JPH0545996U - Discharge lamp power supply - Google Patents
Discharge lamp power supplyInfo
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- JPH0545996U JPH0545996U JP10227891U JP10227891U JPH0545996U JP H0545996 U JPH0545996 U JP H0545996U JP 10227891 U JP10227891 U JP 10227891U JP 10227891 U JP10227891 U JP 10227891U JP H0545996 U JPH0545996 U JP H0545996U
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 放電灯の点灯エネルギを蓄積する放電コンデ
ンサを効率よく迅速に充電する。
【構成】 制御回路24の駆動制御により変圧器21の
1次側にパルス給電するスイッチング回路20と、変圧
器21の2次側出力の整流電流により規定電圧に充電さ
れる放電コンデンサC3と、変圧器21の1次側の通電
電流を検出する変流器23とを備え、制御回路24に、
充電期間に一定レベルに固定されコンデンサC3の端子
間電圧が規定電圧以上になるときに電圧差に応じて一定
レベルから減少変化する充電制限信号を形成する出力電
圧検出部25と、クロック信号により周期的にセットさ
れて回路20のスイッチング指令信号を形成する駆動指
令部30と、変流器23の検出信号が充電制限信号に達
する毎に駆動指令部30をリセットする比較部27とを
設け、充電期間にコンデンサC3を定電流充電する。
(57) [Abstract] [Purpose] Efficiently and quickly charge the discharge capacitor that stores the lighting energy of the discharge lamp. [Configuration] A switching circuit 20 for pulse-feeding power to a primary side of a transformer 21 by driving control of a control circuit 24, a discharge capacitor C3 charged to a specified voltage by a rectified current of a secondary side output of the transformer 21, and a transformer And a current transformer 23 that detects a current flowing through the primary side of the transformer 21, and the control circuit 24 includes:
An output voltage detection unit 25 that forms a charge limit signal that is fixed to a constant level during the charging period and that decreases and changes from the constant level according to the voltage difference when the voltage across the terminals of the capacitor C3 becomes equal to or higher than a specified voltage, and a cycle based on a clock signal. Are provided to form a switching command signal for the circuit 20 and a comparator 27 that resets the drive command unit 30 each time the detection signal of the current transformer 23 reaches the charge limit signal. During the period, the capacitor C3 is charged with a constant current.
Description
【0001】[0001]
本考案は、乾式複写機のキセノン放電ランプ等の種々の放電灯に点灯電源を供 給するインバータ構成の放電灯電源装置に関する。 The present invention relates to a discharge lamp power supply device having an inverter configuration for supplying lighting power to various discharge lamps such as a xenon discharge lamp of a dry copying machine.
【0002】[0002]
従来、この種インバータ構成の放電灯電源装置はほぼ図5に示すように構成さ れ、商用交流電源等の交流の入力電源1がダイオードD1〜D4のブリッジ整流 回路2の全波整流及び平滑コンデンサC1の平滑により直流電源に変換され、こ の直流電源がインバータ回路部3に給電される。 このインバータ回路部3はスイッチング回路4とインバータ出力用の変圧器5 とにより形成され、スイッチング回路4は半導体スイッチ素子としての高周波ス イッチング用の電界効果トランジスタ(以下FETという)Q1〜Q4のフルブ リッジ回路により形成される。 Conventionally, a discharge lamp power supply device of this type of inverter structure is generally configured as shown in FIG. 5, and an AC input power supply 1 such as a commercial AC power supply is a full-wave rectification and smoothing capacitor of a bridge rectification circuit 2 of diodes D1 to D4. It is converted into a DC power supply by smoothing C1, and this DC power supply is fed to the inverter circuit unit 3. This inverter circuit section 3 is formed by a switching circuit 4 and a transformer 5 for inverter output, and the switching circuit 4 is a full bridge of field effect transistors (hereinafter referred to as FETs) Q1 to Q4 for high frequency switching as semiconductor switching elements. Formed by a circuit.
【0003】 そして、制御回路6の駆動制御によりFETQ1〜Q4はFETQ1,Q4と FETQ2,Q3とが相互に逆に高周波スイッチングし、変圧器5の1次側を高 周波通電する。 この高周波通電により変圧器5の2次側に昇圧した高周波出力が発生し、この 高周波出力が回路電流制限用のリアクトルLを介してコンデンサC2,ダイオー ドD5,D6で倍電圧整流され、この倍電圧整流出力により放電コンデンサC3 が充電される。In the FETs Q1 to Q4, the FETs Q1 and Q4 and the FETs Q2 and Q3 are switched to each other at a high frequency by the drive control of the control circuit 6, so that the primary side of the transformer 5 is energized at a high frequency. A high-frequency output boosted to the secondary side of the transformer 5 is generated by this high-frequency energization, and this high-frequency output is double-voltage rectified by the capacitor C2, the diodes D5, D6 via the reactor L for limiting the circuit current. The voltage rectified output charges the discharge capacitor C3.
【0004】 すなわち、変圧器5の1次側,2次側の巻線の●印は巻始めの端部を示し、2 次側に発生した電圧により巻始めの端部が正のときはダイオードD5,コンデン サC2,リアクトルLのループでコンデンサC2が充電され、巻始めの端部が負 のときはリアクトルL,コンデンサC2,ダイオードD6,コンデンサC3のル ープで放電コンデンサC3が充電される。 このとき、リアクトルLは充電電流のピーク値を制限する。That is, the ● marks on the windings on the primary side and the secondary side of the transformer 5 indicate the ends of the winding start, and when the ends of the winding start are positive due to the voltage generated on the secondary side, the diodes are diodes. The capacitor C2 is charged by the loop of D5, capacitor C2, and reactor L, and when the winding start end is negative, the discharge capacitor C3 is charged by the loop of reactor L, capacitor C2, diode D6, and capacitor C3. .. At this time, the reactor L limits the peak value of the charging current.
