JPH05292063A - スペクトラム拡散受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散受信機Info
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- JPH05292063A JPH05292063A JP4083947A JP8394792A JPH05292063A JP H05292063 A JPH05292063 A JP H05292063A JP 4083947 A JP4083947 A JP 4083947A JP 8394792 A JP8394792 A JP 8394792A JP H05292063 A JPH05292063 A JP H05292063A
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- wave
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- delayed waves
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ダイバーシチ受信により伝送特性の改善を図
ったスペクトラム拡散受信機に関し、整合フィルタを用
いた構成において、各成分のダイバーシチ合成時に干渉
成分および雑音成分による特性劣化を減少させ、ダイバ
ーシチ受信効果を最大限に引き出すことを目的とする。 【構成】 ダイバーシチ受信処理手段として、各遅延波
に対応する検波成分に所定の重み付けをして加算し、ダ
イバーシチ合成結果として出力する重み付け加算手段
と、各遅延波に対応する検波成分，重み付け加算出力お
よび所定の基準信号から適応アルゴリズムを用いて伝送
路状態を推定し、重み付け加算後の誤差を小さくする重
み付け係数を設定する重み付け制御手段とを備えて構成
する。
ったスペクトラム拡散受信機に関し、整合フィルタを用
いた構成において、各成分のダイバーシチ合成時に干渉
成分および雑音成分による特性劣化を減少させ、ダイバ
ーシチ受信効果を最大限に引き出すことを目的とする。 【構成】 ダイバーシチ受信処理手段として、各遅延波
に対応する検波成分に所定の重み付けをして加算し、ダ
イバーシチ合成結果として出力する重み付け加算手段
と、各遅延波に対応する検波成分，重み付け加算出力お
よび所定の基準信号から適応アルゴリズムを用いて伝送
路状態を推定し、重み付け加算後の誤差を小さくする重
み付け係数を設定する重み付け制御手段とを備えて構成
する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ダイバーシチ受信によ
り伝送特性の改善を図ったスペクトラム拡散受信機に関
する。
り伝送特性の改善を図ったスペクトラム拡散受信機に関
する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信は、送信側で高速
な拡散符号（擬似ランダム符号）により情報符号を変調
し、変調波のスペクトルを広い周波数帯域に拡散させる
広帯域拡散を行い、受信側では同じ拡散符号で受信波を
復調（逆拡散）して情報符号を抽出させることにより、
情報符号の伝送を行う通信方式である。
な拡散符号（擬似ランダム符号）により情報符号を変調
し、変調波のスペクトルを広い周波数帯域に拡散させる
広帯域拡散を行い、受信側では同じ拡散符号で受信波を
復調（逆拡散）して情報符号を抽出させることにより、
情報符号の伝送を行う通信方式である。
【０００３】さて、情報符号に高速な拡散符号を乗算し
て帯域拡大を行う直接拡散方式では、伝送路の遅延時間
分散が拡散符号の１符号時間より大きくなれば、受信側
において拡散符号時間間隔で抽出した各遅延波はそれぞ
れ非相関なものとして扱うことができる。すなわち、そ
のような各遅延波の振幅および位相は独立した変動を示
している。したがって、複数の遅延波から振幅の大きな
ものを選択したり、位相を合わせて合成することによ
り、平均受信レベルを高くできるダイバーシチ受信効果
が得られ、伝送誤り率を大きく改善することができる。
て帯域拡大を行う直接拡散方式では、伝送路の遅延時間
分散が拡散符号の１符号時間より大きくなれば、受信側
において拡散符号時間間隔で抽出した各遅延波はそれぞ
れ非相関なものとして扱うことができる。すなわち、そ
のような各遅延波の振幅および位相は独立した変動を示
している。したがって、複数の遅延波から振幅の大きな
ものを選択したり、位相を合わせて合成することによ
り、平均受信レベルを高くできるダイバーシチ受信効果
