JPH0534444A - Radar - Google Patents
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- JPH0534444A JPH0534444A JP3193062A JP19306291A JPH0534444A JP H0534444 A JPH0534444 A JP H0534444A JP 3193062 A JP3193062 A JP 3193062A JP 19306291 A JP19306291 A JP 19306291A JP H0534444 A JPH0534444 A JP H0534444A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、レーダで受信される
信号のうち、受信信号中に含まれるクラッタを抑圧して
符号変調された信号を復調し、クラッタに埋もれた目標
信号を検出するレーダ装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a radar which suppresses clutter contained in a received signal and demodulates a code-modulated signal to detect a target signal buried in the clutter. It relates to the device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の技術を説明するに先立ち、ここで
用いる符号系列の定義と実システムに応用する上で重要
なレーダアンビギュイティ関数の定義とその性質につい
て説明する。後者に関しては、Ｍ．Ｓｋｏｌｎｉｋ編”
Ｒａｄａｒ Ｈａｎｄｂｏｏｋ”（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉ
ｌｌ，１９７０）第３章に詳しい説明がある。なお、レ
ーダアンビギュイティ関数を以後単にアンビギュイティ
関数と呼ぶことにする。2. Description of the Related Art Prior to the description of the prior art, the definition of the code sequence used here and the definition of the radar ambiguity function which is important for application to a real system and its properties will be explained. Regarding the latter, M. Skolnik Edition "
Radar Handbook "(McGraw-Hi
ll, 1970) Chapter 3 has a detailed explanation. The radar ambiguity function will be simply referred to as an ambiguity function hereinafter.
【０００３】ここでいう系列とは、式（１）で示される
数値Ｃn の時系列並びを意味する。The series mentioned here means a time series arrangement of the numerical values C n shown in the equation (1).
【０００４】[0004]
【数１】 [Equation 1]
【０００５】ここにｎは並びの順番を意味する因子であ
る。Ｃn は系列の成分と呼ばれ、複数値である。また、
ここでの系列｛Ｃn ｝は周期系列であり、系列の成分に
関して式（２）を満足する整数Ｎが存在し、Ｎは系列の
周期と呼ばれる。Here, n is a factor that means the order of arrangement. C n is called a series component and is a multiple value. Also,
The sequence {C n } here is a periodic sequence, and there is an integer N that satisfies Expression (2) with respect to the components of the sequence, and N is called the period of the sequence.
【０００６】[0006]
【数２】 [Equation 2]
【０００７】このとき、式（１）の系列は式（３）で表
される。At this time, the series of equation (1) is represented by equation (3).
【０００８】[0008]
【数３】 [Equation 3]
【０００９】このような周期系列として、例えばＭ系列
などがある。アンビギュイティ関数とは、式（４）で定
義されるτとφの２変数関数である。τは目標に信号を
送信してから受信するまでの時間と（非）整合フィルタ
でチューニングする遅延時間の差、φは目標のドップラ
周波数と（非）整合フィルタでチューニングするドップ
ラ周波数の差である。＋τ方向は目標がより離れている
ことを、＋φ方向は目標の速度がより速いことを表す。An example of such a periodic series is an M series. The ambiguity function is a two-variable function of τ and φ defined by equation (4). τ is the difference between the time from the signal is sent to the target and the time it is received and the delay time for tuning with the (non) matched filter, and φ is the difference between the target Doppler frequency and the Doppler frequency for tuning with the (non) matched filter . The + τ direction indicates that the target is farther away, and the + φ direction indicates that the target speed is higher.
【００１０】[0010]
【数４】 [Equation 4]
【００１１】ｕ（ｔ）はレーダ送信信号の複素変調関数
である。ｖ（ｔ）はレーダ受信装置内のフィルタのイン
パルス応答ｈ（ｔ）を用いて式（５）により定義され
る。U (t) is a complex modulation function of the radar transmission signal. v (t) is defined by equation (5) using the impulse response h (t) of the filter in the radar receiver.
【００１２】[0012]
【数５】 [Equation 5]
【００１３】ここに、＊は複素共役、Ｔ0 はｔ＜０にお
いてｈ（ｔ）＝０となるように決める適切な遅延時間で
ある。ｖ（ｔ）＝ｕ（ｔ）のとき、式（４）は自己アン
ビギュイティ関数という。フィルタｈ（ｔ）は整合フィ
ルタという。このとき、式（４）の絶対値の最大値はτ
＝φ＝０に存在する。ｖ（ｔ）≠ｕ（ｔ）のとき、式
（４）は相互アンビギュイティ関数と呼んで自己アンビ
ギュイティ関数とは区別する。フィルタｈ（ｔ）は非整
合フィルタという。なお、ここでいうフィルタとは線形
フィルタを指すものとする。Here, * is a complex conjugate, and T 0 is an appropriate delay time determined so that h (t) = 0 at t <0. When v (t) = u (t), the equation (4) is called a self-ambiguity function. The filter h (t) is called a matched filter. At this time, the maximum absolute value of equation (4) is τ
= Φ = 0. When v (t) ≠ u (t), the equation (4) is called a mutual ambiguity function to distinguish it from the self ambiguity function. The filter h (t) is called an unmatched filter. The filter here means a linear filter.
【００１４】τ＝φ＝０近傍以外の｜χ（τ，φ）｜の
値の小さい領域の極大値をサイドローブベルと呼ぶこと
にする。本発明に関わるアンビギュイティ関数の性質と
して、次のものがあげられる。受信クラッタの（非）整
合フィルタ出力における平均電力Ｅ［Ｃ］は、アンビギ
ュイティ関数を用いて式（６）で表すことができる。The maximum value of a region where the value of | χ (τ, φ) | is small except near τ = φ = 0 will be referred to as a side lobe bell. The properties of the ambiguity function relating to the present invention are as follows. The average power E [C] at the output of the (non) matched filter of the reception clutter can be expressed by equation (6) using the ambiguity function.
【００１５】[0015]
【数６】 [Equation 6]
【００１６】式（６）において、Ｑは受信クラッタに寄
与する送信ビーム内のクラッタ反射源の総数、σはＱ個
の反射源の平均有効反射面積、ｐa （τ，φ）はレーダ
からクラッタ反射源までの距離とドップラ周波数に関す
る分布を表す確率密度関数である。レーダがクラッタの
影響を受けないようにするためには、ｐa （τ，φ）の
大きい時間遅れτ−ドップラ周波数φ領域でアンビギュ
イティ関数の絶対値が小さくなるようにｕ（ｔ）やｖ
（ｔ）を定めることが要求される。In equation (6), Q is the total number of clutter reflectors in the transmit beam that contribute to the receive clutter, σ is the average effective reflection area of the Q reflectors, and p a (τ, φ) is the radar clutter. It is a probability density function that represents the distribution of the distance to the reflection source and the Doppler frequency. In order to prevent the radar from being affected by clutter, u (t) and u (t) should be set so that the absolute value of the ambiguity function becomes small in the time delay τ-doppler frequency φ region where p a (τ, φ) is large. v
It is required to define (t).
【００１７】従来、目標に反射した符号変調パルス信号
を受信して復調する手段を備えたレーダ装置として、例
えば、Ｈ．Ｒｏｈｌｉｎｇ，Ｗ．Ｂｏｒｃｈｅｒｔ著の
論文”Ｎｅｕｅｓ Ｐｕｌｓｄｏｐｐｌｅｒ−Ｒａｄａ
ｒ”，ｎｔｚ Ａｒｃｈｉｖ，Ｂｄ．１０（１９８８）
Ｈ．７，ｐｐ．１７１−１７６および特開昭６１−２１
２７８１「パルスドップラレーダ方式」に開示されたも
のがある。図９は上記文献に開示された内容を応用した
レーダ装置のブロック図である。図中、７は送信と受信
を切り換える送受切換器、８は送信および受信を兼ねる
アンテナ、９は目標、１０は地面などの目標以外の反射
源、Ｕａは送信信号、Ｕｂはアンテナから空中に放射さ
れた送信波、Ｒは送信波Ｕｂの目標９による反射波、Ｓ
は送信波Ｕｂの目標以外の反射源１０による反射波、Ｖ
は受信信号である。Conventionally, as a radar device provided with a means for receiving and demodulating a code-modulated pulse signal reflected on a target, for example, H.264. Rohling, W.A. Borchert's paper "Neues Pulsdoppler-Rada"
r ", ntz Archiv, Bd. 10 (1988)
H. 7, pp. 171-176 and JP-A-61-21
2781 "Pulse Doppler Radar Method". FIG. 9 is a block diagram of a radar device to which the contents disclosed in the above document are applied. In the figure, 7 is a transmission / reception switch that switches between transmission and reception, 8 is an antenna that also serves as both transmission and reception, 9 is a target, 10 is a reflection source other than the target, such as the ground, Ua is a transmission signal, and Ub is radiation from the antenna to the air. The transmitted wave, R is the reflected wave of the transmitted wave Ub from the target 9, S
Is the reflected wave of the transmitted wave Ub from the reflection source 10 other than the target, V
Is the received signal.
【００１８】次に、上記構成のレーダ装置の基本動作に
ついて説明する。図９においてコヒーレント発信器１よ
り出力されたＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ）の正弦波は、パルス繰り返し周波数に同
期した送信トリガにより変調器３でパルス変調される。
それと同時に、同じくパルス繰り返し周波数に同期して
符号発生器２で符号系列が発生され、変調器３で符号変
調も行われる。変調器３の出力波形を図４に示す。図４
において、１つのパルスにつき１つの符号を割り当て
る。変調器３の出力はミキサ４で安定化局部発信器５の
出力と混合されＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ）に変換される。そしてミキサ４の出力は高出力増幅
器６で増幅された後、送受切換器７を介して送信波がア
ンテナ８により空間へ放射される。Next, the basic operation of the radar device having the above construction will be described. In FIG. 9, the IF (Intermediate Fre) output from the coherent oscillator 1 is output.
The sine wave of frequency) is pulse-modulated by the modulator 3 by the transmission trigger synchronized with the pulse repetition frequency.
At the same time, a code sequence is also generated by the code generator 2 in synchronization with the pulse repetition frequency, and code modulation is also performed by the modulator 3. The output waveform of the modulator 3 is shown in FIG. Figure 4
At, one code is assigned to one pulse. The output of the modulator 3 is mixed with the output of the stabilized local oscillator 5 by the mixer 4, and RF (Radio Frequency) is mixed.
y). The output of the mixer 4 is amplified by the high-power amplifier 6, and then the transmission wave is radiated into the space by the antenna 8 via the transmission / reception switch 7.
【００１９】図４のように送信信号に１つのパルスに１
つの符号を割り当てる符号変調を行うと、符号系列の種
類を適切に選ぶことによりあいまいさなく計ることので
きる距離を符号変調を行わない場合に比べてＮ倍長くす
ることができる。ここでＮは符号系列の周期である。As shown in FIG. 4, one pulse is included in the transmission signal.
By performing code modulation in which one code is assigned, the distance that can be unambiguously measured by appropriately selecting the type of code sequence can be made N times longer than in the case where code modulation is not performed. Here, N is the cycle of the code sequence.
【００２０】アンテナ８からの受信信号Ｖは目標９から
の反射波Ｒによる信号のほかに、目標以外の反射源１０
からの反射波Ｓによる信号、いわゆるクラッタが含まれ
ていることが多い。この信号Ｖは送受切換器７を経由し
てミキサ４に入力される。ミキサ４では安定化局部発信
器５の出力と混合されてＩＦに変換される。このＩＦは
ＩＦ増幅器１１で増幅された後、位相検波器１２に入力
される。位相検波器１２ではＩＦ増幅器１１の出力とコ
ヒーレント発信器１の出力が混合されて受信信号の位相
成分が取り出される。そして位相検波器１２の出力はＡ
／Ｄ変換器１３によりディジタル信号に変換される。サ
ンプリング周期は図４のパルス幅δである。このディジ
タル信号は復調器１７において符号発生器２で発生され
た符号との相関が求められる（復調）。The received signal V from the antenna 8 is not only the signal by the reflected wave R from the target 9 but also the reflection source 10 other than the target.
In many cases, a signal due to the reflected wave S from the so-called clutter is included. This signal V is input to the mixer 4 via the transmission / reception switch 7. In the mixer 4, it is mixed with the output of the stabilized local oscillator 5 and converted into IF. The IF is amplified by the IF amplifier 11 and then input to the phase detector 12. The phase detector 12 mixes the output of the IF amplifier 11 and the output of the coherent oscillator 1 to extract the phase component of the received signal. And the output of the phase detector 12 is A
It is converted into a digital signal by the / D converter 13. The sampling period is the pulse width δ in FIG. The correlation of this digital signal with the code generated by the code generator 2 is obtained in the demodulator 17 (demodulation).
【００２１】図７の内側の一点鎖線で囲まれた部分は復
調器１７の内部構成図である。２１ａ，２１ｂ，２１
ｃ，２１ｄはシフトレジスタ、２２ａ，２２ｂ，２２
ｃ，２２ｄは乗算器、２４はＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ
Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）演
算器である。Ｘ0 ´（ｎ），Ｘ1 ´（ｎ），…，ＸN-1
´（ｎ）はシフトレジスタの出力信号で、シフトレジス
タ出力間で隣り合う信号、例えばＸ0 ´（ｎ）とＸ1 ´
（ｎ）の時間間隔は図４のパルス繰り返し周期ＰＲＩに
等しい。Ｙ0 ´（ｎ），Ｙ1 ´（ｎ），…，ＹL-1 ´
（ｎ）はＤＦＴ演算器の出力である。復調器１７は整合
フィルタによるディジタルフィルタバンクを構成してい
る。ＰＲＩをパルス繰り返し周期とすると、シフトレジ
スタ２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄの段数Ｐは次式で
与えられる。なお、シフトレジスタの個数は符号周期Ｎ
に等しい。The portion surrounded by the alternate long and short dash line in FIG. 7 is an internal block diagram of the demodulator 17. 21a, 21b, 21
c, 21d are shift registers, 22a, 22b, 22
c and 22d are multipliers, 24 is DFT (Discrete)
Fourier Transform) arithmetic unit. X 0 ′ (n), X 1 ′ (n), ..., X N-1
′ (N) is an output signal of the shift register, and signals adjacent to each other between the shift register outputs, for example, X 0 ′ (n) and X 1 ′.
