JP2005128011A

JP2005128011A - Pulse compression processor

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Publication number: JP2005128011A
Application number: JP2004289072A
Authority: JP
Inventors: Mitsuyoshi Shinonaga; 充良篠永; Shinkichi Nishimoto; 眞吉西本
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2003-09-30
Filing date: 2004-09-30
Publication date: 2005-05-19
Anticipated expiration: 2024-09-30
Also published as: JP4444057B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a pulse compression processor capable of restraining a side lobe in pulse compression processing at high performance, capable of enhancing resolution performance and capable of minimizing an S/N loss. <P>SOLUTION: This pulse compression processor provided in a receiver for receiving an in-pulse frequency-modulated transmission signal, and for correlately receiving the transmission signal as a reception signal to conduct pulse compression is provided with a filter coefficient computing part 30 wherein sample values are brought into zero in all the sample points excepting the plurality of sample points existing in the peak center of a main lobe in a waveform of a pulse-compressed reception signal and both sides thereof to calculate a coefficient vector for minimizing the S/N loss in the sample value in the the peak center of the main lobe, and a pulse compression filter 40 for compressing a pulse of the reception signal according to the coefficient vector calculated in the filter coefficient computing part. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、レーダ装置の受信装置などに使用されるパルス圧縮処理装置に関し、特にサイドローブを抑圧すると共にＳ／Ｎロスを低減する技術に関する。 The present invention relates to a pulse compression processing device used for a receiving device of a radar device, and more particularly to a technique for suppressing side lobes and reducing S / N loss.

例えば特許文献１には、レーダ装置において使用されるパルス圧縮方式を採用したレーダ信号処理装置が示されている。このレーダ信号処理装置は、チャープ信号（線形ＦＭ変調信号）を送信信号として相対的に移動する移動目標に向けて送信し、移動目標によって反射された反射信号を受信信号として受信後、その受信信号から目標の移動に起因するドップラシフト成分を抽出し、抽出されたドップラシフト成分に基づきこの移動目標を検出する。 For example, Patent Document 1 discloses a radar signal processing device that employs a pulse compression method used in a radar device. This radar signal processing apparatus transmits a chirp signal (linear FM modulation signal) as a transmission signal toward a moving target that moves relatively, receives the reflected signal reflected by the moving target as a received signal, and then receives the received signal. Then, a Doppler shift component resulting from the movement of the target is extracted, and this moving target is detected based on the extracted Doppler shift component.

パルス圧縮方式は、長パルス内を変調したチャープ信号として送信されたパルス内変調信号を受信した後に、このパルス内変調信号に適合するパルス圧縮フィルタを介して短パルス信号を得るものであり、パルス内送信エネルギーの増加による探知距離の延伸、高い距離分解能の実現、干渉・妨害波抑圧に有効などの利点があるため、多くのレーダに適用されている。 In the pulse compression method, a short pulse signal is obtained through a pulse compression filter suitable for this intra-pulse modulation signal after receiving the intra-pulse modulation signal transmitted as a chirp signal modulated in the long pulse. Since it has advantages such as extending the detection distance by increasing the internal transmission energy, realizing high range resolution, and suppressing interference and jamming waves, it is applied to many radars.

このような従来のレーダ装置（チャープレーダ装置）の性能は、一般に、パルス圧縮処理後の波形（出力波形）、具体的には主ローブのパルス幅（主ローブ幅）とサイドローブのレベル（サイドローブレベル）の２点と、主ローブのピーク値におけるＳ／Ｎロスとによって評価される。 The performance of such a conventional radar device (chirp radar device) is generally the waveform after pulse compression processing (output waveform), specifically, the main lobe pulse width (main lobe width) and the side lobe level (side (Lobe level) and the S / N loss at the peak value of the main lobe.

主ローブ幅はレーダの分解能に相当し、主ローブ幅が狭いほど接近した目標を分離する性能（分解能）が高くなるため、主ローブ幅は狭いほど好ましい。また、サイドローブは本来存在しないはずの場所に発生する偽目標の情報を含むため、サイドローブレベルは低いほど好ましい。さらに、レーダの感度維持のためにはＳ／Ｎロスの増加に対して送信電力を増加させるなど高価な対策を要し、また、Ｓ／Ｎロスはレーダ自体の感度を劣化させる要因であるため、Ｓ／Ｎロスは低いほど好ましい。 The main lobe width corresponds to the resolution of the radar, and the narrower the main lobe width, the higher the performance (resolution) for separating close targets. Further, since the side lobe includes information on a false target generated at a place that should not exist, the side lobe level is preferably as low as possible. Further, in order to maintain the sensitivity of the radar, expensive measures such as increasing the transmission power with respect to the increase in S / N loss are required, and the S / N loss is a factor that deteriorates the sensitivity of the radar itself. The S / N loss is preferably as low as possible.

パルス圧縮処理においては、サイドローブレベルを低く抑えるために受信信号に対して窓関数による重み付けを行うことが一般的である（例えば、非特許文献１の４．６．３節参照）。しかしながら、窓関数による重み付けによってサイドローブレベルを低くすればするほど主ローブ幅が広がり、Ｓ／Ｎロスが増加する。このように、レーダ装置の設計上は、主ローブ幅とサイドローブレベルとはトレードオフの関係にあり、適当なところで妥協を図らなければならない。代表的な窓関数の性能については、例えば非特許文献１の「Ｔａｂｌｅ１０．８」に示されている。 In pulse compression processing, it is common to weight a received signal with a window function in order to keep the side lobe level low (see, for example, section 4.6.3 of Non-Patent Document 1). However, the lower the side lobe level by weighting with the window function, the wider the main lobe width and the S / N loss. Thus, in designing the radar apparatus, the main lobe width and the side lobe level are in a trade-off relationship, and a compromise must be made where appropriate. The performance of a typical window function is shown in “Table 10.8” of Non-Patent Document 1, for example.

サイドローブレベルを低減する他の方法としては、所望のサイドローブレベルをもつパルス圧縮された出力の期待値からの二乗平均誤差を最小化するインバースフィルタを構成する方法、パルス圧縮フィルタにサイドローブ除去用フィルタを従属接続する方法、パルス圧縮された相関出力から１サンプルずれの相関出力を減算してサイドローブレベルを低減する方法など各種の方法が報告されている。しかしながら、これらは専らサイドローブレベルの低減のための設計方法に着目したものであるため、Ｓ／Ｎロスについてはフィルタ設計の結果として算出されてはいるが、やはりＳ／Ｎロスの最小値を保証するものではない。 Other ways to reduce the sidelobe level include constructing an inverse filter that minimizes the mean square error from the expected value of the pulse-compressed output with the desired sidelobe level, and sidelobe removal in the pulse compression filter Various methods have been reported, such as a method of subordinately connecting filters for filtering, and a method of reducing the side lobe level by subtracting the correlation output shifted by one sample from the pulse-compressed correlation output. However, since these focus exclusively on the design method for reducing the side lobe level, the S / N loss is calculated as a result of the filter design, but the minimum value of the S / N loss is still used. It is not guaranteed.

