JP2786384B2 - Ａｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、入力された電圧値に関
わらず、回路の構成部品にかかる負担を一定にした力率
改善型ＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
わらず、回路の構成部品にかかる負担を一定にした力率
改善型ＡＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】コンデンサ入力型の整流平滑回路は、そ
の簡易な構造から様々な電子機器のＡＣ−ＤＣコンバー
タの交流入力整流用として用いられてきた。しかし今日
に至っては、コンデンサ入力型の整流平滑回路を内蔵し
た電子機器によって商用電源ラインに発生する高調波
が、他の電子機器の動作を狂わすといった問題が発生し
ている。そのため、高調波発生の少ない力率改善型のＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの要求が高くなり、様々な力率改善
の方法を導入したＡＣ−ＤＣコンバータが発表されてい
る。
の簡易な構造から様々な電子機器のＡＣ−ＤＣコンバー
タの交流入力整流用として用いられてきた。しかし今日
に至っては、コンデンサ入力型の整流平滑回路を内蔵し
た電子機器によって商用電源ラインに発生する高調波
が、他の電子機器の動作を狂わすといった問題が発生し
ている。そのため、高調波発生の少ない力率改善型のＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの要求が高くなり、様々な力率改善
の方法を導入したＡＣ−ＤＣコンバータが発表されてい
る。
【０００３】図４に示す回路は従来の力率改善型のＡＣ
−ＤＣコンバータの一例である。図４に示したＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、整流回路１の交流入力端が入力端子９
Ａ、９Ｂを介して商用電源ラインに接続され、整流回路
１の出力端が昇圧型コンバータ回路２ｂの入力端と接続
され、昇圧型コンバータ回路２ｂの出力端がＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路３の入力端と接続され、ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路の出力端が出力端子１０Ａ、１０Ｂを介して
外部の負荷と接続された構成をしている。
−ＤＣコンバータの一例である。図４に示したＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータは、整流回路１の交流入力端が入力端子９
Ａ、９Ｂを介して商用電源ラインに接続され、整流回路
１の出力端が昇圧型コンバータ回路２ｂの入力端と接続
され、昇圧型コンバータ回路２ｂの出力端がＤＣ−ＤＣ
コンバータ回路３の入力端と接続され、ＤＣ−ＤＣコン
バータ回路の出力端が出力端子１０Ａ、１０Ｂを介して
外部の負荷と接続された構成をしている。
【０００４】図４に示すＡＣ−ＤＣコンバータの昇圧型
コンバータ回路２ｂの回路構成は以下のようになってい
る。チョークコイルＬ１とダイオードＤ１の直列回路が
昇圧型コンバータ回路２ｂの高電位側の入出力端間に接
続され、ダイオードＤ１は、チョークコイルＬ１から出
力端の方向を順方向とする。ダイオードＤ１のアノード
と低電位側ラインとの間にスイッチングトランジスタＱ
１の主電流路が接続される。ダイオードＤ１のカソード
と低電位側ラインとの間に出力コンデンサＣ１が接続さ
れる。
コンバータ回路２ｂの回路構成は以下のようになってい
る。チョークコイルＬ１とダイオードＤ１の直列回路が
昇圧型コンバータ回路２ｂの高電位側の入出力端間に接
続され、ダイオードＤ１は、チョークコイルＬ１から出
力端の方向を順方向とする。ダイオードＤ１のアノード
と低電位側ラインとの間にスイッチングトランジスタＱ
１の主電流路が接続される。ダイオードＤ１のカソード
と低電位側ラインとの間に出力コンデンサＣ１が接続さ
れる。
