JPH05259753A - 帰還形スイッチング電力増幅器 - Google Patents
帰還形スイッチング電力増幅器Info
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- JPH05259753A JPH05259753A JP5506592A JP5506592A JPH05259753A JP H05259753 A JPH05259753 A JP H05259753A JP 5506592 A JP5506592 A JP 5506592A JP 5506592 A JP5506592 A JP 5506592A JP H05259753 A JPH05259753 A JP H05259753A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】平坦な周波数特性（ゲイン特性）を実現するこ
とのできる帰還形スイッチング電力増幅器を提供する。 【構成】パルス信号Ｐのデューティ比に応じた直流電圧
を出力端子４に出力するＤＣ−ＤＣ変換部Ａと、出力端
子４電圧の分圧電圧Ｖ１と外部信号源２電圧Ｖ２との差
電圧Ｖ３を出力する誤差電圧増幅回路部Ｂと、前記ＤＣ
−ＤＣ変換部Ａに内蔵されるリアクトルＡ５の巻線電圧
の積分値電圧Ｖ４と前記差電圧Ｖ３とを加算して出力す
る誤差電流増幅回路部Ｃと、前記誤差電流増幅回路部Ｃ
の出力電圧Ｖ５に応じたデューティ比のパルス信号Ｐを
前記ＤＣ−ＤＣ変換部に与えるパルス信号発生回路３と
を備えた帰還形スイッチング電力増幅器β，β′におい
て、前記外部信号源２と前記誤差電圧増幅回路部Ｂとの
間にゲイン補償回路Ｄ，Ｄ′を介設したことを特徴とす
る。
とのできる帰還形スイッチング電力増幅器を提供する。 【構成】パルス信号Ｐのデューティ比に応じた直流電圧
を出力端子４に出力するＤＣ−ＤＣ変換部Ａと、出力端
子４電圧の分圧電圧Ｖ１と外部信号源２電圧Ｖ２との差
電圧Ｖ３を出力する誤差電圧増幅回路部Ｂと、前記ＤＣ
−ＤＣ変換部Ａに内蔵されるリアクトルＡ５の巻線電圧
の積分値電圧Ｖ４と前記差電圧Ｖ３とを加算して出力す
る誤差電流増幅回路部Ｃと、前記誤差電流増幅回路部Ｃ
の出力電圧Ｖ５に応じたデューティ比のパルス信号Ｐを
前記ＤＣ−ＤＣ変換部に与えるパルス信号発生回路３と
を備えた帰還形スイッチング電力増幅器β，β′におい
て、前記外部信号源２と前記誤差電圧増幅回路部Ｂとの
間にゲイン補償回路Ｄ，Ｄ′を介設したことを特徴とす
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流を含む低周波信号
の増幅に用いる帰還形スイッチング電力増幅器に関す
る。
の増幅に用いる帰還形スイッチング電力増幅器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】この種の従来の帰還形スイッチング電力
増幅器を図面につき説明する。図４は従来の帰還形スイ
ッチング電力増幅器の構成例を示す回路図である。図４
において、帰還形スイッチング電力増幅器αは、直流電
源１と、当該直流電源１を入力としパルス信号Ｐのデュ
ーティ比に応じた直流電圧を出力端子４に出力するＤＣ
−ＤＣ変換部Ａと、出力端子４の電圧の分圧電圧Ｖ１と
入力信号源２の信号電圧Ｖ２との差電圧Ｖ３を出力する
誤差電圧増幅回路部Ｂと、リアクトルの２次巻線電圧の
積分値電圧Ｖ４を前記差電圧Ｖ３に加算して出力する誤
差電流増幅回路部Ｃと、当該誤差電流増幅回路部Ｃの出
力電圧Ｖ５に応じたデューティ比のパルス信号Ｐを前記
ＤＣ−ＤＣ変換部Ａに与えるパルス信号発生回路３とに
より構成されている。
増幅器を図面につき説明する。図４は従来の帰還形スイ
ッチング電力増幅器の構成例を示す回路図である。図４
において、帰還形スイッチング電力増幅器αは、直流電
源１と、当該直流電源１を入力としパルス信号Ｐのデュ
ーティ比に応じた直流電圧を出力端子４に出力するＤＣ