【0005】 ところで、放電コンデンサC3の充電を制御するため、両端p,nの電圧(端 子間電圧)Viは制御回路6により検出される。 この制御回路6は放電コンデンサC3を定電圧充電するために図6に示すよう に構成され、端子間電圧Viと充電の規定電圧に相当する基準電源7の電圧基準 信号の電圧Vrとを演算増幅器8により誤差増幅する。By the way, in order to control the charging of the discharge capacitor C3, the voltage (inter-terminal voltage) Vi at both ends p and n is detected by the control circuit 6. This control circuit 6 is configured as shown in FIG. 6 to charge the discharge capacitor C3 with a constant voltage, and the inter-terminal voltage Vi and the voltage Vr of the voltage reference signal of the reference power source 7 corresponding to the specified voltage for charging are operational amplifiers. The error is amplified by 8.
【0006】 この誤差増幅により演算増幅器8の出力信号S1は、Vi<Vrになる放電コ ンデンサC3の充電期間に図7の(a)に示すように所定のローレベルLowに 保持され、充電が進行してVi≧Vrになると、差(Vi−Vr)に応じてロー レベルLowから上昇変化する。Due to this error amplification, the output signal S1 of the operational amplifier 8 is held at a predetermined low level Low as shown in FIG. 7A during the charging period of the discharge capacitor C3 where Vi <Vr, and charging is performed. When it progresses and becomes Vi ≧ Vr, the low level Low rises and changes according to the difference (Vi−Vr).
【0007】 そして、出力信号S1と鋸波発生回路9の図7の(a)に示す参照波用の鋸波 信号S2とが比較器10に供給され、この比較器10により鋸波信号S2の周期 かつS1≧S2のパルス幅の同図の(b)に示す信号S3が形成される。 さらに、比較器10の出力信号S3がフリップフロップ11のトリガ端子t及 びアンドゲート12,13に供給され、フリップフロップ11は出力信号S3の 立上り毎にトリガされる。Then, the output signal S1 and the sawtooth wave signal S2 for the reference wave shown in FIG. 7A of the sawtooth wave generation circuit 9 are supplied to the comparator 10, and the comparator 10 outputs the sawtooth wave signal S2. A signal S3 shown in (b) of the figure is formed with a period and a pulse width of S1 ≧ S2. Further, the output signal S3 of the comparator 10 is supplied to the trigger terminal t of the flip-flop 11 and the AND gates 12 and 13, and the flip-flop 11 is triggered every time the output signal S3 rises.
【0008】 このトリガによりフリップフロップ11の非反転出力端子qの出力信号S4は 図7の(c)に示すように2値変化し、反転出力端子q* の出力信号は出力信号 S4の逆に2値変化する。 そして、フリップフロップ11の出力端子q,q* の出力信号がアンドゲート 12,13に供給され、両ゲート12,13により図7の(d),(e)に示す ように出力信号S3を分割した2相のスイッチング制御信号S5,S6が形成さ れる。By this trigger, the output signal S4 of the non-inverting output terminal q of the flip-flop 11 is binary-changed as shown in (c) of FIG. 7, and the output signal of the inverting output terminal q * is opposite to the output signal S4. Binary change. Then, the output signals of the output terminals q and q * of the flip-flop 11 are supplied to the AND gates 12 and 13, and the output signals S3 are divided by the gates 12 and 13 as shown in (d) and (e) of FIG. The two-phase switching control signals S5 and S6 are formed.
【0009】 この両制御信号S5,S6により駆動補助トランジスタQ5,Q6がスイッチ ングし、このスイッチングに基づきパルストランス構成の変圧器14,15を介 してゲート駆動回路16,17に電源端子+Bの直流電源がパルス給電され、こ のパルス給電により制御信号S5の波形のFETQ1,Q4のゲート信号,制御 信号S6の波形のFETQ2,Q3のゲート信号が形成される。The drive assisting transistors Q5 and Q6 are switched by these control signals S5 and S6, and based on this switching, the gate drive circuits 16 and 17 are connected to the gate drive circuits 16 and 17 via the transformers 14 and 15 of the pulse transformer configuration. The DC power supply is pulse-powered, and the pulse power supply forms the gate signals of the FETs Q1 and Q4 having the waveform of the control signal S5 and the gate signals of the FETs Q2 and Q3 having the waveform of the control signal S6.
【0010】 そして、Vi<Vrの放電コンデンサC3の充電期間には制御信号S5,S6 のパルス幅が最大に固定されて変圧器5の1次側の通電期間が最長に保持され、 充電が完了してVi≧Vrになるときは制御信号Se,Sfのパルス幅が差(V i−Vr)に追従して減少変化し、前記通電期間が端子間電圧Viを規定電圧( 定格電圧)に維持するように自動制御される。 なお、図6のR1,R2は演算増幅器8の入力用,帰還用の抵抗である。Then, the pulse width of the control signals S5, S6 is fixed to the maximum during the charging period of the discharging capacitor C3 with Vi <Vr, and the energizing period of the primary side of the transformer 5 is held at the maximum, so that the charging is completed. Then, when Vi ≧ Vr, the pulse widths of the control signals Se and Sf decrease and follow the difference (Vi-Vr), and the energization period maintains the inter-terminal voltage Vi at the specified voltage (rated voltage). It is automatically controlled to do so. Note that R1 and R2 in FIG. 6 are resistors for input and feedback of the operational amplifier 8.