The time interval of (n) is equal to the pulse repetition period PRI of FIG. Y 0 ′ (n), Y 1 ′ (n), ..., Y L-1 ′
(N) is the output of the DFT calculator. The demodulator 17 constitutes a digital filter bank including matched filters. When PRI is a pulse repetition period, the number of stages P of the shift registers 21a, 21b, 21c, 21d is given by the following equation. The number of shift registers is the code period N
be equivalent to.
【００２２】[0022]
【数７】 [Equation 7]
【００２３】図７において、復調器１７に入力された信
号はシフトレジスタ２１ａに入る。２１ａのシフトレジ
スタからの出力ＸN-1 ´（ｎ）は次のシフトレジスタへ
送られるとともに、乗算器２２ａにおいて符号発生器２
で発生した符号ＣN-1 の複素共役ＣN-1 *と掛け合わされ
る。符号系列の複素共役は符号発生器２で発生した符号
系列を入力とする複素共役器５２を介して得られる。同
様にシフトレジスタ２１ｂの出力ＸN-2 ´（ｎ）も次の
シフトレジスタに送られるとともに乗算器２２ｂで符号
ＣN-2 の複素共役ＣN-2 *と掛け合わされる。以下、これ
が繰り返される。これらの乗算器の出力はＤＦＴ演算器
２４へ入力される。ＤＴＦ演算器２４はフィルタバンク
を構成しており、目標や目標以外の反射源の移動速度に
応じたドップラ周波数で分けられる。Ｙ0 ´（ｎ），Ｙ
1 ´（ｎ），…，ＹN-1 ´（ｎ）はフィルタバンクを構
成するＮ個のフィルタで設定したドップラ周波数に対応
した出力であり、それらは検出器１５に入力される。そ
して信号中のピークの有無によって目標が検出される。In FIG. 7, the signal input to the demodulator 17 enters the shift register 21a. The output X N-1 ′ (n) from the shift register of 21 a is sent to the next shift register and, at the same time, the code generator 2 in the multiplier 22 a.
It is multiplied by the complex conjugate C N-1 * of the code C N-1 generated in 1 . The complex conjugate of the code sequence is obtained via the complex conjugator 52 which receives the code sequence generated by the code generator 2 as an input. Similarly, the output X N-2 ′ (n) of the shift register 21b is sent to the next shift register and also multiplied by the complex conjugate C N-2 * of the code C N-2 in the multiplier 22b. Hereinafter, this is repeated. The outputs of these multipliers are input to the DFT calculator 24. The DTF calculator 24 constitutes a filter bank and is divided by the Doppler frequency according to the moving speed of the target or the reflection source other than the target. Y 0 ′ (n), Y
1 '(n), ..., Y N-1 ′ (n) are outputs corresponding to the Doppler frequencies set by the N filters forming the filter bank, and they are input to the detector 15. Then, the target is detected by the presence or absence of the peak in the signal.
【００２４】なお、ＤＦＴ演算器２４の出力ＹK ´
（ｎ）（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）は次式で与えられ
る。The output Y K ′ of the DFT calculator 24
(N) (k = 0, 1, ..., N-1) is given by the following equation.
【００２５】[0025]
【数８】 [Equation 8]
【００２６】この信号は、中心周波数２π（ＰＲＦ）ｋ
／Ｎ［Ｈｚ］のフィルタの出力に対応する。ＰＲＦ＝１
／ＰＲＩはパルス繰返し周波数である。This signal has a center frequency of 2π (PRF) k
It corresponds to the output of the filter of / N [Hz]. PRF = 1
/ PRI is the pulse repetition frequency.
【００２７】従来、クラッタ抑圧を目的とした非整合フ
ィルタのインパルス応答ｈ（ｔ）（あるいはｖ（ｔ））
を求める方法として、Ｃ．Ａ．Ｓｔｕｔｔ著の論文”Ａ
´Ｂｅｓｔ´Ｍｉｓｍａｔｃｈｅｄ Ｆｉｌｔｅｒ Ｒ
ｅｓｐｏｎｓｅ ｆｏｒ Ｒａｄａｒ Ｃｌｕｔｔｅｒ
Ｄｉｓｃｒｉｍｉｎａｔｉｏｎ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａ
ｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ
Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．ＩＴ−１４，Ｎｏ．２，ｐｐ．
２８０−２８７，Ｍａｒｃｈ １９６８．に開示された
ものがある。この方法は、評価関数として式（６）を考
え、これを拘束条件式（９）および（１０）の下で式
（６）を最小にするｖ（ｔ）を求めるものである。ただ
し、送信信号ｕ（ｔ）およびクラッタの分布に関する確
率密度関数ｐa （τ，φ）は既知であるとする。Conventionally, the impulse response h (t) (or v (t)) of a non-matching filter for suppressing clutter.
As a method for obtaining A. The paper by Stutt "A
´Best´ Mismatched Filter R
esponse for Radar Clutter
Discrimination ”, IEEE Tra
nsactions on Information
Theory, vol. IT-14, No. 2, pp.
280-287, March 1968. Have been disclosed in. This method considers equation (6) as an evaluation function, and finds v (t) that minimizes equation (6) under constraint equations (9) and (10). However, it is assumed that the probability density function p a (τ, φ) regarding the transmission signal u (t) and the distribution of clutter is known.
【００２８】[0028]
【数９】 [Equation 9]
【００２９】式（９）は単なる正規化条件、式（１０）
は非整合損失を規定する条件である。Ｋは複素数で、Ｋ
＝１のときｖ（ｔ）＝ｕ（ｔ）となり、整合フィルタと
なる。式（９）および（１０）の下で式（６）を最小に
するｖ（ｔ）、あるいはそれを時間に関して離散化した
信号列を求めるのは容易ではない。ただし、式（９）の
条件を外すとフィルタ出力の信号対クラッタ電力比を最
大にするｖ（ｔ）は行列の形で表すと次のようになる。Expression (9) is simply a normalization condition, Expression (10)
Is the condition that defines the mismatch loss. K is a complex number, K
When = 1, v (t) = u (t) and the matched filter is obtained. Under equations (9) and (10), it is not easy to find v (t) that minimizes equation (6), or a signal sequence that is discretized with respect to time. However, v (t), which maximizes the signal-to-clutter power ratio of the filter output when the condition of Expression (9) is removed, is expressed in the form of a matrix as follows.
【００３０】[0030]
【数１０】 [Equation 10]
【００３１】ここで、α、βはそれぞれｕ（ｔ），ｖ
（ｔ）を時間離散化したものを要素とするベクトル（サ
イズＭ）、Гは以下の３つの式（１４）、（１５）、
（１６）で定義される２変数関数Ａ（ｓ，ｔ）を変数
ｓ、ｔに関して離散化したものを要素とするＭ×Ｍ行
列、γK （ｋ＝１，２，…，Ｍ）は行列Гの固有値（絶
対値の小さいものからγ1 、γ2 、…とする）、ζK
（ｋ＝１，２，…，Ｍ）は行列Гの固有ベクトルの線形
結合でベクトルαを表したときの係数である。Where α and β are u (t) and v, respectively.
A vector (size M) whose elements are those obtained by time-discretizing (t), and Γ is the following three equations (14), (15),
An M × M matrix having elements obtained by discretizing the two-variable function A (s, t) defined in (16) with respect to variables s and t, and γ K (k = 1, 2, ..., M) is a matrix Eigenvalues of Γ (γ 1 , γ 2 , ... from smallest absolute value), ζ K
(K = 1, 2, ..., M) are coefficients when the vector α is represented by a linear combination of eigenvectors of the matrix Γ.
【００３２】[0032]
【数１１】 [Equation 11]
【００３３】[0033]
【発明が解決しようとする課題】受信信号Ｖには目標以
外の反射源１０によるクラッタが含まれていることが多
く、その場合クラッタも復調器１７に入力される。目標
９のドップラ周波数に対応する中心周波数のＤＦＴ演算
器２４の出力には式（６）で与えられる電力のクラッタ
の消え残りが存在する。送信信号として図４の符号変調
パルス信号を用いる場合、式（４）の自己アンビギュイ
ティ関数のサイドローブレベルは高くなることがあり、
式（６）のＮやσが大きい大電力クラッタを受信したと
きにはクラッタの消え残りが大きく、それが目標検出の
支障となる問題点があった。The received signal V often contains clutter from the reflection source 10 other than the target, and in that case, the clutter is also input to the demodulator 17. At the output of the DFT calculator 24 at the center frequency corresponding to the Doppler frequency of the target 9, there is a residual clutter of power given by equation (6). When the code-modulated pulse signal of FIG. 4 is used as the transmission signal, the side lobe level of the self-ambiguity function of Expression (4) may increase,
When a high-power clutter having a large N or σ in the equation (6) is received, there is a large amount of clutter remaining, which hinders target detection.
【００３４】この発明は上記の問題点を解消するために
なされたもので、クラッタを抑圧して符号変調された受
信信号を復調し、目標からの反射による信号のみを検出
することができるレーダ装置を得ることを目的としてい
る。The present invention has been made to solve the above problems, and a radar device capable of suppressing clutter, demodulating a code-modulated received signal, and detecting only a signal due to reflection from a target. The purpose is to get.
【００３５】また、クラッタを抑圧して符号変調された
信号を復調する非整合ディジタルフィルタの荷重係数を
求める新たな装置を得ることを目的としている。Another object of the present invention is to obtain a new device for obtaining the weighting factor of a non-matching digital filter which suppresses clutter and demodulates a code-modulated signal.
【００３６】[0036]
【課題を解決するための手段】上記の目標を達成するた
めに、この発明に係るレーダ装置では、クラッタのドッ
プラ周波数と受信時間を推定する手段およびクラッタ抑
圧と復調を同時に行う非整合ディジタルフィルタを備え
て構成したものである。In order to achieve the above-mentioned object, the radar apparatus according to the present invention comprises means for estimating the Doppler frequency of clutter and reception time, and a non-matching digital filter for simultaneously performing clutter suppression and demodulation. It is prepared and configured.
【００３７】この発明に係る請求項２記載のレーダ装置
では、基準アンビギュイティ関数発生手段と、クラッタ
のドップラ周波数と受信時間を推定する手段の出力に基
づいて重み関数を発生する手段と、符号系列の複素共役
をとる手段と、複素正弦波発生手段と、以上の出力から
上記非整合ディジタルフィルタの荷重係数の複素共役を
解とする連立１次方程式の係数を計算する手段と、その
連立１次方程式解法手段を備えたものである。In a radar apparatus according to a second aspect of the present invention, reference ambiguity function generating means, means for generating a weighting function based on the output of the means for estimating the Doppler frequency of clutter and the reception time, and a code Means for taking the complex conjugate of the sequence, means for generating the complex sine wave, means for calculating the coefficient of the simultaneous linear equations that solves the complex conjugate of the weighting coefficient of the non-matching digital filter from the above outputs, and its simultaneous 1 It is equipped with means for solving the following equation.
【００３８】この発明に係る請求項３記載のレーダ装置
では、複素数の複素共役をとる手段と、複素正弦発生手
段と、以上２つの複素数の乗算を行う手段と、クラッタ
のドップラ周波数と受信時間を推定する手段の出力に基
づいてクラッタのドップラ周波数近傍を阻止域とするＦ
ＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの荷重係数を発生す
る手段と、上記ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ荷
重係数発生手段出力と上記乗算手段の出力との畳込み演
算を行って上記非整合ディジタルフィルタ荷重係数を出
力する手段を備えたものである。In the radar apparatus according to the third aspect of the present invention, means for taking a complex conjugate of a complex number, means for generating a complex sine, means for multiplying the above two complex numbers, the Doppler frequency of the clutter and the reception time. Based on the output of the estimating means, F having a stopband near the Doppler frequency of the clutter
A means for generating a weighting factor of the IR type band elimination digital filter, and a convolution operation of the output of the FIR type band elimination digital filter weighting factor generating means and the output of the multiplying means are performed to output the non-matching digital filter weighting factor. It is equipped with a means to do.
【００３９】[0039]
【作用】この発明におけるレーダ装置では、符号変調さ
れた受信信号に含まれるクラッタを抑圧して復調するよ
うにクラッタドップラ周波数・受信時間推定器の出力を
利用して非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置で
決められた荷重係数を持つ非整合ディジタルフィルタ
に、クラッタを含む信号を入力すると、その信号と荷重
係数との積和演算が行われ、その出力にはクラッタが抑
圧された復調信号が現れる。In the radar device according to the present invention, the non-matching digital filter weighting factor determining device is utilized by using the output of the clutter Doppler frequency / reception time estimator so as to suppress and demodulate the clutter contained in the code-modulated received signal. When a signal containing clutter is input to a non-matching digital filter having a weighting factor determined in step S1, the product-sum operation of the signal and the weighting factor is performed, and a demodulated signal in which clutter is suppressed appears at the output.
