JPH0545996U - Discharge lamp power supply - Google Patents
Discharge lamp power supplyInfo
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- JPH0545996U JPH0545996U JP10227891U JP10227891U JPH0545996U JP H0545996 U JPH0545996 U JP H0545996U JP 10227891 U JP10227891 U JP 10227891U JP 10227891 U JP10227891 U JP 10227891U JP H0545996 U JPH0545996 U JP H0545996U
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 放電灯の点灯エネルギを蓄積する放電コンデ
ンサを効率よく迅速に充電する。
【構成】 制御回路２４の駆動制御により変圧器２１の
１次側にパルス給電するスイッチング回路２０と、変圧
器２１の２次側出力の整流電流により規定電圧に充電さ
れる放電コンデンサＣ３と、変圧器２１の１次側の通電
電流を検出する変流器２３とを備え、制御回路２４に、
充電期間に一定レベルに固定されコンデンサＣ３の端子
間電圧が規定電圧以上になるときに電圧差に応じて一定
レベルから減少変化する充電制限信号を形成する出力電
圧検出部２５と、クロック信号により周期的にセットさ
れて回路２０のスイッチング指令信号を形成する駆動指
令部３０と、変流器２３の検出信号が充電制限信号に達
する毎に駆動指令部３０をリセットする比較部２７とを
設け、充電期間にコンデンサＣ３を定電流充電する。
(57) [Abstract] [Purpose] Efficiently and quickly charge the discharge capacitor that stores the lighting energy of the discharge lamp. [Configuration] A switching circuit 20 for pulse-feeding power to a primary side of a transformer 21 by driving control of a control circuit 24, a discharge capacitor C3 charged to a specified voltage by a rectified current of a secondary side output of the transformer 21, and a transformer And a current transformer 23 that detects a current flowing through the primary side of the transformer 21, and the control circuit 24 includes:
An output voltage detection unit 25 that forms a charge limit signal that is fixed to a constant level during the charging period and that decreases and changes from the constant level according to the voltage difference when the voltage across the terminals of the capacitor C3 becomes equal to or higher than a specified voltage, and a cycle based on a clock signal. Are provided to form a switching command signal for the circuit 20 and a comparator 27 that resets the drive command unit 30 each time the detection signal of the current transformer 23 reaches the charge limit signal. During the period, the capacitor C3 is charged with a constant current.
Description
【０００１】[0001]
本考案は、乾式複写機のキセノン放電ランプ等の種々の放電灯に点灯電源を供 給するインバータ構成の放電灯電源装置に関する。 The present invention relates to a discharge lamp power supply device having an inverter configuration for supplying lighting power to various discharge lamps such as a xenon discharge lamp of a dry copying machine.
【０００２】[0002]
従来、この種インバータ構成の放電灯電源装置はほぼ図５に示すように構成さ れ、商用交流電源等の交流の入力電源１がダイオードＤ１〜Ｄ４のブリッジ整流 回路２の全波整流及び平滑コンデンサＣ１の平滑により直流電源に変換され、こ の直流電源がインバータ回路部３に給電される。 このインバータ回路部３はスイッチング回路４とインバータ出力用の変圧器５ とにより形成され、スイッチング回路４は半導体スイッチ素子としての高周波ス イッチング用の電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴという）Ｑ１〜Ｑ４のフルブ リッジ回路により形成される。 Conventionally, a discharge lamp power supply device of this type of inverter structure is generally configured as shown in FIG. 5, and an AC input power supply 1 such as a commercial AC power supply is a full-wave rectification and smoothing capacitor of a bridge rectification circuit 2 of diodes D1 to D4. It is converted into a DC power supply by smoothing C1, and this DC power supply is fed to the inverter circuit unit 3. This inverter circuit section 3 is formed by a switching circuit 4 and a transformer 5 for inverter output, and the switching circuit 4 is a full bridge of field effect transistors (hereinafter referred to as FETs) Q1 to Q4 for high frequency switching as semiconductor switching elements. Formed by a circuit.
【０００３】 そして、制御回路６の駆動制御によりＦＥＴＱ１〜Ｑ４はＦＥＴＱ１，Ｑ４と ＦＥＴＱ２，Ｑ３とが相互に逆に高周波スイッチングし、変圧器５の１次側を高 周波通電する。 この高周波通電により変圧器５の２次側に昇圧した高周波出力が発生し、この 高周波出力が回路電流制限用のリアクトルＬを介してコンデンサＣ２，ダイオー ドＤ５，Ｄ６で倍電圧整流され、この倍電圧整流出力により放電コンデンサＣ３ が充電される。In the FETs Q1 to Q4, the FETs Q1 and Q4 and the FETs Q2 and Q3 are switched to each other at a high frequency by the drive control of the control circuit 6, so that the primary side of the transformer 5 is energized at a high frequency. A high-frequency output boosted to the secondary side of the transformer 5 is generated by this high-frequency energization, and this high-frequency output is double-voltage rectified by the capacitor C2, the diodes D5, D6 via the reactor L for limiting the circuit current. The voltage rectified output charges the discharge capacitor C3.
【０００４】 すなわち、変圧器５の１次側，２次側の巻線の●印は巻始めの端部を示し、２ 次側に発生した電圧により巻始めの端部が正のときはダイオードＤ５，コンデン サＣ２，リアクトルＬのループでコンデンサＣ２が充電され、巻始めの端部が負 のときはリアクトルＬ，コンデンサＣ２，ダイオードＤ６，コンデンサＣ３のル ープで放電コンデンサＣ３が充電される。 このとき、リアクトルＬは充電電流のピーク値を制限する。That is, the ● marks on the windings on the primary side and the secondary side of the transformer 5 indicate the ends of the winding start, and when the ends of the winding start are positive due to the voltage generated on the secondary side, the diodes are diodes. The capacitor C2 is charged by the loop of D5, capacitor C2, and reactor L, and when the winding start end is negative, the discharge capacitor C3 is charged by the loop of reactor L, capacitor C2, diode D6, and capacitor C3. .. At this time, the reactor L limits the peak value of the charging current.