−ＤＣ変換部Ａと、出力端子４の電圧の分圧電圧Ｖ１と
入力信号源２の信号電圧Ｖ２との差電圧Ｖ３を出力する
誤差電圧増幅回路部Ｂと、リアクトルの２次巻線電圧の
積分値電圧Ｖ４を前記差電圧Ｖ３に加算して出力する誤
差電流増幅回路部Ｃと、当該誤差電流増幅回路部Ｃの出
力電圧Ｖ５に応じたデューティ比のパルス信号Ｐを前記
ＤＣ−ＤＣ変換部Ａに与えるパルス信号発生回路３とに
より構成されている。
【０００３】なお、図４に示す構成例は、ＤＣ−ＤＣ変
換部Ａとして１石フォワードコンバータを用いている。
即ち、ＤＣ−ＤＣ変換部Ａは、主スイッチ素子（短絡ス
イッチとして用いるＦＥＴ）Ａ１、トランスＡ２、ダイ
オードＡ３，Ａ４、出力フィルタＡｂを構成するリアク
トルＡ５、コンデンサＡ６により構成される。
換部Ａとして１石フォワードコンバータを用いている。
即ち、ＤＣ−ＤＣ変換部Ａは、主スイッチ素子（短絡ス
イッチとして用いるＦＥＴ）Ａ１、トランスＡ２、ダイ
オードＡ３，Ａ４、出力フィルタＡｂを構成するリアク
トルＡ５、コンデンサＡ６により構成される。
【０００４】前記のような構成を有する帰還形スイッチ
ング電力増幅器αでは、入力信号源２からの信号電圧Ｖ
２は、誤差電圧増幅回路部Ｂで出力端子４電圧の分圧電
圧Ｖ１との差電圧Ｖ３に変換され、さらに、誤差電流増
幅回路部ＣでリアクトルＡ５の２次巻線電圧の積分値電
圧Ｖ４が加算されてパルス信号発生回路３に与えられ
る。パルス信号発生回路３では、誤差電流増幅回路部Ｃ
の出力電圧Ｖ５に応じたデューティ比のパルス信号Ｐを
発生し、ＤＣ−ＤＣ変換部Ａの主スイッチ素子Ａ１を駆
動する。
ング電力増幅器αでは、入力信号源２からの信号電圧Ｖ
２は、誤差電圧増幅回路部Ｂで出力端子４電圧の分圧電
圧Ｖ１との差電圧Ｖ３に変換され、さらに、誤差電流増
幅回路部ＣでリアクトルＡ５の２次巻線電圧の積分値電
圧Ｖ４が加算されてパルス信号発生回路３に与えられ
る。パルス信号発生回路３では、誤差電流増幅回路部Ｃ
の出力電圧Ｖ５に応じたデューティ比のパルス信号Ｐを
発生し、ＤＣ−ＤＣ変換部Ａの主スイッチ素子Ａ１を駆
動する。
【０００５】ＤＣ−ＤＣ変換部Ａでは、パルス信号発生
回路３により供給されるパルス信号Ｐに応じた主スイッ
チ素子Ａ１のオン・オフ動作により、トランスＡ２の両
端に発生するパルス電圧がダイオードＡ３及びＡ４によ
り構成される整流回路Ａａを通り整流され、その後、リ
アクトルＡ５及びコンデンサＡ６による出力フィルタＡ
ｂで平滑化することにより、出力端子４には入力信号源
２の信号電圧Ｖ２に応じた電圧を取り出すことができ
る。
回路３により供給されるパルス信号Ｐに応じた主スイッ
チ素子Ａ１のオン・オフ動作により、トランスＡ２の両
端に発生するパルス電圧がダイオードＡ３及びＡ４によ
り構成される整流回路Ａａを通り整流され、その後、リ
アクトルＡ５及びコンデンサＡ６による出力フィルタＡ
ｂで平滑化することにより、出力端子４には入力信号源
２の信号電圧Ｖ２に応じた電圧を取り出すことができ
る。
【０００６】このような帰還形スイッチング電力増幅器
αは、主スイッチ素子Ａ１のオン・オフ動作を利用して
いるために、一般の線形電力増幅器と比較して、高い効
率が得られる特長を持っている。
αは、主スイッチ素子Ａ１のオン・オフ動作を利用して
いるために、一般の線形電力増幅器と比較して、高い効
率が得られる特長を持っている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし、図４に示す、
従来の帰還形スイッチング電力増幅器αの電圧増幅率の
周波数特性（ゲイン特性）は、図５（ａ）及び（ｂ）に
示す特性グラフのように、低周波数領域で極Ｑと零点Ｏ
を有するために平坦にはならない。従って、出力波形歪
が生じる原因となっていた。
従来の帰還形スイッチング電力増幅器αの電圧増幅率の
周波数特性（ゲイン特性）は、図５（ａ）及び（ｂ）に
示す特性グラフのように、低周波数領域で極Ｑと零点Ｏ