【００４０】この発明に係る請求項２記載のレーダ装置
では、基準アンビギュイティ関数発生器とクラッタドッ
プラ周波数・受信時間推定器の出力に基づいて重み関数
を発生する重み関数発生器と符号発生器の出力から、上
記非整合ディジタルフィルタと送信信号である符号変調
パルス列との相互アンビギュイティ関数と基準アンビギ
ュイティ関数との重み付き平均二乗誤差が最小になるよ
うな解を持つ連立１次方程式を作り、それを解く。その
解の複素共役が上記非整合ディジタルフィルタの荷重係
数である。In the radar apparatus according to the second aspect of the present invention, the weight function generator and the code generator for generating the weight function based on the outputs of the reference ambiguity function generator and the clutter Doppler frequency / reception time estimator. From the output of, the simultaneous linear equations having a solution that minimizes the weighted mean square error between the mutual ambiguity function of the non-matching digital filter and the code-modulated pulse train that is the transmission signal and the reference ambiguity function Make and solve it. The complex conjugate of the solution is the weighting factor of the non-matching digital filter.
【００４１】この発明に係る請求項３記載のレーダ装置
では、整合フィルタの荷重係数である符号発生器の出力
の複素共役とクラッタドップラ周波数・受信時間推定器
の出力に基づいて発生したクラッタのドップラ周波数近
傍を阻止域とする帯域阻止ディジタルフィルタの荷重係
数との畳込み演算を行うことで、上記非整合ディジタル
フィルタの荷重係数を得るものである。In the radar apparatus according to the third aspect of the present invention, the clutter Doppler generated based on the complex conjugate of the output of the code generator, which is the weighting factor of the matched filter, and the output of the clutter Doppler frequency / reception time estimator. The weighting factor of the non-matching digital filter is obtained by performing a convolution operation with the weighting factor of the band elimination digital filter having a stop band near the frequency.
【００４２】[0042]
実施例１．以下、この発明の実施例を図について説明す
る。図１は請求項１記載の発明によるレーダ装置の構成
図である。１はＩＦの正弦波を発生するコヒーレント発
信器、２は符号系列を発生する符号発生器、３はパルス
変調と符号変調を行う変調器、４は安定化局部発信器５
の出力であるＲＦの制限波と変調器３の出力あるいは受
信信号Ｖを混合するミキサ、６はミキサ４の出力を増幅
する高出力増幅器、８は高出力増幅器６の出力を送受切
換器を介して空間へ放射し、目標からの反射波を受信す
るアンテナ、１１はミキサ４によってＩＦに変換された
信号を増幅するＩＦ増幅器、１２はＩＦ増幅器１１の出
力をコヒーレント発信器１の出力を利用して位相検波す
る位相検波器、１３は位相検波器１２の出力をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１４はクラッタを含む
ディジタル信号からクラッタを除去し、なおかつ符号変
調された信号を復調するためのクラッタ抑圧・復調器、
１５は目標を検出するための検出器、１６はクラッタの
ドップラ周波数および受信時間を推定するクラッタドッ
プラ周波数・受信時間推定器、５１はクラッタ抑圧・復
調を行う非整合ディジタルフィルタの荷重係数を求める
非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置である。Example 1. Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of a radar device according to the first aspect of the invention. 1 is a coherent oscillator that generates an IF sine wave, 2 is a code generator that generates a code sequence, 3 is a modulator that performs pulse modulation and code modulation, and 4 is a stabilized local oscillator 5
Is a mixer that mixes the RF limiting wave that is the output with the output of the modulator 3 or the received signal V, 6 is a high-power amplifier that amplifies the output of the mixer 4, and 8 is the output of the high-power amplifier 6 via a duplexer. Antenna for radiating into the space and receiving the reflected wave from the target, 11 for amplifying the signal converted to IF by the mixer 4, 12 for utilizing the output of the IF amplifier 11 as the output of the coherent oscillator 1. A phase detector for phase-detecting the signal, 13 is an A / D converter for converting the output of the phase detector 12 into a digital signal, and 14 is for removing clutter from the digital signal including clutter and demodulating the code-modulated signal. Clutter suppression and demodulator for
Reference numeral 15 is a detector for detecting a target, 16 is a clutter Doppler frequency / reception time estimator for estimating the Doppler frequency and reception time of clutter, and 51 is a non-matching digital filter weighting coefficient for performing clutter suppression / demodulation. It is a matching digital filter weighting factor determination device.
【００４３】図２はクラッタ抑圧・復調器１４の内部構
成図である。２１ａ，２１ｂ，２１ｃ，２１ｄはシフト
レジスタ、Ｘ0 （ｎ），Ｘ1 （ｎ），…，ＸM-1 （ｎ）
はシフトレジスタの出力信号で、隣り合う信号、例えば
Ｘ0 （ｎ）とＸ1 （ｎ）の時間間隔は図４のパルス繰り
返し周期Ｔに等しい。Ｍは図３のディジタルフィルタの
段数である。Ｍは符号周期Ｎに等しくなくてもよい。Ｈ
0 ，Ｈ1 ，…，ＨL-1はそれぞれクラッタを抑圧して信
号を復調するようにあらかじめ決められた荷重係数を持
つＦＩＲ形の非整合ディジタルフィルタで、目標の移動
速度に対応するドップラ周波数を求めるため、それぞれ
異なるドップラ周波数にチューニングされており、ディ
ジタルフィルタバンクを構成している。Ｌはディジタル
フィルタバンクを構成する非整合ディジタルフィルタの
数で、符号周期Ｎやフィルタ段数Ｍに等しくなくてよ
い。Ｙ0 （ｎ），Ｙ1 （ｎ），…，ＹL-1 （ｎ）は各フ
ィルタの出力である。FIG. 2 is an internal block diagram of the clutter suppression / demodulator 14. 21a, 21b, 21c and 21d are shift registers, X 0 (n), X 1 (n), ..., X M-1 (n).
Is the output signal of the shift register, and the time interval between adjacent signals, for example, X 0 (n) and X 1 (n), is equal to the pulse repetition period T of FIG. M is the number of stages of the digital filter in FIG. M need not be equal to the code period N. H
0 , H 1 , ..., H L-1 are FIR type unmatched digital filters each having a predetermined weighting coefficient so as to suppress clutter and demodulate the signal, and the Doppler frequency corresponding to the target moving speed. Are tuned to different Doppler frequencies to form a digital filter bank. L is the number of non-matching digital filters forming the digital filter bank, and need not be equal to the code period N or the number of filter stages M. Y 0 (n), Y 1 (n), ..., Y L-1 (n) are the outputs of the filters.
【００４４】図３は非整合ディジタルＨk （ｋ＝０，
１，…，Ｌ−１）の内部構成図である。２２は乗算器、
ａk （０），ａk （１），…，ａk （Ｍ−１）はクラッ
タを抑圧して符号変調された信号を復調するために非整
合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置５１で定められ
た荷重係数、２３は加算器、Ｙk （ｎ）はフィルタ出力
信号で、検出器入力信号となる。FIG. 3 shows the non-matching digital H k (k = 0,
It is an internal block diagram of 1, ..., L-1). 22 is a multiplier,
a k (0), a k (1), ..., A k (M−1) are determined by the unmatched digital filter weighting factor determination device 51 in order to suppress clutter and demodulate the code-modulated signal. A weighting factor, 23 is an adder, Y k (n) is a filter output signal, and becomes a detector input signal.
【００４５】次に上記実施例の動作を図１を参照して説
明する。クラッタが存在するものとする。図１におい
て、Ａ／Ｄ変換器１３までの動作は従来の技術（図９）
と同一である。Ａ／Ｄ変換器１３によるディジタル信号
への変換におけるサンプリング周期は図４で示されるパ
ルス幅δに等しい。このディジタル信号はクラッタ抑圧
・復調器１４に入力される。Next, the operation of the above embodiment will be described with reference to FIG. Assume there is clutter. In FIG. 1, the operation up to the A / D converter 13 is a conventional technique (FIG. 9).
Is the same as The sampling period in the conversion into a digital signal by the A / D converter 13 is equal to the pulse width δ shown in FIG. This digital signal is input to the clutter suppression / demodulator 14.
【００４６】図２において、クラッタ抑圧・復調器１４
に入力された信号はシフトレジスタ２１ａに入る。シフ
トレジスタの個数は非整合ディジタルフィルタの段数Ｍ
に等しい。２１ａのシフトレジスタからの出力ＸM-1
（ｎ）は次のシフトレジスタへ送られるとともに、非整
合ディジタルフィルタＨ0 ，Ｈ1 ，…，ＨL-1 のそれぞ
れの最左端の入力端子に入力される。同様にシフトレジ
スタ２１ｂの出力ＸM-2（ｎ）も次のシフトレジスタに
送られるとともに非整合ディジタルフィルタＨ0，Ｈ
1 ，…，ＨL-1 のそれぞれ左から２番目の端子に入力さ
れる。これが繰り返されると同時に、図３の非整合ディ
ジタルフィルタにおいて、シフトレジスタ出力信号Ｘ
M-1 （ｎ），ＸM-2 （Ｎ），…，Ｘ1 （ｎ），Ｘ0
（ｎ）はそれぞれ、符号発生器２およびクラッタドップ
ラ周波数・受信時間推定器１６の出力に基づいてクラッ
タを抑圧してなおかつ符号変調された信号を復調するよ
うに非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置５１で
定められた荷重係数ａk （０），ａk（１），…，ａk
（Ｍ−２），ａk （Ｍ−１）（ｋ＝０，１，…，Ｌ−
１）と乗算器２２で乗ぜられた後、加算器２３で加え合
わされて出力される。この出力信号ＹK （ｎ）は次のよ
うになる。In FIG. 2, the clutter suppression / demodulator 14
The signal input to is input to the shift register 21a. The number of shift registers is M, which is the number of stages of unmatched digital filters.
be equivalent to. 21a output from the shift register X M-1
(N) is sent to the next shift register and also input to the leftmost input terminals of the non-matching digital filters H 0 , H 1 , ..., HL-1 . Similarly, the output X M-2 (n) of the shift register 21b is also sent to the next shift register and the unmatched digital filters H 0 , H
Each of 1 , ..., HL-1 is input to the second terminal from the left. At the same time as this is repeated, in the unmatched digital filter of FIG.
M-1 (n), X M-2 (N), ..., X 1 (n), X 0
(N) is a non-matching digital filter weighting factor determining device 51 so as to suppress clutter and demodulate the code-modulated signal based on the outputs of the code generator 2 and the clutter Doppler frequency / reception time estimator 16, respectively. , The load factors a k (0), a k (1), ..., a k
(M-2), ak (M-1) (k = 0, 1, ..., L-
1) is multiplied by the multiplier 22 and then added by the adder 23 and output. The output signal Y K (n) is as follows.
【００４７】[0047]
【数１２】 [Equation 12]
【００４８】出力信号Ｙk （ｎ）は検出器１５に入力さ
れ、目標からの反射波が存在したときだけピークが検出
され、目標のドップラ周波数・距離の情報を得ることが
できる。The output signal Y k (n) is input to the detector 15, the peak is detected only when the reflected wave from the target exists, and the information of the target Doppler frequency / distance can be obtained.
【００４９】図２において、ディジタルフィルタバンク
を構成する非整合ディジタルフィルタＨ0 ，Ｈ1 ，…，
ＨL-1 はそれぞれ異なるドップラ周波数にチューニング
される。従って目標のドップラ周波数に応じたフィルタ
の出力からピークが検出される。In FIG. 2, non-matching digital filters H 0 , H 1 , ..., Which constitute a digital filter bank.
HL-1 is tuned to different Doppler frequencies. Therefore, the peak is detected from the output of the filter according to the target Doppler frequency.
【００５０】実施例２．以下、請求項２記載の発明の実
施例を説明する。まず理論を説明後、図について説明す
る。Example 2. Hereinafter, an embodiment of the invention described in claim 2 will be described. After explaining the theory, the figures will be described.
【００５１】Ａ．Ｖ．Ｏｐｐｅｎｈｅｉｍ編”Ａｐｐｌ
ｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｆＤｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ
Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌ
ｌ，１９７８）第５章によれば、ディジタル信号に対す
る相互アンビギュイティ関数は次式で定義される。A. V. Openheim edition "Appl
ications of Digital Signal
Processing ”(Prentice Hal
1, 1978) Chapter 5, the mutual ambiguity function for a digital signal is defined by:
【００５２】[0052]
【数１３】 [Equation 13]
【００５３】Ｔはサンプリング周期で、送信信号が図４
に示すようなパルス列の場合、Ｔはパルス繰り返し周期
ＰＲＩである。また、その場合、式（１８）におけるｕ
（ｎＴ）は、式（１９）で与えられる。T is a sampling period, and the transmission signal is as shown in FIG.
In the case of the pulse train as shown in (1), T is the pulse repetition period PRI. In that case, u in the equation (18)
(NT) is given by equation (19).
【００５４】[0054]
【数１４】 [Equation 14]
【００５５】ＩＮＴ（・）は小数部切り捨てである。式
（１８）のｖ（ｎＴ）と図３の荷重係数ａk （０），ａ
k （１），…，ａk（Ｍ−２），ａk （Ｍ−１）（ｋ＝
０，１，…，Ｌ−１）との関係は式（５）より、INT (•) is a fractional part truncated. V (nT) of the equation (18) and the weighting factor a k (0), a of FIG.
k (1), ..., ak (M-2), ak (M-1) (k =
The relationship with 0, 1, ...
【００５６】[0056]
【数１５】 [Equation 15]
【００５７】これより荷重係数ａk （０），ａk
（１），…，ａk （Ｍ−２），ａk （Ｍ−１）（ｋ＝
０，１，…，Ｌ−１）の代わりにｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，
１，…，Ｍ−１）を求めることにする。なお、ｖ（ｎ
Ｔ）（ｎ＝０，１，…，Ｍ−１）は本来ｋによって異な
るが、それについては後述する。From this, the weighting factors a k (0), a k
(1), ..., ak (M-2), ak (M-1) (k =
V (nT) (n = 0, instead of 0, 1, ..., L-1)
, 1, ..., M-1). Note that v (n
T) (n = 0, 1, ..., M−1) originally differs depending on k, which will be described later.