が得られ、伝送誤り率を大きく改善することができる。
【０００４】図５は、ダイバーシチ受信を行う従来のス
ペクトラム拡散受信機の構成例を示すブロック図であ
る。図において、受信される各遅延波は、それぞれ対応
する逆拡散器５１1〜５１nで逆拡散処理が行われ、それ
ぞれの出力が合成器５２に入力されて所定のダイバーシ
チ合成処理が行われ、その合成出力が検波器５３で検波
される。
ペクトラム拡散受信機の構成例を示すブロック図であ
る。図において、受信される各遅延波は、それぞれ対応
する逆拡散器５１1〜５１nで逆拡散処理が行われ、それ
ぞれの出力が合成器５２に入力されて所定のダイバーシ
チ合成処理が行われ、その合成出力が検波器５３で検波
される。
【０００５】なお、合成器５２では、各逆拡散器出力の
中で最も振幅の大きいものを選択する選択合成法、各出
力の位相を合わせて加算する検波前等利得合成法、その
他の合成法がとられるが、いずれの合成法をとってもダ
イバーシチ受信効果を得ることができる。
中で最も振幅の大きいものを選択する選択合成法、各出
力の位相を合わせて加算する検波前等利得合成法、その
他の合成法がとられるが、いずれの合成法をとってもダ
イバーシチ受信効果を得ることができる。
【０００６】しかし、このような複数の遅延波に対して
それぞれ独立の逆拡散器５１1 〜５１n を構成する場合
には、各遅延波の遅延時間に対応したタイミングに同期
した拡散符号を各逆拡散器で発生させ、これを受信波に
乗算して逆拡散処理を実行させる必要がある。すなわ
ち、遅延波の数に応じた逆拡散器が複数必要となり、回
路規模が大きくなることが避けられなかった。
それぞれ独立の逆拡散器５１1 〜５１n を構成する場合
には、各遅延波の遅延時間に対応したタイミングに同期
した拡散符号を各逆拡散器で発生させ、これを受信波に
乗算して逆拡散処理を実行させる必要がある。すなわ
ち、遅延波の数に応じた逆拡散器が複数必要となり、回
路規模が大きくなることが避けられなかった。
【０００７】この欠点を克服するものとして、図６に示
すような整合フィルタを用いた構成がある。図６におい
て、受信される各遅延波は、拡散符号に整合した整合フ
ィルタ６１に入力されて逆拡散が行われるとともに、各
遅延波に対応した成分に分離されて検波器６２に入力さ
れ、各遅延波に対応する拡散符号タイミングでそれぞれ
検波される。検波器６２の出力は多段遅延素子６３に入
力され、各遅延素子から各遅延波に対応する検波成分が
取り出され、合成器６４に入力されて所定のダイバーシ
チ合成処理が行われる。
すような整合フィルタを用いた構成がある。図６におい
て、受信される各遅延波は、拡散符号に整合した整合フ
ィルタ６１に入力されて逆拡散が行われるとともに、各
遅延波に対応した成分に分離されて検波器６２に入力さ
れ、各遅延波に対応する拡散符号タイミングでそれぞれ
検波される。検波器６２の出力は多段遅延素子６３に入
力され、各遅延素子から各遅延波に対応する検波成分が
取り出され、合成器６４に入力されて所定のダイバーシ
チ合成処理が行われる。
【０００８】なお、合成器６４では、各成分のレベルの
大きいものを検出し、その中で最も大きな成分を選択す
るか、所定値以上のレベルを有する成分を合成する等の
合成処理が行われる。
大きいものを検出し、その中で最も大きな成分を選択す
るか、所定値以上のレベルを有する成分を合成する等の
合成処理が行われる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】このように、整合フィ
ルタ６１を用いた構成では複数の逆拡散器は不要とする
ことができる。しかし、整合フィルタ６１の出力として
得られる各遅延波に対応した成分には、図７に示す遅延
時間分散図のように、大きな干渉波や雑音が希望波に重
なっているものや、干渉波成分や雑音成分のみが受信さ
れているものが含まれている。なお、図７において横軸
は時間であり、縦軸はレベルである。成分Ａ，Ｂ，Ｃ，
Ｄは所定のレベルを越えているが、成分Ｂには大きな干
渉波や雑音が希望波に重なっており、成分Ｃは干渉波成
分や雑音成分のみである。
ルタ６１を用いた構成では複数の逆拡散器は不要とする
ことができる。しかし、整合フィルタ６１の出力として
得られる各遅延波に対応した成分には、図７に示す遅延
時間分散図のように、大きな干渉波や雑音が希望波に重
なっているものや、干渉波成分や雑音成分のみが受信さ
れているものが含まれている。なお、図７において横軸
は時間であり、縦軸はレベルである。成分Ａ，Ｂ，Ｃ，
Ｄは所定のレベルを越えているが、成分Ｂには大きな干
渉波や雑音が希望波に重なっており、成分Ｃは干渉波成