一方、２相符号変調方式について許容可能な最大のピークサイドローブレベルを与えてＳ／Ｎロスを最小化する方法や、逆に所望のＳ／Ｎロスを与えてピークサイドローブレベルを最小化するフィルタ係数を求める方法なども知られているが、いずれも最急降下法などにより求めるものであって、入力符号系列が複素数で系列長が長くなると繰り返し演算量が増えて最適解への収束が容易ではない。
特開平４−３５７４８５号公報 Radar Handbook, 2nd Edition, M.I.Skolnik, McGRAW-HILL（1990）） On the other hand, a method for minimizing the S / N loss by giving the maximum allowable peak sidelobe level for the two-phase code modulation method, or conversely, minimizing the peak sidelobe level by giving a desired S / N loss. Methods for obtaining filter coefficients are also known, but all are obtained by the steepest descent method, etc. When the input code sequence is complex and the sequence length is long, the amount of repeated computation increases and convergence to the optimal solution is easy is not.
JP-A-4-357485 Radar Handbook, 2nd Edition, MISkolnik, McGRAW-HILL (1990))

本発明は上記要請に応えるためになされたものであり、その課題は、パルス圧縮処理におけるサイドローブの抑圧を高い性能で実現すると共にＳ／Ｎロスを最小化できるパルス圧縮処理装置を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to meet the above-mentioned demands, and its object is to provide a pulse compression processing apparatus that can realize side lobe suppression in pulse compression processing with high performance and minimize S / N loss. It is in.

上記課題を解決するために、本発明の主たる側面は、パルス内変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、上記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置において、上記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ上記主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、上記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って上記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタを備えることを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, a main aspect of the present invention is a pulse compression that is provided in a receiving apparatus that receives a transmission signal subjected to intra-pulse modulation, and performs pulse compression by receiving the transmission signal as a reception signal. In the processing device, the sample values of all the sample points except the center of the main lobe peak of the waveform obtained by pulse compression of the received signal and a plurality of sample points existing on both sides thereof are set to 0, and A filter coefficient calculation unit that calculates a coefficient vector that minimizes an S / N loss in the value, and a pulse compression filter that pulse-compresses the received signal according to the coefficient vector calculated by the filter coefficient calculation unit. And

ここで、パルス内変調は周波数もしくは位相に施される。さらに、上記処理は、フーリエ変換を介して周波数空間で行われることを特徴とするものである。 Here, intra-pulse modulation is applied to the frequency or phase. Further, the above process is performed in a frequency space through a Fourier transform.

本発明の上記側面によれば、パルス内周波数変調が施された送信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主たるピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出し、算出された係数ベクトルに従って受信信号をＦＩＲフィルタから成るパルス圧縮フィルタでパルス圧縮するように構成したので、パルス圧縮処理におけるサイドローブ抑圧を高い性能で実現すると共に分解性能を向上させ、且つ、Ｓ／Ｎロスを最小化できるパルス圧縮処理装置を提供できる。 According to the above aspect of the present invention, the sample values of all sample points except the center of the peak of the main lobe of the waveform obtained by pulse compression of the transmission signal subjected to intra-pulse frequency modulation and a plurality of sample points existing on both sides thereof are obtained. A coefficient vector is calculated so that the S / N loss at the sample value at the center of the main peak is minimized, and the received signal is pulse-compressed with a pulse compression filter composed of an FIR filter according to the calculated coefficient vector. Therefore, it is possible to provide a pulse compression processing apparatus that can realize side lobe suppression in pulse compression processing with high performance, improve decomposition performance, and minimize S / N loss.

また、上記処理をフーリエ変換を介して周波数空間で行うことによって、広ワイドスイープレンジを処理対象とすることが可能となるため、レーダ装置に好適なパルス圧縮処理装置を提供できる。 Further, by performing the above processing in a frequency space through Fourier transformation, it becomes possible to set a wide wide sweep range as a processing target, so that a pulse compression processing device suitable for a radar device can be provided.

以下、本発明の実施形態に係るパルス圧縮処理装置を図面を参照しながら詳細に説明する。 Hereinafter, a pulse compression processing apparatus according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

まず、本発明の第１及び第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置が適用されるレーダ信号処理装置の概要を図１に示すブロック図を参照しながら説明する。 First, an outline of a radar signal processing apparatus to which the pulse compression processing apparatus according to the first and second embodiments of the present invention is applied will be described with reference to the block diagram shown in FIG.

このレーダ信号処理装置は、送信信号発生器１０、Ｄ／Ａ変換器１１、ローカル発振器１２、送信側ミキサ１３、送信信号増幅器１４、サーキュレータ１５、空中線１６、受信信号増幅器１７、受信側ミキサ１８、Ａ／Ｄ変換器１９、パルス圧縮処理部２０、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理部２１および目標検出処理部２２から構成されている。 The radar signal processing apparatus includes a transmission signal generator 10, a D / A converter 11, a local oscillator 12, a transmission side mixer 13, a transmission signal amplifier 14, a circulator 15, an antenna 16, a reception signal amplifier 17, a reception side mixer 18, An A / D converter 19, a pulse compression processing unit 20, a discrete Fourier transform (DFT) processing unit 21, and a target detection processing unit 22 are configured.

送信信号発生器１０は、パルス繰り返し周波数（Pulse Repetition Frequency、以下、「ＰＲＦ」と略する）を有し、変調により周波数帯域を広げた長パルス信号（チャープ信号）としての送信信号を生成する。例えば、図２（ａ）に示すような、送信パルス幅Ｔ（Ｔ＞＞τ）、周波数帯域幅Δｆ（＝１／τ）の線形チャープ信号を生成する。 The transmission signal generator 10 has a pulse repetition frequency (hereinafter abbreviated as “PRF”) and generates a transmission signal as a long pulse signal (chirp signal) whose frequency band is expanded by modulation. For example, as shown in FIG. 2A, a linear chirp signal having a transmission pulse width T (T >> τ) and a frequency bandwidth Δf (= 1 / τ) is generated.

Ｄ／Ａ変換器１１は、送信信号発生器１０からの線形チャープ信号をアナログ信号に変換して送信側ミキサ１３に送る。 The D / A converter 11 converts the linear chirp signal from the transmission signal generator 10 into an analog signal and sends it to the transmission side mixer 13.

ローカル発信器１２は、ローカル周波数を有するローカル信号（同期信号）を生成する。 The local oscillator 12 generates a local signal (synchronization signal) having a local frequency.

送信側ミキサ１３は、Ｄ／Ａ変換器１１からのチャープ信号とローカル発振器１２からのローカル信号とを混合することにより線形チャープ信号を高周波信号に変換し、送信信号増幅器１４に送る。 The transmission-side mixer 13 converts the linear chirp signal into a high-frequency signal by mixing the chirp signal from the D / A converter 11 and the local signal from the local oscillator 12, and sends it to the transmission signal amplifier 14.

送信信号増幅器１４は、送信側ミキサ１３からの高周波信号を所定のレベルまで増幅し、サーキュレータ１５に送る。サーキュレータ１５は、送信信号増幅器１４からの高周波信号を空中線１６に出力するか、空中線１６からの受信信号を受信信号増幅器１７に出力するかを切り替える。 The transmission signal amplifier 14 amplifies the high frequency signal from the transmission side mixer 13 to a predetermined level and sends it to the circulator 15. The circulator 15 switches between outputting the high-frequency signal from the transmission signal amplifier 14 to the antenna 16 or outputting the reception signal from the antenna 16 to the reception signal amplifier 17.

空中線１６は、例えばアレイアンテナ等から構成されており、送信信号増幅器１４からサーキュレータ１５を介して送られてくる高周波信号を目標に向けて送信するとともに、目標からの反射波を受信し、受信信号としてサーキュレータ１５へ送る。 The antenna 16 is composed of, for example, an array antenna or the like. The antenna 16 transmits a high-frequency signal transmitted from the transmission signal amplifier 14 via the circulator 15 toward the target, receives a reflected wave from the target, and receives a received signal. To the circulator 15.