【０００５】 ところで、放電コンデンサＣ３の充電を制御するため、両端ｐ，ｎの電圧（端 子間電圧）Ｖｉは制御回路６により検出される。 この制御回路６は放電コンデンサＣ３を定電圧充電するために図６に示すよう に構成され、端子間電圧Ｖｉと充電の規定電圧に相当する基準電源７の電圧基準 信号の電圧Ｖｒとを演算増幅器８により誤差増幅する。By the way, in order to control the charging of the discharge capacitor C3, the voltage (inter-terminal voltage) Vi at both ends p and n is detected by the control circuit 6. This control circuit 6 is configured as shown in FIG. 6 to charge the discharge capacitor C3 with a constant voltage, and the inter-terminal voltage Vi and the voltage Vr of the voltage reference signal of the reference power source 7 corresponding to the specified voltage for charging are operational amplifiers. The error is amplified by 8.
【０００６】 この誤差増幅により演算増幅器８の出力信号Ｓ１は、Ｖｉ＜Ｖｒになる放電コ ンデンサＣ３の充電期間に図７の（ａ）に示すように所定のローレベルＬｏｗに 保持され、充電が進行してＶｉ≧Ｖｒになると、差（Ｖｉ−Ｖｒ）に応じてロー レベルＬｏｗから上昇変化する。Due to this error amplification, the output signal S1 of the operational amplifier 8 is held at a predetermined low level Low as shown in FIG. 7A during the charging period of the discharge capacitor C3 where Vi <Vr, and charging is performed. When it progresses and becomes Vi ≧ Vr, the low level Low rises and changes according to the difference (Vi−Vr).
【０００７】 そして、出力信号Ｓ１と鋸波発生回路９の図７の（ａ）に示す参照波用の鋸波 信号Ｓ２とが比較器１０に供給され、この比較器１０により鋸波信号Ｓ２の周期 かつＳ１≧Ｓ２のパルス幅の同図の（ｂ）に示す信号Ｓ３が形成される。 さらに、比較器１０の出力信号Ｓ３がフリップフロップ１１のトリガ端子ｔ及 びアンドゲート１２，１３に供給され、フリップフロップ１１は出力信号Ｓ３の 立上り毎にトリガされる。Then, the output signal S1 and the sawtooth wave signal S2 for the reference wave shown in FIG. 7A of the sawtooth wave generation circuit 9 are supplied to the comparator 10, and the comparator 10 outputs the sawtooth wave signal S2. A signal S3 shown in (b) of the figure is formed with a period and a pulse width of S1 ≧ S2. Further, the output signal S3 of the comparator 10 is supplied to the trigger terminal t of the flip-flop 11 and the AND gates 12 and 13, and the flip-flop 11 is triggered every time the output signal S3 rises.
【０００８】 このトリガによりフリップフロップ１１の非反転出力端子ｑの出力信号Ｓ４は 図７の（ｃ）に示すように２値変化し、反転出力端子ｑ* の出力信号は出力信号 Ｓ４の逆に２値変化する。 そして、フリップフロップ１１の出力端子ｑ，ｑ* の出力信号がアンドゲート １２，１３に供給され、両ゲート１２，１３により図７の（ｄ），（ｅ）に示す ように出力信号Ｓ３を分割した２相のスイッチング制御信号Ｓ５，Ｓ６が形成さ れる。By this trigger, the output signal S4 of the non-inverting output terminal q of the flip-flop 11 is binary-changed as shown in (c) of FIG. 7, and the output signal of the inverting output terminal q * is opposite to the output signal S4. Binary change. Then, the output signals of the output terminals q and q * of the flip-flop 11 are supplied to the AND gates 12 and 13, and the output signals S3 are divided by the gates 12 and 13 as shown in (d) and (e) of FIG. The two-phase switching control signals S5 and S6 are formed.
【０００９】 この両制御信号Ｓ５，Ｓ６により駆動補助トランジスタＱ５，Ｑ６がスイッチ ングし、このスイッチングに基づきパルストランス構成の変圧器１４，１５を介 してゲート駆動回路１６，１７に電源端子＋Ｂの直流電源がパルス給電され、こ のパルス給電により制御信号Ｓ５の波形のＦＥＴＱ１，Ｑ４のゲート信号，制御 信号Ｓ６の波形のＦＥＴＱ２，Ｑ３のゲート信号が形成される。The drive assisting transistors Q5 and Q6 are switched by these control signals S5 and S6, and based on this switching, the gate drive circuits 16 and 17 are connected to the gate drive circuits 16 and 17 via the transformers 14 and 15 of the pulse transformer configuration. The DC power supply is pulse-powered, and the pulse power supply forms the gate signals of the FETs Q1 and Q4 having the waveform of the control signal S5 and the gate signals of the FETs Q2 and Q3 having the waveform of the control signal S6.