【０００５】抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路が出力コンデン
サＣ１に並列に接続される。誤差増幅器４、パルス幅変
調回路５、基準電圧回路６、抵抗Ｒ１、Ｒ２より構成さ
れる昇圧型コンバータ制御回路７が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ
４の分圧点とスイッチングトランジスタＱ１のゲートと
の間に接続され、出力コンデンサＣ１の端子電圧を制御
する。
サＣ１に並列に接続される。誤差増幅器４、パルス幅変
調回路５、基準電圧回路６、抵抗Ｒ１、Ｒ２より構成さ
れる昇圧型コンバータ制御回路７が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ
４の分圧点とスイッチングトランジスタＱ１のゲートと
の間に接続され、出力コンデンサＣ１の端子電圧を制御
する。
【０００６】昇圧型コンバータ制御回路７の構成は以下
の通りである。基準電圧回路６の出力端子と低電位側ラ
インとの間に抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路が接続され、抵
抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の分圧点は誤差増幅器４の（−）側入
力端子に接続される。抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点が誤差増
幅器４の（＋）側入力端子に接続される。誤差増幅器４
の出力端子はパルス幅変調回路５と接続され、パルス幅
変調回路５の出力端子はスイッチングトランジスタＱ１
のゲートと接続される。
の通りである。基準電圧回路６の出力端子と低電位側ラ
インとの間に抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路が接続され、抵
抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の分圧点は誤差増幅器４の（−）側入
力端子に接続される。抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点が誤差増
幅器４の（＋）側入力端子に接続される。誤差増幅器４
の出力端子はパルス幅変調回路５と接続され、パルス幅
変調回路５の出力端子はスイッチングトランジスタＱ１
のゲートと接続される。
【０００７】図５には昇圧型コンバータ回路２ｂの入出
力電圧を示す。ｖAC1 、ｖAC2 、ｖAC3 は電圧値の異な
る、ＡＣ−ＤＣコンバータに入力される交流電圧であ
る。ＶI1、ＶI2、ＶI3は、それぞれ交流電圧ｖAC1 、ｖ
AC2 、ｖAC3 が整流回路１で整流された昇圧型コンバー
タ回路２ｂの入力電圧である。ＶO は昇圧型コンバータ
回路２ｂの出力電圧であり、入力電圧に対して一定であ
る。
力電圧を示す。ｖAC1 、ｖAC2 、ｖAC3 は電圧値の異な
る、ＡＣ−ＤＣコンバータに入力される交流電圧であ
る。ＶI1、ＶI2、ＶI3は、それぞれ交流電圧ｖAC1 、ｖ
AC2 、ｖAC3 が整流回路１で整流された昇圧型コンバー
タ回路２ｂの入力電圧である。ＶO は昇圧型コンバータ
回路２ｂの出力電圧であり、入力電圧に対して一定であ
る。
【０００８】ＡＣ−ＤＣコンバータに入力される交流電
圧は、世界各地で１００Ｖ系から２４０Ｖ系までと多種
多様である。世界の交流電圧に対応し得るためには、昇
圧型コンバータ回路２ｂの出力コンデンサＣ１の端子電
圧を最高の交流電圧の整流ピーク値よりも数十ボルトだ
け高い電圧値、例えば３８０Ｖ程度となるように制御す
るのが一般的であった。昇圧型コンバータ回路２ｂの電
力処理量を蓄積変換電力と単純通過電力に分けて考える
と、蓄積変換電力は次式のように表される。 Ｐ＝（Ｖ0 −ＶI ）ＩO （１） ただし、Ｐは蓄積変換電力、ＶO は出力電圧、ＶI は入
力電圧、ＩO は出力電流を示す。
圧は、世界各地で１００Ｖ系から２４０Ｖ系までと多種
多様である。世界の交流電圧に対応し得るためには、昇
圧型コンバータ回路２ｂの出力コンデンサＣ１の端子電