を有するために平坦にはならない。従って、出力波形歪
が生じる原因となっていた。
【０００８】ここで、誤差電圧増幅回路部Ｂに含まれて
ゲイン特性に影響を与える抵抗及びコンデンサをそれぞ
れＲ１〜Ｒ４及びＣ１とし、誤差電流増幅回路部Ｃを構
成する抵抗及びコンデンサのうち、ゲイン特性に影響を
与える素子をそれぞれ、抵抗をＲ５、コンデンサをＣ２
とする。
ゲイン特性に影響を与える抵抗及びコンデンサをそれぞ
れＲ１〜Ｒ４及びＣ１とし、誤差電流増幅回路部Ｃを構
成する抵抗及びコンデンサのうち、ゲイン特性に影響を
与える素子をそれぞれ、抵抗をＲ５、コンデンサをＣ２
とする。
【０００９】図５（ａ）は、出力電力を大きくしたり、
入力電圧を下げたり、負帰還制御系の安定性を向上させ
るためにＣ２Ｒ３の時定数を小さくしたりした場合の特
性を示す特性グラフであり、このような場合は、零点Ｏ
の周波数が極Ｑの周波数よりも高く、極Ｑと零点Ｏの間
でゲインが低下する。
入力電圧を下げたり、負帰還制御系の安定性を向上させ
るためにＣ２Ｒ３の時定数を小さくしたりした場合の特
性を示す特性グラフであり、このような場合は、零点Ｏ
の周波数が極Ｑの周波数よりも高く、極Ｑと零点Ｏの間
でゲインが低下する。
【００１０】図５（ｂ）は、図５（ａ）とは逆に、出力
電圧を小さくしたり、入力電圧を上げたり、Ｃ２Ｒ３の
時定数を大きくしたりした場合の特性を示すグラフであ
り、このような場合には、零点Ｏの周波数が極Ｑの周波
数よりも低く、零点Ｏと極Ｑの間でゲインが上昇する。
電圧を小さくしたり、入力電圧を上げたり、Ｃ２Ｒ３の
時定数を大きくしたりした場合の特性を示すグラフであ
り、このような場合には、零点Ｏの周波数が極Ｑの周波
数よりも低く、零点Ｏと極Ｑの間でゲインが上昇する。
【００１１】これは、出力端子４電圧の分圧電圧Ｖ１と
入力信号電圧Ｖ２との差電圧Ｖ３について直流精度を上
げるための積分回路（誤差電圧増幅回路部Ｂの一部）
と、出力フィルタＡｂを構成するリアクトルＡ５の両端
電圧を積分する積分回路（誤差電流増幅回路部Ｃの一
部）が、帰還形スイッチング電力増幅器αの負帰還制御
系を構成するためである。ここにおいて本発明は、前記
従来の帰還形スイッチング電力増幅器αの問題点に鑑
み、平坦な周波数特性（ゲイン特性）を実現することの
できる帰還形スイッチング電力増幅器を提供せんとする
ものである。
入力信号電圧Ｖ２との差電圧Ｖ３について直流精度を上
げるための積分回路（誤差電圧増幅回路部Ｂの一部）
と、出力フィルタＡｂを構成するリアクトルＡ５の両端
電圧を積分する積分回路（誤差電流増幅回路部Ｃの一
部）が、帰還形スイッチング電力増幅器αの負帰還制御
系を構成するためである。ここにおいて本発明は、前記
従来の帰還形スイッチング電力増幅器αの問題点に鑑
み、平坦な周波数特性（ゲイン特性）を実現することの
できる帰還形スイッチング電力増幅器を提供せんとする
ものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】前記従来の課題の解決
は、本発明の次に列挙する新規な特徴的構成手法を採用
することにより達成される。即ち、本発明の第１の特徴
は、パルス信号のデューティ比に応じた直流電圧を出力
端子に出力するＤＣ−ＤＣ変換部と、出力端子電圧の分
圧電圧と外部信号源電圧との差電圧を出力する誤差電圧
増幅回路部と、前記ＤＣ−ＤＣ変換部に内蔵されるリア
クトルの巻線電圧を積分した値と前記差電圧とを加算し
て出力する誤差電流増幅回路部と、前記誤差電流増幅回
路部の出力電圧に応じたデューティ比のパルス信号を前
記ＤＣ−ＤＣ変換部に与えるパルス信号発生回路とを備
えた帰還形スイッチング電力増幅器において、前記外部
信号源と前記誤差電圧増幅回路部との間にゲイン補償回
路を介設してなる帰還形スイッチング電力増幅器であ
る。
は、本発明の次に列挙する新規な特徴的構成手法を採用
することにより達成される。即ち、本発明の第１の特徴
は、パルス信号のデューティ比に応じた直流電圧を出力