【００１０】 そして、Ｖｉ＜Ｖｒの放電コンデンサＣ３の充電期間には制御信号Ｓ５，Ｓ６ のパルス幅が最大に固定されて変圧器５の１次側の通電期間が最長に保持され、 充電が完了してＶｉ≧Ｖｒになるときは制御信号Ｓｅ，Ｓｆのパルス幅が差（Ｖ ｉ−Ｖｒ）に追従して減少変化し、前記通電期間が端子間電圧Ｖｉを規定電圧（ 定格電圧）に維持するように自動制御される。 なお、図６のＲ１，Ｒ２は演算増幅器８の入力用，帰還用の抵抗である。Then, the pulse width of the control signals S5, S6 is fixed to the maximum during the charging period of the discharging capacitor C3 with Vi <Vr, and the energizing period of the primary side of the transformer 5 is held at the maximum, so that the charging is completed. Then, when Vi ≧ Vr, the pulse widths of the control signals Se and Sf decrease and follow the difference (Vi-Vr), and the energization period maintains the inter-terminal voltage Vi at the specified voltage (rated voltage). It is automatically controlled to do so. Note that R1 and R2 in FIG. 6 are resistors for input and feedback of the operational amplifier 8.
【００１１】 そして、制御回路６の駆動制御により放電コンデンサＣ３が規定電圧に充電さ れると、その後、例えばキセノン放電ランプからなる放電灯１８の電極とこの放 電灯１８に巻回されたトリガ用変圧器１９の無接続端部との間のギャップ放電を トリガとして放電灯１８が点灯し、このとき、放電コンデンサＣ３に蓄積された 放電エネルギが放出される。 なお、エネルギ放出後の放電コンデンサＣ３は、変圧器５の２次側出力を倍電 圧整流した電流により前記と同様にして再び充電される。Then, when the discharge capacitor C3 is charged to a specified voltage by the drive control of the control circuit 6, after that, the electrodes of the discharge lamp 18 formed of, for example, a xenon discharge lamp and the trigger transformer wound around the discharge lamp 18 are charged. The discharge lamp 18 is turned on by the gap discharge between the non-connection end of the container 19 and the discharge energy accumulated in the discharge capacitor C3. After discharging the energy, the discharge capacitor C3 is recharged in the same manner as described above by a current obtained by voltage-doubler rectifying the secondary side output of the transformer 5.
【００１２】[0012]
前記従来の放電灯電源装置の場合、放電コンデンサＣ３の充電期間はスイッチ ング回路４のＦＥＴＱ１〜Ｑ４が最大パルス幅のゲート信号で駆動され、変圧器 ５の１次側の通電電流は最大に保持されるが、変圧器５の２次側にリアクトルＬ が設けられ、このリアクトルＬの電流制限により放電コンデンサＣ３に注入され る充電電流が図８の（ａ）に示すように充電の進行に伴って減少するため、Ｖｉ ＝Ｖｒの充電完了に迅速に到達しない問題点がある。 In the case of the conventional discharge lamp power supply device, the FETs Q1 to Q4 of the switching circuit 4 are driven by the gate signal having the maximum pulse width during the charging period of the discharge capacitor C3, and the energizing current on the primary side of the transformer 5 is kept at the maximum. However, the reactor L is provided on the secondary side of the transformer 5, and the charging current injected into the discharge capacitor C3 due to the current limitation of the reactor L is accompanied by the progress of charging as shown in FIG. 8 (a). Therefore, there is a problem that the completion of charging of Vi = Vr cannot be reached quickly.
【００１３】 なお、放電コンデンサＣ３の端子間電圧Ｖｉは図８の（ｂ）に示すように変化 して１点鎖線の規定電圧に達する。The voltage Vi between the terminals of the discharge capacitor C3 changes as shown in (b) of FIG. 8 and reaches the specified voltage indicated by the alternate long and short dash line.
【００１４】 また、充電を迅速に行うため、リアクトルＬの容量を小さくして充電電流を増 大することが考えられるが、単にリアクトルＬの容量を小さくするのみでは、と くに充電初期の充電電流が極めて大きくなり、ＦＥＴＱ１〜Ｑ４等の各半導体素 子の電流責務が大きくなる問題点が生じる。 本考案は、装置内の各半導体素子の電流責務を大きくすることなく放電コンデ ンサを迅速に充電するようにした放電灯電源装置を提供することを目的とする。Further, in order to perform charging quickly, it is conceivable to reduce the capacity of the reactor L to increase the charging current. However, if the capacity of the reactor L is simply reduced, the charging current at the initial stage of charging will be sufficient. Becomes extremely large, and the current duty of each semiconductor element such as FETs Q1 to Q4 becomes large. An object of the present invention is to provide a discharge lamp power supply device capable of quickly charging a discharge capacitor without increasing the current duty of each semiconductor element in the device.
【００１５】[0015]
前記の目的を達成するために、本考案の放電灯電源装置においては、制御回路 の駆動制御により直流電源を高周波スイッチングしてインバータ出力用の変圧器 の１次側にパルス給電する半導体スイッチ構成のスイッチング回路と、前記変圧 器の２次側出力の整流電流により規定電圧に充電され放電灯の点灯エネルギを蓄 積する放電コンデンサと、前記変圧器の１次側の通電電流を検出する変流器とを 備え、 In order to achieve the above-mentioned object, the discharge lamp power supply device of the present invention has a semiconductor switch configuration in which a DC power supply is high-frequency switched by drive control of a control circuit to pulse-feed the primary side of a transformer for inverter output. A switching circuit, a discharge capacitor that stores the lighting energy of a discharge lamp that is charged to a specified voltage by the rectified current of the secondary side output of the transformer, and a current transformer that detects the energizing current of the primary side of the transformer. With and
【００１６】 前記制御回路に、 放電コンデンサの端子間電圧の検出信号と規定電圧に相当する電圧基準信号と を誤差増幅し，端子間電圧が規定電圧に達するまでの充電期間に一定レベルに固 定され端子間電圧が前記規定電圧以上になるときに電圧差に応じて前記一定レベ ルから減少変化する充電制限信号を形成する出力電圧検出部と、 クロック信号により周期的にオン指令状態にセットされてスイッチング回路の スイッチング指令信号を形成するラッチ回路構成の駆動指令部と、 前記変流器の検出信号と充電制限信号とを比較し，オン指令状態のセットによ り通電電流が増加して前記変流器の検出信号が充電制限信号に達する毎に駆動指 令部をオフ指令状態にリセットする比較部とを設け、 前記通電電流の制限により充電期間に放電コンデンサを定電流充電する。The control circuit performs error amplification between the detection signal of the voltage between the terminals of the discharge capacitor and the voltage reference signal corresponding to the specified voltage, and fixes the voltage at a constant level during the charging period until the voltage between the terminals reaches the specified voltage. When the terminal voltage becomes equal to or higher than the specified voltage, an output voltage detection unit that forms a charge limit signal that decreases and changes from the constant level according to the voltage difference, and an ON command state is periodically set by a clock signal. The drive command section of the latch circuit configuration that forms the switching command signal of the switching circuit is compared with the detection signal of the current transformer and the charge limiting signal. A comparator that resets the drive command unit to the OFF command state each time the detection signal of the current transformer reaches the charge limit signal is provided. The constant current charging capacitor.