圧を最高の交流電圧の整流ピーク値よりも数十ボルトだ
け高い電圧値、例えば３８０Ｖ程度となるように制御す
るのが一般的であった。昇圧型コンバータ回路２ｂの電
力処理量を蓄積変換電力と単純通過電力に分けて考える
と、蓄積変換電力は次式のように表される。 Ｐ＝（Ｖ0 −ＶI ）ＩO （１） ただし、Ｐは蓄積変換電力、ＶO は出力電圧、ＶI は入
力電圧、ＩO は出力電流を示す。
【０００９】この蓄積変換電力Ｐは式（１）から分かる
様に、入力電圧ＶI と出力電圧ＶOの差が大きい程大き
くなり、さらに蓄積変換電力Ｐの増大は昇圧型コンバー
タ回路２ｂの構成部品にかかる負担を大きくし、部品形
状の大型化や発熱量の増加を引き起こす。回路を設計す
る場合には、出力コンデンサＣ１の端子電圧を最高の交
流電圧の整流ピーク値より数十ボルトだけ高い電圧に設
定しておき、最低の交流電圧にて回路を駆動する場合を
想定して回路部品を選定しなければならず、力率改善型
ＡＣ−ＤＣコンバータの形状の小型化やコストの低減に
支障があった。
様に、入力電圧ＶI と出力電圧ＶOの差が大きい程大き
くなり、さらに蓄積変換電力Ｐの増大は昇圧型コンバー
タ回路２ｂの構成部品にかかる負担を大きくし、部品形
状の大型化や発熱量の増加を引き起こす。回路を設計す
る場合には、出力コンデンサＣ１の端子電圧を最高の交
流電圧の整流ピーク値より数十ボルトだけ高い電圧に設
定しておき、最低の交流電圧にて回路を駆動する場合を
想定して回路部品を選定しなければならず、力率改善型
ＡＣ−ＤＣコンバータの形状の小型化やコストの低減に
支障があった。
【００１０】なお、式（１）において、昇圧型コンバー
タ回路２ｂに入力される電圧ＶI は交流入力電圧が整流
された脈流波形であるが、理解が容易なように直流電圧
として取り扱っている。また、昇圧型コンバータ回路２
ｂは力率改善型アクティブフィルタとも呼ばれており、
その力率改善動作については公知となっているため説明
を省略した。さらに、図４において、パルス幅変調回路
５に接続される三角波発振回路の図示を省略した。以
下、実施例の説明においても同様とする。
タ回路２ｂに入力される電圧ＶI は交流入力電圧が整流
された脈流波形であるが、理解が容易なように直流電圧
として取り扱っている。また、昇圧型コンバータ回路２
ｂは力率改善型アクティブフィルタとも呼ばれており、
その力率改善動作については公知となっているため説明
を省略した。さらに、図４において、パルス幅変調回路
５に接続される三角波発振回路の図示を省略した。以
下、実施例の説明においても同様とする。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】本発明は以上のような
問題点に鑑みなされたもので、力率改善型のＡＣ−ＤＣ
コンバータの交流入力電圧による回路構成部品の負担の
増加を抑え、もってＡＣ−ＤＣコンバータの形状の小型
化及びコストの低減を行うことを目的とする。
問題点に鑑みなされたもので、力率改善型のＡＣ−ＤＣ
コンバータの交流入力電圧による回路構成部品の負担の
増加を抑え、もってＡＣ−ＤＣコンバータの形状の小型
化及びコストの低減を行うことを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、昇圧型コンバ
ータ回路の制御回路を構成する誤差増幅器の２つの入力
端子のうち、一方の入力端子を基準電圧が得られる回路
部分に接続し、他方の入力端子を複数の抵抗による前記
出力コンデンサの端子電圧の分圧点に接続し、整流回路
の整流出力に応じて流通電流が制御される定電流回路を
前記出力コンデンサの端子電圧の分圧点に接続したこ
と、あるいは昇圧型コンバータ回路の制御回路を構成す
る誤差増幅器の２つの入力端子のうち、一方の入力端子
を出力コンデンサの端子電圧に相当する電圧が得られる
回路部分に接続し、他方の入力端子を複数の抵抗による
基準電圧の分圧点に接続し、整流回路の整流出力に応じ
て流通電流が制御される定電流回路を、前記基準電圧の
分圧点に接続したことを特徴とする。
ータ回路の制御回路を構成する誤差増幅器の２つの入力
端子のうち、一方の入力端子を基準電圧が得られる回路
部分に接続し、他方の入力端子を複数の抵抗による前記
