
乃至2.5ボルトの範囲のピークツーピーク値を持つ。
回路342は、抵抗分割回路として提供することができ
る。
【0042】アナログ波形AおよびB間の上記の大きさ
の差は、VREF入力338に対してVREF入力340に与
えられる第1のスケーリング信号より小さな大きさを持
つ第2のスケーリング信号を与えることにより、本例に
おいて達成される。スケーリング回路344は、レベル
・コンバータ回路342により生じる第1のスケーリン
グ信号を受取るように接続される。回路344は、修正
せずに第1のスケーリング信号をVREF入力340に与
え、第2のスケーリング信号をVREF入力338に与え
るため第1のスケーリング信号から生成する。回路34
4は、第2のスケーリング信号に対する第1のスケーリ
ング信号の比が第1および第2の相電圧の上記の所要の
相対的な大きさ、即ちVP2/VP1またはVB/VAと実
質的に等しいように、第2のスケーリング信号を生成す
る。
の差は、VREF入力338に対してVREF入力340に与
えられる第1のスケーリング信号より小さな大きさを持
つ第2のスケーリング信号を与えることにより、本例に
おいて達成される。スケーリング回路344は、レベル
・コンバータ回路342により生じる第1のスケーリン
グ信号を受取るように接続される。回路344は、修正
せずに第1のスケーリング信号をVREF入力340に与
え、第2のスケーリング信号をVREF入力338に与え
るため第1のスケーリング信号から生成する。回路34
4は、第2のスケーリング信号に対する第1のスケーリ
ング信号の比が第1および第2の相電圧の上記の所要の
相対的な大きさ、即ちVP2/VP1またはVB/VAと実
質的に等しいように、第2のスケーリング信号を生成す
る。
【0043】1つの構造によれば、スケーリング回路3
44は、第1のスケーリング信号を適当に減衰して第2
のスケーリング信号を生じる抵抗分割回路として提供さ
れる。第2の構造によれば、スケーリング回路344
は、第2のスケーリング信号が第1のスケーリング信号
からその間の所要の比を維持しながら生成できるよう
に、1.0より小さな利得を生じるように構成された演
算増幅器回路として提供される。
44は、第1のスケーリング信号を適当に減衰して第2
のスケーリング信号を生じる抵抗分割回路として提供さ
れる。第2の構造によれば、スケーリング回路344
は、第2のスケーリング信号が第1のスケーリング信号
からその間の所要の比を維持しながら生成できるよう
に、1.0より小さな利得を生じるように構成された演
算増幅器回路として提供される。
【0044】本例によれば、レベル・コンバータ回路3
42は第1のスケーリング信号を生じるが、本発明はこ
れに限定されることはない。回路342は、これにより
生成されたスケーリング信号が、アナログ波形Aと対応
するVREF入力338に与えるための第2のスケーリン
グ信号となるように適当に較正することができる。対
で、スケーリング回路344は、第1のスケーリング信
号が第2のスケーリング信号からその間の所要の比率を
維持しながら生成できるように、1.0より大きい利得
を生じるよう構成された演算増幅器回路として提供する
ことができる。
42は第1のスケーリング信号を生じるが、本発明はこ
れに限定されることはない。回路342は、これにより
生成されたスケーリング信号が、アナログ波形Aと対応
するVREF入力338に与えるための第2のスケーリン
グ信号となるように適当に較正することができる。対
で、スケーリング回路344は、第1のスケーリング信
号が第2のスケーリング信号からその間の所要の比率を
維持しながら生成できるように、1.0より大きい利得
を生じるよう構成された演算増幅器回路として提供する
ことができる。
【0045】DAC回路330は、米国マサチューセッ
ツ州NorwoodのAnalogDevices社製
のモデル番号AD7528 CMOS2重8ビットのバ
ッファ付き乗算DACとして提供できる。このモデルD
ACは、その2つのアナログ出力とそれぞれ対応する2
つのVREF入力を有する。
ツ州NorwoodのAnalogDevices社製
のモデル番号AD7528 CMOS2重8ビットのバ
ッファ付き乗算DACとして提供できる。このモデルD
ACは、その2つのアナログ出力とそれぞれ対応する2
つのVREF入力を有する。
【0046】また図4において、それぞれディジタル波
形WDBおよびWDA、および相電圧VBおよびVAと対応す
るDAC回路330の出力334、336に与えられる
アナログ波形BおよびAは、従来のアナログ・バッファ
回路350、352を介してコンパレータ回路354、
356の第1の入力に与えられる。回路300は更に、
その出力372に3角形状の波形Tを生じる3角波形ジ
ェネレータ370を含む。生成された3角波形Tは、例
えば、1.25乃至3.75ボルトまで変化するピーク
ツーピーク値と、略々900乃至1100Hzの範囲の
周波数とを有する。3角波形Tの周波数は、スイッチン
グ信号がインバータ回路230の電力スイッチング装置
に与えられるよう生成される周波数を決定する。3角波
形ジェネレータ370は、当技術において周知の構造を
有する演算増幅器およびコンパレータを含む回路として
提供することができる。回路300に関しては、3角波
形Tが2.5ボルトのピークツーピーク値と1000H
zの周波数とを有することが望ましい。
形WDBおよびWDA、および相電圧VBおよびVAと対応す
るDAC回路330の出力334、336に与えられる
アナログ波形BおよびAは、従来のアナログ・バッファ
回路350、352を介してコンパレータ回路354、
356の第1の入力に与えられる。回路300は更に、
その出力372に3角形状の波形Tを生じる3角波形ジ
ェネレータ370を含む。生成された3角波形Tは、例
えば、1.25乃至3.75ボルトまで変化するピーク
ツーピーク値と、略々900乃至1100Hzの範囲の
周波数とを有する。3角波形Tの周波数は、スイッチン
グ信号がインバータ回路230の電力スイッチング装置
に与えられるよう生成される周波数を決定する。3角波
形ジェネレータ370は、当技術において周知の構造を
有する演算増幅器およびコンパレータを含む回路として
提供することができる。回路300に関しては、3角波
形Tが2.5ボルトのピークツーピーク値と1000H
zの周波数とを有することが望ましい。
【0047】ジェネレータ370の出力372に生じる
3角波形Tは、コンパレータ354、356の各々の第