【００１７】[0017]
前記のように構成された本考案の放電灯電源装置の場合、放電コンデンサは従 来装置のようにリアクトルで電流制限されることなく、インバータ出力用の変圧 器の２次側出力の整流電流により充電される。 また、スイッチング回路の高周波スイッチングに基づく変圧器の１次側の通電 電流が変流器により検出される。 In the case of the discharge lamp power supply device of the present invention configured as described above, the discharge capacitor is not limited in current by the reactor unlike the conventional device, and is rectified by the rectified current of the secondary side output of the transformer for inverter output. Be charged. Further, the current flowing through the primary side of the transformer based on the high frequency switching of the switching circuit is detected by the current transformer.
【００１８】 さらに、制御回路に設けられた駆動指令部のスイッチング指令信号はクロック 信号のセットにより周期的にオン指令の信号になり、この信号によりスイッチン グ回路がオン駆動されてインバータ出力用の変圧器の１次側に電流が流れ始める 。 そして、インバータ出力用の変圧器の１次側の通電電流に比例して変流器の検 出信号が大きくなり、この検出信号が出力電圧検出部の充電制限信号に等しくな ると、比較部により駆動指令部がオフ指令状態にリセットされ、前記１次側の通 電電流がオフする。Further, the switching command signal of the drive command unit provided in the control circuit becomes an ON command signal periodically by setting the clock signal, and the switching circuit is ON-driven by this signal to output the inverter output. Current begins to flow on the primary side of the transformer. When the detection signal of the current transformer increases in proportion to the current flowing through the primary side of the transformer for inverter output, and this detection signal becomes equal to the charge limit signal of the output voltage detection unit, the comparison unit As a result, the drive command section is reset to the OFF command state, and the communication current on the primary side is turned off.
【００１９】 以降、クロック信号によるセットと比較部によるリセットとが交互にくり返え され、インバータ出力用の変圧器の１次側の通電電流が充電制限信号で規定され る電流値に制御される。 そして、放電用コンデンサの充電期間は、このコンデンサの端子間電圧の検出 に基づき出力電圧検出部の充電制限信号が一定レベルに固定されるため、インバ ータ出力用の変圧器の１次側の通電電流が充電制限信号で決まる定電流値に保持 され、この変圧器の２次側出力を整流した放電コンデンサの充電電流が定電流制 御される。After that, the setting by the clock signal and the reset by the comparison unit are repeated alternately, and the energizing current on the primary side of the transformer for inverter output is controlled to the current value specified by the charge limiting signal. .. During the charging period of the discharging capacitor, the charging limit signal of the output voltage detector is fixed at a constant level based on the detection of the voltage across the terminals of this capacitor, so the primary side of the transformer for the inverter output is The energizing current is held at a constant current value determined by the charge limiting signal, and the charging current of the discharge capacitor that rectified the secondary output of this transformer is controlled by the constant current.
【００２０】 このとき、充電の進行に伴って放電コンデンサの端子間電圧が上昇しても充電 電流が減少せず、十分な充電電流で効率よく迅速に充電が完了する。 しかも、充電制限信号により充電電流の上限が規制されるため、充電初期にス イッチング回路の半導体素子等の電流責務が大きくなることもない。At this time, the charging current does not decrease even if the terminal voltage of the discharging capacitor rises as the charging progresses, and the charging is completed efficiently and quickly with a sufficient charging current. Moreover, since the upper limit of the charging current is restricted by the charging restriction signal, the current duty of the semiconductor element of the switching circuit does not become large at the initial stage of charging.
【００２１】[0021]
１実施例について、図１ないし図４を参照して説明する。 図１はインバータ出力用の変圧器をフライバックトランス構成にして部品数を 大幅に削減した場合を示し、同図において図５と同一符号は同一のものを示し、 図５の従来装置と異なる点はつぎの（ア）〜（エ）の点である。 （ア）図５のインバータ回路部３の代わりにスイッチング回路２０とフライバッ クトランス構成のインバータ出力用の変圧器２１とにより形成されるインバータ 回路部２２を備える。 （イ）変圧器２１の１次側に通電電流を検出する変流器２３を設ける。 （ウ）変圧器２１の２次側に図５の従来の限流用のリアクトルＬ及びコンデンサ Ｃ２，ダイオードＤ５，Ｄ６の倍電圧整流回路の代わりに半波整流用のダイオー ドＤｘのみを設ける。 （エ）スイッチング回路２０の駆動を制御するため、図６の制御回路６の代わり に図２の制御回路２４を備える。 One embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 4. FIG. 1 shows a case where a transformer for inverter output is configured as a flyback transformer, and the number of parts is greatly reduced. In FIG. 1, the same reference numerals as those in FIG. Are points (a) to (d) below. (A) Instead of the inverter circuit section 3 of FIG. 5, an inverter circuit section 22 formed by a switching circuit 20 and an inverter output transformer 21 of a flyback transformer configuration is provided. (A) The transformer 23 is provided with a current transformer 23 on the primary side of the transformer 21 for detecting an energizing current. (C) On the secondary side of the transformer 21, only the diode Dx for half-wave rectification is provided in place of the conventional voltage limiting reactor L and the voltage doubler rectifier circuit of the capacitor C2, the diodes D5 and D6 of FIG. (D) In order to control the drive of the switching circuit 20, the control circuit 24 of FIG. 2 is provided instead of the control circuit 6 of FIG.