出力コンデンサの端子電圧の分圧点に接続し、整流回路
の整流出力に応じて流通電流が制御される定電流回路を
前記出力コンデンサの端子電圧の分圧点に接続したこ
と、あるいは昇圧型コンバータ回路の制御回路を構成す
る誤差増幅器の２つの入力端子のうち、一方の入力端子
を出力コンデンサの端子電圧に相当する電圧が得られる
回路部分に接続し、他方の入力端子を複数の抵抗による
基準電圧の分圧点に接続し、整流回路の整流出力に応じ
て流通電流が制御される定電流回路を、前記基準電圧の
分圧点に接続したことを特徴とする。
【００１３】
【実施例】図１に本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの一実
施例を示す。なお、図４と同一部分については、同じ番
号を付与してある。図１に示したＡＣ−ＤＣコンバータ
の回路構成は、昇圧型コンバータ回路２ａの回路構成を
除いて図４の回路構成と同一である。
施例を示す。なお、図４と同一部分については、同じ番
号を付与してある。図１に示したＡＣ−ＤＣコンバータ
の回路構成は、昇圧型コンバータ回路２ａの回路構成を
除いて図４の回路構成と同一である。
【００１４】昇圧型コンバータ回路２ａの回路構成は以
下のようになっている。チョークコイルＬ１とダイオー
ドＤ１の直列回路が昇圧型コンバータ回路２ａの高電位
側の入出力端間に接続され、ダイオードＤ１は、チョー
クコイルＬ１から出力端の方向を順方向とする。ダイオ
ードＤ１のアノードと低電位側ラインとの間にスイッチ
ングトランジスタＱ１の主電流路が接続される。ダイオ
ードＤ１のカソードと低電位側ラインとの間に出力コン
デンサＣ１が接続される。
下のようになっている。チョークコイルＬ１とダイオー
ドＤ１の直列回路が昇圧型コンバータ回路２ａの高電位
側の入出力端間に接続され、ダイオードＤ１は、チョー
クコイルＬ１から出力端の方向を順方向とする。ダイオ
ードＤ１のアノードと低電位側ラインとの間にスイッチ
ングトランジスタＱ１の主電流路が接続される。ダイオ
ードＤ１のカソードと低電位側ラインとの間に出力コン
デンサＣ１が接続される。
【００１５】抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路が出力コンデン
サＣ１に並列に接続される。誤差増幅器４、パルス幅変
調回路５、基準電圧回路６、抵抗Ｒ１、Ｒ２より構成さ
れる昇圧型コンバータ制御回路７が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ
４の分圧点とスイッチングトランジスタＱ１のゲートと
の間に接続され、出力コンデンサＣ１の端子電圧を制御
する。
サＣ１に並列に接続される。誤差増幅器４、パルス幅変
調回路５、基準電圧回路６、抵抗Ｒ１、Ｒ２より構成さ
れる昇圧型コンバータ制御回路７が、抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ
４の分圧点とスイッチングトランジスタＱ１のゲートと
の間に接続され、出力コンデンサＣ１の端子電圧を制御
する。
【００１６】昇圧型コンバータ制御回路７の構成は以下
の通りである。基準電圧回路６の出力端子と低電位側ラ
インとの間に抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路が接続され、抵
抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の分圧点は誤差増幅器４の（−）側入
力端子に接続される。抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点が誤差増
幅器４の（＋）側入力端子に接続される。誤差増幅器４
の出力端子はパルス幅変調回路５と接続され、パルス幅
変調回路５の出力端子はスイッチングトランジスタＱ１
のゲートと接続される。抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点に定電
流回路８ａの定電流端が接続され、定電流回路８ａの制
御電圧入力端が整流回路１の出力端に接続された昇圧コ
ンバータ回路２ａの入力端に接続される。