2の入力に与えられる。図5は、それぞれコンパレータ
356、354により受取られる如き波形A、Bの各々
に重ねられる3角波形Tを示している。コンパレータ3
54、356の各々は、加えられるアナログ波形電圧A
またはBの大きさがそれぞれ3角波形Tの大きさより大
きいか小さいかに従って、その出力において高い論理レ
ベル電圧、例えば5ボルト、または低い論理レベル電
圧、例えば0ボルトを生じる。その結果、各コンパレー
タの出力はパルス幅変調された波形を構成する。
3角波形Tは、コンパレータ354、356の各々の第
2の入力に与えられる。図5は、それぞれコンパレータ
356、354により受取られる如き波形A、Bの各々
に重ねられる3角波形Tを示している。コンパレータ3
54、356の各々は、加えられるアナログ波形電圧A
またはBの大きさがそれぞれ3角波形Tの大きさより大
きいか小さいかに従って、その出力において高い論理レ
ベル電圧、例えば5ボルト、または低い論理レベル電
圧、例えば0ボルトを生じる。その結果、各コンパレー
タの出力はパルス幅変調された波形を構成する。
【0048】コンパレータ354、356により出力さ
れるパルス幅変調波形は、それぞれアンダーラップおよ
び出力駆動回路380、382に与えられる。回路38
0は、相互に電気的に絶縁され、かつ各々回路380に
与えられるパルス幅変調波形と略々同じ形状を持つ2つ
の同じスイッチ駆動信号B−と、電力スイッチング装置
250、256(図3)を駆動するに充分な電圧レベル
と生じるように構成される。回路380は更に、信号B
+およびB−が決してこれらが加えられる各スイッチン
グ・デバイスを同時にオンにさせないことを保証し、こ
れにより論理レベルのオフ指令とスイッチング装置によ
る電流の実際の遮断との間の時間的遅れを生じるアンダ
ーラップ回路を含む。
れるパルス幅変調波形は、それぞれアンダーラップおよ
び出力駆動回路380、382に与えられる。回路38
0は、相互に電気的に絶縁され、かつ各々回路380に
与えられるパルス幅変調波形と略々同じ形状を持つ2つ
の同じスイッチ駆動信号B−と、電力スイッチング装置
250、256(図3)を駆動するに充分な電圧レベル
と生じるように構成される。回路380は更に、信号B
+およびB−が決してこれらが加えられる各スイッチン
グ・デバイスを同時にオンにさせないことを保証し、こ
れにより論理レベルのオフ指令とスイッチング装置によ
る電流の実際の遮断との間の時間的遅れを生じるアンダ
ーラップ回路を含む。
【0049】回路382は、回路382がスイッチング
装置236、242を駆動するための2つの絶縁された
スイッチ駆動信号A+と、スイッチング装置238、2
40を駆動するための2つの絶縁された駆動信号A−を
生じるように、回路380と同じように構成される。図
5は、スイッチ駆動信号A+、A−、B+およびB−を
示している。
装置236、242を駆動するための2つの絶縁された
スイッチ駆動信号A+と、スイッチング装置238、2
40を駆動するための2つの絶縁された駆動信号A−を
生じるように、回路380と同じように構成される。図
5は、スイッチ駆動信号A+、A−、B+およびB−を
示している。
【0050】インバータ回路230および制御回路30
0の動作において、回路300は、与えられる駆動信号
が正の論理値を取る時スイッチが閉に駆動されるよう
に、インバータ回路230のスイッチング装置を駆動す
るため与えられるスイッチ駆動信号A+、A−、B+お
よびB−を生じる。スイッチング装置のパルス幅変調
(PWM)された閉路の結果、PWM正弦波相電圧VA
およびVBが電動機150の巻線152、154に与え
られる。例えば、スイッチング装置236、238、2
40および242の作動は、巻線152の両端に与えら
れるPWM正弦波電圧VAをタップ・ノード260、2
62の両端に生じる結果となる。同様に、スイッチング
装置250、252、254および256の作動は、巻
線154に与えられるPWM正弦波電圧VBをタップ・
ノード264、266の両端に生じる結果となる。PW
M電圧VAおよびVBは図5に示される。相電圧VAおよ
びVBの電圧の大きさが整流回路210により与えられ
るDC電圧の大きさの関数であることが判る。
0の動作において、回路300は、与えられる駆動信号
が正の論理値を取る時スイッチが閉に駆動されるよう
に、インバータ回路230のスイッチング装置を駆動す
るため与えられるスイッチ駆動信号A+、A−、B+お
よびB−を生じる。スイッチング装置のパルス幅変調
(PWM)された閉路の結果、PWM正弦波相電圧VA
およびVBが電動機150の巻線152、154に与え
られる。例えば、スイッチング装置236、238、2
40および242の作動は、巻線152の両端に与えら
れるPWM正弦波電圧VAをタップ・ノード260、2
62の両端に生じる結果となる。同様に、スイッチング
装置250、252、254および256の作動は、巻
線154に与えられるPWM正弦波電圧VBをタップ・
ノード264、266の両端に生じる結果となる。PW
M電圧VAおよびVBは図5に示される。相電圧VAおよ
びVBの電圧の大きさが整流回路210により与えられ
るDC電圧の大きさの関数であることが判る。
【0051】電動機駆動装置200の動作において、こ
の装置は、上記の如く、スイッチ270の位置に従って
2相または単相のいずれかのモードで作動可能である。
2相モードにおいては、パルス幅変調インバータ回路の
周知の動作により、インバータ回路230により生成さ
れて電動機150に加えられるパルス幅変調電圧VAお
よびVBは、これらが対応する正弦波形を厳密にシミュ
レートする。電動機150の運転速度は、速度制御信号
に応答して変更することができる。このような変更の
間、一定のボルト/ヘルツ比は、レベル・コンバータ回
路342およびスケーリング回路344により与えられ
る第1および第2の電圧スケーリング信号に従ってDA
C回路330の乗算機能の動作により、電動機150の
巻線152、154の各々に加えられる電圧に対して維
持される。更に、電動機150に加えられる電圧VAお
よびVBの絶対的な大きさは可変速度運転中に変更され
るが、これらの電圧間の比、即ち相対的な大きさは、第
1および第2のスケーリング信号の相対的な値が一定に
維持されるがこれら信号の大きさは速度制御信号に応答
して変更されるため、一定に維持される。
の装置は、上記の如く、スイッチ270の位置に従って
2相または単相のいずれかのモードで作動可能である。