【0011】 そして、制御回路6の駆動制御により放電コンデンサC3が規定電圧に充電さ れると、その後、例えばキセノン放電ランプからなる放電灯18の電極とこの放 電灯18に巻回されたトリガ用変圧器19の無接続端部との間のギャップ放電を トリガとして放電灯18が点灯し、このとき、放電コンデンサC3に蓄積された 放電エネルギが放出される。 なお、エネルギ放出後の放電コンデンサC3は、変圧器5の2次側出力を倍電 圧整流した電流により前記と同様にして再び充電される。Then, when the discharge capacitor C3 is charged to a specified voltage by the drive control of the control circuit 6, after that, the electrodes of the discharge lamp 18 formed of, for example, a xenon discharge lamp and the trigger transformer wound around the discharge lamp 18 are charged. The discharge lamp 18 is turned on by the gap discharge between the non-connection end of the container 19 and the discharge energy accumulated in the discharge capacitor C3. After discharging the energy, the discharge capacitor C3 is recharged in the same manner as described above by a current obtained by voltage-doubler rectifying the secondary side output of the transformer 5.
【0012】[0012]
前記従来の放電灯電源装置の場合、放電コンデンサC3の充電期間はスイッチ ング回路4のFETQ1〜Q4が最大パルス幅のゲート信号で駆動され、変圧器 5の1次側の通電電流は最大に保持されるが、変圧器5の2次側にリアクトルL が設けられ、このリアクトルLの電流制限により放電コンデンサC3に注入され る充電電流が図8の(a)に示すように充電の進行に伴って減少するため、Vi =Vrの充電完了に迅速に到達しない問題点がある。 In the case of the conventional discharge lamp power supply device, the FETs Q1 to Q4 of the switching circuit 4 are driven by the gate signal having the maximum pulse width during the charging period of the discharge capacitor C3, and the energizing current on the primary side of the transformer 5 is kept at the maximum. However, the reactor L is provided on the secondary side of the transformer 5, and the charging current injected into the discharge capacitor C3 due to the current limitation of the reactor L is accompanied by the progress of charging as shown in FIG. 8 (a). Therefore, there is a problem that the completion of charging of Vi = Vr cannot be reached quickly.
【0013】 なお、放電コンデンサC3の端子間電圧Viは図8の(b)に示すように変化 して1点鎖線の規定電圧に達する。The voltage Vi between the terminals of the discharge capacitor C3 changes as shown in (b) of FIG. 8 and reaches the specified voltage indicated by the alternate long and short dash line.
【0014】 また、充電を迅速に行うため、リアクトルLの容量を小さくして充電電流を増 大することが考えられるが、単にリアクトルLの容量を小さくするのみでは、と くに充電初期の充電電流が極めて大きくなり、FETQ1〜Q4等の各半導体素 子の電流責務が大きくなる問題点が生じる。 本考案は、装置内の各半導体素子の電流責務を大きくすることなく放電コンデ ンサを迅速に充電するようにした放電灯電源装置を提供することを目的とする。Further, in order to perform charging quickly, it is conceivable to reduce the capacity of the reactor L to increase the charging current. However, if the capacity of the reactor L is simply reduced, the charging current at the initial stage of charging will be sufficient. Becomes extremely large, and the current duty of each semiconductor element such as FETs Q1 to Q4 becomes large. An object of the present invention is to provide a discharge lamp power supply device capable of quickly charging a discharge capacitor without increasing the current duty of each semiconductor element in the device.
【0015】[0015]
前記の目的を達成するために、本考案の放電灯電源装置においては、制御回路 の駆動制御により直流電源を高周波スイッチングしてインバータ出力用の変圧器 の1次側にパルス給電する半導体スイッチ構成のスイッチング回路と、前記変圧 器の2次側出力の整流電流により規定電圧に充電され放電灯の点灯エネルギを蓄 積する放電コンデンサと、前記変圧器の1次側の通電電流を検出する変流器とを 備え、 In order to achieve the above-mentioned object, the discharge lamp power supply device of the present invention has a semiconductor switch configuration in which a DC power supply is high-frequency switched by drive control of a control circuit to pulse-feed the primary side of a transformer for inverter output. A switching circuit, a discharge capacitor that stores the lighting energy of a discharge lamp that is charged to a specified voltage by the rectified current of the secondary side output of the transformer, and a current transformer that detects the energizing current of the primary side of the transformer. With and
【0016】 前記制御回路に、 放電コンデンサの端子間電圧の検出信号と規定電圧に相当する電圧基準信号と を誤差増幅し,端子間電圧が規定電圧に達するまでの充電期間に一定レベルに固 定され端子間電圧が前記規定電圧以上になるときに電圧差に応じて前記一定レベ ルから減少変化する充電制限信号を形成する出力電圧検出部と、 クロック信号により周期的にオン指令状態にセットされてスイッチング回路の スイッチング指令信号を形成するラッチ回路構成の駆動指令部と、 前記変流器の検出信号と充電制限信号とを比較し,オン指令状態のセットによ り通電電流が増加して前記変流器の検出信号が充電制限信号に達する毎に駆動指 令部をオフ指令状態にリセットする比較部とを設け、 前記通電電流の制限により充電期間に放電コンデンサを定電流充電する。The control circuit performs error amplification between the detection signal of the voltage between the terminals of the discharge capacitor and the voltage reference signal corresponding to the specified voltage, and fixes the voltage at a constant level during the charging period until the voltage between the terminals reaches the specified voltage. When the terminal voltage becomes equal to or higher than the specified voltage, an output voltage detection unit that forms a charge limit signal that decreases and changes from the constant level according to the voltage difference, and an ON command state is periodically set by a clock signal. The drive command section of the latch circuit configuration that forms the switching command signal of the switching circuit is compared with the detection signal of the current transformer and the charge limiting signal. A comparator that resets the drive command unit to the OFF command state each time the detection signal of the current transformer reaches the charge limit signal is provided. The constant current charging capacitor.