受信信号増幅器１７は、空中線１６からサーキュレータ１５を介して送られてくる受信信号を低雑音増幅し、受信側ミキサ１８に送る。 The reception signal amplifier 17 amplifies the reception signal sent from the antenna 16 via the circulator 15 with low noise and sends it to the reception side mixer 18.

受信側ミキサ１８は、受信信号増幅器１７からの受信信号とローカル発振器１２からのローカル信号とを混合することにより受信信号を中間周波信号（ＩＦ信号）に変換し、Ａ／Ｄ変換器１９に送る。 The reception-side mixer 18 converts the reception signal from the reception signal amplifier 17 and the local signal from the local oscillator 12 to convert the reception signal into an intermediate frequency signal (IF signal) and sends it to the A / D converter 19. .

Ａ／Ｄ変換器１９は、受信側ミキサ１８からのＩＦ信号を直交デジタル信号（Ｉ／Ｑ信号）に変換し、パルス圧縮処理部２０に送る。 The A / D converter 19 converts the IF signal from the reception-side mixer 18 into a quadrature digital signal (I / Q signal) and sends it to the pulse compression processing unit 20.

パルス圧縮処理部２０は本発明のパルス圧縮装置に対応するものであり、Ａ／Ｄ変換器１９からのＩ／Ｑ信号に対してパルス圧縮処理を行う。パルス圧縮は、送信時に変調が施された長パルス信号を、受信時にレンジ（距離）方向の相関処理によって短パルス信号に変換する技術である（詳細は後述する）。この技術により圧縮されたパルス波形の一般的な例を図２（ｂ）に示す。パルス圧縮処理装置２０でパルス圧縮された信号は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理部２１に送られる。 The pulse compression processing unit 20 corresponds to the pulse compression device of the present invention, and performs pulse compression processing on the I / Q signal from the A / D converter 19. Pulse compression is a technique for converting a long pulse signal modulated at the time of transmission into a short pulse signal by correlation processing in the range (distance) direction at the time of reception (details will be described later). A typical example of a pulse waveform compressed by this technique is shown in FIG. The signal pulse-compressed by the pulse compression processing device 20 is sent to a discrete Fourier transform (DFT) processing unit 21.

ＤＦＴ処理部２１は、パルス圧縮処理装置２０からのパルス圧縮された信号をフーリエ変換することにより、時間領域のデータを周波数領域のデータに変換する。即ち、目標の相対速度を検出するために受信信号を目標の速度成分であるドップラシフト成分に分解する。目標検出処理部２２は、ＤＦＴ処理部２１からのドップラシフト成分を抽出することにより、移動目標を抽出する。
（第１実施形態） The DFT processing unit 21 converts time-domain data into frequency-domain data by performing Fourier transform on the pulse-compressed signal from the pulse compression processing device 20. That is, in order to detect the target relative speed, the received signal is decomposed into a Doppler shift component which is a target speed component. The target detection processing unit 22 extracts the movement target by extracting the Doppler shift component from the DFT processing unit 21.
(First embodiment)

次に、本発明の第１実施形態に係るパルス圧縮処理装置（図１のパルス圧縮部２０に対応する）の詳細を説明する。 Next, details of the pulse compression processing apparatus (corresponding to the pulse compression unit 20 in FIG. 1) according to the first embodiment of the present invention will be described.

図３はパルス圧縮処理装置２０の詳細な構成を示すブロック図である。このパルス圧縮処理装置２０は、フィルタ係数演算部３０とパルス圧縮フィルタ４０とから構成されている。 FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of the pulse compression processing apparatus 20. The pulse compression processing device 20 includes a filter coefficient calculation unit 30 and a pulse compression filter 40.

フィルタ係数演算部３０は、パルス圧縮フィルタ４０に与える第１係数ベクトル

を算出する。フィルタ係数演算部３０は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１とゼロサイドローブ演算部３２とから構成されている。 The filter coefficient calculation unit 30 is a first coefficient vector to be given to the pulse compression filter 40.

Is calculated. The filter coefficient calculation unit 30 includes an S / N loss minimum calculation unit 31 and a zero side lobe calculation unit 32.

Ｓ／Ｎロス最小演算部３１は、Ｓ／Ｎロスを理論的に最小にする係数データを第２係数ベクトル

として生成する。このＳ／Ｎロス最小演算部３１の出力は、ゼロサイドローブ演算部３２に送られる。 The S / N loss minimum calculation unit 31 converts the coefficient data that theoretically minimizes the S / N loss into the second coefficient vector.

Generate as The output of the minimum S / N loss calculation unit 31 is sent to the zero side lobe calculation unit 32.

ゼロサイドローブ演算部３２は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１からの第２係数ベクトル

に基づいて、さらに、サイドローブレベルをゼロに抑圧したゼロサイドローブ（サイドローブフリー）を実現するための係数データを第１係数ベクトル

として生成し、パルス圧縮フィルタ４０に送る。 The zero side lobe calculation unit 32 receives the second coefficient vector from the S / N loss minimum calculation unit 31.

Further, the coefficient data for realizing the zero side lobe (side lobe free) with the side lobe level suppressed to zero is represented by the first coefficient vector.

And sent to the pulse compression filter 40.

パルス圧縮フィルタ４０は、例えば図４に示すようなＦＩＲフィルタ（Finite Impulse Response、有限インパルス応答）から構成されている。このＦＩＲフィルタは、遅延素子（Ｄ）、乗算器（×）および加算器（＋）から成る周知の構造を有し、フィルタ係数演算部３０から送られてくる第２係数ベクトル

に従って、Ａ／Ｄ変換器１９から送られてくるＩ／Ｑ信号（図の

）をパルス圧縮し、信号

として出力する。 The pulse compression filter 40 is composed of, for example, an FIR filter (Finite Impulse Response) as shown in FIG. This FIR filter has a known structure including a delay element (D), a multiplier (×), and an adder (+), and the second coefficient vector sent from the filter coefficient calculation unit 30.

In accordance with the I / Q signal sent from the A / D converter 19 (shown in FIG.

) Pulse compression and signal

Output as.

以下、フィルタ係数演算部３０における第２係数ベクトル

の生成方法を説明する。まず、サイドローブフリーのパルス圧縮条件の導出について説明する。 Hereinafter, the second coefficient vector in the filter coefficient calculation unit 30

A generation method of will be described. First, the derivation of the sidelobe-free pulse compression condition will be described.

［パルス圧縮処理の原理］
レーダ信号処理装置のパルス圧縮処理装置２０において、パルス圧縮フィルタ４０への入力チャープ信号の時系列を

とベクトル表記する。ここで、ベクトル成分

は送信チャープパルス内でのレンジ方向順のＩ／Ｑサンプリングデータを表す。これは、レーダ送信波形のレンジごとのサンプル値に相当する。 [Principle of pulse compression processing]
In the pulse compression processing device 20 of the radar signal processing device, the time series of the input chirp signal to the pulse compression filter 40 is obtained.

And vector notation. Where the vector component

Represents I / Q sampling data in the range direction in the transmission chirp pulse. This corresponds to a sample value for each range of the radar transmission waveform.