分や雑音成分のみである。
【００１０】ここで、合成器６４が単純に各成分のレベ
ルの大きいものを選択すると、まず成分Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ
が抽出される。このように、合成器６４では各成分が希
望波であるか不要成分であるかを判断することができな
いので、各成分のレベルのみに着目して選択あるいは合
成すると、不要な成分を一緒に合成することになり伝送
特性が劣化する。
ルの大きいものを選択すると、まず成分Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ
が抽出される。このように、合成器６４では各成分が希
望波であるか不要成分であるかを判断することができな
いので、各成分のレベルのみに着目して選択あるいは合
成すると、不要な成分を一緒に合成することになり伝送
特性が劣化する。
【００１１】さらに、合成器６４で等利得合成する場合
には、各遅延波の遅延時間および位相を測定し、それに
基づいて各成分を同相合成させる必要がある。それに
は、各遅延波の遅延時間および位相を測定するための装
置を新たに設ける必要がある。文献（A.Salmasi and K.
S.Gilhousen,"On the system desine aspects of coded
ivision multiple access (CDMA) applied to digital
cellular and personalcommunications networks",41th
IEEE VCT pp.57-62,1991) には、送信側に各遅延波の
遅延時間および位相を測定するためのパイロット信号を
別途送信させる送信機を配置し、受信側にそのパイロッ
ト信号を受信する受信機を配置する構成が示されてい
る。なお、この場合には、さらにパイロット信号に信号
電力を割り当てる必要が生じ、不経済となる。
には、各遅延波の遅延時間および位相を測定し、それに
基づいて各成分を同相合成させる必要がある。それに
は、各遅延波の遅延時間および位相を測定するための装
置を新たに設ける必要がある。文献（A.Salmasi and K.
S.Gilhousen,"On the system desine aspects of coded
ivision multiple access (CDMA) applied to digital
cellular and personalcommunications networks",41th
IEEE VCT pp.57-62,1991) には、送信側に各遅延波の
遅延時間および位相を測定するためのパイロット信号を
別途送信させる送信機を配置し、受信側にそのパイロッ
ト信号を受信する受信機を配置する構成が示されてい
る。なお、この場合には、さらにパイロット信号に信号
電力を割り当てる必要が生じ、不経済となる。
【００１２】本発明は、整合フィルタを用いた構成にお
いて、各成分のダイバーシチ合成時に干渉成分および雑
音成分による特性劣化を減少させ、ダイバーシチ受信効
果を最大限に引き出すことができるスペクトラム拡散受
信機を提供することを目的とする。
いて、各成分のダイバーシチ合成時に干渉成分および雑
音成分による特性劣化を減少させ、ダイバーシチ受信効
果を最大限に引き出すことができるスペクトラム拡散受
信機を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、整合フィルタ
を用いたスペクトラム拡散受信機において、ダイバーシ
チ受信処理手段として、各遅延波に対応する検波成分に
所定の重み付けをして加算し、ダイバーシチ合成結果と
して出力する重み付け加算手段と、各遅延波に対応する
検波成分，重み付け加算出力および所定の基準信号から
適応アルゴリズムを用いて伝送路状態を推定し、重み付
け加算後の誤差を小さくする重み付け係数を設定する重
み付け制御手段とを備えて構成する。
を用いたスペクトラム拡散受信機において、ダイバーシ
チ受信処理手段として、各遅延波に対応する検波成分に
所定の重み付けをして加算し、ダイバーシチ合成結果と
して出力する重み付け加算手段と、各遅延波に対応する
検波成分，重み付け加算出力および所定の基準信号から
適応アルゴリズムを用いて伝送路状態を推定し、重み付
け加算後の誤差を小さくする重み付け係数を設定する重
み付け制御手段とを備えて構成する。
【００１４】
【作用】本発明は、整合フィルタを介して得られた各遅
延波に対応する成分に、適応アルゴリズムを用いて算出
された係数で重み付けをして加算することにより、重み