【００２２】 そして、スイッチング回路２０は半導体スイッチ素子としての２個のＦＥＴＱ ａ，Ｑｂと２個のフライホイールダイオードＤａ，Ｄｂとの混合ブリッジ回路に より形成される。 また、変圧器２１は１次側の通電がオフしたときに大きなエネルギを放出する ように、コアーにギャップを有するリアクタンス分の大きな絶縁形フライバック トランスにより形成される。The switching circuit 20 is formed by a mixed bridge circuit of two FETs Qa and Qb as semiconductor switching elements and two flywheel diodes Da and Db. Further, the transformer 21 is formed by a large insulated flyback transformer having a reactance having a gap in the core so as to release a large amount of energy when the energization of the primary side is turned off.
【００２３】 さらに、制御回路２４は基準電源７，演算増幅器２４及び入力用，帰還用の抵 抗Ｒａ，Ｒｂが形成する出力電圧検出部２５と、ダイオードＤｃ及び抵抗Ｒｃ， Ｒｄが形成する電流／電圧変換部２６と、比較部２７と、クロック発生器２８， ラッチ回路２９が形成する駆動指令部３０と、１組の駆動補助トランジスタＱｃ ，パルストランス構成の変圧器３１，ゲート駆動回路３２とを有する。 なお、変圧器２１の●印は巻始めの端部を示す。Further, the control circuit 24 includes an output voltage detector 25 formed by the reference power supply 7, the operational amplifier 24, and resistors Ra and Rb for input and feedback, and a current / current formed by the diode Dc and the resistors Rc and Rd. The voltage conversion unit 26, the comparison unit 27, the clock generator 28, the drive command unit 30 formed by the latch circuit 29, the set of drive auxiliary transistors Qc, the transformer 31 of the pulse transformer configuration, and the gate drive circuit 32. Have. The mark ● of the transformer 21 indicates the end of the winding start.
【００２４】 そして、交流の入力電源１はブリッジ整流回路２，平滑コンデンサＣ１により 直流電源に変換され、この直流電源がスイッチング回路２０に供給され、制御回 路２４によるＦＥＴＱａ，Ｑｂの同相の高周波スイッチングにより、変圧器２１ の１次側の通電が制御されて前記直流電源が高周波スイッチングされる。Then, the AC input power source 1 is converted into a DC power source by the bridge rectifying circuit 2 and the smoothing capacitor C 1, and this DC power source is supplied to the switching circuit 20. As a result, the energization of the primary side of the transformer 21 is controlled, and the DC power supply is high-frequency switched.
【００２５】 このとき、フライバックトランス構成の変圧器２１はＦＥＴＱａ，Ｑｂのオン 時の１次側の通電に基づく磁気エネルギを蓄積し、オフ時に蓄積エネルギを２次 側回路部に放出する。 また、変圧器２１の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギはＦＥＴＱａ， Ｑｂのオフ時にダイオードＤａ，Ｄｂにより回生される。At this time, the transformer 21 having a flyback transformer stores the magnetic energy based on the energization of the primary side when the FETs Qa and Qb are on, and releases the stored energy to the secondary side circuit part when the FETs are off. The energy stored in the leakage inductance of the transformer 21 is regenerated by the diodes Da and Db when the FETs Qa and Qb are off.
【００２６】 そして、変圧器２１の２次側に十分な高圧の高周波出力が発生するため、この 高周波出力は従来装置のように倍電圧整流することなく、ダイオードＤｘにより 半波整流されて放電コンデンサＣ３に供給され、この供給により放電コンデンサ Ｃ３が従来と同様の規定電圧に充電される。 ところで、変圧器２１の２次側に図５のリアクトルＬのような電流制限用のリ アクトルが設けられず、制御回路２４の後述の駆動制御により充電期間の放電コ ンデンサＣ３の充電電流が定電流制御される。Since a high-frequency output with a sufficiently high voltage is generated on the secondary side of the transformer 21, this high-frequency output is half-wave rectified by the diode Dx without being double-voltage rectified as in the conventional device, and is discharged into the discharge capacitor. It is supplied to C3, and by this supply, the discharge capacitor C3 is charged to a specified voltage similar to the conventional one. By the way, the secondary side of the transformer 21 is not provided with a current limiting reactor such as the reactor L of FIG. 5, and the charging current of the discharge capacitor C3 during the charging period is determined by the drive control of the control circuit 24 described later. Current controlled.