の通りである。基準電圧回路６の出力端子と低電位側ラ
インとの間に抵抗Ｒ１、Ｒ２の直列回路が接続され、抵
抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の分圧点は誤差増幅器４の（−）側入
力端子に接続される。抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点が誤差増
幅器４の（＋）側入力端子に接続される。誤差増幅器４
の出力端子はパルス幅変調回路５と接続され、パルス幅
変調回路５の出力端子はスイッチングトランジスタＱ１
のゲートと接続される。抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点に定電
流回路８ａの定電流端が接続され、定電流回路８ａの制
御電圧入力端が整流回路１の出力端に接続された昇圧コ
ンバータ回路２ａの入力端に接続される。
【００１７】定電流回路８ａの回路構成は以下のように
なっている。抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点にＮＰＮ型のトラ
ンジスタＱ２のコレクタを接続し、エミッタを抵抗Ｒ７
を介して低電位側ラインと接続する。トランジスタＱ２
のベースと低電位側ラインの間にコンデンサＣ２が接続
される。整流回路１の出力端と接続された昇圧型コンバ
ータ回路２ａの入力端間に抵抗Ｒ５、Ｒ６の直列回路が
接続され、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の分圧点は、トランジス
タＱ２のベースと接続される。
なっている。抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点にＮＰＮ型のトラ
ンジスタＱ２のコレクタを接続し、エミッタを抵抗Ｒ７
を介して低電位側ラインと接続する。トランジスタＱ２
のベースと低電位側ラインの間にコンデンサＣ２が接続
される。整流回路１の出力端と接続された昇圧型コンバ
ータ回路２ａの入力端間に抵抗Ｒ５、Ｒ６の直列回路が
接続され、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の分圧点は、トランジス
タＱ２のベースと接続される。
【００１８】図２には、昇圧型コンバータ回路２ａの入
出力電圧を示している。ｖAC1 、ｖAC2 、ｖAC3 は電圧
値の異なるＡＣ−ＤＣコンバータに入力される交流電圧
であり、ＶI1、ＶI2、ＶI3、及びＶO1、ＶO2、ＶO3は、
それぞれ昇圧型コンバータ回路２ａの入出力電圧であ
る。
出力電圧を示している。ｖAC1 、ｖAC2 、ｖAC3 は電圧
値の異なるＡＣ−ＤＣコンバータに入力される交流電圧
であり、ＶI1、ＶI2、ＶI3、及びＶO1、ＶO2、ＶO3は、
それぞれ昇圧型コンバータ回路２ａの入出力電圧であ
る。
【００１９】以下に図２を参照しながら図１の回路の動
作を説明する。先ず、ＡＣ−ＤＣコンバータに入力され
る交流電圧が低い場合（ｖAC1 ）には、昇圧型コンバー
タ回路２ａに入力される電圧ＶI1はピーク電圧の低い脈
流状電圧となる。入力電圧ＶI1が低いと定電流回路８ａ
のトランジスタＱ２のベースに印加される抵抗Ｒ５、Ｒ
６による分圧電圧も低いため、抵抗Ｒ７の両端の電圧も
低い。よって、トランジスタＱ２のコレクタに流入し、
抵抗Ｒ７を通過する電流、即ち、抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧
点から定電流回路８ａへ流れ込む電流も小さい。
作を説明する。先ず、ＡＣ−ＤＣコンバータに入力され
る交流電圧が低い場合（ｖAC1 ）には、昇圧型コンバー
タ回路２ａに入力される電圧ＶI1はピーク電圧の低い脈
流状電圧となる。入力電圧ＶI1が低いと定電流回路８ａ
のトランジスタＱ２のベースに印加される抵抗Ｒ５、Ｒ
６による分圧電圧も低いため、抵抗Ｒ７の両端の電圧も
低い。よって、トランジスタＱ２のコレクタに流入し、
抵抗Ｒ７を通過する電流、即ち、抵抗Ｒ３、Ｒ４の分圧
点から定電流回路８ａへ流れ込む電流も小さい。
【００２０】出力電圧ＶO1は、出力コンデンサＣ１の端