端子に出力するＤＣ−ＤＣ変換部と、出力端子電圧の分
圧電圧と外部信号源電圧との差電圧を出力する誤差電圧
増幅回路部と、前記ＤＣ−ＤＣ変換部に内蔵されるリア
クトルの巻線電圧を積分した値と前記差電圧とを加算し
て出力する誤差電流増幅回路部と、前記誤差電流増幅回
路部の出力電圧に応じたデューティ比のパルス信号を前
記ＤＣ−ＤＣ変換部に与えるパルス信号発生回路とを備
えた帰還形スイッチング電力増幅器において、前記外部
信号源と前記誤差電圧増幅回路部との間にゲイン補償回
路を介設してなる帰還形スイッチング電力増幅器であ
る。
【００１３】本発明の第２の特徴は、前記第１の特徴に
おけるゲイン補償回路が、零点周波数が極周波数よりも
高く極と零点の間でゲインが低下している場合には、極
と零点の配置が逆でかつ零点と極の間でゲインが上昇す
る特性を有する微分補償回路である帰還形スイッチング
電力増幅器である。
おけるゲイン補償回路が、零点周波数が極周波数よりも
高く極と零点の間でゲインが低下している場合には、極
と零点の配置が逆でかつ零点と極の間でゲインが上昇す
る特性を有する微分補償回路である帰還形スイッチング
電力増幅器である。
【００１４】本発明の第３の特徴は、前記第１の特徴に
おけるゲイン補償回路が、零点周波数が極周波数よりも
低く零点と極の間でゲインが上昇している場合には、極
と零点の配置が逆でかつ零点と極の間でゲインが低下す
る特性を有する積分補償回路である帰還形スイッチング
電力増幅器である。
おけるゲイン補償回路が、零点周波数が極周波数よりも
低く零点と極の間でゲインが上昇している場合には、極
と零点の配置が逆でかつ零点と極の間でゲインが低下す
る特性を有する積分補償回路である帰還形スイッチング
電力増幅器である。
【００１５】
【作用】本発明は、前記のような手段を講ずるので、ゲ
イン補償回路により電圧増幅率の周波数特性における極
と零点間の歪を補償し、周波数特性（ゲイン特性）を平
坦にすることができる。
イン補償回路により電圧増幅率の周波数特性における極
と零点間の歪を補償し、周波数特性（ゲイン特性）を平
坦にすることができる。
【００１６】
【実施例】（実施例１）本発明の第１の実施例を図１に
つき説明する。図１は本実施例の帰還形スイッチング電
力増幅器の回路構成図である。図中、βは本実施例の帰
還形スイッチング電力増幅器、Ｄは微分補償回路で構成
されたゲイン補償回路である。なお、前記従来例と同一
の回路素子には、同一の符号を付した。
つき説明する。図１は本実施例の帰還形スイッチング電
力増幅器の回路構成図である。図中、βは本実施例の帰
還形スイッチング電力増幅器、Ｄは微分補償回路で構成
されたゲイン補償回路である。なお、前記従来例と同一
の回路素子には、同一の符号を付した。
【００１７】本発明の帰還形スイッチング電力増幅器
は、入力信号源２と誤差電圧増幅回路Ｂとの間にゲイン
補償回路を介設することを特徴とするが、本実施例の帰
還形スイッチング電力増幅器βは、当該ゲイン補償回路
を微分補償回路Ｄとしたものである。これは、前記従来
例の周波数特性（ゲイン特性）を示すグラフの図５
（ａ）に対応して補償を行う回路である。
は、入力信号源２と誤差電圧増幅回路Ｂとの間にゲイン
補償回路を介設することを特徴とするが、本実施例の帰
還形スイッチング電力増幅器βは、当該ゲイン補償回路
を微分補償回路Ｄとしたものである。これは、前記従来
例の周波数特性（ゲイン特性）を示すグラフの図５
（ａ）に対応して補償を行う回路である。
【００１８】即ち、極Ｑと零点Ｏの配置が逆でかつ零点
Ｏと極Ｑの間でゲインが上昇する特性を有するゲイン補
償回路が図１に示す微分補償回路Ｄである。次に、図１
に示す微分補償回路Ｄの各素子における各値を計算する
式を示す。なお、ゲイン補償回路である微分補償回路Ｄ
を構成する素子である、抵抗及びコンデンサをそれぞれ
Ｒ７〜Ｒ９及びＣ３とする。
Ｏと極Ｑの間でゲインが上昇する特性を有するゲイン補