2相モードにおいては、パルス幅変調インバータ回路の
周知の動作により、インバータ回路230により生成さ
れて電動機150に加えられるパルス幅変調電圧VAお
よびVBは、これらが対応する正弦波形を厳密にシミュ
レートする。電動機150の運転速度は、速度制御信号
に応答して変更することができる。このような変更の
間、一定のボルト/ヘルツ比は、レベル・コンバータ回
路342およびスケーリング回路344により与えられ
る第1および第2の電圧スケーリング信号に従ってDA
C回路330の乗算機能の動作により、電動機150の
巻線152、154の各々に加えられる電圧に対して維
持される。更に、電動機150に加えられる電圧VAお
よびVBの絶対的な大きさは可変速度運転中に変更され
るが、これらの電圧間の比、即ち相対的な大きさは、第
1および第2のスケーリング信号の相対的な値が一定に
維持されるがこれら信号の大きさは速度制御信号に応答
して変更されるため、一定に維持される。
【0052】単相モードにおいては、電動機150は、
従来のPSC電動機として路線端子202、204と接
続された単相AC電源から直接作動される。その結果、
電動機150は、インバータ回路230が電動機150
の駆動のため使用できない時でも作動のため使用可能な
状態を維持する。
従来のPSC電動機として路線端子202、204と接
続された単相AC電源から直接作動される。その結果、
電動機150は、インバータ回路230が電動機150
の駆動のため使用できない時でも作動のため使用可能な
状態を維持する。
【0053】電動機150の始動中、全定格速度での運
転が所望されるとすれば、速度制御信号は最初はこのよ
うな全速運転を要求でき、これが電動機の巻線に跨る全
電圧の初期の印加をもたらす結果となる。これは更に、
大きな電動機の突発電流を結果として生じるおそれがあ
る。従って、インバータ回路230のスイッチング装置
にこのような突発電流を許容するに充分な電流定格を与
えることが必要である。あるいはまた、再びこの全定格
速度での運転が要求されることをものとして、周知のイ
ンバータ作動慣例によれば、定格電流以上が最初に流れ
ないように、速度制御信号は電動機の定格滑りに対応す
る低速度、即ち定格速度の略々2〜5%を要求するよう
に最初に生成することができる。次に電動機は、速度制
御信号の大きさを徐々に増加することにより定格速度ま
で加速することができる。
転が所望されるとすれば、速度制御信号は最初はこのよ
うな全速運転を要求でき、これが電動機の巻線に跨る全
電圧の初期の印加をもたらす結果となる。これは更に、
大きな電動機の突発電流を結果として生じるおそれがあ
る。従って、インバータ回路230のスイッチング装置
にこのような突発電流を許容するに充分な電流定格を与
えることが必要である。あるいはまた、再びこの全定格
速度での運転が要求されることをものとして、周知のイ
ンバータ作動慣例によれば、定格電流以上が最初に流れ
ないように、速度制御信号は電動機の定格滑りに対応す
る低速度、即ち定格速度の略々2〜5%を要求するよう
に最初に生成することができる。次に電動機は、速度制
御信号の大きさを徐々に増加することにより定格速度ま
で加速することができる。
【0054】図6は、インバータ回路230(図3)の
運転を制御するための本発明の別の実施例により構成さ
れた制御回路400を示す。制御回路400は、出力4
04に正弦波電圧信号を、また出力406に余弦波電圧
信号を生じるための正弦波ジェネレータ402を含む。
ジェネレータ402は、所要の電動機速度に従って生成
された正弦波および余弦波の周波数を変化させるため、
回路300に関して述べた如き電動機速度制御信号を受
取る速度制御入力408を含む。ジェネレータ402
は、米国アリゾナ州TusconのBurr−Brow
n社製のモデル番号4423信号ジェネレータとして提
供することができる。
運転を制御するための本発明の別の実施例により構成さ
れた制御回路400を示す。制御回路400は、出力4
04に正弦波電圧信号を、また出力406に余弦波電圧
信号を生じるための正弦波ジェネレータ402を含む。
ジェネレータ402は、所要の電動機速度に従って生成
された正弦波および余弦波の周波数を変化させるため、
回路300に関して述べた如き電動機速度制御信号を受
取る速度制御入力408を含む。ジェネレータ402
は、米国アリゾナ州TusconのBurr−Brow
n社製のモデル番号4423信号ジェネレータとして提
供することができる。
【0055】電動機速度が変化させられる時インバータ
回路230により生成される電圧に対して一定のボルト
/ヘルツ比を維持するためには、ジェネレータ402に
より出力404、406に生成される正弦波および余弦
波電圧信号はそれぞれ高域フィルタ410、412を通
って送られる。高域フィルタ410、412は、直列接
続されたコンデンサ414、416と並列接続された抵
抗418、420とを含む。高域フィルタ410、41
2の各々は、6dB/オクターブ・ロール・オフ特性お
よび電動機150の運転周波数範囲の上限より高い遮断
周波数を有する。結果として、ジェネレータ402によ
り生成された正弦波および余弦波の電圧信号は、それぞ
れ正弦波/余弦波信号の周波数に反比例する量だけ高域
フィルタ410、412によって減衰される。6dB/
オクターブ・ロール・オフ特性は、周波数および電圧に
おける周波数の変化の間の1:1の反比例関係を生じ
る。このように、それぞれ高域フィルタ410、412
の出力における正弦波および余弦波信号の振幅は、ジェ
ネレータ402における周波数の変化と共に正比例して
変化し、これにより各フィルタ出力毎に一定のボルト/
ヘルツ比を達成する。上記の高域フィルタ特性と対応す
るコンデンサ414、416および抵抗418、420
の特性例は、コンデンサ414、416の各々に対して
は0.1μF、抵抗418、420の各々に対しては1
0KΩである。
回路230により生成される電圧に対して一定のボルト
/ヘルツ比を維持するためには、ジェネレータ402に
より出力404、406に生成される正弦波および余弦
波電圧信号はそれぞれ高域フィルタ410、412を通
って送られる。高域フィルタ410、412は、直列接
続されたコンデンサ414、416と並列接続された抵
抗418、420とを含む。高域フィルタ410、41
2の各々は、6dB/オクターブ・ロール・オフ特性お
よび電動機150の運転周波数範囲の上限より高い遮断
周波数を有する。結果として、ジェネレータ402によ
り生成された正弦波および余弦波の電圧信号は、それぞ