【００５８】ｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，１，…，Ｍ−１）は
式（１８）の相互アンビギュイティ関数χ（τ，φ）と
基準アンビギュイティ関数Ｄ（τ，φ）との次式の重み
付き平均二乗誤差関数Ｅを最小にするように決める。V (nT) (n = 0, 1, ..., M-1) is the mutual ambiguity function χ (τ, φ) of the equation (18) and the reference ambiguity function D (τ, φ). The weighted mean square error function E of the following equation is determined so as to be minimized.
【００５９】[0059]
【数１６】 [Equation 16]
【００６０】Δτ，Δφはそれぞれτ−φ平面のτ方
向、φ方向のきざみ幅である。Δτ＝Ｔとしてよい。Ｗ
（τ，φ）は非負の値をとる重み関数で、τ＝φ＝０と
式（６）のｐa （τ，φ）の大きなτ−φ領域で大きな
値、その他の領域で１と設定するが、適宜変更可能であ
る。基準アンビギュイティ関数Ｄ（τ，φ）は原則とし
て次式のように設定する。Δτ and Δφ are the step widths in the τ-direction and the φ-direction of the τ-φ plane, respectively. Δτ = T may be set. W
(Τ, φ) is a weighting function that takes a non-negative value, and is set to a large value in the τ−φ region where τ = φ = 0 and p a (τ, φ) in formula (6) is large, and is set to 1 in other regions. However, it can be changed appropriately. In principle, the reference ambiguity function D (τ, φ) is set as in the following equation.
【００６１】[0061]
【数１７】 [Equation 17]
【００６２】重み関数の大きいτ−φ領域では式（２
２）の誤差関数Ｅにおいて誤差が大きく評価されるた
め、局所的に近似誤差が小さくなる。つまり、図６に示
すように局所的にサイドローブレベルを低くするこがで
きる。その結果、クラッタを抑圧することが可能とな
る。また、相互アンビギュイティ関数の原点τ＝φ＝０
におけるピークも保存されるように近似を行うので、符
号変調された受信信号も復調される。In the τ-φ region where the weighting function is large, the equation (2
Since the error is largely evaluated in the error function E of 2), the approximation error locally becomes small. That is, the side lobe level can be locally lowered as shown in FIG. As a result, clutter can be suppressed. The origin of the mutual ambiguity function τ = φ = 0
Since the approximation is performed so that the peak at is also preserved, the code-modulated received signal is also demodulated.
【００６３】式（２２）の和の範囲はレーダから目標ま
での距離の計測および目標の速度の計測のあいまいさの
生じない範囲で、式（２４）で与えれる。The range of the sum of the equation (22) is a range in which there is no ambiguity in the measurement of the distance from the radar to the target and the measurement of the target velocity, and is given by the equation (24).
【００６４】[0064]
【数１８】 [Equation 18]
【００６５】ＰＲＦ（＝１／ＰＲＩ）はパルス繰り返し
周期である。式（２２）は次のように変形できる。PRF (= 1 / PRI) is a pulse repetition period. Equation (22) can be modified as follows.
【００６６】[0066]
【数１９】 [Formula 19]
【００６７】肩文字Ｈ、Ｌはそれぞれ行列（ベクトル）
の複素共役転置、および転置を表す。式（２２）を最小
にするｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，１，…，Ｍ−１）は、ｄＥ
／ｄｘ＝０と置くことによって求めることができる。式
（２８）、（２９）のように行列Ｒおよびベクトルｄを
定義すると、ｄＥ／ｄｘ＝０は式（３０）と等価にな
る。これはｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，１，…，Ｍ−１）を未
知数とする連立１次方程式であり、解は式（３１）で与
えられる。Superscripts H and L are matrices (vectors), respectively.
Represents the complex conjugate transpose and transpose of. V (nT) (n = 0, 1, ..., M-1) that minimizes Equation (22) is dE
It can be obtained by setting / dx = 0. When the matrix R and the vector d are defined as in equations (28) and (29), dE / dx = 0 is equivalent to equation (30). This is a simultaneous linear equation with unknowns v (nT) (n = 0, 1, ..., M-1), and the solution is given by equation (31).
【００６８】[0068]
【数２０】 [Equation 20]
【００６９】行列Ｒの第（ｉ，ｊ）要素ｒij（ｉ，ｊ＝
１，２，…，Ｍ）およびベクトルｄの第ｉ要素ｄi （ｉ
＝１，２，…，Ｍ）はそれぞれ式（３２）、（３３）で
与えられる。The (i, j) th element r ij (i, j =) of the matrix R
1, 2, ..., M) and the i-th element d i (i of the vector d
, 1, 2, ..., M) are given by equations (32) and (33), respectively.
【００７０】[0070]
【数２１】 [Equation 21]
【００７１】式（３１）の解ｖ（ｎＴ）（ｎ＝０，１，
…，Ｍ−１）は式（９）に対応する条件式（３４）を満
足しないので、必要に応じてｖ（ｎＴ）に定数を乗じて
正規化を行う。Solution of equation (31) v (nT) (n = 0, 1,
, M-1) does not satisfy the conditional expression (34) corresponding to the expression (9), so that v (nT) is multiplied by a constant to perform normalization as necessary.
【００７２】[0072]
【数２２】 [Equation 22]
【００７３】次に実施例を図について説明する。図５は
請求項２記載の発明によるレーダ装置における非整合デ
ィジタルフィルタの荷重係数決定装置５１ａの内部構成
図である。２は符号発生器、５２は入力された複素数の
複素共役値を出力する複素共役器、５３は式（２３）で
与えられる値を出力する基準アンビギュイティ関数発生
器、５４は式（２２）中の荷重関数を出力する重み関数
発生器、５５は複素正弦波を発生する複素正弦波発生
器、５６は連立１次方程式の係数を計算する連立１次方
程式係数計算装置、５７は連立１次方程式を解く連立１
次方程式解法装置である。Next, examples will be described with reference to the drawings. FIG. 5 is an internal configuration diagram of a weighting factor determination device 51a for a non-matching digital filter in a radar device according to the second aspect of the invention. 2 is a code generator, 52 is a complex conjugate device that outputs the complex conjugate value of the input complex number, 53 is a reference ambiguity function generator that outputs the value given by equation (23), and 54 is equation (22). A weight function generator for outputting a weight function, a complex sine wave generator 55 for generating a complex sine wave, 56 a simultaneous linear equation coefficient calculation device for calculating coefficients of simultaneous linear equations, and 57 a simultaneous linear equation Simultaneous equations 1
It is an apparatus for solving the following equation.
【００７４】次に上記実施例の動作を図５を参照して説
明する。連立１次方程式係数計算装置５６では、式（３
２）（３３）に従って連立１次方程式の係数である行列
Ｒの要素ｒij、ベクトルｄの要素ｄi を計算する。その
際、必要となる符号系列Ｃnを符号発生器２から、符号
系列Ｃn の複素共役を符号発生器２で発生した符号系列
を入力とする複素共役器５２から、式（２４）を満足す
る整数ｍ，ｎに対応する重み関数Ｗ（ｍΔτ，ｎΔφ）
を重み関数発生器５４から、同様に対応する基準アンビ
ギュイティ関数の複素共役値Ｄ* （ｍΔτ，ｎΔφ）を
基準アンビギュイティ関数発生器５３の出力を入力とす
る複素共役器５２から、同様に対応する複素数ｅｘｐ
［−ｊ２πｎΔφ（ｉ−ｊ）Ｔ］およびｅｘｐ［−ｊ２
πｎΔφ（ｉ−ｍ−１）Ｔ］（Ｔ＝Δτ）を複素正弦波
発生器５５からそれぞれ読み込む。重み関数発生器５４
において、重み関数Ｗ（τ，φ）の大きいτ−φ領域は
クラッタドップラ周波数・受信時間推定器１６の出力に
基づき決められる。行列Ｒとベクトルｄが求められる
と、その要素は連立１次方程式係数計算装置５６から連
立１次方程式解法装置５７へ送られ、連立１次方程式
（３０）を解く。連立１次方程式解法装置５７における
連立１次方程式の解法アルゴリズムは公知のもの、例え
ばガウス消去法などを用いればよい。ｖ（ｎＴ）（ｎ＝
０，１，…，Ｍ−１）を求めた後、連立１次方程式解法
装置５７において必要に応じて式（３４）の正規化を行
い、式（２１）にしたがって非整合ディジタルフィルタ
の荷重係数ａk （０），ａk （１），…，ａk （Ｍ−
２），ａk （Ｍ−１）（ｋ＝０，１，…，Ｌ−１）に変
換され、それがクラッタ抑圧・復調器１４へ送られる。Next, the operation of the above embodiment will be described with reference to FIG. In the simultaneous linear equation coefficient calculation device 56, the equation (3
2) The element r ij of the matrix R and the element d i of the vector d, which are the coefficients of the simultaneous linear equations, are calculated according to (33). At this time, the required code sequence C n is satisfied from the code generator 2 and the complex conjugate of the code sequence C n is satisfied from the complex conjugator 52 having the code sequence generated by the code generator 2 as an input. Weighting function W (mΔτ, nΔφ) corresponding to the integers m and n
From the weighting function generator 54, similarly, from the corresponding complex conjugation value 52 of the reference ambiguity function D * (mΔτ, nΔφ) to the input of the output of the reference ambiguity function generator 53, Complex number exp corresponding to
[−j2πnΔφ (i−j) T] and exp [−j2
πnΔφ (i−m−1) T] (T = Δτ) is read from the complex sine wave generator 55. Weight function generator 54
In, the τ−φ region where the weighting function W (τ, φ) is large is determined based on the output of the clutter Doppler frequency / reception time estimator 16. When the matrix R and the vector d are obtained, the elements are sent from the simultaneous linear equation coefficient calculating device 56 to the simultaneous linear equation solving device 57, and the simultaneous linear equations (30) are solved. As a solution algorithm for the simultaneous linear equations in the simultaneous linear equation solving device 57, a known algorithm, for example, the Gaussian elimination method may be used. v (nT) (n =
0, 1, ..., M−1), the simultaneous linear equation solver 57 normalizes equation (34) as necessary, and the weighting factor of the non-matching digital filter is obtained according to equation (21). a k (0), a k (1), ..., a k (M−
2), a k (M−1) (k = 0, 1, ..., L−1), which is sent to the clutter suppression / demodulator 14.
【００７５】クラッタ抑圧・復調器１４においては、チ
ューニングするドップラ周波数の異なるＬ個のディジタ
ルフィルタによるフィルタバンクを構成するので、Ｌ組
の荷重係数｛ａ0 （０），ａ0 （１），…，ａ0 （Ｍ−
１）｝、｛ａ1 （０），ａ1（１），…，ａ1 （Ｍ−
１）｝，…，｛ａL-1 （０），ａL-1（１），…，ａL- 1
（Ｍ−１）｝を求める必要がある。サイドローブ抑圧
領域は図６のように各フィルタに対してドップラ周波数
に関して少しづつずれており、それぞれに対して上記の
計算を合計Ｌ回行うことになる。このとき、基準アンビ
ギュイティ関数Ｄ（τ，φ）は式（２３）のままにして
おき、重み関数Ｗ（τ、φ）は図６のサイドローブ抑圧
領域に応じて変える。サイドローブ抑圧領域はクラッタ
ドップラ周波数・受信時間推定器１６で推定されたクラ
ッタのドップラ周波数と受信時間に基づいて決められ
る。図６の各アンビギュイティ関数において、原点τ＝
φ＝０とアンビギュイティ関数サイドローブ抑圧領域と
の距離は、フィルタで目標を検出するためにチューニン
グするドップラ周波数とクラッタドップラ周波数・受信
時間推定器１６で推定されたクラッタのドップラ周波数
との差である。Since the clutter suppression / demodulator 14 forms a filter bank by L digital filters having different Doppler frequencies to be tuned, L sets of weighting factors {a 0 (0), a 0 (1), ... , A 0 (M-
1)}, {a 1 (0), a 1 (1), ..., a 1 (M−
1)}, ..., {a L-1 (0), a L-1 (1), ..., a L- 1
It is necessary to obtain (M-1)}. The side lobe suppression region is slightly shifted with respect to the Doppler frequency for each filter as shown in FIG. 6, and the above calculation is performed L times for each. At this time, the reference ambiguity function D (τ, φ) is left as it is in equation (23), and the weighting function W (τ, φ) is changed according to the side lobe suppression region of FIG. The side lobe suppression region is determined based on the clutter Doppler frequency and reception time estimated by the clutter Doppler frequency / reception time estimator 16. In each ambiguity function of FIG. 6, the origin τ =
The distance between φ = 0 and the ambiguity function side lobe suppression region is the difference between the Doppler frequency tuned to detect the target by the filter and the clutter Doppler frequency estimated by the clutter Doppler frequency / reception time estimator 16. Is.
【００７６】次に、図７のクラッタドップラ周波数・受
信時間推定器１６の動作について説明する。クラッタド
ップラ周波数・受信時間推定器１６は復調器１７と検出
器１５から構成される。復調器１７は図９のものと同一
であり、したがって動作は前述したものと同じである。
しかし計測対象は目標９のドップラ周波数・受信時間で
はなく、クラッタの反射源１０のそれである。検出器１
５において、ドップラ周波数はＤＦＴ演算器２４のどこ
の出力から大きなピークが検出されたかで計測し、受信
時間はＤＦＴ演算器２４の出力信号のクラッタ受信によ
る大きなピークの時刻で計測される。検出器１５は、計
測されたドップラ周波数および受信時間を非整合ディジ
タルフィルタの荷重係数決定装置５１に出力する。Next, the operation of the clutter Doppler frequency / reception time estimator 16 of FIG. 7 will be described. The clutter Doppler frequency / reception time estimator 16 comprises a demodulator 17 and a detector 15. The demodulator 17 is identical to that of FIG. 9 and thus its operation is the same as previously described.