【0017】[0017]
前記のように構成された本考案の放電灯電源装置の場合、放電コンデンサは従 来装置のようにリアクトルで電流制限されることなく、インバータ出力用の変圧 器の2次側出力の整流電流により充電される。 また、スイッチング回路の高周波スイッチングに基づく変圧器の1次側の通電 電流が変流器により検出される。 In the case of the discharge lamp power supply device of the present invention configured as described above, the discharge capacitor is not limited in current by the reactor unlike the conventional device, and is rectified by the rectified current of the secondary side output of the transformer for inverter output. Be charged. Further, the current flowing through the primary side of the transformer based on the high frequency switching of the switching circuit is detected by the current transformer.
【0018】 さらに、制御回路に設けられた駆動指令部のスイッチング指令信号はクロック 信号のセットにより周期的にオン指令の信号になり、この信号によりスイッチン グ回路がオン駆動されてインバータ出力用の変圧器の1次側に電流が流れ始める 。 そして、インバータ出力用の変圧器の1次側の通電電流に比例して変流器の検 出信号が大きくなり、この検出信号が出力電圧検出部の充電制限信号に等しくな ると、比較部により駆動指令部がオフ指令状態にリセットされ、前記1次側の通 電電流がオフする。Further, the switching command signal of the drive command unit provided in the control circuit becomes an ON command signal periodically by setting the clock signal, and the switching circuit is ON-driven by this signal to output the inverter output. Current begins to flow on the primary side of the transformer. When the detection signal of the current transformer increases in proportion to the current flowing through the primary side of the transformer for inverter output, and this detection signal becomes equal to the charge limit signal of the output voltage detection unit, the comparison unit As a result, the drive command section is reset to the OFF command state, and the communication current on the primary side is turned off.
【0019】 以降、クロック信号によるセットと比較部によるリセットとが交互にくり返え され、インバータ出力用の変圧器の1次側の通電電流が充電制限信号で規定され る電流値に制御される。 そして、放電用コンデンサの充電期間は、このコンデンサの端子間電圧の検出 に基づき出力電圧検出部の充電制限信号が一定レベルに固定されるため、インバ ータ出力用の変圧器の1次側の通電電流が充電制限信号で決まる定電流値に保持 され、この変圧器の2次側出力を整流した放電コンデンサの充電電流が定電流制 御される。After that, the setting by the clock signal and the reset by the comparison unit are repeated alternately, and the energizing current on the primary side of the transformer for inverter output is controlled to the current value specified by the charge limiting signal. .. During the charging period of the discharging capacitor, the charging limit signal of the output voltage detector is fixed at a constant level based on the detection of the voltage across the terminals of this capacitor, so the primary side of the transformer for the inverter output is The energizing current is held at a constant current value determined by the charge limiting signal, and the charging current of the discharge capacitor that rectified the secondary output of this transformer is controlled by the constant current.
【0020】 このとき、充電の進行に伴って放電コンデンサの端子間電圧が上昇しても充電 電流が減少せず、十分な充電電流で効率よく迅速に充電が完了する。 しかも、充電制限信号により充電電流の上限が規制されるため、充電初期にス イッチング回路の半導体素子等の電流責務が大きくなることもない。At this time, the charging current does not decrease even if the terminal voltage of the discharging capacitor rises as the charging progresses, and the charging is completed efficiently and quickly with a sufficient charging current. Moreover, since the upper limit of the charging current is restricted by the charging restriction signal, the current duty of the semiconductor element of the switching circuit does not become large at the initial stage of charging.
【0021】[0021]
1実施例について、図1ないし図4を参照して説明する。 図1はインバータ出力用の変圧器をフライバックトランス構成にして部品数を 大幅に削減した場合を示し、同図において図5と同一符号は同一のものを示し、 図5の従来装置と異なる点はつぎの(ア)〜(エ)の点である。 (ア)図5のインバータ回路部3の代わりにスイッチング回路20とフライバッ クトランス構成のインバータ出力用の変圧器21とにより形成されるインバータ 回路部22を備える。 (イ)変圧器21の1次側に通電電流を検出する変流器23を設ける。 (ウ)変圧器21の2次側に図5の従来の限流用のリアクトルL及びコンデンサ C2,ダイオードD5,D6の倍電圧整流回路の代わりに半波整流用のダイオー ドDxのみを設ける。 (エ)スイッチング回路20の駆動を制御するため、図6の制御回路6の代わり に図2の制御回路24を備える。 One embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 4. FIG. 1 shows a case where a transformer for inverter output is configured as a flyback transformer, and the number of parts is greatly reduced. In FIG. 1, the same reference numerals as those in FIG. Are points (a) to (d) below. (A) Instead of the inverter circuit section 3 of FIG. 5, an inverter circuit section 22 formed by a switching circuit 20 and an inverter output transformer 21 of a flyback transformer configuration is provided. (A) The transformer 23 is provided with a current transformer 23 on the primary side of the transformer 21 for detecting an energizing current. (C) On the secondary side of the transformer 21, only the diode Dx for half-wave rectification is provided in place of the conventional voltage limiting reactor L and the voltage doubler rectifier circuit of the capacitor C2, the diodes D5 and D6 of FIG. (D) In order to control the drive of the switching circuit 20, the control circuit 24 of FIG. 2 is provided instead of the control circuit 6 of FIG.