これに対してパルス圧縮フィルタ４０におけるフィルタ係数ベクトル

は、ＮタップのＦＩＲフィルタ係数ベクトルとして、

と表すことができる。ここで、

は最適フィルタの係数ベクトルを表し、

は重み関数行列

（窓関数に相当する）を表す。ここで、「＊」は複素共役を表し、「

」は対角行列を表す。 On the other hand, the filter coefficient vector in the pulse compression filter 40

Is an N-tap FIR filter coefficient vector,

It can be expressed as. here,

Represents the coefficient vector of the optimal filter,

Is a weight function matrix

(Corresponding to a window function). Here, “*” represents a complex conjugate,

"Represents a diagonal matrix.

このとき、パルス圧縮フィルタ４０からの出力信号の時系列は、

と表すことができる。ここで、

は、パルス圧縮フィルタを構成するＦＩＲフィルタの各遅延段（Ｄ）への入力信号を表す状態マトリクスである。また、「Ｔ」は転置行列を表す。 At this time, the time series of the output signal from the pulse compression filter 40 is

It can be expressed as. here,

Is a state matrix representing an input signal to each delay stage (D) of the FIR filter constituting the pulse compression filter. “T” represents a transposed matrix.

［周波数空間での処理の定式化］
近年、パルス圧縮処理を式（２）に示すフィルタ係数を有するＦＩＲフィルタを用いて実空間上で相関処理するよりも、フーリエ変換を介して周波数空間で処理する事が多くなっており、特に処理の効率上、式（１）で示す系列長Ｎよりも長い受信信号のサンプル系列に対して一括して周波数空間上で処理することが一般的である。さらに受信信号のサンプル系列は、広ダイナミックレンジの要求などからＩＦ信号を高いサンプリング周波数で直接ＡＤ変換した後、デジタル処理で算出することが多用されている。これは、パルス圧縮比と同じ最小の系列ではなく、それよりも長い系列（細やかなサンプリング系列）のデータが入力される事を意味している。 [Formulation of processing in frequency space]
In recent years, pulse compression processing is often performed in frequency space via Fourier transform rather than correlation processing in real space using an FIR filter having a filter coefficient represented by equation (2). In general, the received signal sample sequence longer than the sequence length N shown in Expression (1) is generally processed in a frequency space. Further, a sample sequence of a received signal is often calculated by digital processing after directly AD-converting an IF signal at a high sampling frequency because of a demand for a wide dynamic range. This means that data of a series (fine sampling series) longer than the minimum series as the pulse compression ratio is input.

このような事情を考慮して、本発明においては、パルス圧縮フィルタ４０への入出力信号を、フーリエ変換（及び逆フーリエ変換）を介して、次のような実空間（のベクトル：式（５））と周波数空間（のベクトル：式（７））との対応関係

に基づき、周波数空間において取り扱う。ここで、

は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）演算マトリクスを表し、その各成分は

である。なお、

であり、

は高速フーリエ変換のポイント数を表す。また、

とした。上述したように、ＦＦＴのポイント数

はパルス圧縮フィルタ４０の出力時系列のサンプル数（２Ｎ―１）よりも大きいことが必要なので、式（７）〜（１４）に示す各量（ベクトル及び行列）には、ＦＦＴのポイント数

に合わせて０成分を付加している。このような周波数空間における処理は、広いレーダスイープレンジを対象として一括してフーリエ変換を適用できるため、レーダ装置への適用に好ましい。 In consideration of such circumstances, in the present invention, the input / output signal to / from the pulse compression filter 40 is converted into the following real space (vector: expression (5) via Fourier transform (and inverse Fourier transform). )) And frequency space (vector: expression (7))

On the frequency space. here,

Represents a Fast Fourier Transform (FFT) operation matrix, each component of which is

It is. In addition,

And

Represents the number of points of the fast Fourier transform. Also,

It was. As mentioned above, the number of FFT points

Needs to be larger than the number of samples (2N-1) of the output time series of the pulse compression filter 40, the amount (vector and matrix) shown in the equations (7) to (14) includes the number of FFT points.

The 0 component is added to match. Such processing in the frequency space is preferable for application to a radar apparatus because the Fourier transform can be applied collectively for a wide radar sweep range.

式（８）〜（１４）を式（７）に代入すると、

を得る。ここで、

は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）演算マトリックスであり、次の規格化条件

を満たす。ここで、

は単位行列である。 When Expressions (8) to (14) are substituted into Expression (7),

Get. here,

Is the inverse fast Fourier transform (IFFT) operation matrix,

Meet. here,

Is the identity matrix.

この前提の下、本発明の目的であるサイドローブフリーの出力ベクトル（期待出力）を

で与える。ここで、

である。これは、式（５）で与えられる通常の係数ベクトルによる出力時系列の内で、ピーク出力の近傍（サンプル点

を中心に片側

までの領域）に関しての出力（サンプル値）のみを許容し、それ以外のサンプル値を０（レンジサイドローブフリー）に置き換えたものとなっている。つまり、本発明においては、レンジサイドローブフリーの条件を満たすような出力ベクトルとして式（１９）を設定する。この前提の下、式（１８）の

が求める係数ベクトルである。 Under this assumption, the sidelobe-free output vector (expected output), which is the object of the present invention,

Give in. here,

It is. This is the vicinity of the peak output (sampling point) in the output time series by the normal coefficient vector given by Equation (5).

Around one side

Only the output (sample value) is allowed with respect to (up to the region), and the other sample values are replaced with 0 (range side lobe free). That is, in the present invention, Expression (19) is set as an output vector that satisfies the range sidelobe-free condition. Under this assumption, the equation (18)

Is a coefficient vector to be obtained.

次に、式（１５）を参考にして、式（１８）を満たす係数ベクトル

の算出を行う。 Next, with reference to equation (15), a coefficient vector that satisfies equation (18)

Is calculated.

式（１８）の両辺に左からＦＦＴ演算マトリックス

を乗じて、式（１５）を利用すると、

となる。この式の両辺に左から

を乗じると、

を得る。さらに、この式の両辺に左からＩＦＦＴ演算マトリックス

を乗じると、

を得る。ここで、

である。 FFT operation matrix from left to right on both sides of Equation (18)

And using equation (15),

It becomes. From the left side of this formula

Multiply

Get. Furthermore, IFFT calculation matrix from the left on both sides of this formula

Multiply

Get. here,

It is.

以上の結果より、レンジサイドローブフリーを与えるフィルタ係数ベクトル

は式（２２）においてレンジサイドローブフリーの出力期待値ベクトル

を規定すればそれに応じて決定できることが分かる。さらに、出力期待値ベクトル

は係数ベクトル

から導出されるため、結果として、係数ベクトル

を決定すればそれに伴ってサイドローブフリーの係数ベクトル

を式（２２）より導くことができる。 From the above results, the filter coefficient vector that gives the range sidelobe free

Is the range sidelobe-free output expected value vector in equation (22)

It can be seen that it can be determined accordingly. In addition, the output expected value vector

Is a coefficient vector

Resulting in a coefficient vector

The sidelobe-free coefficient vector

Can be derived from equation (22).

このようにして、ゼロサイドローブ演算部３２は、式（２２）によって与えられる係数ベクトル

をパルス圧縮フィルタ４０に送る。 In this way, the zero side lobe calculation unit 32 performs the coefficient vector given by the equation (22).

Is sent to the pulse compression filter 40.