れ正弦波/余弦波信号の周波数に反比例する量だけ高域
フィルタ410、412によって減衰される。6dB/
オクターブ・ロール・オフ特性は、周波数および電圧に
おける周波数の変化の間の1:1の反比例関係を生じ
る。このように、それぞれ高域フィルタ410、412
の出力における正弦波および余弦波信号の振幅は、ジェ
ネレータ402における周波数の変化と共に正比例して
変化し、これにより各フィルタ出力毎に一定のボルト/
ヘルツ比を達成する。上記の高域フィルタ特性と対応す
るコンデンサ414、416および抵抗418、420
の特性例は、コンデンサ414、416の各々に対して
は0.1μF、抵抗418、420の各々に対しては1
0KΩである。
【0056】再び図6において、抵抗418は、調整ア
ーム422を持つポテンショメータとして提供されるこ
とが望ましい。アーム422、従って高域フィルタ41
0の出力はコンパレータ回路430の第1の入力と接続
されている。高域フィルタ412の出力は、コンパレー
タ回路432の第1の入力と接続されている。回路40
0は更に、その3角波形信号出力をコンパレータ43
0、432の双方の第2の入力の各々に与えるように接
続された3角波形ジェネレータ440を含む。ジェネレ
ータ440は、図4に関して先に述べたジェネレータ3
70と同じものでよい。コンパレータ430、432の
各々は、その出力に、与えられる正弦波または余弦波信
号の大きさが与えられる3角波形の大きさより大きいか
小さいかに従って、ハイまたはローの論理レベル電圧を
生じる。このため、コンパレータ430、432の各々
により行われる比較、およびその結果として生じる出力
はコンパレータ354、356に関して先に述べ図5に
示したものと実質的に同じであり、即ち各コンパレータ
はパルス幅変調された制御信号を生じる。
ーム422を持つポテンショメータとして提供されるこ
とが望ましい。アーム422、従って高域フィルタ41
0の出力はコンパレータ回路430の第1の入力と接続
されている。高域フィルタ412の出力は、コンパレー
タ回路432の第1の入力と接続されている。回路40
0は更に、その3角波形信号出力をコンパレータ43
0、432の双方の第2の入力の各々に与えるように接
続された3角波形ジェネレータ440を含む。ジェネレ
ータ440は、図4に関して先に述べたジェネレータ3
70と同じものでよい。コンパレータ430、432の
各々は、その出力に、与えられる正弦波または余弦波信
号の大きさが与えられる3角波形の大きさより大きいか
小さいかに従って、ハイまたはローの論理レベル電圧を
生じる。このため、コンパレータ430、432の各々
により行われる比較、およびその結果として生じる出力
はコンパレータ354、356に関して先に述べ図5に
示したものと実質的に同じであり、即ち各コンパレータ
はパルス幅変調された制御信号を生じる。
【0057】コンパレータ430、432の出力は、ア
ンダーラップおよび出力ドライバ回路450、452に
それぞれ与えられ、この回路の各々は図4に関して先に
述べた回路380、382と実質的に同じ構造および機
能を有する。その結果、回路450は、全波ブリッジ・
インバータ回路232(図3)のスイッチング装置を駆
動するため、2つの絶縁されたスイッチ駆動信号A+お
よび2つの絶縁された駆動信号A−を生じる。同様に、
回路452は、全波ブリッジ・インバータ回路234
(図3)のスイッチング装置を駆動するため、2つの絶
縁されたスイッチ駆動信号B+および2つの絶縁された
駆動信号B−を生じる。制御回路400により生成され
るスイッチ駆動信号A+、A−、B+およびB−は、制
御回路300により生成され図4に示されたスイッチ駆
動信号と実質的に同じである。
ンダーラップおよび出力ドライバ回路450、452に
それぞれ与えられ、この回路の各々は図4に関して先に
述べた回路380、382と実質的に同じ構造および機
能を有する。その結果、回路450は、全波ブリッジ・
インバータ回路232(図3)のスイッチング装置を駆
動するため、2つの絶縁されたスイッチ駆動信号A+お
よび2つの絶縁された駆動信号A−を生じる。同様に、
回路452は、全波ブリッジ・インバータ回路234
(図3)のスイッチング装置を駆動するため、2つの絶
縁されたスイッチ駆動信号B+および2つの絶縁された
駆動信号B−を生じる。制御回路400により生成され
るスイッチ駆動信号A+、A−、B+およびB−は、制
御回路300により生成され図4に示されたスイッチ駆
動信号と実質的に同じである。
【0058】ポテンショメータとして抵抗418を提供
することで、余弦波電圧信号に関してジェネレータ40
2により生成される正弦波電圧信号の大きさの小さくす
ることを可能にするためフィルタ410の設定点の調整
を許容する。これは更に、主巻線152に与えるためイ
ンバータ回路230にパルス幅変調電圧を生じさせ、巻
線154に与えため生成された電圧より小さな大きさを
有する信号をコンパレータ430および回路450によ
り生じる結果となる。その結果、VP2>VP1なる図示
した実施例の上記の特徴が実現される。
することで、余弦波電圧信号に関してジェネレータ40
2により生成される正弦波電圧信号の大きさの小さくす
ることを可能にするためフィルタ410の設定点の調整
を許容する。これは更に、主巻線152に与えるためイ
ンバータ回路230にパルス幅変調電圧を生じさせ、巻
線154に与えため生成された電圧より小さな大きさを
有する信号をコンパレータ430および回路450によ
り生じる結果となる。その結果、VP2>VP1なる図示
した実施例の上記の特徴が実現される。
【0059】回路400により生じるスイッチ駆動信号
をインバータ回路230のスイッチング装置に加えるこ
とは、電動機150に与えられる図4に示した形態を有
する上記のPWM相電圧VAを生じる結果となる。
をインバータ回路230のスイッチング装置に加えるこ
とは、電動機150に与えられる図4に示した形態を有
する上記のPWM相電圧VAを生じる結果となる。
【0060】制御回路300または400を含む駆動装
置200が2相モードの運転中90°の位相角差を生じ
るものとして記述したが、本発明はこれに限定されるも
のではない。制御回路300の制御下で生じる位相角
は、90°以外の所要の位相角をその間に有する波形に
対してはEEPROM320にディジタル・データを格
納することにより調整することができる。回路400
は、所要の位相角差を有する2つの正弦波を生じるジェ