【0022】 そして、スイッチング回路20は半導体スイッチ素子としての2個のFETQ a,Qbと2個のフライホイールダイオードDa,Dbとの混合ブリッジ回路に より形成される。 また、変圧器21は1次側の通電がオフしたときに大きなエネルギを放出する ように、コアーにギャップを有するリアクタンス分の大きな絶縁形フライバック トランスにより形成される。The switching circuit 20 is formed by a mixed bridge circuit of two FETs Qa and Qb as semiconductor switching elements and two flywheel diodes Da and Db. Further, the transformer 21 is formed by a large insulated flyback transformer having a reactance having a gap in the core so as to release a large amount of energy when the energization of the primary side is turned off.
【0023】 さらに、制御回路24は基準電源7,演算増幅器24及び入力用,帰還用の抵 抗Ra,Rbが形成する出力電圧検出部25と、ダイオードDc及び抵抗Rc, Rdが形成する電流/電圧変換部26と、比較部27と、クロック発生器28, ラッチ回路29が形成する駆動指令部30と、1組の駆動補助トランジスタQc ,パルストランス構成の変圧器31,ゲート駆動回路32とを有する。 なお、変圧器21の●印は巻始めの端部を示す。Further, the control circuit 24 includes an output voltage detector 25 formed by the reference power supply 7, the operational amplifier 24, and resistors Ra and Rb for input and feedback, and a current / current formed by the diode Dc and the resistors Rc and Rd. The voltage conversion unit 26, the comparison unit 27, the clock generator 28, the drive command unit 30 formed by the latch circuit 29, the set of drive auxiliary transistors Qc, the transformer 31 of the pulse transformer configuration, and the gate drive circuit 32. Have. The mark ● of the transformer 21 indicates the end of the winding start.
【0024】 そして、交流の入力電源1はブリッジ整流回路2,平滑コンデンサC1により 直流電源に変換され、この直流電源がスイッチング回路20に供給され、制御回 路24によるFETQa,Qbの同相の高周波スイッチングにより、変圧器21 の1次側の通電が制御されて前記直流電源が高周波スイッチングされる。Then, the AC input power source 1 is converted into a DC power source by the bridge rectifying circuit 2 and the smoothing capacitor C 1, and this DC power source is supplied to the switching circuit 20. As a result, the energization of the primary side of the transformer 21 is controlled, and the DC power supply is high-frequency switched.
【0025】 このとき、フライバックトランス構成の変圧器21はFETQa,Qbのオン 時の1次側の通電に基づく磁気エネルギを蓄積し、オフ時に蓄積エネルギを2次 側回路部に放出する。 また、変圧器21の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギはFETQa, Qbのオフ時にダイオードDa,Dbにより回生される。At this time, the transformer 21 having a flyback transformer stores the magnetic energy based on the energization of the primary side when the FETs Qa and Qb are on, and releases the stored energy to the secondary side circuit part when the FETs are off. The energy stored in the leakage inductance of the transformer 21 is regenerated by the diodes Da and Db when the FETs Qa and Qb are off.
【0026】 そして、変圧器21の2次側に十分な高圧の高周波出力が発生するため、この 高周波出力は従来装置のように倍電圧整流することなく、ダイオードDxにより 半波整流されて放電コンデンサC3に供給され、この供給により放電コンデンサ C3が従来と同様の規定電圧に充電される。 ところで、変圧器21の2次側に図5のリアクトルLのような電流制限用のリ アクトルが設けられず、制御回路24の後述の駆動制御により充電期間の放電コ ンデンサC3の充電電流が定電流制御される。Since a high-frequency output with a sufficiently high voltage is generated on the secondary side of the transformer 21, this high-frequency output is half-wave rectified by the diode Dx without being double-voltage rectified as in the conventional device, and is discharged into the discharge capacitor. It is supplied to C3, and by this supply, the discharge capacitor C3 is charged to a specified voltage similar to the conventional one. By the way, the secondary side of the transformer 21 is not provided with a current limiting reactor such as the reactor L of FIG. 5, and the charging current of the discharge capacitor C3 during the charging period is determined by the drive control of the control circuit 24 described later. Current controlled.
【0027】 そして、充電が進行して端子間電圧が上昇しても充電電流が減少しないため、 放電コンデンサC3は従来より迅速に規定電圧に充電される。 また、放電コンデンサC3が規定電圧に充電されると、従来装置の場合と同様 、その後放電灯18の電極とトリガ用変圧器19の無接続端部との間のギャップ 放電をトリガとして放電灯18が点灯し、放電コンデンサC3の蓄積エネルギが 放出される。Since the charging current does not decrease even if the voltage between terminals rises due to the progress of charging, the discharging capacitor C3 is charged to the specified voltage more quickly than before. When the discharge capacitor C3 is charged to the specified voltage, the gap discharge between the electrode of the discharge lamp 18 and the non-connected end of the trigger transformer 19 is used as a trigger, as in the case of the conventional device. Lights up and the stored energy in the discharge capacitor C3 is released.