However, the measurement target is not the Doppler frequency / reception time of the target 9 but that of the clutter reflection source 10. Detector 1
5, the Doppler frequency is measured by the output of the DFT calculator 24 from which the large peak is detected, and the reception time is measured at the time of the large peak due to clutter reception of the output signal of the DFT calculator 24. The detector 15 outputs the measured Doppler frequency and reception time to the weighting factor determination device 51 of the non-matching digital filter.
【００７７】実施例３．以下、請求項３記載の発明の実
施例を説明する。Example 3. Hereinafter, an embodiment of the invention described in claim 3 will be described.
【００７８】クラッタの抑圧と符号変調受信信号の復調
は、クラッタを抑圧するための帯域阻止ディジタルフィ
ルタと復調を行う整合ディジタルフィルタを縦続に接続
しても達成される。従って、両者の荷重係数（正確には
インパルス応答列）を畳み込み演算して得られた数列を
荷重係数とするディジタルフィルタは、クラッタ抑圧と
符号変調受信信号の復調を同時に行うことになる。２つ
のディジタルフィルタを縦続に接続したときのインパル
ス応答は２つのディジタルフィルタのインパルス応答列
の畳込み演算によって得られる数列であることはディジ
タル信号処理理論の教えるところである。ただし、目標
のドップラ周波数を知るためにクラッタ抑圧・復調器１
４ではチューニングするドップラ周波数が異なるフィル
タバンクを達成するから、それを考慮する必要がある。Suppression of clutter and demodulation of the code-modulated received signal can be achieved by connecting in series a band-stop digital filter for suppressing clutter and a matching digital filter for demodulation. Therefore, the digital filter using the sequence obtained by convolving the weighting factors (impulse response sequences to be exact) of both as the weighting factors simultaneously performs clutter suppression and demodulation of the code-modulated received signal. The theory of digital signal processing teaches that the impulse response when two digital filters are connected in cascade is a sequence obtained by convolution of the impulse response sequences of the two digital filters. However, in order to know the target Doppler frequency, the clutter suppressor / demodulator 1
It is necessary to take this into consideration because in 4 a filter bank with different Doppler frequencies to be tuned is achieved.
【００７９】次に実施例を図について説明する。図８は
請求項３記載の発明によるレーダ装置における非整合デ
ィジタルフィルタの荷重係数決定装置５１ｂの内部構成
図である。５８はＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ
荷重係数発生器、５９は畳み込み演算器である。Next, examples will be described with reference to the drawings. FIG. 8 is an internal configuration diagram of a weighting factor determination device 51b for a non-matching digital filter in a radar device according to the third aspect of the invention. Reference numeral 58 is an FIR type band elimination digital filter weighting coefficient generator, and 59 is a convolution calculator.
【００８０】以下、上記実施例の動作を図８を参照して
説明する。クラッタ抑圧・復調器１４内のディジタルフ
ィルタＨ0 ，Ｈ1 ，…，ＨL-1 のうち、Ｈk の荷重係数
ａK（０），ａk （１），…，ａk （Ｍ−１）を求める
場合について説明する。このディジタルフィルタでチュ
ーニングするドップラ周波数は（２πｋ／Ｌ）ＰＲＦ
［Ｈｚ］である。The operation of the above embodiment will be described below with reference to FIG. Of the digital filters H 0 , H 1 , ..., H L-1 in the clutter suppression / demodulator 14, the weighting factors a K (0), a k (1), ..., A k (M-1) of H k. ) Will be described. The Doppler frequency tuned by this digital filter is (2πk / L) PRF
[Hz].
【００８１】非整合ディジタルフィルタの荷重係数決定
装置５１ｂにおいて、ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィ
ルタ荷重係数発生器５８は、クラッタドップラ周波数・
受信時間推定器１６で推定されたクラッタのドップラ周
波数近傍に阻止域を持つＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフ
ィルタの荷重係数（インパルス応答列）ｇ（ｎ）（ｎ＝
０，１，…，Ｉ−１：Ｉは適切な整数）を発生する。こ
のｇ（ｎ）（ｎ＝０，１，…，Ｉ−１）は、例えば、
Ｊ．Ｈ．ＭｃＣｌｅｌｌａｎ，Ｔ．Ｗ．Ｐａｒｋｓ，＆
Ｌ．Ｒ．Ｌａｂｉｎｅｒ著の論文”Ａ Ｐｒｏｇｒａ
ｍ ｆｏｒ Ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｆ
ＩＲ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｈａｓｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆ
ｉｌｔｅｒｓ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎ Ａｕｄｉｏ ａｎｄ Ｅｌｅｎｔｒｏａｃｏｕｓ
ｔｉｃｓ，ｖｏｌ．ＡＵ−２１，Ｎｏ．６，ｐｐ．５０
６−５２６，Ｄｅｃ．１９７３や、Ｍ．Ｔ．ＭｃＣａｌ
ｌｉｇ著の論文”Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｄｉｇｉｔａｌ
ＦＩＲ ｆｉｌｔｅｒｓｗｉｔｈ Ｃｏｍｐｌｅｘ
Ｃｏｎｊｕｇａｔｅ Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ
ｓ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃ
ｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄＳｙｓｔｅｍｓ，ｖｏｌ．ＣＡ
Ｓ−２５，Ｎｏ．１２，ｐｐ．１１０３−１１０５，Ｄ
ｅｃ．１９７８に開示されている方法などから求めるこ
とができる。In the non-matching digital filter weighting factor determining device 51b, the FIR type band stop digital filter weighting factor generator 58 has a clutter Doppler frequency /
Weighting coefficient (impulse response sequence) g (n) (n = n) of the FIR type band stop digital filter having a stop band near the Doppler frequency of the clutter estimated by the reception time estimator 16
0, 1, ..., I-1: I is an appropriate integer). This g (n) (n = 0, 1, ..., I-1) is, for example,
J. H. McClellan, T .; W. Parks, &
L. R. Paper by Labiner "A Program"
m for Designing Optimum F
IR Linear Phase Digital F
ilters "IEEE Transactions
on Audio and Elentroacous
tics, vol. AU-21, No. 6, pp. Fifty
6-526, Dec. 1973 and M.I. T. McCal
Lig's paper "Design of Digital"
FIR filterswith Complex
Conjugate Pulse Response
s, "IEEE Transactions on C
ircuits and Systems, vol. CA
S-25, No. 12, pp. 1103-1105, D
ec. It can be obtained from the method disclosed in 1978 or the like.
【００８２】符号発生器２で発生した符号系列Ｃn （ｎ
＝０，１，…，Ｎ−１）は複素共役器５２に入力され
る。複素共役器５２の出力数列をｈ1 （ｎ）（ｎ＝０，
１，…，Ｎ−１）とすると、式（３５）のようになる。The code sequence C n (n generated by the code generator 2
= 0, 1, ..., N−1) is input to the complex conjugator 52. The output sequence of the complex conjugator 52 is represented by h 1 (n) (n = 0,
1, ..., N−1), the equation (35) is obtained.
【００８３】[0083]
【数２３】 [Equation 23]
【００８４】複素正弦波発生器５２では、周波数２πｋ
／Ｌの複素正弦波ｅｘｐ［ｊ２πｋｎ／Ｌ］を発生し、
その出力は複素共役器５２の出力ｈ1 （ｎ）（ｎ＝０，
１，…，Ｎ−１）と乗算器１７で掛け合わされる。乗算
器１７の出力をｈ2 （ｎ）（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）
とすると、式（３６）のようになる。In the complex sine wave generator 52, the frequency 2πk
Generate a complex sine wave exp [j2πkn / L] of / L,
The output is the output h 1 (n) of the complex conjugator 52 (n = 0,
1, ..., N-1) and the multiplier 17 are used for multiplication. The output of the multiplier 17 is h 2 (n) (n = 0, 1, ..., N−1)
Then, it becomes like Formula (36).
【００８５】[0085]
【数２４】 [Equation 24]
【００８６】畳込み演算器５９では、乗算器１７の出力
ｈ2 （ｎ）（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）とＦＩＲ形帯域
阻止ディジタルフィルタ荷重係数発生器５８で発生した
荷重係数ｇ（ｎ）（ｎ＝０，１，…，Ｉ−１）との式
（３７）の畳込み演算を行い、その結果である非整合デ
ィジタルフィルタ荷重係数ａk （ｎ）（ｎ＝０，１，
…，Ｍ−１；Ｍ＝Ｎ＋Ｉ−２）をクラッタ抑圧・復調器
１４へ出力する。In the convolution calculator 59, the output h 2 (n) (n = 0, 1, ..., N-1) of the multiplier 17 and the weight coefficient generated by the FIR band stop digital filter weight coefficient generator 58. The convolution operation of Expression (37) with g (n) (n = 0, 1, ..., I-1) is performed, and the result is the unmatched digital filter weighting coefficient a k (n) (n = 0, 1,
, M−1; M = N + I−2) is output to the clutter suppression / demodulator 14.
【００８７】[0087]
【数２５】 [Equation 25]
【００８８】式（３７）の和の範囲は、０≦ｍ≦Ｉ−１
かつｍ≦ｎかつｍ≧ｎ−Ｎ＋１である。The range of the sum of the equation (37) is 0≤m≤I-1.
And m ≦ n and m ≧ n−N + 1.
【００８９】実施例４．クラッタドップラ周波数・受信
時間推定器１６において、復調器１７の内部のＤＦＴ演
算器２４は、符号周期ＮがＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒ
ｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）アルゴリズム
を用いることができる場合、例えば２の整数乗などの場
合、ＦＦＴ演算器に置換えることができる。これによっ
て、より高速に信号処理を行うことができる。Example 4. In the clutter Doppler frequency / reception time estimator 16, the DFT calculator 24 inside the demodulator 17 has a code period N of FFT (Fast Four).
When the ier Transformation algorithm can be used, for example, when it is an integer power of 2, it can be replaced with an FFT calculator. As a result, signal processing can be performed at higher speed.
【００９０】[0090]
【発明の効果】以上のように請求項１記載の発明におけ
るレーダ装置では、符号変調された受信信号に含まれる
クラッタを抑圧して復調するように適切に決められた荷
重係数を持つディジタルフィルタを備えているため、効
果的に受信信号中に含まれるクラッタを抑圧して復調す
ることができる。As described above, in the radar apparatus according to the first aspect of the present invention, the digital filter having the weighting coefficient appropriately determined so as to suppress the clutter contained in the code-modulated received signal and demodulate the digital filter is provided. Since it is provided, the clutter contained in the received signal can be effectively suppressed and demodulated.
【００９１】請求項２記載のレーダ装置においける非整
合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置では、クラッタ
ドップラ周波数・受信時間推定手段で推定されたクラッ
タのドップラ周波数・受信時間に基づいてクラッタの存
在する距離−ドップラ周波数領域に対応するアンビギュ
イティ関数の時間遅れ−ドップラ周波数領域におけるサ
イドローブレベルを低くするように連立１次方程式を作
り、それを解く装置を備えているため、上記ディジタル
フィルタの荷重係数を容易に決めることができる。In the non-matching digital filter weighting factor determination device in the radar device according to the second aspect, the distance at which the clutter exists based on the clutter Doppler frequency / reception time estimated by the clutter Doppler frequency / reception time estimation means. -Time delay of the ambiguity function corresponding to the Doppler frequency domain-Since the apparatus has a device for making simultaneous linear equations so as to lower the sidelobe level in the Doppler frequency domain and solving it, the weighting factor of the digital filter Can be easily determined.
【００９２】請求項３記載のレーダ装置における非整合
ディジタルフィルタ荷重係数決定装置では、クラッタド
ップラ周波数・受信時間推定手段で推定されたクラッタ
のドップラ周波数を阻止域とする帯域阻止ディジタルフ
ィルタの荷重係数と復調フィルタである整合フィルタの
荷重係数とを畳込み演算する装置を備えているため、上
記ディジタルフィルタの荷重係数を容易に決めることが
できる。In the non-matching digital filter weighting factor determination device in the radar device according to the third aspect, the weighting factor of the band elimination digital filter having the clutter Doppler frequency estimated by the clutter Doppler frequency / reception time estimating means as the stop band is Since a device for performing a convolution operation with the weighting factor of the matched filter which is the demodulation filter is provided, the weighting factor of the digital filter can be easily determined.
【図１】この発明の実施例１を示すレーダ装置の全体構
成図である。FIG. 1 is an overall configuration diagram of a radar device showing a first embodiment of the present invention.
【図２】この発明の実施例１のクラッタ抑圧・復調器の
内部構成図である。FIG. 2 is an internal configuration diagram of the clutter suppressing / demodulating device according to the first embodiment of the present invention.
【図３】この発明の実施例１の非整合ディジタルフィル
タの内部構成図である。FIG. 3 is an internal configuration diagram of a non-matching digital filter according to the first embodiment of the present invention.
【図４】この発明および従来のレーダ装置の送信信号波
形である。FIG. 4 is a transmission signal waveform of the present invention and the conventional radar device.
【図５】この発明の実施例２を示すレーダ装置における
非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置の内部構成
図である。FIG. 5 is an internal configuration diagram of a non-matching digital filter weighting factor determination device in a radar device showing Embodiment 2 of the present invention.
【図６】局所的にサイドローブレベルが低いが、サイド
ローブレベルの低い領域が異なるＬ個のアンビギュイテ
ィ関数の絶対値を説明する図である。FIG. 6 is a diagram illustrating absolute values of L ambiguity functions having locally low sidelobe levels but different regions with low sidelobe levels.
【図７】クラッタドップラ周波数・受信時間推定器およ
び復調器の内部構成図である。FIG. 7 is an internal configuration diagram of a clutter Doppler frequency / reception time estimator and demodulator.
【図８】この発明の実施例３を示すレーダ装置における
非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置の内部構成
図である。FIG. 8 is an internal configuration diagram of a non-matching digital filter weighting factor determination device in a radar device showing Embodiment 3 of the present invention.