ネレータ402に対する正弦波ジェネレータを置換する
ように修正することができる。上記の如く、ジェネレー
タ402あるいはこれに代わるジェネレータにより生じ
る正弦波間の位相角は、電動機150の巻線に与えられ
る電圧間の位相角である。
置200が2相モードの運転中90°の位相角差を生じ
るものとして記述したが、本発明はこれに限定されるも
のではない。制御回路300の制御下で生じる位相角
は、90°以外の所要の位相角をその間に有する波形に
対してはEEPROM320にディジタル・データを格
納することにより調整することができる。回路400
は、所要の位相角差を有する2つの正弦波を生じるジェ
ネレータ402に対する正弦波ジェネレータを置換する
ように修正することができる。上記の如く、ジェネレー
タ402あるいはこれに代わるジェネレータにより生じ
る正弦波間の位相角は、電動機150の巻線に与えられ
る電圧間の位相角である。
【0061】制御回路300はアナログ波形AおよびB
が予め定めた異なる大きさを持つように第1および第2
のスケーリング信号を生じるスケーリング回路344を
含むものとして記述したが、本発明はこれに限定される
ものではない。その代わり、図示した実施例の修正にお
いては、ディジタル・データ値は、波形の大きさの比波
形WDB/WDAが相電圧の所要の比VB/VAと実質的に等
しくなるように、異なる大きさを持つ正弦波形WDAおよ
びWDBを定義するディジタル・データ値をEEPROM
320に格納することができる。従って、VREF入力3
38、340が一緒に結合され、スケーリング回路34
4は除去され、レベル・コンバータ回路342により生
成される第1のスケーリング信号はVREF入力338、
340に直接与えられる。その結果、その間に所望の比
の相対的な大きさを有するアナログ波形AおよびBが生
成されるが、波形AおよびBのそれぞれの大きさは第1
のスケーリング信号に従って変化し、これが更に速度制
御信号に応答して変化する。図示された実施例のこのよ
うな修正によれば波形WDAおよびWDBが異なる大きさを
持つように定義されるが、ディジタル・データは依然と
してこれら2つの波形がその間に所要の位相角を持つよ
うに定義する。
が予め定めた異なる大きさを持つように第1および第2
のスケーリング信号を生じるスケーリング回路344を
含むものとして記述したが、本発明はこれに限定される
ものではない。その代わり、図示した実施例の修正にお
いては、ディジタル・データ値は、波形の大きさの比波
形WDB/WDAが相電圧の所要の比VB/VAと実質的に等
しくなるように、異なる大きさを持つ正弦波形WDAおよ
びWDBを定義するディジタル・データ値をEEPROM
320に格納することができる。従って、VREF入力3
38、340が一緒に結合され、スケーリング回路34
4は除去され、レベル・コンバータ回路342により生
成される第1のスケーリング信号はVREF入力338、
340に直接与えられる。その結果、その間に所望の比
の相対的な大きさを有するアナログ波形AおよびBが生
成されるが、波形AおよびBのそれぞれの大きさは第1
のスケーリング信号に従って変化し、これが更に速度制
御信号に応答して変化する。図示された実施例のこのよ
うな修正によれば波形WDAおよびWDBが異なる大きさを
持つように定義されるが、ディジタル・データは依然と
してこれら2つの波形がその間に所要の位相角を持つよ
うに定義する。
【0062】#(めいさい1550)おわり 電動機150の各巻線に対して一定のボルト/ヘルツ比
が維持される本発明の図示した実施例を記述したが、本
発明はこれに限定されるものではない。ある電動機で駆
動される負荷、例えばファンに関しては、負荷の大きさ
は回転速度と共に変化する。このような負荷の場合、回
転速度の予め定めた関数として各電動機巻線に対するボ
ルト/ヘルツ比を変化させるのに更に充分となろう。電
動機駆動装置200においては、制御回路300(図
4)の制御下で作動する時、ボルト/ヘルツ比のこのよ
うな変更は、回転速度の予め定めた関数に従ってスケー
リング信号を生じるようにレベル・コンバータ回路34
2を修正することにより達成することができる。
が維持される本発明の図示した実施例を記述したが、本
発明はこれに限定されるものではない。ある電動機で駆
動される負荷、例えばファンに関しては、負荷の大きさ
は回転速度と共に変化する。このような負荷の場合、回
転速度の予め定めた関数として各電動機巻線に対するボ
ルト/ヘルツ比を変化させるのに更に充分となろう。電
動機駆動装置200においては、制御回路300(図
4)の制御下で作動する時、ボルト/ヘルツ比のこのよ
うな変更は、回転速度の予め定めた関数に従ってスケー
リング信号を生じるようにレベル・コンバータ回路34
2を修正することにより達成することができる。
【0063】本発明はHVACシステムの運転中に遭遇
する上記の諸問題を克服するものであるが、当業者に
は、本発明の利点を同様に実体化するため本発明を他の
システム用途に実施可能であることが明らかであろう。
する上記の諸問題を克服するものであるが、当業者に
は、本発明の利点を同様に実体化するため本発明を他の
システム用途に実施可能であることが明らかであろう。
【0064】本発明の望ましい実施態様の本文の記述は
例示および説明のために行ったものである。本発明を本
文に開示した正確な形態に限定することは意図するとこ
ろではなく、本文の教示に照らして変更および修正が可
能であり、本発明の実施から取得することができよう。
実施態様は、当業者が本発明を考えられる特定の用途に
適するように種々の実施態様および種々の変更態様で利
用することを可能にするため、本発明の原理およびその
実際的な用途の説明のために選定され説明した。本発明
の範囲は頭書の特許請求の範囲およびその相等技術によ
って限定されるべきものである。
例示および説明のために行ったものである。本発明を本
文に開示した正確な形態に限定することは意図するとこ
ろではなく、本文の教示に照らして変更および修正が可
能であり、本発明の実施から取得することができよう。
実施態様は、当業者が本発明を考えられる特定の用途に
適するように種々の実施態様および種々の変更態様で利
用することを可能にするため、本発明の原理およびその
実際的な用途の説明のために選定され説明した。本発明
の範囲は頭書の特許請求の範囲およびその相等技術によ
って限定されるべきものである。
【図1】単相電源と接続された従来のPSC電動機を示
す概略図である。
す概略図である。