【0028】 つぎに、制御回路24の駆動制御について説明する。 まず、放電コンデンサC3の端子間電圧Viと基準電源7の電圧基準信号の電 圧Vrとが出力電圧検出部25の演算増幅器24により誤差増幅される。Next, drive control of the control circuit 24 will be described. First, the inter-terminal voltage Vi of the discharge capacitor C3 and the voltage Vr of the voltage reference signal of the reference power supply 7 are error-amplified by the operational amplifier 24 of the output voltage detection unit 25.
【0029】 このとき、演算増幅器24は図6の演算増幅器8と異なり差(Vr−Vi)を 演算し、その出力の充電制限信号SaはVr<Viになる放電コンデンサC3の 充電期間に図3の(a)に示す所定のハイレベルHighに飽和して保持され、 充電が進行してVr≧Viになると、差(Vr−Vi)に応じてハイレベルHi ghから減少変化する。 また、変圧器21の1次側の通電電流が変流器23により検出され、この変流 器23の電流信号は変換部26により電圧信号に変換される。At this time, the operational amplifier 24, unlike the operational amplifier 8 of FIG. 6, calculates the difference (Vr−Vi), and the output charge limiting signal Sa is Vr <Vi during the charging period of the discharge capacitor C3 shown in FIG. (A) is saturated and maintained at a predetermined high level High, and when charging progresses to Vr ≧ Vi, the high level Hi gh decreases and changes according to the difference (Vr−Vi). The current flowing through the primary side of the transformer 21 is detected by the current transformer 23, and the current signal of the current transformer 23 is converted into a voltage signal by the converter 26.
【0030】 そして、スイッチング回路20の高周波スイッチングにより変圧器21の1次 側の通電電流がパルス変化するため、変換部26の出力信号Sbは図3の(a) に示すようにパルス変化するとともにそのピーク値が通電時間に比例して右上り に増大する。 さらに、検出部25の充電制限信号Saと変換部26の出力信号Sbとが比較 部27に供給され、Sb≧Saときにのみラッチ回路29のリセット端子rに供 給される比較部27の出力信号Scがリセット指令のハイレベルになる。The high-frequency switching of the switching circuit 20 causes a pulse change in the energizing current on the primary side of the transformer 21, so that the output signal Sb of the conversion unit 26 changes in a pulse as shown in FIG. The peak value increases to the upper right in proportion to the energization time. Further, the charge limit signal Sa of the detection unit 25 and the output signal Sb of the conversion unit 26 are supplied to the comparison unit 27, and the output of the comparison unit 27 supplied to the reset terminal r of the latch circuit 29 only when Sb ≧ Sa. The signal Sc becomes the high level of the reset command.
【0031】 一方、スイッチング回路20の動作周波数を決定するクロック発生器28は図 3の(b)に示す一定周期のクロックパルス信号Sdをラッチ回路29のセット 端子sに供給する。 そして、ラッチ回路29はクロックパルス信号Sdの立上り毎にオン指令状態 にセットされて出力信号Scの立上りでオフ指令状態にリセットされ、このセッ ト,リセットのくり返しにより非反転入力端子qから図3の(c)に示すスイッ チング指令信号Seを出力する。On the other hand, the clock generator 28 that determines the operating frequency of the switching circuit 20 supplies the clock pulse signal Sd having a constant cycle shown in FIG. 3B to the set terminal s of the latch circuit 29. The latch circuit 29 is set to the ON command state at each rising edge of the clock pulse signal Sd and reset to the OFF command state at the rising edge of the output signal Sc. By repeating this setting and resetting, the non-inversion input terminal q from FIG. The switching command signal Se shown in (c) is output.
【0032】 この指令信号Seにより駆動補助トランジスタQcがスイッチングし、変圧器 31を介してゲート駆動回路32に電源端子+Bの直流電源がパルス給電され、 このパルス給電により指令信号Seの波形のFETQa,Qbのゲート信号が形 成され、このゲート信号によりFETQa,Qbがスイッチングする。The drive assisting transistor Qc is switched by this command signal Se, the DC power supply of the power supply terminal + B is pulse-fed to the gate drive circuit 32 via the transformer 31, and this pulse power supply causes the FET Qa of the waveform of the command signal Se, A gate signal of Qb is formed, and the FET Qa and Qb are switched by this gate signal.
【0033】 そして、ラッチ回路29がオン指令状態にセットされると、FETQa,Qb がオンして変圧器21の1次側に電流が流れ始め、この電流が増加してSb=S aに達すると、比較部27の出力信号Scによりラッチ回路29がオフ指令状態 にリセットされ、このとき、直前の1次側の通電電流に相当する充電電流が放電 コンデンサC3に供給される。Then, when the latch circuit 29 is set to the ON command state, the FETs Qa and Qb are turned on and a current starts to flow in the primary side of the transformer 21, and this current increases to reach Sb = S a. Then, the latch circuit 29 is reset to the OFF command state by the output signal Sc of the comparison unit 27, and at this time, the charging current corresponding to the current flowing on the primary side immediately before is supplied to the discharging capacitor C3.