償回路が図１に示す微分補償回路Ｄである。次に、図１
に示す微分補償回路Ｄの各素子における各値を計算する
式を示す。なお、ゲイン補償回路である微分補償回路Ｄ
を構成する素子である、抵抗及びコンデンサをそれぞれ
Ｒ７〜Ｒ９及びＣ３とする。
【００１９】パルス信号発生回路３の入力電圧をデュー
ティ比に変換するゲインをｇ，トランスＡ２の１次・２
次巻数比をｎ１，リアクトルＡ５のインダクタンスを
Ｌ，リアクトルＡ５の１次・２次巻数比をｎ２，直流電
源１の電圧をＶＩ，出力端子４に接続される負荷抵抗を
Ｒとすると、低周波数領域の極Ｑと零点Ｏの周波数ωｐ
１及びωｚ１は次の式で表される。
ティ比に変換するゲインをｇ，トランスＡ２の１次・２
次巻数比をｎ１，リアクトルＡ５のインダクタンスを
Ｌ，リアクトルＡ５の１次・２次巻数比をｎ２，直流電
源１の電圧をＶＩ，出力端子４に接続される負荷抵抗を
Ｒとすると、低周波数領域の極Ｑと零点Ｏの周波数ωｐ
１及びωｚ１は次の式で表される。
【００２０】
【数１】
【００２１】一方、ゲイン補償回路である微分補償回路
Ｄの極Ｑと零点Ｏの周波数ωｐ２及びωｚ２は、図１に
示す微分補償回路Ｄを用いた回路構成の場合は、
Ｄの極Ｑと零点Ｏの周波数ωｐ２及びωｚ２は、図１に
示す微分補償回路Ｄを用いた回路構成の場合は、
【数２】 という式になる。
【００２２】従って、極Ｑと零点Ｏを打ち消し、平坦な
ゲイン特性とするための条件は、ωｐ１＝ωｚ２及びω
ｚ１＝ωｐ２である。このようなＣ３及びＲ７〜Ｒ９の
値を持つ微分補償回路Ｄを有する帰還形スイッチング電
力増幅器βにおいてゲイン特性の平坦化を実現できる。
ゲイン特性とするための条件は、ωｐ１＝ωｚ２及びω
ｚ１＝ωｐ２である。このようなＣ３及びＲ７〜Ｒ９の
値を持つ微分補償回路Ｄを有する帰還形スイッチング電
力増幅器βにおいてゲイン特性の平坦化を実現できる。
【００２３】（実施例２）本発明の第２の実施例を図面
につき説明する。図２は、本実施例の帰還形スイッチン
グ電力増幅器の回路構成図である。図中、β′は本実施
例の帰還形スイッチング電力増幅器、Ｄ′は積分補償回
路で構成されたゲイン補償回路、Ｃ３′は積分補償回路
Ｄ′を構成するコンデンサ、Ｒ７′，Ｒ８′，Ｒ９′は
積分補償回路Ｄ′を構成する抵抗である。なお、前記従
来例及び第１実施例と同一の回路素子には、同一の符号
を付した。
につき説明する。図２は、本実施例の帰還形スイッチン
グ電力増幅器の回路構成図である。図中、β′は本実施
例の帰還形スイッチング電力増幅器、Ｄ′は積分補償回
路で構成されたゲイン補償回路、Ｃ３′は積分補償回路
Ｄ′を構成するコンデンサ、Ｒ７′，Ｒ８′，Ｒ９′は
積分補償回路Ｄ′を構成する抵抗である。なお、前記従
来例及び第１実施例と同一の回路素子には、同一の符号
を付した。
【００２４】本実施例の帰還形スイッチング電力増幅器
β′は、ゲイン補償回路を積分補償回路Ｄ′としたもの
である。これは、前記従来例の周波数特性（ゲイン特
性）を示すグラフの図５（ｂ）に対応して補償を行う回
路である。即ち、極Ｑと零点Ｏの配置が逆でありかつ極
Ｑと零点Ｏの間でゲインが低下する特性を有するゲイン
補償回路が図２に示す積分補償回路Ｄ′である。
β′は、ゲイン補償回路を積分補償回路Ｄ′としたもの
である。これは、前記従来例の周波数特性（ゲイン特
性）を示すグラフの図５（ｂ）に対応して補償を行う回
路である。即ち、極Ｑと零点Ｏの配置が逆でありかつ極
Ｑと零点Ｏの間でゲインが低下する特性を有するゲイン
補償回路が図２に示す積分補償回路Ｄ′である。
【００２５】次に、図２に示す積分補償回路Ｄ′の各素
子における各値を計算する式を示す。パルス信号発生回
路３の入力電圧をデューティ比に変換するゲインをｇ，
トランスＡ２の１次・２次巻数比をｎ１，リアクトルＡ
５のインダクタンスをＬ，リアクトルＡ５の１次・２次
巻数比をｎ２，直流電源１の電圧をＶＩ，出力端子４に
接続される負荷抵抗をＲとすると、低周波数領域の極Ｑ