【図９】従来のレーダ装置の全体構成図である。FIG. 9 is an overall configuration diagram of a conventional radar device.
２ 符号発生器
３ 変調器
８ アンテナ
１１ ＩＦ増幅器
１２ 位相検波器
１３ Ａ／Ｄ変換器
１４ クラッタ抑圧・復調器
１５ 検出器
１６ クラッタドップラ周波数・受信時間推定器
２２ 乗算器
５１ａ，５１ｂ 非整合ディジタルフィルタ荷重係数決
定装置
５２ 複素共役器
５３ 基準アンビギュイティ関数発生器
５４ 重み関数発生器
５５ 複素正弦波発生器
５６ 連立１次方程式係数計算装置
５７ 連立１次方程式解法装置
５８ ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタ荷重係数発
生器
５９ 畳込み演算器2 code generator 3 modulator 8 antenna 11 IF amplifier 12 phase detector 13 A / D converter 14 clutter suppressor / demodulator 15 detector 16 clutter Doppler frequency / reception time estimator 22 multipliers 51a, 51b non-matching digital filter Weighting factor determining device 52 Complex conjugator 53 Reference ambiguity function generator 54 Weighting function generator 55 Complex sine wave generator 56 Simultaneous linear equation coefficient calculating device 57 Simultaneous linear equation solving device 58 FIR type band elimination digital filter weight Coefficient generator 59 Convolutional calculator
【手続補正書】[Procedure amendment]
【提出日】平成４年８月２０日[Submission date] August 20, 1992
【手続補正１】[Procedure Amendment 1]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】０００７[Correction target item name] 0007
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【０００７】このとき、式（１）の系列は式（３）で表
される。このような周期系列として、例えばＭ系列など
がある。 At this time, the series of equation (1) is represented by equation (3). As such a periodic series, for example, an M series, etc.
There is.
【手続補正２】[Procedure Amendment 2]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】０００９[Correction target item name] 0009
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【０００９】アンビギュイティ関数とは、式（４）で定
義されるτとφの２変数関数である。τは目標に信号を
送信してから受信するまでの時間と（非）整合フィルタ
でチューニングする遅延時間の差、φは目標のドップラ
周波数と（非）整合フィルタでチューニングするドップ
ラ周波数の差である。＋τ方向は目標が遠距離にあるこ
とを、＋φ方向は目標の速度がより速いことを表す。[0009] The A Nbigyuiti function is a function of two variables of the τ is defined by equation (4) phi. τ is the difference between the time from the signal is sent to the target and the time it is received and the delay time for tuning with the (non) matched filter, and φ is the difference between the target Doppler frequency and the Doppler frequency for tuning with the (non) matched filter. . The + τ direction indicates that the target is at a long distance, and the + φ direction indicates that the target speed is higher.
【手続補正３】[Procedure 3]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１４[Correction target item name] 0014
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００１４】τ＝φ＝０近傍以外の｜χ（τ，φ）｜の
値の小さい領域の極大値をサイドローブレベルと呼ぶこ
とにする。本発明に関わるアンビギュイティ関数の性質
として、次のものがあげられる。受信クラッタの（非）
整合フィルタ出力における平均電力Ｐ0 は、アンビギュ
イティ関数を用いて式（６）で表すことができる。The maximum value in the region where the value of | χ (τ, φ) | is small other than the vicinity of τ = φ = 0 is called the side lobe level . The properties of the ambiguity function relating to the present invention are as follows. Receive clutter (non)
The average power P 0 at the output of the matched filter can be expressed by equation (6) using the ambiguity function.
【手続補正４】[Procedure amendment 4]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１５[Name of item to be corrected] 0015
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００１５】[0015]
【数６】 [Equation 6]
【手続補正５】[Procedure Amendment 5]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００１８[Correction target item name] 0018
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００１８】次に、上記構成のレーダ装置の基本動作に
ついて説明する。図９においてコヒーレント発振器１よ
り出力されたＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ）の正弦波は、パルス繰り返し周波数に同
期した送信トリガにより変調器３でパルス変調される。
それと同時に、同じくパルス繰り返し周波数に同期して
符号発生器２で符号系列が発生され、変調器３で符号変
調も行われる。変調器３の出力波形を図４に示す。図４
において、１つのパルスにつき１つの符号を割り当て
る。変調器３の出力はミキサ４で安定化局部発振器５の
出力と混合されＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃ
ｙ）に変換される。そしてミキサ４の出力は高出力増幅
器６で増幅された後、送受切換器７を介して送信波がア
ンテナ８により空間へ放射される。Next, the basic operation of the radar device having the above construction will be described. In FIG. 9, an IF (Intermediate Fre) output from the coherent oscillator 1 is output.
The sine wave of frequency) is pulse-modulated by the modulator 3 by the transmission trigger synchronized with the pulse repetition frequency.
At the same time, a code sequence is also generated by the code generator 2 in synchronization with the pulse repetition frequency, and code modulation is also performed by the modulator 3. The output waveform of the modulator 3 is shown in FIG. Figure 4
At, one code is assigned to one pulse. The output of the modulator 3 is mixed with the output of the stabilized local oscillator 5 by the mixer 4, and RF (Radio Frequency) is mixed.
y). The output of the mixer 4 is amplified by the high-power amplifier 6, and then the transmission wave is radiated into the space by the antenna 8 via the transmission / reception switch 7.
【手続補正６】[Procedure correction 6]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２０[Correction target item name] 0020
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００２０】アンテナ８からの受信信号Ｖは目標９から
の反射波Ｒによる信号のほかに、目標以外の反射源１０
からの反射波Ｓによる信号、いわゆるクラッタが含まれ
ていることが多い。この信号Ｖは送受切換器７を経由し
てミキサ４に入力される。ミキサ４では安定化局部発振
器５の出力と混合されたＩＦに変換される。このＩＦは
ＩＦ増幅器１１で増幅された後、位相検波器１２に入力
される。位相検波器１２ではＩＦ増幅器１１の出力とコ
ヒーレント発振器１の出力が混合されて受信信号の位相
成分が取り出される。そして位相検波器１２の出力はＡ
／Ｄ変換器１３によりディジタル信号に変換される。サ
ンプリング周期は図４のパルス幅δである。このディジ
タル信号は復調器１７において符号発生器２で発生され
た符号との相関が求められる（復調）。The received signal V from the antenna 8 is not only the signal by the reflected wave R from the target 9 but also the reflection source 10 other than the target.
In many cases, a signal due to the reflected wave S from the so-called clutter is included. This signal V is input to the mixer 4 via the transmission / reception switch 7. Stabilized local oscillation in mixer 4
It is converted into an IF mixed with the output of the device 5. The IF is amplified by the IF amplifier 11 and then input to the phase detector 12. In the phase detector 12, the output of the IF amplifier 11 and the output of the coherent oscillator 1 are mixed to extract the phase component of the received signal. And the output of the phase detector 12 is A
It is converted into a digital signal by the / D converter 13. The sampling period is the pulse width δ in FIG. The correlation of this digital signal with the code generated by the code generator 2 is obtained in the demodulator 17 (demodulation).
【手続補正７】[Procedure Amendment 7]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２１[Correction target item name] 0021
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００２１】図７の内側の一点鎖線で囲まれた部分は復
調器１７の内部構成図である。２１ｂ、２１ｂ、２１
ｃ、２１ｄはシフトレジスタ、２２ａ、２２ｂ、２２
ｃ、２２ｄは乗算器、２４はＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ
Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）演
算器である。Ｘ0 ´（ｎ）、Ｘ1 ´（ｎ）、…、ＸN-1
´（ｎ）はシフトレジスタの出力信号で、シフトレジス
タ出力間で隣り合う信号、例えばＸ0 ´（ｎ）とＸ1 ´
（ｎ）の時間間隔は図４のパルス繰り返し周期ＰＲＩに
等しい。Ｙ0 ´（ｎ）、Ｙ1 ´（ｎ）、…、ＹL-1 ´
（ｎ）はＤＦＴ演算器の出力である。復調器１７は整合
フィルタによるディジタルフィルタバンクを構成してい
る。シフトレジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄの
段数Ｐは次式で与えられる。なお、シフトレジスタの個
数は符号周期Ｎに等しい。The portion surrounded by the alternate long and short dash line in FIG. 7 is an internal block diagram of the demodulator 17. 21b, 21b, 21
c, 21d are shift registers, 22a, 22b, 22
c and 22d are multipliers, 24 is DFT (Discrete)
Fourier Transform) arithmetic unit. X 0 ′ (n), X 1 ′ (n), ..., X N-1
′ (N) is an output signal of the shift register, and signals adjacent to each other between the shift register outputs, for example, X 0 ′ (n) and X 1 ′.
The time interval of (n) is equal to the pulse repetition period PRI of FIG. Y 0 ′ (n), Y 1 ′ (n), ..., Y L-1 ′
(N) is the output of the DFT calculator. The demodulator 17 constitutes a digital filter bank with matched filters.
It Shift register 21a, 21b, 21c, number P of 21d is given by the following equation. The number of shift registers is equal to the code period N.
【手続補正８】[Procedure Amendment 8]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２３[Name of item to be corrected] 0023
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００２３】図７において、復調器１７に入力された信
号はシフトレジスタ２１ａに入る。２１ａのシフトレジ
スタからの出力ＸN-1 ´（ｎ）は次のシフトレジスタへ
送られるとともに、乗算器２２ａにおいて符号発生器２
で発生した符号ＣN-1 の複素共役ＣN-1 *と掛け合わされ
る。符号系列の複素共役は符号発生器２で発生した符号
系列を入力とする複素共役器５２を介して得られる。同
様にシフトレジスタ２１ｂの出力ＸN-2 ´（ｎ）も次の
シフトレジスタに送られるとともに乗算器２２ｂで符号
ＣN-2 の複素共役ＣN-2 *と掛け合わされる。以下、これ
が繰り返される。これらの乗算器の出力はＤＦＴ演算器
２４へ入力される。ＤＦＴ演算器２４はフィルタバンク
を構成しており、目標や目標以外の反射源の移動速度に
応じたドップラ周波数で分けられる。Ｙ0 ´（ｎ）、Ｙ
1 ´（ｎ）、…、ＹN-1 ´（ｎ）はフィルタバンクを構
成するＮ個のフィルタで設定したドップラ周波数に対応
した出力であり、それらは検出器１５に入力される。そ
して信号中のピークの有無によって目標が検出される。In FIG. 7, the signal input to the demodulator 17 enters the shift register 21a. The output X N-1 ′ (n) from the shift register of 21 a is sent to the next shift register and, at the same time, the code generator 2 in the multiplier 22 a.
It is multiplied by the complex conjugate C N-1 * of the code C N-1 generated in 1 . The complex conjugate of the code sequence is obtained via the complex conjugator 52 which receives the code sequence generated by the code generator 2 as an input. Similarly, the output X N-2 ′ (n) of the shift register 21b is sent to the next shift register and also multiplied by the complex conjugate C N-2 * of the code C N-2 in the multiplier 22b. Hereinafter, this is repeated. The outputs of these multipliers are input to the DFT calculator 24. The DFT calculator 24 constitutes a filter bank and is divided by the Doppler frequency according to the moving speed of the target or the reflection source other than the target. Y 0 ′ (n), Y
1 ′ (n), ..., Y N−1 ′ (n) are outputs corresponding to the Doppler frequencies set by the N filters forming the filter bank, and they are input to the detector 15. Then, the target is detected by the presence or absence of the peak in the signal.
【手続補正９】[Procedure Amendment 9]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００２８[Correction target item name] 0028
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００２８】[0028]
【数９】 [Equation 9]
【手続補正１０】[Procedure Amendment 10]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３２[Name of item to be corrected] 0032
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００３２】[0032]
【数１１】 [Equation 11]
【手続補正１１】[Procedure Amendment 11]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３３[Correction target item name] 0033
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００３３】[0033]
【発明が解決しようとする課題】受信信号Ｖには目標以
外の反射源１０によるクラッタが含まれていることが多
く、その場合クラッタも復調器１７に入力される。目標
９のドップラ周波数に対応する中心周波数のＤＦＴ演算
器２４の出力には式（６）で与えられる電力のクラッタ
の消え残りが存在する。送信信号として図４の符号変調
パルス信号を用いる場合、式（４）の自己アンビギュイ
ティ関数のサイドローブレベルは高くなることがあり、
式（６）のＱやσが大きい大電力クラッタを受信したと
きにはクラッタの消え残りが大きく、それが目標検出の
支障となる問題点があった。The received signal V often contains clutter from the reflection source 10 other than the target, and in that case, the clutter is also input to the demodulator 17. At the output of the DFT calculator 24 at the center frequency corresponding to the Doppler frequency of the target 9, there is a residual clutter of power given by equation (6). When the code-modulated pulse signal of FIG. 4 is used as the transmission signal, the side lobe level of the self-ambiguity function of Expression (4) may increase,
When a high power clutter having a large Q or σ in the equation (6) is received, there is a large amount of clutter that remains, which hinders target detection.
【手続補正１２】[Procedure Amendment 12]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００３８[Correction target item name] 0038
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００３８】この発明に係る請求項３記載のレーダ装置
では、符号系列の複素共役をとる手段と、複素正弦波発
生手段と、以上２つの複素数の乗算を行う手段と、クラ
ッタのドップラ周波数と受信時間を推定する手段の出力
に基づいてクラッタのドップラ周波数近傍を阻止域とす
るＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィルタの荷重係数を発
生する手段と、上記ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィル
タ荷重係数発生手段出力と上記乗算手段の出力との畳込
み演算を行って上記非整合ディジタルフィルタ荷重係数
を出力する手段を備えたものである。In a radar apparatus according to a third aspect of the present invention, means for taking a complex conjugate of a code sequence , means for generating a complex sine wave, means for multiplying the above two complex numbers, Doppler frequency of clutter and reception. Means for generating the weighting factor of the FIR type band stop digital filter whose stop band is near the Doppler frequency of the clutter based on the output of the means for estimating the time, the output of the FIR type band stop digital filter weighting factor generating means and the multiplication Means for performing a convolution operation with the output of the means to output the non-matching digital filter weighting factor.