【0034】 さらに、Sb=Saに達するときの前記1次側の通電電流は、放電コンデンサ C3の充電期間には充電制限信号SaがハイレベルHighに固定されるため、 放電コンデンサC3の充電が進行しても変わらず、充電後は端子間電圧Viの逆 に充電制限信号Saが変化するため、端子間電圧Viを規定電圧に引込むように 変わる。Further, the current flowing through the primary side when Sb = Sa is reached, the charge limiting signal Sa is fixed at the high level High during the charging period of the discharge capacitor C3, so that the charging of the discharge capacitor C3 progresses. Even after the charging, the charging limit signal Sa changes in reverse to the inter-terminal voltage Vi after charging, so that the inter-terminal voltage Vi changes to the specified voltage.
【0035】 したがって、放電コンデンサC3の充電期間には、放電コンデンサC3の充電 電流が図4の(a)に示すように定電流制御され、充電が進行しても従来装置の ように減少せず、効率よく迅速に充電が完了する。Therefore, during the charging period of the discharging capacitor C3, the charging current of the discharging capacitor C3 is constant current controlled as shown in FIG. 4 (a), and does not decrease as in the conventional device even if charging proceeds. , Efficient and quick charging is completed.
【0036】 しかも、充電制限信号Saの規制により、充電開始直後の初期電流が過大にな らず、FETQa,Qb等の電流責務が大きくなることもない。Moreover, due to the regulation of the charge limiting signal Sa, the initial current immediately after the start of charging does not become excessive, and the current responsibility of the FETs Qa, Qb and the like does not become large.
【0037】 また、充電が完了すると、以降は充電制限信号Saを基準にしたPWM制御に より、従来装置と同様にして放電コンデンサC3の端子間電圧Viが規定電圧に 保たれる。 なお、端子間電圧Viは充電期間に図4の(b)に示すように線形上昇して1 点鎖線の規定電圧に達する。After the charging is completed, thereafter, the voltage Vi between the terminals of the discharge capacitor C3 is maintained at the specified voltage by the PWM control based on the charge limiting signal Sa as in the conventional device. The inter-terminal voltage Vi linearly increases during the charging period, as shown in FIG. 4B, and reaches the specified voltage indicated by the alternate long and short dash line.
【0038】 そして、前記実施例では部品数を少なくして構成を簡素化するため、混合ブリ ッジ構成のスイッチング回路20を設けて制御回路24の駆動補助トランジスタ ,ゲート駆動回路を1組とし、かつ、インバータ出力用の変圧器をフライバック トランス構成の変圧器として倍電圧整流回路を省いたが、従来装置のスイッチン グ回路4,インバータ出力用の変圧器5を用いた場合等にも適用できる。In the above embodiment, in order to reduce the number of parts and simplify the configuration, the switching circuit 20 having the mixed bridge configuration is provided, and the driving auxiliary transistor and the gate driving circuit of the control circuit 24 are set as one set, In addition, the transformer for inverter output was used as a flyback transformer configuration, and the voltage doubler rectifier circuit was omitted. However, it is also applied when the switching circuit 4 and the transformer 5 for inverter output of the conventional device are used. it can.
【0039】[0039]
本考案は、以上説明したように構成されているため、以下に記載する効果を奏 する。 スイッチング回路20の駆動を制御する制御回路24に、出力電圧検出部25 ,比較部27及び駆動指令部30を設け、放電コンデンサC3の充電期間に、駆 動指令部30を周期的にオン指令状態にセットしてインバータ出力用の変圧器2 1の1次側を通電し、放電コンデンサC3の端子間電圧Viの検出に基づき、検 出部25により一定レベルの充電制限信号Saを形成するとともに、変圧器21 の1次側の通電電流を検出する変流器23の信号Sbが充電制限信号Saに達す る毎に駆動指令部30をオフ指令状態にリセットして変圧器21の1次側の通電 を停止したため、放電コンデンサC3を定電流制御で充電することができ、この とき、充電が進行しても充電電流が減少不足しないため、従来より効率よく迅速 に充電を完了することができる。 Since the present invention is configured as described above, it has the following effects. An output voltage detection unit 25, a comparison unit 27, and a drive command unit 30 are provided in a control circuit 24 that controls the drive of the switching circuit 20, and the drive command unit 30 is periodically turned on during the charging period of the discharge capacitor C3. Is set to, and the primary side of the transformer for inverter output 21 is energized, and based on the detection of the inter-terminal voltage Vi of the discharge capacitor C3, the detection unit 25 forms the charge limiting signal Sa of a constant level, and Each time the signal Sb of the current transformer 23 that detects the energizing current on the primary side of the transformer 21 reaches the charge limit signal Sa, the drive command unit 30 is reset to the OFF command state to reset the primary side of the transformer 21. Since the energization is stopped, the discharge capacitor C3 can be charged by the constant current control. At this time, the charging current does not decrease and become insufficient even if the charging proceeds, so the charging is completed more efficiently and quickly than before. It is possible.
【0040】 しかも、充電制限信号Saにより充電電流が規制され、充電初期にも充電電流 が過大にならず、スイッチング回路20の半導体素子等の電流責務が増大せず、 前記半導体素子等に電流値の大きな高価なものを用いることなく装置を形成でき る。 そのため、安価な構成で効率よく迅速に放電コンデンサC3を充電する放電灯 電源装置を提供できる。Moreover, the charging current is regulated by the charging limiting signal Sa, the charging current does not become excessive even at the initial stage of charging, the current responsibility of the semiconductor element of the switching circuit 20 does not increase, and the current value of the semiconductor element does not increase. The device can be formed without using a large and expensive one. Therefore, it is possible to provide a discharge lamp power supply device that charges the discharge capacitor C3 efficiently and quickly with an inexpensive configuration.