付け加算後の誤差を小さくすることができる。この基準
信号として、伝送信号のトレーニング区間では既知のト
レーニング信号を用い、データ区間では重み付け加算出
力の符号を用いる制御により、各遅延波における干渉成
分および雑音成分の影響を小さくすることができ、ダイ
バーシチ受信効果を有効に引き出すことができる。
延波に対応する成分に、適応アルゴリズムを用いて算出
された係数で重み付けをして加算することにより、重み
付け加算後の誤差を小さくすることができる。この基準
信号として、伝送信号のトレーニング区間では既知のト
レーニング信号を用い、データ区間では重み付け加算出
力の符号を用いる制御により、各遅延波における干渉成
分および雑音成分の影響を小さくすることができ、ダイ
バーシチ受信効果を有効に引き出すことができる。
【００１５】なお、本発明構成では、整合フィルタを用
いているために各遅延波に対応する複数の逆拡散器が不
要となるとともに、検波後ダイバーシチ合成により各遅
延波の遅延時間および位相を測定する必要がなく、その
ための特別な装置を設ける必要がない。
いているために各遅延波に対応する複数の逆拡散器が不
要となるとともに、検波後ダイバーシチ合成により各遅
延波の遅延時間および位相を測定する必要がなく、その
ための特別な装置を設ける必要がない。
【００１６】
【実施例】図１は、本発明のスペクトラム拡散受信機の
一実施例構成を示すブロック図である。
一実施例構成を示すブロック図である。
【００１７】図において、受信される各遅延波は、拡散
符号に整合した整合フィルタ６１に入力されて逆拡散が
行われるとともに、各遅延波に対応した成分に分離され
て検波器６２に入力され、各遅延波に対応する拡散符号
タイミングでそれぞれ検波される。検波器６２の出力は
多段遅延素子６３に入力され、各遅延素子から各遅延波
に対応する検波成分が取り出される。
符号に整合した整合フィルタ６１に入力されて逆拡散が
行われるとともに、各遅延波に対応した成分に分離され
て検波器６２に入力され、各遅延波に対応する拡散符号
タイミングでそれぞれ検波される。検波器６２の出力は
多段遅延素子６３に入力され、各遅延素子から各遅延波
に対応する検波成分が取り出される。
【００１８】ここで、本実施例の特徴とするところは、
多段遅延素子６３の各段から取り出された成分にそれぞ
れ所定の係数を乗算する乗算器１１と、各乗算器出力を
加算してダイバーシチ合成結果として出力する加算器１
２と、伝送信号のトレーニング区間では既知のトレーニ
ング信号，データ区間では加算器出力の符号を基準信号
として出力する基準信号発生器１３と、この基準信号，
多段遅延素子６３の各段から取り出された成分，加算器
出力を入力して乗算器１１に所定の係数を設定する係数
設定器１４とを備える構成にある。
多段遅延素子６３の各段から取り出された成分にそれぞ
れ所定の係数を乗算する乗算器１１と、各乗算器出力を
加算してダイバーシチ合成結果として出力する加算器１
２と、伝送信号のトレーニング区間では既知のトレーニ
ング信号，データ区間では加算器出力の符号を基準信号
として出力する基準信号発生器１３と、この基準信号，
多段遅延素子６３の各段から取り出された成分，加算器
出力を入力して乗算器１１に所定の係数を設定する係数
設定器１４とを備える構成にある。
【００１９】すなわち、１つの整合フィルタ６１で複数
の遅延波成分に対して逆拡散と分離を行い、検波器６２
で各遅延波に対応する成分を検波し、多段遅延素子６３
で各成分を分離して取り出す構成は、従来と同様であ
る。本発明では、伝送信号のトレーニング区間で基準信
号発生器１３から基準信号を係数設定器１４に与えて伝
送路状態の推定を行い、得られた係数を用いて乗算器１
１で多段遅延素子６３を介して得られる各遅延波に対応
した成分に重み付けをし、加算器１２でそれらを加算す
る。その後、この重み付けにおいては、基準信号と加算
器出力との誤差が最小になるように制御することによ
り、従来のような単に各遅延波に対応した成分のレベル
の大小をみる場合に比べて、干渉成分および雑音成分の
影響を小さくすることができる。このように、本発明で
は、乗算器１１，加算器１２，基準信号発生器１３およ
び係数設定器１４を用いた新たな方法で、ダイバーシチ
受信効果を実現させることを特徴とする。
の遅延波成分に対して逆拡散と分離を行い、検波器６２
で各遅延波に対応する成分を検波し、多段遅延素子６３
で各成分を分離して取り出す構成は、従来と同様であ
る。本発明では、伝送信号のトレーニング区間で基準信
号発生器１３から基準信号を係数設定器１４に与えて伝
送路状態の推定を行い、得られた係数を用いて乗算器１