【００２７】 そして、充電が進行して端子間電圧が上昇しても充電電流が減少しないため、 放電コンデンサＣ３は従来より迅速に規定電圧に充電される。 また、放電コンデンサＣ３が規定電圧に充電されると、従来装置の場合と同様 、その後放電灯１８の電極とトリガ用変圧器１９の無接続端部との間のギャップ 放電をトリガとして放電灯１８が点灯し、放電コンデンサＣ３の蓄積エネルギが 放出される。Since the charging current does not decrease even if the voltage between terminals rises due to the progress of charging, the discharging capacitor C3 is charged to the specified voltage more quickly than before. When the discharge capacitor C3 is charged to the specified voltage, the gap discharge between the electrode of the discharge lamp 18 and the non-connected end of the trigger transformer 19 is used as a trigger, as in the case of the conventional device. Lights up and the stored energy in the discharge capacitor C3 is released.
【００２８】 つぎに、制御回路２４の駆動制御について説明する。 まず、放電コンデンサＣ３の端子間電圧Ｖｉと基準電源７の電圧基準信号の電 圧Ｖｒとが出力電圧検出部２５の演算増幅器２４により誤差増幅される。Next, drive control of the control circuit 24 will be described. First, the inter-terminal voltage Vi of the discharge capacitor C3 and the voltage Vr of the voltage reference signal of the reference power supply 7 are error-amplified by the operational amplifier 24 of the output voltage detection unit 25.
【００２９】 このとき、演算増幅器２４は図６の演算増幅器８と異なり差（Ｖｒ−Ｖｉ）を 演算し、その出力の充電制限信号ＳａはＶｒ＜Ｖｉになる放電コンデンサＣ３の 充電期間に図３の（ａ）に示す所定のハイレベルＨｉｇｈに飽和して保持され、 充電が進行してＶｒ≧Ｖｉになると、差（Ｖｒ−Ｖｉ）に応じてハイレベルＨｉ ｇｈから減少変化する。 また、変圧器２１の１次側の通電電流が変流器２３により検出され、この変流 器２３の電流信号は変換部２６により電圧信号に変換される。At this time, the operational amplifier 24, unlike the operational amplifier 8 of FIG. 6, calculates the difference (Vr−Vi), and the output charge limiting signal Sa is Vr <Vi during the charging period of the discharge capacitor C3 shown in FIG. (A) is saturated and maintained at a predetermined high level High, and when charging progresses to Vr ≧ Vi, the high level Hi gh decreases and changes according to the difference (Vr−Vi). The current flowing through the primary side of the transformer 21 is detected by the current transformer 23, and the current signal of the current transformer 23 is converted into a voltage signal by the converter 26.
【００３０】 そして、スイッチング回路２０の高周波スイッチングにより変圧器２１の１次 側の通電電流がパルス変化するため、変換部２６の出力信号Ｓｂは図３の（ａ） に示すようにパルス変化するとともにそのピーク値が通電時間に比例して右上り に増大する。 さらに、検出部２５の充電制限信号Ｓａと変換部２６の出力信号Ｓｂとが比較 部２７に供給され、Ｓｂ≧Ｓａときにのみラッチ回路２９のリセット端子ｒに供 給される比較部２７の出力信号Ｓｃがリセット指令のハイレベルになる。The high-frequency switching of the switching circuit 20 causes a pulse change in the energizing current on the primary side of the transformer 21, so that the output signal Sb of the conversion unit 26 changes in a pulse as shown in FIG. The peak value increases to the upper right in proportion to the energization time. Further, the charge limit signal Sa of the detection unit 25 and the output signal Sb of the conversion unit 26 are supplied to the comparison unit 27, and the output of the comparison unit 27 supplied to the reset terminal r of the latch circuit 29 only when Sb ≧ Sa. The signal Sc becomes the high level of the reset command.
【００３１】 一方、スイッチング回路２０の動作周波数を決定するクロック発生器２８は図 ３の（ｂ）に示す一定周期のクロックパルス信号Ｓｄをラッチ回路２９のセット 端子ｓに供給する。 そして、ラッチ回路２９はクロックパルス信号Ｓｄの立上り毎にオン指令状態 にセットされて出力信号Ｓｃの立上りでオフ指令状態にリセットされ、このセッ ト，リセットのくり返しにより非反転入力端子ｑから図３の（ｃ）に示すスイッ チング指令信号Ｓｅを出力する。On the other hand, the clock generator 28 that determines the operating frequency of the switching circuit 20 supplies the clock pulse signal Sd having a constant cycle shown in FIG. 3B to the set terminal s of the latch circuit 29. The latch circuit 29 is set to the ON command state at each rising edge of the clock pulse signal Sd and reset to the OFF command state at the rising edge of the output signal Sc. By repeating this setting and resetting, the non-inversion input terminal q from FIG. The switching command signal Se shown in (c) is output.
【００３２】 この指令信号Ｓｅにより駆動補助トランジスタＱｃがスイッチングし、変圧器 ３１を介してゲート駆動回路３２に電源端子＋Ｂの直流電源がパルス給電され、 このパルス給電により指令信号Ｓｅの波形のＦＥＴＱａ，Ｑｂのゲート信号が形 成され、このゲート信号によりＦＥＴＱａ，Ｑｂがスイッチングする。The drive assisting transistor Qc is switched by this command signal Se, the DC power supply of the power supply terminal + B is pulse-fed to the gate drive circuit 32 via the transformer 31, and this pulse power supply causes the FET Qa of the waveform of the command signal Se, A gate signal of Qb is formed, and the FET Qa and Qb are switched by this gate signal.