【図1】本考案の放電灯電源装置の1実施例の結線図で
ある。FIG. 1 is a connection diagram of an embodiment of a discharge lamp power supply device of the present invention.
【図2】図1の一部の詳細な結線図である。FIG. 2 is a detailed connection diagram of a part of FIG.
【図3】(a),(b),(c)は図2の動作説明用の
タイミングチャートである。3 (a), (b) and (c) are timing charts for explaining the operation of FIG.
【図4】(a),(b)は図1の放電コンデンサの充電
電流,端子間電圧の特性図である。4 (a) and 4 (b) are characteristic diagrams of a charging current and a terminal voltage of the discharge capacitor of FIG.
【図5】従来装置の結線図である。FIG. 5 is a connection diagram of a conventional device.
【図6】図5の一部の詳細な結線図である。6 is a detailed connection diagram of a part of FIG. 5. FIG.
【図7】(a)〜(e)は図5の動作説明用のタイミン
グチャートである。7A to 7E are timing charts for explaining the operation of FIG.
【図8】(a),(b)は図5の放電コンデンサの充電
電流,端子間電圧の特性図である。8A and 8B are characteristic diagrams of the charging current and the terminal voltage of the discharge capacitor of FIG.
18 放電灯 20 スイッチング回路 21 インバータ出力用の変圧器 23 変流器 24 制御回路 25 出力電圧検出部 27 比較部 30 駆動指令部 C3 放電コンデンサ 18 discharge lamp 20 switching circuit 21 transformer for inverter output 23 current transformer 24 control circuit 25 output voltage detection unit 27 comparison unit 30 drive command unit C3 discharge capacitor
Claims (1)
周波スイッチングしてインバータ出力用の変圧器の1次
側にパルス給電する半導体スイッチ構成のスイッチング
回路と、 前記変圧器の2次側出力の整流電流により規定電圧に充
電され放電灯の点灯エネルギを蓄積する放電コンデンサ
と、 前記変圧器の1次側の通電電流を検出する変流器とを備
え、 前記制御回路に、 前記放電コンデンサの端子間電圧の検出信号と前記規定
電圧に相当する電圧基準信号とを誤差増幅し,前記端子
間電圧が前記規定電圧に達するまでの充電期間に一定レ
ベルに固定され前記端子間電圧が前記規定電圧以上にな
るときに電圧差に応じて前記一定レベルから減少変化す
る充電制限信号を形成する出力電圧検出部と、 クロック信号により周期的にオン指令状態にセットされ
て前記スイッチング回路のスイッチング指令信号を形成
するラッチ回路構成の駆動指令部と、 前記変流器の検出信号と前記充電制限信号とを比較し,
前記オン指令状態のセットにより前記通電電流が増加し
て前記変流器の検出信号が前記充電制限信号に達する毎
に前記駆動指令部をオフ指令状態にリセットする比較部
とを設け、 前記通電電流の制限により前記充電期間に前記放電コン
デンサを定電流充電するようにした放電灯電源装置。1. A switching circuit having a semiconductor switch structure for switching a direct current power supply to a high frequency by driving control of a control circuit to pulse-feed power to a primary side of a transformer for inverter output, and rectification of a secondary side output of the transformer. A discharge capacitor that stores a lighting energy of a discharge lamp that is charged to a specified voltage by an electric current; and a current transformer that detects an energizing current on the primary side of the transformer, and the control circuit includes a terminal between the terminals of the discharge capacitor. The voltage detection signal and the voltage reference signal corresponding to the specified voltage are error-amplified and fixed to a constant level during the charging period until the terminal voltage reaches the specified voltage, and the terminal voltage becomes equal to or higher than the specified voltage. Output voltage detection unit that forms a charge limit signal that decreases and changes from the above-mentioned constant level according to the voltage difference; Comparing the driving command of the latch circuit configuration Tsu is bets to form a switching control signal of the switching circuit, the detection signal of the current transformer and the said charging restriction signal,
A comparison unit that resets the drive command unit to an OFF command state each time the detection signal of the current transformer reaches the charging limit signal by increasing the conduction current by setting the ON command state, and the conduction current is set. The discharge lamp power supply device configured to charge the discharge capacitor with a constant current during the charging period due to the above limitation.
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JP2003009549A (en) * | 2001-06-25 | 2003-01-10 | Nichicon Corp | Pulse power supply |
JP2023505974A (en) * | 2019-12-18 | 2023-02-14 | ベイジン・ナウラ・マイクロエレクトロニクス・イクイップメント・カンパニー・リミテッド | Control circuits, pulse power systems and semiconductor processing equipment |
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- 1991-11-15 JP JP1991102278U patent/JP2578044Y2/en not_active Expired - Fee Related
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JP2002078359A (en) * | 2000-08-31 | 2002-03-15 | Nichicon Corp | Power supply |
JP2003009549A (en) * | 2001-06-25 | 2003-01-10 | Nichicon Corp | Pulse power supply |
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JP2023505974A (en) * | 2019-12-18 | 2023-02-14 | ベイジン・ナウラ・マイクロエレクトロニクス・イクイップメント・カンパニー・リミテッド | Control circuits, pulse power systems and semiconductor processing equipment |
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