１で多段遅延素子６３を介して得られる各遅延波に対応
した成分に重み付けをし、加算器１２でそれらを加算す
る。その後、この重み付けにおいては、基準信号と加算
器出力との誤差が最小になるように制御することによ
り、従来のような単に各遅延波に対応した成分のレベル
の大小をみる場合に比べて、干渉成分および雑音成分の
影響を小さくすることができる。このように、本発明で
は、乗算器１１，加算器１２，基準信号発生器１３およ
び係数設定器１４を用いた新たな方法で、ダイバーシチ
受信効果を実現させることを特徴とする。
【００２０】ここで、伝送路状態の推定法について説明
する。図２に伝送信号のフレーム構成例を示す。トレー
ニング信号２１が伝送されるトレーニング区間では、基
準信号発生器１３は基準信号として既知のトレーニング
信号を発生する。したがって、係数設定器１４は、多段
遅延素子６３の各出力と加算器１２の出力により、適応
アルゴリズム（例えば、S.Haykin著、"Adaptive Filter
Theory"に詳しく述べられている）を用いて伝送路状態
を推定することができる。まず、多段遅延素子６３の各
出力と基準信号とを比較することにより、各出力が干渉
および雑音の影響を受けているか否かを判断することが
できる。係数設定器１４は、干渉または雑音が多く含ま
れている遅延素子出力に対しては小さな乗算係数を設定
し、希望波成分が多く含まれている遅延素子出力に対し
ては大きな乗算係数を最初に決定する。続いて、係数設
定器１４は、例えば最小二乗法に基づくアルゴリズムを
用いて、基準信号と加算器１２の出力との差の２乗であ
る誤差が最小になるように各遅延素子出力の乗算係数を
制御すれば、加算器１２からは干渉および雑音の影響が
最も少ない出力を得ることができる。
する。図２に伝送信号のフレーム構成例を示す。トレー
ニング信号２１が伝送されるトレーニング区間では、基
準信号発生器１３は基準信号として既知のトレーニング
信号を発生する。したがって、係数設定器１４は、多段
遅延素子６３の各出力と加算器１２の出力により、適応
アルゴリズム（例えば、S.Haykin著、"Adaptive Filter
Theory"に詳しく述べられている）を用いて伝送路状態
を推定することができる。まず、多段遅延素子６３の各
出力と基準信号とを比較することにより、各出力が干渉
および雑音の影響を受けているか否かを判断することが
できる。係数設定器１４は、干渉または雑音が多く含ま
れている遅延素子出力に対しては小さな乗算係数を設定
し、希望波成分が多く含まれている遅延素子出力に対し
ては大きな乗算係数を最初に決定する。続いて、係数設
定器１４は、例えば最小二乗法に基づくアルゴリズムを
用いて、基準信号と加算器１２の出力との差の２乗であ
る誤差が最小になるように各遅延素子出力の乗算係数を
制御すれば、加算器１２からは干渉および雑音の影響が
最も少ない出力を得ることができる。
【００２１】また、データ信号２２が伝送されるデータ
区間では、受信側では既知の信号が存在しないので、基
準信号発生器１３は加算器１２の出力を符号判定し、そ
の符号を基準信号として出力する。係数設定器１４は、
上述の適応アルゴリズムを用いて誤差が最小になるよう
に各乗算係数の変更を行う。
区間では、受信側では既知の信号が存在しないので、基
準信号発生器１３は加算器１２の出力を符号判定し、そ
の符号を基準信号として出力する。係数設定器１４は、
上述の適応アルゴリズムを用いて誤差が最小になるよう
に各乗算係数の変更を行う。
【００２２】これにより、伝送路状態が時間とともに変
動し、各遅延波に重なっている干渉波成分や雑音成分の
量が変動しても、その時点における干渉および雑音の影
響が最も少ない最適な受信信号が得られるように追従さ
せることができる。すなわち、従来技術の欠点であった
干渉成分や雑音成分をそのまま合成し、ダイバーシチ受
信効果を減退させるようなことを回避することができ
る。
動し、各遅延波に重なっている干渉波成分や雑音成分の
量が変動しても、その時点における干渉および雑音の影
響が最も少ない最適な受信信号が得られるように追従さ
せることができる。すなわち、従来技術の欠点であった
干渉成分や雑音成分をそのまま合成し、ダイバーシチ受
信効果を減退させるようなことを回避することができ
る。
【００２３】ここで、本発明の有効性を確認するために
計算機シミュレーションを実施した結果を示す。シミュ
レーションモデルは、図３に示すように、希望波に対し
て時間的に異なる位置で干渉波を発生させて希望波に合
成し、さらにランダム変動する雑音を加えている。図４
はその結果であり、横軸は信号対干渉電力比（ＳＩ