子電圧であり、また、抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路の両端
の電圧でもある。定電流回路８ａに流れ込む電流が存在
するだけ抵抗Ｒ３の両端の電圧が余分に上昇するが、流
れ込む電流が小さいため、抵抗Ｒ３の電圧上昇分は小さ
い。ここで制御回路７は、誤差増幅器４に入力される抵
抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点の電圧と抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点
の分圧基準電圧が同じになるように制御を行うため、抵
抗Ｒ４の両端の電圧は一定である。よって、抵抗Ｒ３、
Ｒ４の直列回路の両端の電圧、即ち、出力コンデンサＣ
１の両端の電圧上昇分は小さく、出力電圧ＶO1は低めと
なる。ただし、この図１における抵抗Ｒ３の抵抗値は、
図４の回路の抵抗Ｒ３に比べて充分に低い値に設定され
ている。
子電圧であり、また、抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路の両端
の電圧でもある。定電流回路８ａに流れ込む電流が存在
するだけ抵抗Ｒ３の両端の電圧が余分に上昇するが、流
れ込む電流が小さいため、抵抗Ｒ３の電圧上昇分は小さ
い。ここで制御回路７は、誤差増幅器４に入力される抵
抗Ｒ３、Ｒ４の分圧点の電圧と抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点
の分圧基準電圧が同じになるように制御を行うため、抵
抗Ｒ４の両端の電圧は一定である。よって、抵抗Ｒ３、
Ｒ４の直列回路の両端の電圧、即ち、出力コンデンサＣ
１の両端の電圧上昇分は小さく、出力電圧ＶO1は低めと
なる。ただし、この図１における抵抗Ｒ３の抵抗値は、
図４の回路の抵抗Ｒ３に比べて充分に低い値に設定され
ている。
【００２１】次に、ＡＣ−ＤＣコンバータに入力される
交流電圧が高い場合（ｖAC3 ）には、昇圧型コンバータ
回路２ａに入力される電圧ＶI3はピーク電圧の高い脈流
状電圧となる。入力電圧ＶI3が高いと定電流回路８ａの
トランジスタＱ２のベースに印加される抵抗Ｒ５、Ｒ６
による分圧電圧が高くなり、定電流回路８ａへ流れ込む
電流が大きくなる。従って、抵抗Ｒ３の両端の電圧が上
昇するので、出力コンデンサＣ１の両端の電圧値が高く
制御され、出力電圧ＶO3は電圧値が高くなる。
交流電圧が高い場合（ｖAC3 ）には、昇圧型コンバータ
回路２ａに入力される電圧ＶI3はピーク電圧の高い脈流
状電圧となる。入力電圧ＶI3が高いと定電流回路８ａの
トランジスタＱ２のベースに印加される抵抗Ｒ５、Ｒ６
による分圧電圧が高くなり、定電流回路８ａへ流れ込む
電流が大きくなる。従って、抵抗Ｒ３の両端の電圧が上
昇するので、出力コンデンサＣ１の両端の電圧値が高く
制御され、出力電圧ＶO3は電圧値が高くなる。
【００２２】以上より、図１に示す回路では、ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータに入力される交流電圧が低い場合には、昇
圧型コンバータ回路の出力電圧ＶO を低く抑え、交流電
圧が高い場合には出力電圧ＶO を高くすることができ
る。また、回路を設計するに当たって、抵抗Ｒ３、Ｒ
４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７の選定次第では、昇圧型コンバー
タ回路２ａの入力電圧ＶI と出力電圧ＶO を比例させる
こともできる。
Ｃコンバータに入力される交流電圧が低い場合には、昇
圧型コンバータ回路の出力電圧ＶO を低く抑え、交流電
圧が高い場合には出力電圧ＶO を高くすることができ
る。また、回路を設計するに当たって、抵抗Ｒ３、Ｒ
４、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７の選定次第では、昇圧型コンバー
タ回路２ａの入力電圧ＶI と出力電圧ＶO を比例させる
こともできる。
【００２３】入力電圧ＶI と出力電圧ＶO が比例するよ
うに回路が設計された場合には、前記した式（１）は次