［サイドローブフリー条件でのＳ／Ｎロスの導出］
上記ではサイドローブフリーとなる係数ベクトルの算出方法を示したが、一般には、このような方法ではノイズ環境下においてＳ／Ｎ劣化が著しいものと考えられる。そこで、次に、Ｓ／Ｎロスの最小化とサイドローブフリーの２つの条件を同時に満足するパルス圧縮係数ベクトルの算出式を導出する。式（１）で表されるパルス圧縮フィルタへの入力チャープ信号

の平均電力は、

で与えられる。ここで、Ｎは、式（１）で与えられる入力チャープ信号のサンプル数を表す。 [Derivation of S / N loss under sidelobe-free conditions]
In the above description, a method for calculating a coefficient vector that is free of side lobes has been described. However, in general, it is considered that such a method causes significant S / N degradation in a noise environment. Therefore, a calculation formula of a pulse compression coefficient vector that satisfies the two conditions of S / N loss minimization and sidelobe free at the same time is derived. Input chirp signal to the pulse compression filter expressed by equation (1)

The average power of

Given in. Here, N represents the number of samples of the input chirp signal given by Equation (1).

また、入力チャープ信号の各サンプル点（つまり、式（１）の各ベクトル成分）に加わる雑音は無相関とすると、その平均入力電力は、

のように書ける。 Also, if the noise added to each sample point of the input chirp signal (that is, each vector component in equation (1)) is uncorrelated, the average input power is

It can be written as

このことは、入力チャープ信号がノイズ帯域と同一の周波数でサンプリングされる状況を想定していることに相当し、前述のようにチャープ帯域と同一もしくはそれよりも高い周波数でサンプリングされた系列になっていることを意味している。 This is equivalent to assuming that the input chirp signal is sampled at the same frequency as the noise band, and as described above, it is a sequence sampled at the same frequency as the chirp band or higher. It means that

このとき、フィルタによってパルス圧縮された出力信号の電力ピーク値は、

であり、その雑音平均出力は

のように与えられる。 At this time, the power peak value of the output signal pulse-compressed by the filter is

The average noise output is

Is given as follows.

同様に、最適フィルタを使用した場合のパルス圧縮された出力信号の電力ピーク値、及びその雑音平均出力は、それぞれ

と算出される。 Similarly, the power peak value of the pulse-compressed output signal when using the optimal filter and its noise average output are

Is calculated.

一般に、Ｓ／Ｎ損失を示す指数Ｌは、

と定義されるので、この式に式（２４）〜（２９）を代入すると、

を得る。なお、指数Ｌはその値が増大して１に近づくほどＳ／Ｎ損失が小さい事を示す指数である。 In general, the index L indicating the S / N loss is

Therefore, when substituting the equations (24) to (29) into this equation,

Get. The index L is an index indicating that the S / N loss decreases as the value increases and approaches 1.

しかし、このままの形式では解析的に条件が導出できないため、恒等的に成り立つ次の関係式

を用いることにする。ここで、

であり、

という入力状態マトリクスを新たに定義した。 However, since the condition cannot be derived analytically in this form, the following relational expression that holds identically

Will be used. here,

And

The input state matrix is newly defined.

式（３１）は式（３２）を用いることによって、新たに

の２次形式として

のように変形できる。ここで、式（３６）に次式

を代入すると、

を得る。さらに、次の定義式

を式（３８）に代入すると

を得る。さらに、次の定義式

を用いると、式（４２）は、

と書き直すことができる。 Formula (31) is newly obtained by using Formula (32).

As a secondary form of

Can be transformed. Here, the following equation is added to the equation (36):

Substituting

Get. And the following definition

Is substituted into equation (38)

Get. And the following definition

(42) becomes

Can be rewritten.

式（４５）によって表されるＳ／Ｎロスの指数Ｌは、次のSchwartzの不等式

を用いて、

のように評価することができる。 The S / N loss index L expressed by equation (45) is the following Schwartz inequality:

Using,

Can be evaluated as follows.

したがって、Ｓ／Ｎロスが最小となるための条件は、不等式（４７）において等号が成立するとき、すなわち、

が満たされるときであることがわかる。ここで、αは任意の複素定数である。この式に式（４３），（４４）を代入すると、

となる。この式の両辺に右から行列

を乗じて、さらに式（３９）を適用すると、

となる。さらに、この式の両辺に右から行列

を乗じると、

となる。 Therefore, the condition for minimizing the S / N loss is when the equal sign is satisfied in the inequality (47), that is,

It can be seen that when is satisfied. Here, α is an arbitrary complex constant. Substituting equations (43) and (44) into this equation,

It becomes. Matrix from right on both sides of this expression

And applying equation (39) further,

It becomes. In addition, a matrix from the right on both sides of this expression

Multiply

It becomes.

従って、Ｓ／Ｎロス最小を満足する条件として最終的に、

を得る。これより、サイドローブフリーの係数ベクトルによるＳ／Ｎロス最小化を満足するためには、導出された式（５２）の係数ベクトル

を用いて、式（３２）で与えられるサイドローブフリーの係数ベクトル

への変換を行えばよいことがわかる。これにより、サイドローブフリーでＳ／Ｎロス最小の係数ベクトルを求めることが可能となる。 Therefore, as a condition satisfying the S / N loss minimum, finally,

Get. Thus, in order to satisfy the S / N loss minimization by the sidelobe-free coefficient vector, the coefficient vector of the derived equation (52) is used.

And the sidelobe-free coefficient vector given by equation (32)

It can be seen that the conversion to This makes it possible to obtain a coefficient vector with a minimum S / N loss without side lobes.

このように、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１は、式（５２）で表される係数ベクトル

を算出し、ゼロサイドローブ演算部３２に送る。そして、ゼロサイドローブ演算部３２は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１からの係数ベクトル

を式（３２）で表されるサイドローブフリーの係数ベクトル

に代入することによって、Ｓ／Ｎロスを最小とするサイドローブフリーの係数ベクトルを算出し、パルス圧縮フィルタ４０に送る。
（第２実施形態） As described above, the S / N loss minimum calculation unit 31 uses the coefficient vector represented by the equation (52).

Is calculated and sent to the zero side lobe calculation unit 32. Then, the zero side lobe calculation unit 32 calculates the coefficient vector from the S / N loss minimum calculation unit 31.

Is a sidelobe-free coefficient vector represented by Equation (32)

By substituting into, a sidelobe-free coefficient vector that minimizes the S / N loss is calculated and sent to the pulse compression filter 40.
(Second Embodiment)

上述した第１実施形態においてはＦＩＲフィルタ（パルス圧縮フィルタ４０）の係数ベクトルを実空間上のベクトル（つまり、

）として扱っているが、本発明の第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置は、パルス圧縮フィルタにおける処理をフーリエ変換を介して周波数空間で実施するようにしたことを特徴とする。 In the first embodiment described above, the coefficient vector of the FIR filter (pulse compression filter 40) is replaced with a vector in real space (that is,

However, the pulse compression processing apparatus according to the second embodiment of the present invention is characterized in that the processing in the pulse compression filter is performed in the frequency space via Fourier transform.

＜実施例１＞
図５（ａ）は本発明の第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置の構成の一つの例を示すブロック図である。このパルス圧縮処理装置は、フィルタ係数演算部３０ａとパルス圧縮フィルタ４０ａとから構成されている。なお、第１実施形態に係るパルス圧縮処理装置と同一の構成部分にはそれらと同一の符号を付してある。 <Example 1>
FIG. 5A is a block diagram showing one example of the configuration of the pulse compression processing apparatus according to the second embodiment of the present invention. This pulse compression processing apparatus includes a filter coefficient calculation unit 30a and a pulse compression filter 40a. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the component same as the pulse compression processing apparatus concerning 1st Embodiment.