【図2】本発明の一実施例による2相電源と接続された
電動機を示す概略図である。
電動機を示す概略図である。
【図3】本発明の一実施例により構成された電動機駆動
装置を示す図である。
装置を示す図である。
【図4】図3に示されたインバータ回路の動作を制御す
る回路を示すブロック図である。
る回路を示すブロック図である。
【図5】図3および図4に示される回路の動作中生じる
電圧波形を示すグラフである。
電圧波形を示すグラフである。
【図6】図3の駆動装置のインバータ回路の作動を制御
する制御回路の別の実施例を示すブロック図である。
する制御回路の別の実施例を示すブロック図である。
100 PSC電動機 102 主巻線 104 始動巻線 106 駆動コンデンサ 110 単相電源 112 始動コンデンサ 150 単相2線式誘導電動機 152 主巻線 154 始動巻線 200 誘導電動機駆動装置 202、204 路線端子 210 整流器回路 212 ダイオード 214 ダイオード 216 ダイオード 218 ダイオード 220 タップ・ノード 222 タップ・ノード 230 インバータ回路 232 全波ブリッジ・インバータ回路 234 全波ブリッジ・インバータ回路 236 電力スイッチング装置 238 電力スイッチング装置 240 電力スイッチング装置 242 電力スイッチング装置 250 電力スイッチング装置 252 電力スイッチング装置 254 電力スイッチング装置 256 電力スイッチング装置 260 タップ・ノード 262 タップ・ノード 264 タップ・ノード 266 タップ・ノード 270 4極双投スイッチ 280 走行コンデンサ 300 制御回路 302 速度ランプ・レート回路 306 電圧制御発振器(VCO) 310 2進カウンタ 320 EEPROM 330 2重ディジタル/アナログ・コンバータ(DA
C)回路 332 DAC選択入力 340 レベル・コンバータ回路 342 レベル・コンバータ回路 344 スケーリング回路 350 アナログ・バッファ回路 352 アナログ・バッファ回路 354 コンパレータ回路 356 コンパレータ回路 370 3角波形ジェネレータ 380 アンダーラップおよび出力駆動回路 382 アンダーラップおよび出力駆動回路 400 制御回路 402 正弦波ジェネレータ 410 高域フィルタ 412 高域フィルタ 414 コンデンサ 416 コンデンサ 418 抵抗 420 抵抗 430 コンパレータ 432 コンパレータ 440 3角波形ジェネレータ 450 アンダーラップおよび出力ドライバ回路 452 アンダーラップおよび出力ドライバ回路
C)回路 332 DAC選択入力 340 レベル・コンバータ回路 342 レベル・コンバータ回路 344 スケーリング回路 350 アナログ・バッファ回路 352 アナログ・バッファ回路 354 コンパレータ回路 356 コンパレータ回路 370 3角波形ジェネレータ 380 アンダーラップおよび出力駆動回路 382 アンダーラップおよび出力駆動回路 400 制御回路 402 正弦波ジェネレータ 410 高域フィルタ 412 高域フィルタ 414 コンデンサ 416 コンデンサ 418 抵抗 420 抵抗 430 コンパレータ 432 コンパレータ 440 3角波形ジェネレータ 450 アンダーラップおよび出力ドライバ回路 452 アンダーラップおよび出力ドライバ回路
フロントページの続き (72)発明者 ハロルド・ロバート・シユネツカ,ザ・セ カンド アメリカ合衆国ペンシルバニア州17362, スプリング・グローブ,リツジ・ロード, アールデイー4 ボツクス 4426エイ (72)発明者 ロイ・ダニエル・ホツフアー アメリカ合衆国ペンシルバニア州ランカス ター,ハーバーヒル・ロード 457
Claims (25)
- 【請求項1】 第1の巻線および第2の巻線を有するA
C電動機を駆動するためのAC電動機駆動装置であっ
て、第1の巻線は第1および第2の終端、および第1の
巻線インピーダンスを有し、第2の巻線は第1および第
2の終端、および第1のインピーダンスより大きな第2
の巻線インピーダンスを有し、第1および第2の巻線は
相互に電気的に絶縁される駆動装置において、 入力された電源電圧を2相AC出力電圧の第1相AC電
圧および第2相AC電圧に変換する2相電源手段を設
け、該2相電源手段は、第1相電圧が与えられる第1の
対の出力端子と、第2相電圧が与えられる第2の対の出
力端子とを有し、 前記第1の対の出力端子は第1の巻線の第1および第2
の終端と接続するためのものであり、 前記第2の対の出力端子は第2の巻線の第1および第2
の終端と接続するためのものであり、 これにより、前記2相電源手段が、入力される電源電圧
を、前記第1および第2の対の出力端子にそれぞれ与え
られる第1および第2の相のAC電圧に変換することを
特徴とするAC電動機駆動装置。 - 【請求項2】 前記2相電源手段が、第1および第2の
相電圧間に所定の位相角関係を有する2相AC出力電圧
を生じることを特徴とする請求項1記載のAC電動機駆
動装置。 - 【請求項3】 前記2相電源手段が、第1の相電圧に対
する第2の相電圧の各大きさの比が1より大きい所定の
値を有することを特徴とする請求項1記載のAC電動機
駆動装置。 - 【請求項4】 前記2相電源手段が、外部で与えられた
速度制御信号に応答して2相AC出力電圧の周波数を変
化させることにより、速度制御信号に従ってAC電動機
の回転速度を変化させることを特徴とする請求項1記載
のAC電動機駆動装置。 - 【請求項5】 前記2相電源手段が更に、速度制御信号
に応答して第1および第2の相電圧の各大きさを変化さ
せ、AC電動機の全ての回転速度におけるAC電動機の
第1および第2の巻線の各々に対する電圧対周波数の実
質的に一定な比を維持することを特徴とする請求項4記
載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項6】 前記2相電源手段が、AC電動機の全て
の回転速度において第1の相電圧に対する第2の相電圧
の各大きさの所定の比を維持することを特徴とする請求
項5記載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項7】 前記2相電源手段が、AC電動機の全て
の回転速度において第2の相電圧と第1の相電圧との間
の所定の相関係を維持することを特徴とする請求項6記
載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項8】 AC電動機の全ての回転速度で、(1)第