と零点Ｏの周波数ωｐ１及びωｚ１は前記第１実施例で
示した値と同じであるから、ここでは省略する。
子における各値を計算する式を示す。パルス信号発生回
路３の入力電圧をデューティ比に変換するゲインをｇ，
トランスＡ２の１次・２次巻数比をｎ１，リアクトルＡ
５のインダクタンスをＬ，リアクトルＡ５の１次・２次
巻数比をｎ２，直流電源１の電圧をＶＩ，出力端子４に
接続される負荷抵抗をＲとすると、低周波数領域の極Ｑ
と零点Ｏの周波数ωｐ１及びωｚ１は前記第１実施例で
示した値と同じであるから、ここでは省略する。
【００２６】一方、ゲイン補償回路である積分補償回路
Ｄ′の極Ｑと零点Ｏの周波数ωｐ３及びωｚ３は、図２
に示す微分補償回路Ｄ′を用いた回路構成の場合は、
Ｄ′の極Ｑと零点Ｏの周波数ωｐ３及びωｚ３は、図２
に示す微分補償回路Ｄ′を用いた回路構成の場合は、
【数３】 という式になる。
【００２７】従って、極Ｑと零点Ｏを打ち消し、平坦な
ゲイン特性とするための条件は、ωｐ１＝ωｚ３及びω
ｚ１＝ωｐ３である。このようなＣ３′及びＲ７′〜Ｒ
９′の値を持つ積分補償回路Ｄ′を有する帰還形スイッ
チング電力増幅器β′においてゲイン特性の平坦化を実
現できる。
ゲイン特性とするための条件は、ωｐ１＝ωｚ３及びω
ｚ１＝ωｐ３である。このようなＣ３′及びＲ７′〜Ｒ
９′の値を持つ積分補償回路Ｄ′を有する帰還形スイッ
チング電力増幅器β′においてゲイン特性の平坦化を実
現できる。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ゲイン補償回路における極と零点の配置を適宜調整する
ことにより、電圧増幅率の周波数特性（ゲイン特性）を
平坦にすることができるので、線形電力増幅器よりも効
率の高い帰還形スイッチング電力増幅器において、広い
周波数帯域で出力波形歪を発生させない。一例として、
スイッチング周波数１ＭＨｚ，出力電圧５Ｖ程度の帰還
形スイッチング電力増幅器において、従来１０ｋＨｚ程
度であった平坦なゲイン特性の帯域を、本発明のゲイン
補償回路を適用することによって、図３のように、１０
０ｋＨＺ以上に広帯域化できる等優れた効果を奏する。
ゲイン補償回路における極と零点の配置を適宜調整する
ことにより、電圧増幅率の周波数特性（ゲイン特性）を
平坦にすることができるので、線形電力増幅器よりも効
率の高い帰還形スイッチング電力増幅器において、広い
周波数帯域で出力波形歪を発生させない。一例として、
スイッチング周波数１ＭＨｚ，出力電圧５Ｖ程度の帰還
形スイッチング電力増幅器において、従来１０ｋＨｚ程
度であった平坦なゲイン特性の帯域を、本発明のゲイン
補償回路を適用することによって、図３のように、１０
０ｋＨＺ以上に広帯域化できる等優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例の帰還形スイッチング電力
増幅器の回路構成図である。
増幅器の回路構成図である。
【図２】本発明の第２実施例の帰還形スイッチング電力
増幅器の回路構成図である。
増幅器の回路構成図である。
【図３】本発明の帰還形スイッチング電力増幅器のゲイ
ン特性を示すグラフである。
ン特性を示すグラフである。
【図４】従来の帰還形スイッチング電力増幅器の回路構
成図である。
成図である。
【図５】同上の帰還形スイッチング電力増幅器のゲイン
特性を示すグラフである。
特性を示すグラフである。
α，β，β′…帰還形スイッチング電力増幅器 Ａ…ＤＣ−ＤＣ変換部 Ｂ…誤差電圧増幅回路部 Ｃ…誤差電流増幅回路部 Ｄ，Ｄ′…ゲイン補償回路 Ｐ…パルス信号 １…直流電源 ２…入力信号源 ３…パルス信号発生回路 ４…出力端子 Ｖ１…分圧電圧 Ｖ２…外部信号電圧 Ｖ３…差電圧 Ｖ４…積分値電圧 Ｖ５…出力電圧
Claims (3)
- 【請求項１】パルス信号のデューティ比に応じた直流電
圧を出力端子に出力するＤＣ−ＤＣ変換部と、出力端子
電圧の分圧電圧と外部信号源電圧との差電圧を出力する