に示す式（２）のようになる。 Ｐ＝（ＶO −ＶI ）ＩO ＝（ＶO − VO ／k ）ＩO ＝（１− 1／k ）ＶO ＩO （２） ただし、ｋは昇圧比（ＶO ／ＶI ）、ＶO ＩO は次段の
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力電力である。
うに回路が設計された場合には、前記した式（１）は次
に示す式（２）のようになる。 Ｐ＝（ＶO −ＶI ）ＩO ＝（ＶO − VO ／k ）ＩO ＝（１− 1／k ）ＶO ＩO （２） ただし、ｋは昇圧比（ＶO ／ＶI ）、ＶO ＩO は次段の
ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力電力である。
【００２４】式（２）から分かるように、昇圧型コンバ
ータ回路２ａの蓄積変換電力Ｐは入力電圧ＶI に関係な
く、次段のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力電力のみ
で決定される。そのため、図４で説明した従来の力率改
善型ＡＣ−ＤＣコンバータのように、最低の交流電圧が
入力されても昇圧型コンバータ回路２ａの構成部品にか
かる負担が増加することはない。
ータ回路２ａの蓄積変換電力Ｐは入力電圧ＶI に関係な
く、次段のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の入力電力のみ
で決定される。そのため、図４で説明した従来の力率改
善型ＡＣ−ＤＣコンバータのように、最低の交流電圧が
入力されても昇圧型コンバータ回路２ａの構成部品にか
かる負担が増加することはない。
【００２５】図３には、本発明の他の実施例を示す。な
お、図１と同一部分については、同じ番号を付与してあ
る。図１の実施例と異なる点は、定電流回路８ｂの接続
されている分圧点と回路構成であり、他は図１と同じ回
路構成となっている。図１において定電流回路８ａの定
電流端は、出力コンデンサＣ１と並列に接続された抵抗
Ｒ３と抵抗Ｒ４の分圧点に接続されていたが、図３にお
いて定電流回路８ｂの定電流端は、基準電圧回路６に接
続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の分圧点に接続されてい
る。制御電圧入力端は図１と同様に、整流回路１の出力
端と接続された昇圧型コンバータ回路２ａの入力端に接
続される。
お、図１と同一部分については、同じ番号を付与してあ
る。図１の実施例と異なる点は、定電流回路８ｂの接続
されている分圧点と回路構成であり、他は図１と同じ回
路構成となっている。図１において定電流回路８ａの定
電流端は、出力コンデンサＣ１と並列に接続された抵抗
Ｒ３と抵抗Ｒ４の分圧点に接続されていたが、図３にお
いて定電流回路８ｂの定電流端は、基準電圧回路６に接
続された抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の分圧点に接続されてい
る。制御電圧入力端は図１と同様に、整流回路１の出力
端と接続された昇圧型コンバータ回路２ａの入力端に接
続される。
【００２６】定電流回路８ｂの回路構成は以下のように
なっている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の分圧点に抵抗Ｒ７の
一端が接続され、抵抗Ｒ７の他端とＰＮＰ型のトランジ
スタＱ３のエミッタを接続し、コレクタを低電位側ライ
ンと接続する。トランジスタＱ３のベースと低電位側ラ
インの間にコンデンサＣ２が接続される。整流回路１の
出力端と接続された昇圧型コンバータ回路２ａの入力端
間に抵抗Ｒ５、Ｒ６の直列回路が接続され、抵抗Ｒ５と
抵抗Ｒ６の分圧点は、トランジスタＱ３のベースと接続
される。
なっている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の分圧点に抵抗Ｒ７の
一端が接続され、抵抗Ｒ７の他端とＰＮＰ型のトランジ
スタＱ３のエミッタを接続し、コレクタを低電位側ライ
ンと接続する。トランジスタＱ３のベースと低電位側ラ
インの間にコンデンサＣ２が接続される。整流回路１の