1の相電圧と第2の相電圧との間の所定の位相角差、
(2)第1および第2の相電圧の各大きさ間の所定の比、
および(3)AC電動機の第1および第2の巻線の各々に
対する実質的に一定のボルト/ヘルツ比を維持しなが
ら、AC電動機の可変速度運転を可能にする手段を更に
設けることを特徴とする請求項1記載のAC電動機駆動
装置。 - 【請求項9】 入力された電源電圧が単相AC電源電圧
であることを特徴とする請求項1記載のAC電動機駆動
装置。 - 【請求項10】 入力された電源電圧を2相AC出力電
圧の第1相AC電圧および第2相AC電圧に変換する2
相電源手段を設け、該2相電源手段は、第1相電圧が与
えられる第1の対の出力端子と、第2相電圧が与えられ
る第2の対の出力端子とを有し、 第1の巻線と第2の巻線を有するAC電動機を設け、 前記第1の巻線が、第1および第2の終端、および第1
の巻線インピーダンスを有し、 前記第2の巻線が、第1および第2の終端、および前記
第1の巻線インピーダンスより大きな第2の巻線インピ
ーダンスを有し、該第1および第2の巻線が相互に電気
的に絶縁され、 前記第1の巻線の第1および第2の終端が、それぞれ前
記2相電源手段の前記第1の対の出力終端と接続され、 前記第2の巻線の第1および第2の終端が、それぞれ前
記2相電源手段の前記第2の対の出力端子と接続され、 これにより、前記2相電源手段が、入力された電源電圧
を前記第1および第2の対の出力端子にそれぞれ与えら
れる第1および第2の相のAC電圧に変換することを特
徴とするAC電動機駆動装置。 - 【請求項11】 前記2相電源手段が、パルス幅変調
(PWM)インバータ装置を含むことを特徴とする請求
項10記載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項12】 入力された電源がAC電源であり、 入力されたAC電源を整流してDC電源電圧を生じる手
段を設け、 前記パルス幅変調インバータ装置が、 前記第1および第2の対の出力端子、およびDC電圧を
受取るよう接続された入力端子を含む2相インバータ回
路と、 前記2相インバータ回路に含まれ、DC電圧を2相出力
電圧に反転させるスイッチ手段と、 スイッチング制御信号を生じて、前記2相出力電圧の前
記第1の相電圧が前記第1の対の出力端子の両端に生成
されかつ前記2相出力電圧の前記第2の相電圧が前記第
2の対の出力端子の両端に生成されるように、前記スイ
ッチング手段の作動を制御する電圧制御手段とを含むこ
とを特徴とする請求項11記載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項13】 前記2相インバータ回路が、並列に接
続された第1および第2の全波ブリッジ・インバータ回
路を含み、 前記第1の全波ブリッジ回路が、並列に接続された第1
および第2のインバータ・ブリッジ脚を含み、 前記第2の全波ブリッジ回路が、並列に接続された第3
および第4のインバータ・ブリッジ脚を含み、 前記スイッチング手段が、前記第1、第2、第3および
第4のブリッジ脚の各々に直列に接続された第1の電源
スイッチング装置と第2の電源スイッチング装置と含
み、前記第1の対の出力端子がそれぞれ、前記第1およ
び第2のブリッジ脚の第1および第2の直列に接続され
た電力スイッチング装置間に接続され、前記第2の対の
出力端子がそれぞれ、前記第3および第4のブリッジ脚
の第1および第2の直列に接続された電力スイッチング
装置間に接続されることを特徴とする請求項12記載の
AC電動機駆動装置。 - 【請求項14】 前記電圧制御手段が、 前記電動機の所要の作動速度を表わすパルス信号周波数
を有するパルス信号を生成する手段と、 前記パルス信号生成手段と接続されて、パルス信号に応
答してメモリー・アドレス信号を生じる手段と、 前記アドレス信号生成手段と接続されて、各アドレス信
号に応答してディジタル・データ信号を生じるメモリー
手段と、 前記ディジタル・データ信号に応答して、第1のアナロ
グ正弦波信号と第2のアナログ正弦波信号を生成する波
形信号生成手段とを含み、前記第1および第2の正弦波
信号がそれぞれパルス信号周波数により定まる周波数を
有し、 固定周波数比較信号を生じる手段と、 固定周波数比較信号、および第1および第2の各正弦波
信号を受取るように接続されて、第1および第2の正弦
波加重パルス幅変調(PWM)スイッチング信号を生じ
るコンパレータ手段と、 前記第1および第2のPWM信号、およびその各論理的
補数を前記スイッチング制御信号として生じ、前記第1
および第2のPWM信号、およびその論理的補数を与え
て、前記第1および第2の全波ブリッジ・インバータ回
路の前記第1および第2の電力スイッチング装置の動作
を制御する出力手段とを含むことを特徴とする請求項1
3記載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項15】 前記電圧制御手段が、所要の電動機作
動速度を表わす外部で生じた速度制御信号に応答して、
前記電動機の作動速度を制御し、 前記パルス信号生成手段がパルス信号を生じ、該パルス
信号周波数が速度制御信号により定まり、 前記波形信号生成手段が、それぞれ速度制御信号により
定まる振幅を持つ第1および第2のアナログ正弦波形信
号を生じ、前記2相出力電圧の前記第1および第2の相
電圧がそれぞれ実質的に一定の所定のボルト/ヘルツ比
を持つようにすることを特徴とする請求項14記載のA
C電動機駆動装置。 - 【請求項16】 前記メモリー手段が、前記第1および
第2のアナログ波形とそれぞれ対応する第1および第2
のディジタル的にコード化された波形を格納し、該第1
および第2のディジタル的にコード化波形が同じ大きさ
を有し、 前記波形信号生成手段が、前記第1および第2のディジ
タル・コード化波形をそれぞれ前記第1および第2のア
ナログ波形に変換する乗算用2重ディジタル/アナログ
・コンバータ(DAC)であり、 前記2重DACが、第1および第2のスケーリング電圧
をそれぞれ受取りこれに従って該2重DACがそれぞれ
前記第1および第2のアナログ波形信号の大きさをその
生成と同時にスケール決定するための第1および第2の
基準電圧入力を有し、 前記速度制御信号に応答して前記第1および第2のスケ
ーリング信号を生成して、前記第1のスケーリング信号
に対する前記第2のスケーリング信号の比が1より大き
い所定の比となるようにし、その結果前記2重DAC