フィルタ係数演算部３０ａは、パルス圧縮フィルタ４０ａに与える係数ベクトルを算出する。フィルタ係数演算部３０ａは、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１、ゼロサイドローブ演算部３２および第１フーリエ変換処理部３３から構成されている。 The filter coefficient calculation unit 30a calculates a coefficient vector to be given to the pulse compression filter 40a. The filter coefficient calculation unit 30a includes an S / N loss minimum calculation unit 31, a zero side lobe calculation unit 32, and a first Fourier transform processing unit 33.

Ｓ／Ｎロス最小演算部３１は、Ｓ／Ｎロスを理論的に最小にする係数データ（係数ベクトル）

を生成する。このＳ／Ｎロス最小演算部３１の出力は、ゼロサイドローブ演算部３２に送られる。 The S / N loss minimum calculation unit 31 is coefficient data (coefficient vector) that theoretically minimizes the S / N loss.

Is generated. The output of the minimum S / N loss calculation unit 31 is sent to the zero side lobe calculation unit 32.

ゼロサイドローブ演算部３２は、Ｓ／Ｎロス最小演算部３１からの係数データ（係数ベクトル）

に基づいて、さらに、サイドローブをゼロに抑圧したゼロサイドローブ（サイドローブフリー）を実現するための係数データ

を生成する。これらＳ／Ｎロス最小演算部３１およびゼロサイドローブ演算部３２における係数ベクトル

の導出方法は、第１実施形態におけるそれと同じである。このゼロサイドローブ演算部３２から出力される係数ベクトル

は、第１フーリエ変換処理部３３に送られる。 The zero side lobe calculation unit 32 is coefficient data (coefficient vector) from the S / N loss minimum calculation unit 31.

Based on the above, coefficient data to realize zero side lobe (side lobe free) with side lobe suppressed to zero

Is generated. Coefficient vectors in these S / N loss minimum calculation unit 31 and zero side lobe calculation unit 32

The derivation method is the same as that in the first embodiment. Coefficient vector output from the zero side lobe calculation unit 32

Is sent to the first Fourier transform processing unit 33.

第１フーリエ変換処理部は、ゼロサイドローブ演算部３２からの係数ベクトル

に式（８）で表される高速フーリエ変換

を施した後に、得られた周波数空間上の係数ベクトル

をパルス圧縮フィルタ４０ａに送る。 The first Fourier transform processing unit is a coefficient vector from the zero side lobe calculation unit 32.

The fast Fourier transform expressed by equation (8)

Obtained, the coefficient vector on the obtained frequency space

Is sent to the pulse compression filter 40a.

パルス圧縮フィルタ４０ａは、第２フーリエ変換処理部４１、乗算演算部４２および逆フーリエ変換処理部４３から構成されている。 The pulse compression filter 40 a includes a second Fourier transform processing unit 41, a multiplication operation unit 42, and an inverse Fourier transform processing unit 43.

第２フーリエ変換処理部４１はＡ／Ｄ変換器１９から送られてくるＩ／Ｑ信号

に式（８）で表される高速フーリエ変換

を施した後に、得られた周波数空間上の入力信号

を乗算演算部４２に送る。 The second Fourier transform processing unit 41 is an I / Q signal sent from the A / D converter 19.

The fast Fourier transform expressed by equation (8)

Input signal on the obtained frequency space after applying

Is sent to the multiplication operation unit 42.

乗算演算部４２は、フィルタ係数演算部３０ａから送られてくる周波数空間上の高速フーリエ変換された係数ベクトル

に従って、第２フーリエ変換処理部４１から送られてくる周波数空間上の高速フーリエ変換されたＩ／Ｑ信号

を周波数空間でパルス圧縮し、得られた周波数空間上の出力ベクトル

を逆フーリエ変換処理部４３に送る。 The multiplication calculation unit 42 is a coefficient vector that has been fast Fourier transformed in the frequency space sent from the filter coefficient calculation unit 30a.

The I / Q signal subjected to the fast Fourier transform in the frequency space sent from the second Fourier transform processing unit 41

Output vector in the frequency space obtained by pulse compression in the frequency space

Is sent to the inverse Fourier transform processing unit 43.

逆フーリエ変換処理部４３は、乗算演算部４２から送られてくる周波数領域のデータ（

）に式（１６）で表される逆高速フーリエ変換

を施した後に、得られた時間領域のデータ

を出力する。これにより、パルス圧縮フィルタ４０ａからは、第１実施形態と同等の信号

が出力される。 The inverse Fourier transform processing unit 43 receives frequency domain data (

) Inverse Fast Fourier Transform represented by Equation (16)

Time domain data obtained after applying

Is output. As a result, the pulse compression filter 40a has a signal equivalent to that of the first embodiment.

Is output.

＜実施例２＞
図５（ｂ）に示すように、第２実施形態に係るその他の実施例として、図５（ａ）における第１フーリエ変換処理部を取り除く代わりに、ゼロサイドローブ演算部３２ａにその役割（すなわち、実空間上の係数ベクトル

に式（８）で表される高速フーリエ変換

を施すことによって周波数空間上の係数ベクトル

に変換すること）を担わせることもできる。すなわち、本実施例においては、式（３２）の代わりに、式（３２）の両辺に左からＦＦＴ演算マトリックス

を乗じた

を用いてゼロサイドローブ演算部３２ａが

を直接算出し出力するものである。従って、ゼロサイドローブ演算部３２ａの出力を時系列係数データ

ではなく、高速フーリエ変換を施した後の周波数軸上の係数データ

としてパルス圧縮フィルタ４０ａに送ることが可能となり、以下の処理は上記実施例１と同様に遂行される。 <Example 2>
As shown in FIG. 5 (b), as another example of the second embodiment, instead of removing the first Fourier transform processing unit in FIG. 5 (a), the zero side lobe calculation unit 32a has its role (ie, , Coefficient vector in real space

The fast Fourier transform expressed by equation (8)

Coefficient vector in frequency space by applying

Can also be carried out. That is, in this embodiment, instead of the equation (32), the FFT operation matrix is displayed from the left on both sides of the equation (32).

Multiplied by

The zero side lobe calculation unit 32a is

Is directly calculated and output. Therefore, the output of the zero side lobe calculation unit 32a is converted to time series coefficient data.

Rather than coefficient data on the frequency axis after fast Fourier transform

Can be sent to the pulse compression filter 40a, and the following processing is performed in the same manner as in the first embodiment.

［サイドローブフリー条件でのパルス圧縮処理のシミュレーション結果］
上述した第１実施形態および第２実施形態に示した手法により求められたサイドローブフリーとなる係数ベクトルによるパルス圧縮処理をシミュレーションしたので、その結果を図６および図７に示す。シミュレーションは、線形チャープ変調パルス幅を６４マイクロ秒、変調周波数幅を２．０ＭＨｚとして行った。 [Simulation results of pulse compression processing under sidelobe-free conditions]
FIG. 6 and FIG. 7 show the result of simulating the pulse compression processing by the coefficient vector which becomes sidelobe-free obtained by the method shown in the first embodiment and the second embodiment described above. The simulation was performed with a linear chirp modulation pulse width of 64 microseconds and a modulation frequency width of 2.0 MHz.