【００３３】 そして、ラッチ回路２９がオン指令状態にセットされると、ＦＥＴＱａ，Ｑｂ がオンして変圧器２１の１次側に電流が流れ始め、この電流が増加してＳｂ＝Ｓ ａに達すると、比較部２７の出力信号Ｓｃによりラッチ回路２９がオフ指令状態 にリセットされ、このとき、直前の１次側の通電電流に相当する充電電流が放電 コンデンサＣ３に供給される。Then, when the latch circuit 29 is set to the ON command state, the FETs Qa and Qb are turned on and a current starts to flow in the primary side of the transformer 21, and this current increases to reach Sb = S a. Then, the latch circuit 29 is reset to the OFF command state by the output signal Sc of the comparison unit 27, and at this time, the charging current corresponding to the current flowing on the primary side immediately before is supplied to the discharging capacitor C3.
【００３４】 さらに、Ｓｂ＝Ｓａに達するときの前記１次側の通電電流は、放電コンデンサ Ｃ３の充電期間には充電制限信号ＳａがハイレベルＨｉｇｈに固定されるため、 放電コンデンサＣ３の充電が進行しても変わらず、充電後は端子間電圧Ｖｉの逆 に充電制限信号Ｓａが変化するため、端子間電圧Ｖｉを規定電圧に引込むように 変わる。Further, the current flowing through the primary side when Sb = Sa is reached, the charge limiting signal Sa is fixed at the high level High during the charging period of the discharge capacitor C3, so that the charging of the discharge capacitor C3 progresses. Even after the charging, the charging limit signal Sa changes in reverse to the inter-terminal voltage Vi after charging, so that the inter-terminal voltage Vi changes to the specified voltage.
【００３５】 したがって、放電コンデンサＣ３の充電期間には、放電コンデンサＣ３の充電 電流が図４の（ａ）に示すように定電流制御され、充電が進行しても従来装置の ように減少せず、効率よく迅速に充電が完了する。Therefore, during the charging period of the discharging capacitor C3, the charging current of the discharging capacitor C3 is constant current controlled as shown in FIG. 4 (a), and does not decrease as in the conventional device even if charging proceeds. , Efficient and quick charging is completed.
【００３６】 しかも、充電制限信号Ｓａの規制により、充電開始直後の初期電流が過大にな らず、ＦＥＴＱａ，Ｑｂ等の電流責務が大きくなることもない。Moreover, due to the regulation of the charge limiting signal Sa, the initial current immediately after the start of charging does not become excessive, and the current responsibility of the FETs Qa, Qb and the like does not become large.
【００３７】 また、充電が完了すると、以降は充電制限信号Ｓａを基準にしたＰＷＭ制御に より、従来装置と同様にして放電コンデンサＣ３の端子間電圧Ｖｉが規定電圧に 保たれる。 なお、端子間電圧Ｖｉは充電期間に図４の（ｂ）に示すように線形上昇して１ 点鎖線の規定電圧に達する。After the charging is completed, thereafter, the voltage Vi between the terminals of the discharge capacitor C3 is maintained at the specified voltage by the PWM control based on the charge limiting signal Sa as in the conventional device. The inter-terminal voltage Vi linearly increases during the charging period, as shown in FIG. 4B, and reaches the specified voltage indicated by the alternate long and short dash line.
【００３８】 そして、前記実施例では部品数を少なくして構成を簡素化するため、混合ブリ ッジ構成のスイッチング回路２０を設けて制御回路２４の駆動補助トランジスタ ，ゲート駆動回路を１組とし、かつ、インバータ出力用の変圧器をフライバック トランス構成の変圧器として倍電圧整流回路を省いたが、従来装置のスイッチン グ回路４，インバータ出力用の変圧器５を用いた場合等にも適用できる。In the above embodiment, in order to reduce the number of parts and simplify the configuration, the switching circuit 20 having the mixed bridge configuration is provided, and the driving auxiliary transistor and the gate driving circuit of the control circuit 24 are set as one set, In addition, the transformer for inverter output was used as a flyback transformer configuration, and the voltage doubler rectifier circuit was omitted. However, it is also applied when the switching circuit 4 and the transformer 5 for inverter output of the conventional device are used. it can.
【００３９】[0039]
本考案は、以上説明したように構成されているため、以下に記載する効果を奏 する。 スイッチング回路２０の駆動を制御する制御回路２４に、出力電圧検出部２５ ，比較部２７及び駆動指令部３０を設け、放電コンデンサＣ３の充電期間に、駆 動指令部３０を周期的にオン指令状態にセットしてインバータ出力用の変圧器２ １の１次側を通電し、放電コンデンサＣ３の端子間電圧Ｖｉの検出に基づき、検 出部２５により一定レベルの充電制限信号Ｓａを形成するとともに、変圧器２１ の１次側の通電電流を検出する変流器２３の信号Ｓｂが充電制限信号Ｓａに達す る毎に駆動指令部３０をオフ指令状態にリセットして変圧器２１の１次側の通電 を停止したため、放電コンデンサＣ３を定電流制御で充電することができ、この とき、充電が進行しても充電電流が減少不足しないため、従来より効率よく迅速 に充電を完了することができる。 Since the present invention is configured as described above, it has the following effects. An output voltage detection unit 25, a comparison unit 27, and a drive command unit 30 are provided in a control circuit 24 that controls the drive of the switching circuit 20, and the drive command unit 30 is periodically turned on during the charging period of the discharge capacitor C3. Is set to, and the primary side of the transformer for inverter output 21 is energized, and based on the detection of the inter-terminal voltage Vi of the discharge capacitor C3, the detection unit 25 forms the charge limiting signal Sa of a constant level, and Each time the signal Sb of the current transformer 23 that detects the energizing current on the primary side of the transformer 21 reaches the charge limit signal Sa, the drive command unit 30 is reset to the OFF command state to reset the primary side of the transformer 21. Since the energization is stopped, the discharge capacitor C3 can be charged by the constant current control. At this time, the charging current does not decrease and become insufficient even if the charging proceeds, so the charging is completed more efficiently and quickly than before. It is possible.