【手続補正１３】[Procedure Amendment 13]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００４２[Correction target item name] 0042
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００４２】[0042]
【実施例】
実施例１．以下、この発明の実施例を図について説明す
る。図１は請求項１記載の発明によるレーダ装置の構成
図である。１はＩＦの正弦波を発生するコヒーレント発
振器、２は符号系列を発生する符号発生器、３はパルス
変調と符号変調を行う変調器、４は安定化局部発振器５
の出力であるＲＦの正弦波と変調器３の出力あるいは受
信信号Ｖを混合するミキサ、６はミキサ４の出力を増幅
する高出力増幅器、８は高出力増幅器６の出力を送受切
換器７を介して空間へ放射し、目標からの反射波を受信
するアンテナ、１１はミキサ４によってＩＦに変換され
た信号を増幅するＩＦ増幅器、１２はＩＦ増幅器１１の
出力をコヒーレント発振器１の出力を利用して位相検波
する位相検波器、１３は位相検波器１２の出力をディジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器、１４はクラッタを含
むディジタル信号からクラッタを除去し、なおかつ符号
変調された信号を復調するためのクラッタ抑圧・復調
器、１５は目標を検出するための検出器、１６はクラッ
タのドップラ周波数および受信時間を推定するクラッタ
ドップラ周波数・受信時間推定器、５１はクラッタ抑圧
・復調を行う非整合ディジタルフィルタの荷重係数を求
める非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置であ
る。EXAMPLES Example 1. Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of a radar device according to the first aspect of the invention. 1 is coherent onset to generate a sine wave of the IF
A shaker , 2 is a code generator that generates a code sequence, 3 is a modulator that performs pulse modulation and code modulation, and 4 is a stabilized local oscillator 5
Is a mixer for mixing the RF sine wave which is the output of the modulator 3 with the output of the modulator 3 or the received signal V, 6 is a high output amplifier for amplifying the output of the mixer 4, 8 is the output of the high output amplifier 6 for the transmission / reception switch 7 An antenna for radiating the reflected wave from the target through a space, an IF amplifier 11 for amplifying a signal converted into an IF by the mixer 4, and an output 12 of the IF amplifier 11 for utilizing an output of the coherent oscillator 1. A phase detector for phase-detecting the signal, 13 is an A / D converter for converting the output of the phase detector 12 into a digital signal, and 14 is for removing clutter from the digital signal including clutter and demodulating the code-modulated signal. Clutter suppression / demodulator for, 15 is a detector for detecting a target, 16 is a clutter Doppler frequency / receiver for estimating the clutter Doppler frequency and reception time Time estimator, 51 is a non-matched digital filter weighting factors determining apparatus for determining the load factor of the non-matched digital filter for clutter suppression and demodulation.
【手続補正１４】[Procedure Amendment 14]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００４３[Correction target item name] 0043
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００４３】図２はクラッタ抑圧・復調器１４の内部構
成図である。２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄはシフト
レジスタ、Ｘ0 （ｎ）、Ｘ1 （ｎ）、…、ＸM-1 （ｎ）
はシフトレジスタの出力信号で、隣り合う信号、例えば
Ｘ0 （ｎ）とＸ1 （ｎ）の時間間隔は図４のパルス繰り
返し周期ＰＲＩに等しい。Ｍは図３のディジタルフィル
タの段階である。Ｍは符号周期Ｎに等しくなくてもよ
い。Ｈ0 、Ｈ1 、…、ＨL-1 はそれぞれクラッタを抑圧
して信号を復調するようにあらかじめ決められた荷重係
数を持つＦＩＲ形の非整合ディジタルフィルタで、目標
の移動速度に対応するドップラ周波数を求めるため、そ
れぞれ異なるドップラ周波数にチューニングされてお
り、ディジタルフィルタバンクを構成している。Ｌはデ
ィジタルフィルタバンクを構成する非整合ディジタルフ
ィルタの数で、符号周期Ｎやフィルタ段数Ｍに等しくな
くてよい。Ｙ0 （ｎ）、Ｙ1 （ｎ）、…、ＹL-1 （ｎ）
は各フィルタの出力である。FIG. 2 is an internal block diagram of the clutter suppression / demodulator 14. 21a, 21b, 21c and 21d are shift registers, X 0 (n), X 1 (n), ..., X M-1 (n)
Is the output signal of the shift register, and the time interval between adjacent signals, for example, X 0 (n) and X 1 (n), is equal to the pulse repetition period PRI of FIG. M is the stage of the digital filter of FIG. M need not be equal to the code period N. H 0 , H 1 , ..., H L-1 are FIR type unmatched digital filters each having a predetermined weighting coefficient so as to suppress clutter and demodulate a signal, and doppler corresponding to a target moving speed. In order to obtain the frequency, they are tuned to different Doppler frequencies and form a digital filter bank. L is the number of non-matching digital filters forming the digital filter bank, and need not be equal to the code period N or the number of filter stages M. Y 0 (n), Y 1 (n), ..., Y L-1 (n)
Is the output of each filter.
【手続補正１５】[Procedure Amendment 15]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００４４[Correction target item name] 0044
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００４４】図３は非整合ディジタルフィルタＨk （ｋ
＝０、１、…、Ｌ−１）の内部構成図である。２は乗算
器、ａk （０）、ａk （１）、…、ａk （Ｍ−１）はク
ラッタを抑圧して符号変調された信号を復調するために
非整合ディジタルフィルタ荷重係数決定装置５１で定め
られた荷重係数、２３は加算器、Ｙk （ｎ）はフィルタ
出力信号で、検出器入力信号となる。FIG. 3 shows the unmatched digital filter H k (k
It is an internal block diagram of = 0, 1, ..., L-1). 2 is a multiplier, and a k (0), a k (1), ..., A k (M-1) are unmatched digital filter weighting factor determination devices for suppressing clutter and demodulating code-modulated signals. The weighting factor determined by 51, 23 is an adder, Y k (n) is a filter output signal, and becomes a detector input signal.
【手続補正１６】[Procedure Amendment 16]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００５３[Correction target item name] 0053
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００５３】Ｔはサンプリング周期で、送信信号が図４
に示すようなパルス列の場合、Ｔはパルス繰り返し周期
ＰＲＩとする。また、その場合、式（１８）におけるｕ
（ｎＴ）は、式（１９）で与えられる。T is a sampling period, and the transmission signal is as shown in FIG.
If a pulse train as shown in, T is the pulse repetition period PRI. In that case, u in the equation (18)
(NT) is given by equation (19).
【手続補正１７】[Procedure Amendment 17]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００６２[Correction target item name] 0062
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００６２】重み関数値の大きいτ−φ領域では式（２
２）の誤差関数Ｅにおいて誤差が大きく評価されるた
め、局所的に近似誤差が小さくなる。つまり、図６に示
すように局所的にサイドローブレベルを低くすることが
できる。その結果、クラッタを抑圧することが可能とな
る。また、相互アンビギュイティ関数の原点τ＝φ＝０
におけるピークも保存されるように近似を行うので、符
号変調された受信信号も復調される。In the τ-φ region where the weighting function value is large, the equation (2
Since the error is largely evaluated in the error function E of 2), the approximation error locally becomes small. That is, the side lobe level can be locally lowered as shown in FIG. As a result, clutter can be suppressed. The origin of the mutual ambiguity function τ = φ = 0
Since the approximation is performed so that the peak at is also preserved, the code-modulated received signal is also demodulated.
【手続補正１８】[Procedure 18]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００６５[Correction target item name] 0065
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００６５】ＰＲＦ（＝１／ＰＲＩ）はパルス繰り返し
周波数である。式（２２）は次のように変形できる。PRF (= 1 / PRI) is pulse repetition
Frequency . Equation (22) can be modified as follows.
【手続補正１９】[Procedure Amendment 19]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００６６[Correction target item name] 0066
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００６６】[0066]
【数１９】 [Formula 19]
【手続補正２０】[Procedure amendment 20]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００６７[Correction target item name] 0067
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００６７】肩文字Ｈ、ｔはそれぞれ行列（ベクトル）
の複素共役転置、および転置を表す。式（２２）を最小
にするｖ（ｎＴ）（ｎ＝０、１、…、Ｍ−１）は、ｄＥ
／ｄｘ＝０と置くことによって求めることができる。式
（２８）、（２９）のように行列Ｒおよびベクトルｄを
定義すると、ｄＥ／ｄｘ＝０は式（３０）と等価にな
る。これはｖ（ｎＴ）（ｎ＝０、１、…、Ｍ−１）を未
知数とする連立１次方程式であり、解は式（３１）で与
えられる。Superscripts H and t are matrices (vectors), respectively.
Represents the complex conjugate transpose and transpose of. V (nT) (n = 0, 1, ..., M-1) that minimizes Equation (22) is dE
It can be obtained by setting / dx = 0. When the matrix R and the vector d are defined as in equations (28) and (29), dE / dx = 0 is equivalent to equation (30). This is a simultaneous linear equation with unknowns v (nT) (n = 0, 1, ..., M−1), and the solution is given by equation (31).
【手続補正２１】[Procedure correction 21]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００７０[Name of item to be corrected] 0070
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００７０】[0070]
【数２１】 [Equation 21]
【手続補正２２】[Procedure correction 22]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００７３[Correction target item name] 0073
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００７３】次に実施例を図について説明する。図５は
請求項２記載の発明によるレーダ装置における非整合デ
ィジタルフィルタの荷重係数決定装置５１ａの内部構成
図である。２は符号発生器、５２は入力された複素数の
複素共役値を出力する複素共役器、５３は式（２３）で
与えられる値を出力する基準アンビギュイティ関数発生
器、５４は式（２２）中のＷ（ｍΔτ，ｎΔφ）の値を
出力する重み関数発生器、５５は複素正弦波を発生する
複素正弦波発生器、５６は連立１次方程式の係数を計算
する連立１次方程式係数計算装置、５７は連立１次方程
式を解く連立１次方程式解法装置である。Next, examples will be described with reference to the drawings. FIG. 5 is an internal configuration diagram of a weighting factor determination device 51a for a non-matching digital filter in a radar device according to the second aspect of the invention. 2 is a code generator, 52 is a complex conjugate device that outputs the complex conjugate value of the input complex number, 53 is a reference ambiguity function generator that outputs the value given by equation (23), and 54 is equation (22). Weight function generator that outputs the value of W (mΔτ, nΔφ ) , 55 is a complex sine wave generator that generates a complex sine wave, and 56 is a simultaneous linear equation coefficient calculation that calculates the coefficients of simultaneous linear equations An apparatus, 57 is a simultaneous linear equation solving method for solving simultaneous linear equations.
【手続補正２３】[Procedure amendment 23]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００７４[Correction target item name] 0074
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００７４】次に上記実施例の動作を図５を参照して説
明する。連立１次方程式係数計算装置５６では、式（３
２）（３３）に従って連立１次方程式の係数である行列
Ｒの要素ｒij、ベクトルｄの要素ｄi を計算する。その
際、必要となる符号系列Ｃnを符号発生器２から、符号
系列Ｃn の複素共役を符号発生器２で発生した符号系列
を入力とする複素共役器５２から、式（２４）を満足す
る整数ｍ、ｎに対応する重み関数値Ｗ（ｍΔτ、ｎΔ
φ）を重み関数発生器５４から、同様に対応する基準ア
ンビギュイティ関数の複素共役値Ｄ＊（ｍΔτ、ｎΔ
φ）を基準アンビギュイティ関数発生器５３の出力を入
力とする複素共役器５２から、同様に対応する複素数ｅ
ｘｐ［−ｊ２πｎΔφ（ｉ−ｊ）Ｔ］およびｅｘｐ［−
ｊ２πｎΔφ（ｉ−ｍ−１）Ｔ］（Ｔ＝Δτ）を複素正
弦波発生器５５からそれぞれ読み込む。重み関数発生器
５４において、重み関数Ｗ（τ、φ）の値の大きいτ−
φ領域はクラッタドップラ周波数・受信時間推定器１６
の出力に基づき決められる。行列Ｒとベクトルｄが求め
られると、その要素は連立１次方程式係数計算装置５６
から連立１次方程式解法装置５７へ送られ、連立１次方
程式（３０）を解く。連立１次方程式解法装置５７にお
ける連立１次方程式の解法アルゴリズムは公知のもの、
例えばガウス消去法などを用いればよい。ｖ（ｎＴ）
（ｎ＝０、１、…、Ｍ−１）を求めた後、連立１次方程
式解法装置５７において必要に応じて式（３４）の正規
化を行い、式（２１）にしたがって非整合ディジタルフ
ィルタの荷重係数ａｋ（０）、ａｋ（１）、…、ａｋ
（Ｍ−２）、ａｋ（Ｍ−１）（ｋ＝０、１、…、Ｌ−
１）に変換され、それがクラッタ抑圧・復調器１４へ送
られる。Next, the operation of the above embodiment will be described with reference to FIG. In the simultaneous linear equation coefficient calculation device 56, the equation (3
2) The element r ij of the matrix R and the element d i of the vector d, which are the coefficients of the simultaneous linear equations, are calculated according to (33). At this time, the required code sequence C n is satisfied from the code generator 2 and the complex conjugate of the code sequence C n is satisfied from the complex conjugator 52 having the code sequence generated by the code generator 2 as an input. Weighting function value W (mΔτ, nΔ corresponding to the integers m, n
φ) from the weight function generator 54 in the same way as the complex conjugate value D * (mΔτ, nΔ) of the corresponding reference ambiguity function.