図６および図７において、Ｔ１は本発明の第１実施形態および第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置から出力されるパルス圧縮された波形を示し、Ｔ２は窓関数を用いてサイドローブを抑圧する従来のパルス圧縮装置から出力されるパルス圧縮された波形を示す。 6 and 7, T1 indicates a pulse-compressed waveform output from the pulse compression processing apparatus according to the first and second embodiments of the present invention, and T2 suppresses side lobes using a window function. 1 shows a pulse-compressed waveform output from a conventional pulse compression apparatus.

本発明の第１実施形態および第２実施形態に係るパルス圧縮処理装置の出力は、従来の窓関数を用いたパルス圧縮処理装置の出力に比べて、図６に示すように、パルス圧縮した波形の主たるピークである主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点（サイドローブ）のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスも低く、主ローブ幅も狭いことが分かる。 The output of the pulse compression processing apparatus according to the first and second embodiments of the present invention is a pulse-compressed waveform as shown in FIG. 6 as compared with the output of the conventional pulse compression processing apparatus using a window function. The sample values of all sample points (side lobes) except the center of the main lobe, which is the main peak of the main lobe, and a plurality of sample points existing on both sides thereof are set to 0, and the S / N at the sample value at the center of the main lobe peak It can be seen that the loss is low and the main lobe width is narrow.

図７は、半値幅（３ｄＢ幅）を基準として従来の窓関数によるＳ／Ｎロスとの比較を示す。図７からも分かるように、上述した方法は従来の窓関数による方法より半値幅が狭く、かつＳ／Ｎロスが少ない事が分かる。これはレーダにおけるレンジ分解能が高い上に、従来よりも高い感度のシステムがこの方法により実現できる事を示すものである。 FIG. 7 shows a comparison with the S / N loss by the conventional window function based on the half-value width (3 dB width). As can be seen from FIG. 7, it can be seen that the above-described method has a narrower half-value width and less S / N loss than the conventional window function method. This indicates that the range resolution in the radar is high and a system with higher sensitivity than the conventional one can be realized by this method.

なお、第１実施形態および第２実施形態では、線形チャープ信号の場合について記載したが、導出された算出式などからも送信信号は線形チャープ信号に限定されない事は明らかである。すなわち、送信信号としてパルス内で位相変調（周波数変調も含む）を行う信号であれば、非線形チャープ信号や量子化位相符号変調信号などの信号にも適用可能である。 In the first embodiment and the second embodiment, the case of a linear chirp signal has been described, but it is clear from the derived calculation formula and the like that the transmission signal is not limited to the linear chirp signal. That is, as long as the transmission signal is a signal that undergoes phase modulation (including frequency modulation) within the pulse, it can also be applied to signals such as nonlinear chirp signals and quantized phase code modulation signals.

また、上述したシミュレーション結果も線形チャープ信号についてのみ提示したが、提示した導出過程は必ずしもチャープ信号に限定されるものではなく、送信変調波形に依存しないものである。例えば、符号変調についても上記と同様な特性が得られる。 The simulation results described above are also presented only for the linear chirp signal, but the presented derivation process is not necessarily limited to the chirp signal and does not depend on the transmission modulation waveform. For example, the same characteristics as described above can be obtained for code modulation.

また、本発明は、Ｓ／Ｎロスを理論的に最小とするようなサイドローブ抑圧を実現する具体的な算出式を実現する装置にあるのであって、送信信号など入出力信号の条件によるものではない。 Further, the present invention resides in an apparatus that realizes a specific calculation formula that realizes sidelobe suppression that theoretically minimizes the S / N loss, and depends on input / output signal conditions such as a transmission signal. is not.

本発明は、レーダ装置において使用されるレーダ信号処理装置に適用可能である。 The present invention is applicable to a radar signal processing apparatus used in a radar apparatus.

本発明の実施形態１に係るパルス圧縮処理装置が適用されるレーダ信号処理装置の概要を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the outline | summary of the radar signal processing apparatus with which the pulse compression processing apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention is applied. 本発明の実施形態１および実施形態２に係るパルス圧縮処理装置で使用されるチャープ信号を説明するための図であり、図２（ａ）は線形チャープ信号を示し、図２（ｂ）はパルス圧縮された信号を示す。FIGS. 2A and 2B are diagrams for explaining a chirp signal used in the pulse compression processing device according to the first and second embodiments of the present invention. FIG. 2A shows a linear chirp signal, and FIG. The compressed signal is shown. 本発明の実施形態１に係るパルス圧縮装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse compression apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態１に係るパルス圧縮装置においてパルス圧縮フィルタとして使用されるＦＩＲフィルタの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the FIR filter used as a pulse compression filter in the pulse compression apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施形態２に係るパルス圧縮装置の構成を示すブロック図であり、図５（ａ）は実施例１を示し、図５（ｂ）は実施例２を示す。It is a block diagram which shows the structure of the pulse compression apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention, Fig.5 (a) shows Example 1, FIG.5 (b) shows Example 2. FIG. 本発明の実施形態１および実施形態２に係るパルス圧縮装置によるパルス圧縮処理のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the pulse compression process by the pulse compression apparatus which concerns on Embodiment 1 and Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施形態１および実施形態２に係るパルス圧縮装置によるパルス圧縮処理のシミュレーション結果を拡大して示す図である。It is a figure which expands and shows the simulation result of the pulse compression process by the pulse compression apparatus which concerns on Embodiment 1 and Embodiment 2 of this invention.

符号の説明Explanation of symbols

１０送信信号（チャープ信号）発生器
１１Ｄ／Ａ変換器
１２ローカル発信器
１３送信側ミキサ
１４送信信号増幅器
１５サーキュレータ
１６空中線
１７受信信号増幅器
１８受信側ミキサ
１９Ａ／Ｄ変換器
２０パルス圧縮処理部
３０フィルタ係数演算部
３１Ｓ／Ｎ最小演算部
３２ゼロサイドローブ演算部
３３第１フーリエ変換処理部
４０パルス圧縮フィルタ
４１第２フーリエ変換処理部
４２乗算演算部
４３逆フーリエ変換処理部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Transmission signal (chirp signal) generator 11 D / A converter 12 Local transmitter 13 Transmission side mixer 14 Transmission signal amplifier 15 Circulator 16 Antenna 17 Reception signal amplifier 18 Reception side mixer 19 A / D converter 20 Pulse compression processing part 30 filter coefficient calculation unit 31 S / N minimum calculation unit 32 zero side lobe calculation unit 33 first Fourier transform processing unit 40 pulse compression filter 41 second Fourier transform processing unit 42 multiplication calculation unit 43 inverse Fourier transform processing unit

Claims

パルス内周波数変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、前記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置であって、
前記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタと、
を備えることを特徴とするパルス圧縮処理装置。 A pulse compression processing device that is provided in a receiving device that receives a transmission signal that has been subjected to intra-pulse frequency modulation, and that performs pulse compression by correlating the transmission signal as a received signal,
The sample values at all sample points except for the center of the peak of the main lobe of the waveform obtained by pulse compression of the received signal and a plurality of sample points existing on both sides thereof are set to 0, and the S / N at the sample value at the center of the peak of the main lobe is set. A filter coefficient calculation unit that calculates a coefficient vector that minimizes loss;
A pulse compression filter for pulse-compressing the received signal according to the coefficient vector calculated by the filter coefficient calculation unit;
A pulse compression processing apparatus comprising:

前記送信信号は、線形チャープ信号から成ることを特徴とする請求項１記載のパルス圧縮処理装置。 2. The pulse compression processing apparatus according to claim 1, wherein the transmission signal is a linear chirp signal.