【００４０】 しかも、充電制限信号Ｓａにより充電電流が規制され、充電初期にも充電電流 が過大にならず、スイッチング回路２０の半導体素子等の電流責務が増大せず、 前記半導体素子等に電流値の大きな高価なものを用いることなく装置を形成でき る。 そのため、安価な構成で効率よく迅速に放電コンデンサＣ３を充電する放電灯 電源装置を提供できる。Moreover, the charging current is regulated by the charging limiting signal Sa, the charging current does not become excessive even at the initial stage of charging, the current responsibility of the semiconductor element of the switching circuit 20 does not increase, and the current value of the semiconductor element does not increase. The device can be formed without using a large and expensive one. Therefore, it is possible to provide a discharge lamp power supply device that charges the discharge capacitor C3 efficiently and quickly with an inexpensive configuration.
【図１】本考案の放電灯電源装置の１実施例の結線図で
ある。FIG. 1 is a connection diagram of an embodiment of a discharge lamp power supply device of the present invention.
【図２】図１の一部の詳細な結線図である。FIG. 2 is a detailed connection diagram of a part of FIG.
【図３】（ａ），（ｂ），（ｃ）は図２の動作説明用の
タイミングチャートである。3 (a), (b) and (c) are timing charts for explaining the operation of FIG.
【図４】（ａ），（ｂ）は図１の放電コンデンサの充電
電流，端子間電圧の特性図である。4 (a) and 4 (b) are characteristic diagrams of a charging current and a terminal voltage of the discharge capacitor of FIG.
【図５】従来装置の結線図である。FIG. 5 is a connection diagram of a conventional device.
【図６】図５の一部の詳細な結線図である。6 is a detailed connection diagram of a part of FIG. 5. FIG.
【図７】（ａ）〜（ｅ）は図５の動作説明用のタイミン
グチャートである。7A to 7E are timing charts for explaining the operation of FIG.
【図８】（ａ），（ｂ）は図５の放電コンデンサの充電
電流，端子間電圧の特性図である。8A and 8B are characteristic diagrams of the charging current and the terminal voltage of the discharge capacitor of FIG.
１８ 放電灯 ２０ スイッチング回路 ２１ インバータ出力用の変圧器 ２３ 変流器 ２４ 制御回路 ２５ 出力電圧検出部 ２７ 比較部 ３０ 駆動指令部 Ｃ３ 放電コンデンサ 18 discharge lamp 20 switching circuit 21 transformer for inverter output 23 current transformer 24 control circuit 25 output voltage detection unit 27 comparison unit 30 drive command unit C3 discharge capacitor
Claims (1)
周波スイッチングしてインバータ出力用の変圧器の１次
側にパルス給電する半導体スイッチ構成のスイッチング
回路と、 前記変圧器の２次側出力の整流電流により規定電圧に充
電され放電灯の点灯エネルギを蓄積する放電コンデンサ
と、 前記変圧器の１次側の通電電流を検出する変流器とを備
え、 前記制御回路に、 前記放電コンデンサの端子間電圧の検出信号と前記規定
電圧に相当する電圧基準信号とを誤差増幅し，前記端子
間電圧が前記規定電圧に達するまでの充電期間に一定レ
ベルに固定され前記端子間電圧が前記規定電圧以上にな
るときに電圧差に応じて前記一定レベルから減少変化す
る充電制限信号を形成する出力電圧検出部と、 クロック信号により周期的にオン指令状態にセットされ
て前記スイッチング回路のスイッチング指令信号を形成
するラッチ回路構成の駆動指令部と、 前記変流器の検出信号と前記充電制限信号とを比較し，
前記オン指令状態のセットにより前記通電電流が増加し
て前記変流器の検出信号が前記充電制限信号に達する毎
に前記駆動指令部をオフ指令状態にリセットする比較部
とを設け、 前記通電電流の制限により前記充電期間に前記放電コン
デンサを定電流充電するようにした放電灯電源装置。1. A switching circuit having a semiconductor switch structure for switching a direct current power supply to a high frequency by driving control of a control circuit to pulse-feed power to a primary side of a transformer for inverter output, and rectification of a secondary side output of the transformer. A discharge capacitor that stores a lighting energy of a discharge lamp that is charged to a specified voltage by an electric current; and a current transformer that detects an energizing current on the primary side of the transformer, and the control circuit includes a terminal between the terminals of the discharge capacitor. The voltage detection signal and the voltage reference signal corresponding to the specified voltage are error-amplified and fixed to a constant level during the charging period until the terminal voltage reaches the specified voltage, and the terminal voltage becomes equal to or higher than the specified voltage. Output voltage detection unit that forms a charge limit signal that decreases and changes from the above-mentioned constant level according to the voltage difference; Comparing the driving command of the latch circuit configuration Tsu is bets to form a switching control signal of the switching circuit, the detection signal of the current transformer and the said charging restriction signal,
A comparison unit that resets the drive command unit to an OFF command state each time the detection signal of the current transformer reaches the charging limit signal by increasing the conduction current by setting the ON command state, and the conduction current is set. The discharge lamp power supply device configured to charge the discharge capacitor with a constant current during the charging period due to the above limitation.
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| JP2023505974A (en) * | 2019-12-18 | 2023-02-14 | ベイジン・ナウラ・マイクロエレクトロニクス・イクイップメント・カンパニー・リミテッド | Control circuits, pulse power systems and semiconductor processing equipment |
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| JP2023505974A (en) * | 2019-12-18 | 2023-02-14 | ベイジン・ナウラ・マイクロエレクトロニクス・イクイップメント・カンパニー・リミテッド | Control circuits, pulse power systems and semiconductor processing equipment |
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