φ) to the reference ambiguity function generator 53 as an input, from the complex conjugator 52, the corresponding complex number e
xp [−j2πnΔφ (i−j) T] and exp [−
j2πnΔφ (i−m−1) T] (T = Δτ) is read from the complex sine wave generator 55. In the weight function generator 54, τ− with a large value of the weight function W (τ, φ)
The φ region is the clutter Doppler frequency / reception time estimator 16
It is decided based on the output of. When the matrix R and the vector d are obtained, the elements are the simultaneous linear equation coefficient calculating device 56.
Is sent to the simultaneous linear equation solving device 57 to solve the simultaneous linear equations (30). The algorithm for solving simultaneous linear equations in the simultaneous linear equation solving apparatus 57 is a known one,
For example, the Gaussian elimination method may be used. v (nT)
After obtaining (n = 0, 1, ..., M−1), the simultaneous linear equation solving device 57 normalizes the equation (34) as necessary, and according to the equation (21), the non-matching digital filter is obtained. Of the load coefficients ak (0), ak (1), ..., Ak
(M-2), ak (M-1) (k = 0, 1, ..., L-
1), which is sent to the clutter suppression / demodulator 14.
【手続補正２４】[Procedure correction 24]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００７８[Correction target item name] 0078
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００７８】クラッタの抑圧と符号変調受信信号の復調
は、クラッタを抑圧するための帯域阻止ディジタルフィ
ルタと復調を行う整合ディジタルフィルタを縦続に接続
しても達成される。従って、両者の荷重係数（正確には
インパルス応答列）を畳み込み演算して得られた数列を
荷重係数とするディジタルフィルタは、クラッタ抑圧と
符号変調受信信号の復調を同時に行うことになる。２つ
のディジタルフィルタを縦続に接続したときのインパル
ス応答は２つのディジタルフィルタのインパルス応答列
の畳込み演算によって得られる数列であることはディジ
タル信号処理論の教えるところである。ただし、目標の
ドップラ周波数を知るためにクラッタ抑圧・復調器１４
ではチューニングするドップラ周波数が異なるフィルタ
バンクを構成するから、それを考慮する必要がある。Suppression of clutter and demodulation of the code-modulated received signal can be achieved by connecting in series a band-stop digital filter for suppressing clutter and a matching digital filter for demodulation. Therefore, the digital filter using the sequence obtained by convolving the weighting factors (impulse response sequences to be exact) of both as the weighting factors simultaneously performs clutter suppression and demodulation of the code-modulated received signal. Digital signal processing theory teaches that the impulse response when two digital filters are connected in cascade is a sequence obtained by convolution of the impulse response sequences of the two digital filters. However, in order to know the target Doppler frequency, the clutter suppression / demodulator 14
In Since Doppler frequency tuning constitute a different filter banks, it is necessary to consider it.
【手続補正２５】[Procedure correction 25]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００８１[Correction target item name] 0081
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００８１】非整合ディジタルフィルタの荷重係数決定
装置５１ｂにおいて、ＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフィ
ルタ荷重係数発生器５８は、クラッタドップラ周波数・
受信時間推定器１６で推定されたクラッタのドップラ周
波数近傍に阻止域を持つＦＩＲ形帯域阻止ディジタルフ
ィルタの荷重係数（インパルス応答列）ｇ（ｎ）（ｎ＝
０、１、…、Ｉ−１：Ｉは適切な整数）を発生する。こ
のｇ（ｎ）（ｎ＝０、１、…、Ｉ−１）は、例えば、
Ｊ．Ｈ．ＭｃＣｌｅｌｌａｎ，Ｔ．Ｗ．Ｐａｒｋｓ，＆
Ｌ．Ｒ．Ｌａｂｉｎｅｒ著の論文“Ａ Ｐｒｏｇｒａ
ｍ ｆｏｒ Ｄｅｓｉｇｎｉｎｇ Ｏｐｔｉｍｕｍ Ｆ
ＩＲ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｈａｓｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｆ
ｉｌｔｅｒｓ”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎ Ａｕｄｉｏ ａｎｄ Ｅｌｅｎｔｒｏａｃｏｕｓ
ｔｉｃｓ，ｖｏｌ．ＡＵ−２１，Ｎｏ．６，ｐｐ．５０
６−５２６，Ｄｅｃ．１９７３や、Ｍ．Ｔ．ＭｃＣａｌ
ｌｉｇ著の論文“Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｄｉｇｉｔａｌ
ＦＩＲ Ｆｉｌｔｅｒｓｗｉｔｈ Ｃｏｍｐｌｅｘ
Ｃｏｎｊｕｇａｔｅ Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ
ｓ，”ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃ
ｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，ｖｏｌ．Ｃ
ＡＳ−２５，Ｎｏ．１２，ｐｐ．１１０３−１１０５，
Ｄｅｃ．１９７８に開示されている方法などから求める
ことができる。In the non-matching digital filter weighting factor determining device 51b, the FIR type band stop digital filter weighting factor generator 58 has a clutter Doppler frequency /
Weighting coefficient (impulse response sequence) g (n) (n = n) of the FIR type band stop digital filter having a stop band near the Doppler frequency of the clutter estimated by the reception time estimator 16
0, 1, ..., I-1: I is an appropriate integer). This g (n) (n = 0, 1, ..., I-1) is, for example,
J. H. McClellan, T .; W. Parks, &
L. R. Paper by Labiner "A Program"
m for Designing Optimum F
IR Linear Phase Digital F
ilters "IEEE Transactions
on Audio and Elentroacous
tics, vol. AU-21, No. 6, pp. Fifty
6-526, Dec. 1973 and M.I. T. McCal
Lig's paper “Design of Digital”
FIR Filters with Complex
Conjugate Pulse Response
s, "IEEE Transactions on C
ircuits and Systems , vol. C
AS-25, No. 12, pp. 1103-1105
Dec. It can be obtained from the method disclosed in 1978 or the like.
【手続補正２６】[Procedure Amendment 26]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００８４[Correction target item name] 0084
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００８４】複素正弦波発生器５５では、周波数２πｋ
／Ｌの複素正弦波ｅｘｐ［ｊ２πｋｎ／Ｌ］を発生し、
その出力は複素共役器５２の出力ｈ1（ｎ）（ｎ＝０、
１、…、Ｎ−１）と乗算器１７で掛け合わされる。乗算
器１７の出力をｈ2 （ｎ）（ｎ＝０、１、…、Ｎ−１）
とすると、式（３６）のようになる。In the complex sine wave generator 55 , the frequency 2πk
Generate a complex sine wave exp [j2πkn / L] of / L,
The output is the output h 1 (n) of the complex conjugator 52 (n = 0,
, ..., N-1) and is multiplied by the multiplier 17. The output of the multiplier 17 is h2 (n) (n = 0, 1, ..., N-1)
Then, it becomes like Formula (36).
【手続補正２７】[Procedure Amendment 27]
【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement
【補正対象項目名】００９１[Correction target item name] 0091
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【００９１】請求項２記載のレーダ装置における非整合
ディジタルフィルタ荷重係数決定装置では、クラッタド
ップラ周波数・受信時間推定手段で推定されたクラッタ
のドップラ周波数・受信時間に基づいてクラッタの存在
する距離−ドップラ周波数領域に対応するアンビギュイ
ティ関数の時間遅れ−ドップラ周波数領域におけるサイ
ドローブレベルを低くするように連立１次方程式を作
り、それを解く装置を備えているため、上記ディジタル
フィルタの荷重係数を容易に決めることができる。[0091] wherein the non-matched digital filter weighting factor determination device for definitive radar apparatus in claim 2 wherein, the distance the presence of clutter is based on the clutter Doppler frequency, received estimated by the time estimating means the clutter Doppler frequency and reception time - The time delay of the ambiguity function corresponding to the Doppler frequency domain-A simultaneous linear equation is made so as to lower the sidelobe level in the Doppler frequency domain, and a device for solving it is provided. You can easily decide.
【手続補正２８】[Procedure correction 28]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図１[Name of item to be corrected] Figure 1
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図１】 [Figure 1]
【手続補正２９】[Procedure correction 29]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図５[Name of item to be corrected] Figure 5
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図５】 [Figure 5]
【手続補正３０】[Procedure amendment 30]
【補正対象書類名】図面[Document name to be corrected] Drawing
【補正対象項目名】図９[Correction target item name] Figure 9
【補正方法】変更[Correction method] Change
【補正内容】[Correction content]
【図９】 [Figure 9]
Claims (3)
ーダ装置において、 符号系列を発生する手段と、上記符号系列発生手段より
発生した符号系列によりパルス毎符号変調を行う手段
と、上記パルス毎符号変調信号を送信信号として外部空
間に向けて送信する手段と、上記送信信号の反射エコー
を増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する受
信手段と、上記ディジタル信号を入力してディジタル信
号に含まれる目標信号を復調するとともに不要信号成分
であるクラッタを抑圧する非整合ディジタルフィルタ
と、上記ディジタル信号を入力して上記クラッタのドッ
プラ周波数と受信時間を推定する手段と、上記推定手段
の出力であるドップラ周波数と受信時間と上記符号系列
発生手段から出力される符号系列とを入力して上記非整
合ディジタルフィルタの荷重係数を求める手段とを備え
たことを特徴とするレーダ装置。1. A radar device using a code-modulated pulse waveform as a transmission signal, means for generating a code sequence, means for performing code modulation for each pulse by a code sequence generated by the code sequence generation means, and code for each pulse. Means for transmitting the modulated signal to the external space as a transmission signal, receiving means for amplifying and phase-detecting the reflection echo of the transmission signal and then converting it to a digital signal, and inputting the digital signal to be included in the digital signal A non-matching digital filter for demodulating the target signal to be generated and suppressing clutter which is an unnecessary signal component, means for estimating the Doppler frequency and reception time of the clutter by inputting the digital signal, and output of the estimating means. The Doppler frequency, the reception time, and the code sequence output from the code sequence generating means are input and the non-matching is performed. Radar apparatus characterized by comprising a means for determining a load factor of I digital filter.
推定する手段と、上記クラッタのドップラ周波数と受信
時間推定手段から出力されるクラッタのドップラ周波数
と受信時間を入力して重み関数を発生する手段と、基準
アンビギュイティ関数を発生する手段と、複数正弦波を
発生する手段と、符号系列を発生する手段と、上記符号
系列発生手段の出力の複素共役をとる第１の手段と、上
記基準アンビギュイティ関数発生手段の出力の複素共役
をとる第２の手段と、上記重み関数発生手段の出力と上
記第２の複素共役手段の出力と上記符号系列発生手段の
出力と上記第１の複素共役手段の出力と上記複素正弦波
発生手段の出力を入力して連立１次方程式の係数を計算
する手段と、上記連立１次方程式を解く手段とを具備し
た非整合ディジタルフィルタの荷重係数を求める手段を
備えたことを特徴とするレーダ装置。2. A means for estimating a Doppler frequency of clutter and a reception time, and a means for generating a weighting function by inputting the Doppler frequency of the clutter and the reception time of the clutter output from the reception time estimation means. A means for generating a reference ambiguity function, a means for generating a plurality of sine waves, a means for generating a code sequence, a first means for taking a complex conjugate of the output of the code sequence generating means, and the reference ambience. Second means for taking the complex conjugate of the output of the duty function generating means, the output of the weighting function generating means, the output of the second complex conjugating means, the output of the code sequence generating means, and the first complex conjugate. A non-matching digital device comprising means for calculating the coefficient of the simultaneous linear equations by inputting the output of the means and the output of the complex sine wave generating means, and means for solving the simultaneous linear equations. A radar device comprising means for obtaining a weighting factor of a filter.
推定する手段と、上記クラッタのドップラ周波数と受信
時間推定手段から出力されるクラッタのドップラ周波数
と受信時間を入力してＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕ
ｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）形帯域阻止ディジタルフィ
ルタの荷重係数を発生する手段と、複素正弦波を発生す
る手段と、符号系列を発生する手段と、上記符号系列発
生手段の出力の複素共役をとる手段と、上記符号系列発
生手段出力の複素共役をとる手段の出力と上記複素正弦
波発生手段の出力との乗算を行う手段と、上記ＦＩＲ形
帯域阻止ディジタルフィルタの荷重係数発生手段の出力
と上記乗算手段の出力との畳込み演算を行う手段とを具
備した非整合ディジタルフィルタの荷重係数を求める手
段を備えたことを特徴とするレーダ装置。3. A means for estimating the Doppler frequency and the reception time of the clutter, and a FIR (Finite Impu) by inputting the Doppler frequency of the clutter and the reception time of the clutter output from the reception time estimating means.
and a means for generating a weighting factor of an (lse response) type band elimination digital filter, a means for generating a complex sine wave, a means for generating a code sequence, a means for taking a complex conjugate of the output of the code sequence generation means, Means for multiplying the output of the means for taking the complex conjugate of the output of the code sequence generating means and the output of the complex sine wave generating means, the output of the weighting factor generating means of the FIR band stop digital filter, and the output of the multiplying means. And a means for obtaining a weighting factor of a non-matching digital filter having means for performing a convolution operation with the radar device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3193062A JPH0534444A (en) | 1991-08-01 | 1991-08-01 | Radar |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3193062A JPH0534444A (en) | 1991-08-01 | 1991-08-01 | Radar |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0534444A true JPH0534444A (en) | 1993-02-09 |
Family
ID=16301568
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3193062A Pending JPH0534444A (en) | 1991-08-01 | 1991-08-01 | Radar |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0534444A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005249770A (en) * | 2003-12-17 | 2005-09-15 | Denso Corp | Distance detecting apparatus and body detecting apparatus |
-
1991
- 1991-08-01 JP JP3193062A patent/JPH0534444A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005249770A (en) * | 2003-12-17 | 2005-09-15 | Denso Corp | Distance detecting apparatus and body detecting apparatus |
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