前記送信信号は、非線形チャープ信号から成ることを特徴とする請求項１記載のパルス圧縮処理装置。 2. The pulse compression processing apparatus according to claim 1, wherein the transmission signal is a non-linear chirp signal.

パルス内位相変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、前記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置であって、
前記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタと、
を備えることを特徴とするパルス圧縮処理装置。 A pulse compression processing device that is provided in a receiving device that receives a transmission signal subjected to intra-pulse phase modulation, and performs pulse compression by performing correlation reception using the transmission signal as a reception signal,
The sample values at all sample points except for the center of the peak of the main lobe of the waveform obtained by pulse compression of the received signal and a plurality of sample points existing on both sides thereof are set to 0, and the S / N at the sample value at the center of the peak of the main lobe is set. A filter coefficient calculation unit that calculates a coefficient vector that minimizes loss;
A pulse compression filter for pulse-compressing the received signal according to the coefficient vector calculated by the filter coefficient calculation unit;
A pulse compression processing apparatus comprising:

前記パルス内位相変調信号は、量子化位相符号変調信号から成ることを特徴とする請求項４記載のパルス圧縮処理装置。 5. The pulse compression processing apparatus according to claim 4, wherein the intra-pulse phase modulation signal is a quantized phase code modulation signal.

パルス内周波数変調もしくはパルス内位相変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、前記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置であって、
前記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタと、
を備え、
前記フィルタ係数演算部は、前記係数ベクトルをフーリエ変換する第１フーリエ変換部を備え、
前記パルス圧縮フィルタは、
前記受信信号をフーリエ変換する第２フーリエ変換部と、
前記第１フーリエ変換部からのフーリエ変換された係数ベクトルと前記第２フーリエ変換部からのフーリエ変換された受信信号とを周波数空間で演算して間接的にパルス圧縮する間接演算部と、
前記間接演算部からのパルス圧縮された受信信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とするパルス圧縮処理装置。 A pulse compression processing device provided in a receiving device that receives a transmission signal subjected to intra-pulse frequency modulation or intra-pulse phase modulation, and performs pulse compression by correlating and receiving the transmission signal as a reception signal,
The sample values at all sample points except for the center of the peak of the main lobe of the waveform obtained by pulse compression of the received signal and a plurality of sample points existing on both sides thereof are set to 0, and the S / N at the sample value at the center of the peak of the main lobe is set. A filter coefficient calculation unit that calculates a coefficient vector that minimizes loss;
A pulse compression filter for pulse-compressing the received signal according to the coefficient vector calculated by the filter coefficient calculation unit;
With
The filter coefficient calculation unit includes a first Fourier transform unit that Fourier transforms the coefficient vector,
The pulse compression filter is
A second Fourier transform unit for Fourier transforming the received signal;
An indirect calculation unit that indirectly performs pulse compression by calculating in a frequency space the Fourier-transformed coefficient vector from the first Fourier transform unit and the Fourier-transformed received signal from the second Fourier transform unit;
An inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on the pulse-compressed received signal from the indirect operation unit;
A pulse compression processing apparatus comprising:

前記フィルタ係数演算部は、
前記送信信号内でのレンジ方向順のＩ／Ｑサンプル値を要素

とするベクトル

に対して、

但し、

（ここで、

は高速フーリエ変換演算行列、

は逆高速フーリエ変換演算行列、ｔは転置行列、＊は複素共役、αは任意の複素定数、

は任意の設計パラメータ、

、

は高速フーリエ変換のポイント数を表す）
で算出される

を係数ベクトルとして出力することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか１項記載のパルス圧縮処理装置。 The filter coefficient calculator is
The I / Q sample values in the range direction in the transmission signal are elements.

Vector

Against

However,

(here,

Is the fast Fourier transform matrix,

Is the inverse fast Fourier transform matrix, t is the transpose matrix, * is the complex conjugate, α is any complex constant,

Is any design parameter,

,

Represents the number of points in the fast Fourier transform)
Calculated by

The pulse compression processing apparatus according to claim 1, wherein: is output as a coefficient vector.

パルス内周波数変調もしくはパルス内位相変調が施された送信信号を受信する受信装置に設けられ、前記送信信号を受信信号として相関受信してパルス圧縮を行うパルス圧縮処理装置であって、
前記受信信号をパルス圧縮した波形の主ローブのピーク中央およびその両側に存在する複数のサンプル点を除くすべてのサンプル点のサンプル値を０にし、且つ主ローブのピーク中央のサンプル値におけるＳ／Ｎロスを最小にするような係数ベクトルを算出するフィルタ係数演算部と、
前記フィルタ係数演算部で算出された係数ベクトルに従って前記受信信号をパルス圧縮するパルス圧縮フィルタと、
を備え、
前記フィルタ係数演算部は、前記係数ベクトルをフーリエ変換し、フーリエ変換された係数ベクトルを出力し、
前記パルス圧縮フィルタは、
前記受信信号をフーリエ変換するフーリエ変換部と、
前記フィルタ係数演算部からのフーリエ変換された係数ベクトルと前記フーリエ変換部からのフーリエ変換された受信信号とを周波数空間で演算して間接的にパルス圧縮する間接演算部と、
前記間接演算部からのパルス圧縮された受信信号を逆フーリエ変換する逆フーリエ変換部と、
を備えることを特徴とするパルス圧縮処理装置。 A pulse compression processing device provided in a receiving device that receives a transmission signal subjected to intra-pulse frequency modulation or intra-pulse phase modulation, and performs pulse compression by correlating and receiving the transmission signal as a reception signal,
The sample values of all sample points except the center of the main lobe peak of the waveform obtained by pulse compression of the received signal and a plurality of sample points existing on both sides thereof are set to 0, and the S / N at the sample value at the center of the main lobe peak is set. A filter coefficient calculation unit that calculates a coefficient vector that minimizes loss;
A pulse compression filter for pulse-compressing the received signal according to the coefficient vector calculated by the filter coefficient calculation unit;
With
The filter coefficient calculation unit Fourier-transforms the coefficient vector, and outputs a Fourier-transformed coefficient vector,
The pulse compression filter is
A Fourier transform unit for Fourier transforming the received signal;
An indirect operation unit that indirectly performs pulse compression by calculating in a frequency space the Fourier transformed coefficient vector from the filter coefficient operation unit and the Fourier transformed reception signal from the Fourier transform unit;
An inverse Fourier transform unit that performs inverse Fourier transform on the pulse-compressed received signal from the indirect operation unit;
A pulse compression processing apparatus comprising:

とするベクトル

に対して、

但し、

（ここで、

は高速フーリエ変換演算行列、

は任意の設計パラメータ、

、

は高速フーリエ変換のポイント数を表す）
で算出される

をフーリエ変換された係数ベクトルとして出力することを特徴とする請求項８項記載のパルス圧縮処理装置。 The filter coefficient calculator is
The I / Q sample values in the range direction in the transmission signal are elements.

Vector

Against

However,

(here,

Is the fast Fourier transform matrix,

Is any design parameter,

,

Represents the number of points in the fast Fourier transform)
Calculated by

9. The pulse compression processing apparatus according to claim 8, wherein the signal is output as a Fourier-transformed coefficient vector.