が、前記第1のアナログ波形信号に対する前記第2のア
ナログ波形信号の大きさの比が前記所定の比と実質的に
等しくなるように前記第1および第2のアナログ波形信
号を生じる手段を設けることを特徴とする請求項15記
載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項17】 前記メモリー手段が、前記第1および
第2のアナログ波形とそれぞれ対応する第1および第2
のディジタル・コード化波形を格納し、前記第1のディ
ジタル・コード化波形の大きさに対する前記第2のディ
ジタル・コード化波形の大きさの比が1より大きい所定
の比であり、 前記波形信号生成手段が、前記第1および第2のディジ
タル・コード化波形を前記第1および第2のアナログ波
形にそれぞれ変換する乗算用2重ディジタル/アナログ
・コンバータ(DAC)であり、 前記2重DACは、第1および第2のスケーリング電圧
をそれぞれ受取りこれに従って前記2重DACがそれぞ
れ前記第1および第2のアナログ波形信号の大きさをそ
の生成と同時にスケール決定するための第1および第2
の基準電圧入力を有し、該第1および第2の基準電圧入
力が電気的に一緒に結合され、 前記速度制御信号に応答して、前記第1のスケーリング
信号を生成して、前記2重DACが、前記第1のアナロ
グ波形信号に対する前記第2のアナログ波形信号の大き
さの比が前記所定の比と実質的に等しいように前記第1
および第2のアナログ波形信号を生じるようにすること
を特徴とする請求項15記載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項18】 前記出力手段が更に、前記第1および
第2のPWM信号およびその各論理的補数を生じて、各
PWM信号およびその論理的補数がそれぞれ与えられる
第1および第2の電力スイッチング装置をして同時にオ
ンにさせ得ないようにするアンダーラップ手段を含むこ
とを特徴とする請求項14記載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項19】 前記電圧制御手段が、 固定周波数比較信号を生じる手段と、 第1の正弦波形信号と第2の正弦波形信号をその間に予
め定めた位相角差を持つように生じ、かつ前記電動機の
所要の作動速度と対応する共通周波数を生じる波形信号
生成手段と、 前記第1の正弦波形信号および固定周波数信号を受取る
ように接続され、第1の正弦波加重パルス幅変調(PW
M)スイッチング信号を生じる第1のコンパレータ手段
と、 第2の正弦波形信号と固定周波数信号を受取るように接
続され、第2の正弦波重み付けパルス幅変調(PWM)
スイッチング信号を生じる第2のコンパレータ手段と、 前記第1および第2のPWM信号、およびその各論理的
補数を前記スイッチング制御信号として生じ、該第1お
よび第2のPWM信号およびその論理的補数を与えて前
記第1および第2の全波ブリッジ・インバータ回路の前
記第1および第2の電力スイッチング装置の作動を制御
する出力手段とを含むことを特徴とする請求項13記載
のAC電動機駆動装置。 - 【請求項20】 前記電圧制御手段が、所要の電動機作
動速度を表わす外部で生じた速度制御信号に応答して、
該電動機の作動速度を制御し、 前記波形信号生成手段が、速度制御信号により定まる共
通周波数を持つ前記第1および第2の正弦波形信号を生
じ、 前記電圧制御手段が更に、 前記波形信号生成手段および前記第1のコンパレータ手
段間に接続され、前記第1のコンパレータ手段に与えら
れる前記第1の正弦波形信号の振幅および共通周波数間
に実質的に一定の比を有効に維持するように、第1の正
弦波形信号の振幅をその共通周波数に従って変化させる
第1のフィルタ手段と、 前記波形信号生成手段および第2のコンパレータ手段間
に接続され、前記第2のコンパレータ手段に与えられる
第2の正弦波形信号の振幅および共通周波数間に実質的
に一定の比を有効に維持するように、第2の正弦波形信
号の振幅をその共通周波数に従って変化させる第2のフ
ィルタ手段とを含むことを特徴とする請求項19記載の
AC電動機駆動装置。 - 【請求項21】 前記第1のフィルタ手段が、フィルタ
の設定点を調整する手段を含み、フィルタの設定点を調
整することにより、前記第2のフィルタ手段が第2の正
弦波形信号を減衰させる量より大きな量だけ第1の正弦
波形信号の振幅を減衰させることができるようにするこ
とを特徴とする請求項20記載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項22】 前記第1および第2の正弦波形信号間
の所定の位相角が90°であることを特徴とする請求項
21記載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項23】 前記第1および第2のフィルタ手段の
各々が直列接続されたコンデンサと並列接続された抵抗
とを含む高域フィルタであることを特徴とする請求項2
2記載のAC電動機駆動装置。 - 【請求項24】 前記比較信号生成手段が、3角波形ジ
ェネレータであることを特徴とする請求項19記載のA
C電動機駆動装置。 - 【請求項25】 前記電動機が永久分相コンデンサ型電
動機であり、前記第1の巻線が主巻線であり、前記第2
の巻線が始動巻線であり、該第1および第2の巻線が相
互に電気的に絶縁され、 単相AC電源の路線および中立端子と接続して入力され
た電源電圧を受取るための第1および第2の路線端子を
含み、 前記第1の対の出力端子とそれぞれ接続される第1およ
び第2のスイッチ極と、前記第2の対の出力端子とそれ
ぞれ接続される第3および第4のスイッチ極と、前記第
1および第2の路線端子とそれぞれ接続される第5およ
び第6のスイッチ極と、第7および第8のスイッチ極
と、前記第1の巻線の前記第1および第2の終端とそれ
ぞれ接続される第9および第10のスイッチ極と、前記
第2の巻線の前記第1および第2の終端とそれぞれ接続
される第11および第12のスイッチ極とを有する4極
双投(FPDT)スイッチを含み、 前記第8のスイッチ極が前記第2の路線端子と接続さ
れ、 前記第7のスイッチ極および前記第1の路線端子間に接
続される駆動コンデンサを設け、 前記FPDTスイッチが、前記電動機を接続して単相電
源または2相電源手段のいずれか一方で作動するように
作動させることができるようにすることを特徴とする請
求項10記載のAC電動機駆動装置。
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