Ｒ）、縦軸は平均ビット誤り率（ＢＥＲ）である。な
お、信号対雑音電力比は２dBとした。
計算機シミュレーションを実施した結果を示す。シミュ
レーションモデルは、図３に示すように、希望波に対し
て時間的に異なる位置で干渉波を発生させて希望波に合
成し、さらにランダム変動する雑音を加えている。図４
はその結果であり、横軸は信号対干渉電力比（ＳＩ
Ｒ）、縦軸は平均ビット誤り率（ＢＥＲ）である。な
お、信号対雑音電力比は２dBとした。
【００２４】参考のために従来の等利得合成法による特
性を示すが、ＳＩＲが低下するにつれてＢＥＲが大きく
なっている。一方、本発明による構成では、ＳＩＲが低
下してもＢＥＲは一定値で保存されており、ダイバーシ
チ受信効果を有効に引き出していることがわかる。
性を示すが、ＳＩＲが低下するにつれてＢＥＲが大きく
なっている。一方、本発明による構成では、ＳＩＲが低
下してもＢＥＲは一定値で保存されており、ダイバーシ
チ受信効果を有効に引き出していることがわかる。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、１つの整
合フィルタと検波器でダイバーシチ受信効果を得ること
ができ、スペクトラム拡散受信機の構成を簡単にするこ
とができる。また、伝送路状態推定機能により、検波後
の信号の誤差を常に最小にすることができるので、干渉
電力および雑音電力の影響によるダイバーシチ受信効果
の減退を回避することができ、伝送特性を一層向上させ
ることができる。
合フィルタと検波器でダイバーシチ受信効果を得ること
ができ、スペクトラム拡散受信機の構成を簡単にするこ
とができる。また、伝送路状態推定機能により、検波後
の信号の誤差を常に最小にすることができるので、干渉
電力および雑音電力の影響によるダイバーシチ受信効果
の減退を回避することができ、伝送特性を一層向上させ
ることができる。
【００２６】なお、実施例の説明では、基準信号に対す
る重み付け加算出力の誤差を最小とするアルゴリズムを
前提として説明したが、「誤差を最小とする」という条
件を緩めることにより、適応アルゴリズムの簡略化を図
ることが可能となる。
る重み付け加算出力の誤差を最小とするアルゴリズムを
前提として説明したが、「誤差を最小とする」という条
件を緩めることにより、適応アルゴリズムの簡略化を図
ることが可能となる。
【図１】本発明のスペクトラム拡散受信機の一実施例構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
【図２】伝送信号のフレーム構成例。
【図３】本発明の有効性を確認するシミュレーションモ
デル。
デル。
【図４】本発明の有効性を確認するシミュレーション結
果。
果。
【図５】ダイバーシチ受信を行う従来のスペクトラム拡
散受信機の構成例。
散受信機の構成例。
【図６】整合フィルタを用いた従来のスペクトラム拡散
受信機の構成例。
受信機の構成例。
【図７】伝送路の遅延時間分散。
１１ 乗算器 １２ 加算器 １３ 基準信号発生器 １４ 係数設定器 ５１ 逆拡散器 ５２ 合成器 ５３ 検波器 ６１ 整合フィルタ ６２ 検波器 ６３ 多段遅延素子 ６４ 合成器
Claims (1)
- 【請求項１】 スペクトラム拡散された受信波を取り込
み、その拡散符号に整合して逆拡散を行うとともに、各
遅延波に対応した成分に分離して出力する整合フィルタ
と、 前記各遅延波に対応した成分を各拡散符号タイミングで
それぞれ検波する検波器と、 各遅延波に対応する検波成分を分離して取り出す多段遅
延素子と、 前記多段遅延素子で分離された各検波成分を取り込み、
所定のダイバーシチ受信処理を行って出力するダイバー
シチ受信処理手段とを備えたスペクトラム拡散受信機に
おいて、 前記ダイバーシチ受信処理手段は、 前記各遅延波に対応する検波成分に所定の重み付けをし
て加算し、ダイバーシチ合成結果として出力する重み付
け加算手段と、 前記各遅延波に対応する検波成分，前記重み付け加算出
力および所定の基準信号から適応アルゴリズムを用いて
伝送路状態を推定し、重み付け加算後の誤差を小さくす
る重み付け係数を設定する重み付け制御手段とを備えた
ことを特徴とするスペクトラム拡散受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4083947A JPH05292063A (ja) | 1992-04-06 | 1992-04-06 | スペクトラム拡散受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4083947A JPH05292063A (ja) | 1992-04-06 | 1992-04-06 | スペクトラム拡散受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05292063A true JPH05292063A (ja) | 1993-11-05 |