誤差電圧増幅回路部と、前記ＤＣ−ＤＣ変換部に内蔵さ
れるリアクトルの巻線電圧を積分した値と前記差電圧と
を加算して出力する誤差電流増幅回路部と、前記誤差電
流増幅回路部の出力電圧に応じたデューティ比のパルス
信号を前記ＤＣ−ＤＣ変換部に与えるパルス信号発生回
路とを備えた帰還形スイッチング電力増幅器において、
前記外部信号源と前記誤差電圧増幅回路部との間にゲイ
ン補償回路を介設したことを特徴とする帰還形スイッチ
ング電力増幅器 - 【請求項２】ゲイン補償回路は、零点周波数が極周波数
よりも高く極と零点の間でゲインが低下している場合に
は、極と零点の配置が逆でかつ零点と極の間でゲインが
上昇する特性を有する微分補償回路であることを特徴と
する請求項１に記載の帰還形スイッチング電力増幅器 - 【請求項３】ゲイン補償回路は、零点周波数が極周波数
よりも低く零点と極の間でゲインが上昇している場合に
は、極と零点の配置が逆でかつ零点と極の間でゲインが
低下する特性を有する積分補償回路であることを特徴と
する請求項１に記載の帰還形スイッチング電力増幅器
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5506592A JPH05259753A (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | 帰還形スイッチング電力増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5506592A JPH05259753A (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | 帰還形スイッチング電力増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05259753A true JPH05259753A (ja) | 1993-10-08 |
Family
ID=12988290
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5506592A Pending JPH05259753A (ja) | 1992-03-13 | 1992-03-13 | 帰還形スイッチング電力増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05259753A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002061941A1 (fr) * | 2001-01-29 | 2002-08-08 | Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Appareil et procede de reproduction audio |
| JP2011223268A (ja) * | 2010-04-08 | 2011-11-04 | Tdk Corp | 並列−直列形電流帰還増幅器、光学機器、及び光学ドライブ装置 |
-
1992
- 1992-03-13 JP JP5506592A patent/JPH05259753A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002061941A1 (fr) * | 2001-01-29 | 2002-08-08 | Niigata Seimitsu Co., Ltd. | Appareil et procede de reproduction audio |
| JP2011223268A (ja) * | 2010-04-08 | 2011-11-04 | Tdk Corp | 並列−直列形電流帰還増幅器、光学機器、及び光学ドライブ装置 |
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