Family
ID=13816786
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4083947A Pending JPH05292063A (ja) | 1992-04-06 | 1992-04-06 | スペクトラム拡散受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05292063A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995010892A1 (fr) * | 1993-10-13 | 1995-04-20 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Recepteur de signaux a etalement du spectre |
| US5920817A (en) * | 1994-05-20 | 1999-07-06 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Mobile communication system with reliable handover scheme |
| US6888812B1 (en) | 1999-02-19 | 2005-05-03 | Nec Corporation | CDMA receiver |
| US7697643B2 (en) | 1995-01-04 | 2010-04-13 | Interdigital Technology Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
-
1992
- 1992-04-06 JP JP4083947A patent/JPH05292063A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1995010892A1 (fr) * | 1993-10-13 | 1995-04-20 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Recepteur de signaux a etalement du spectre |
| US5757844A (en) * | 1993-10-13 | 1998-05-26 | Ntt Mobile Communications Network Inc | Spread spectrum receiver |
| US5920817A (en) * | 1994-05-20 | 1999-07-06 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Mobile communication system with reliable handover scheme |
| US7697643B2 (en) | 1995-01-04 | 2010-04-13 | Interdigital Technology Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
| US7961822B2 (en) | 1995-01-04 | 2011-06-14 | Interdigital Technology Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
| US8340228B2 (en) | 1995-01-04 | 2012-12-25 | Intel Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
| US8824523B2 (en) | 1995-01-04 | 2014-09-02 | Intel Corporation | Setting a transmission power level for a mobile unit |
| US6888812B1 (en) | 1999-02-19 | 2005-05-03 | Nec Corporation | CDMA receiver |
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