出力端と接続された昇圧型コンバータ回路２ａの入力端
間に抵抗Ｒ５、Ｒ６の直列回路が接続され、抵抗Ｒ５と
抵抗Ｒ６の分圧点は、トランジスタＱ３のベースと接続
される。
【００２７】図３の回路の動作は以下のようになる。先
ず、ＡＣ−ＤＣコンバータに入力される交流電圧が低い
場合（ｖAC1 ）には、昇圧型コンバータ回路２ａに入力
される電圧ＶI1は電圧の低い脈流状電圧である。入力電
圧ＶI1が低いと定電流回路８ｂのトランジスタＱ３のベ
ースの電位差が低く、定電流回路８ｂに流れ込む電流が
大きくなる。定電流回路８ｂに流れ込む電流が大きくな
ると相対的に抵抗Ｒ１の電圧降下が大きくなり、抵抗Ｒ
２の電圧降下が小さくなる。そのため、誤差増幅器４の
（−）側端子に入力される抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点の分
圧基準電圧値が低くなり、昇圧コンバータ回路２ａから
の出力電圧ＶO1は低く抑えられる。
ず、ＡＣ−ＤＣコンバータに入力される交流電圧が低い
場合（ｖAC1 ）には、昇圧型コンバータ回路２ａに入力
される電圧ＶI1は電圧の低い脈流状電圧である。入力電
圧ＶI1が低いと定電流回路８ｂのトランジスタＱ３のベ
ースの電位差が低く、定電流回路８ｂに流れ込む電流が
大きくなる。定電流回路８ｂに流れ込む電流が大きくな
ると相対的に抵抗Ｒ１の電圧降下が大きくなり、抵抗Ｒ
２の電圧降下が小さくなる。そのため、誤差増幅器４の
（−）側端子に入力される抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点の分
圧基準電圧値が低くなり、昇圧コンバータ回路２ａから
の出力電圧ＶO1は低く抑えられる。
【００２８】次に、ＡＣ−ＤＣコンバータに入力される
交流電圧が高い場合（ｖAC3 ）には、昇圧型コンバータ
回路２ａに入力される電圧ＶI3は電圧の高い脈流状電圧
である。入力電圧ＶI3が高いと定電流回路８ｂのトラン
ジスタＱ３のベースの電位差が高く、定電流回路８ｂに
流れ込む電流が小さくなる。定電流回路８ｂに流れ込む
電流が小さいのであれば、抵抗Ｒ１の電圧降下の増分は
僅かであり、誤差増幅器４の（−）側端子に入力される
抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点の分圧基準電圧値は高く、昇圧
コンバータ回路２ａからの出力電圧ＶO3は高くなる。
交流電圧が高い場合（ｖAC3 ）には、昇圧型コンバータ
回路２ａに入力される電圧ＶI3は電圧の高い脈流状電圧
である。入力電圧ＶI3が高いと定電流回路８ｂのトラン
ジスタＱ３のベースの電位差が高く、定電流回路８ｂに
流れ込む電流が小さくなる。定電流回路８ｂに流れ込む
電流が小さいのであれば、抵抗Ｒ１の電圧降下の増分は
僅かであり、誤差増幅器４の（−）側端子に入力される
抵抗Ｒ１、Ｒ２の分圧点の分圧基準電圧値は高く、昇圧
コンバータ回路２ａからの出力電圧ＶO3は高くなる。
【００２９】以上より、図３に示す回路では、ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータに入力される交流電圧が低い場合には昇圧
型コンバータ回路２ａの出力電圧ＶO を低く抑え、交流
電圧が高い場合には出力電圧ＶO を高くすることがで
き、図１と同様の動作を行い、その昇圧型コンバータ回
路２ａの入出力電圧は図２と同じに示される。
Ｃコンバータに入力される交流電圧が低い場合には昇圧
型コンバータ回路２ａの出力電圧ＶO を低く抑え、交流
電圧が高い場合には出力電圧ＶO を高くすることがで
き、図１と同様の動作を行い、その昇圧型コンバータ回
路２ａの入出力電圧は図２と同じに示される。
【００３０】また、回路を設計するに当たって、抵抗Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７の選定次第で、昇圧型コン
バータ回路２ａの入力電圧ＶI と出力電圧ＶO を比例さ
せることができ、その時の昇圧型コンバータ回路２ａの
蓄積変換電力Ｐは式（２）で表される。従って、昇圧型
コンバータ回路２ａの蓄積変換電力Ｐは入力電圧ＶI に
関係なくなり、昇圧型コンバータ回路２ａの構成部品に
かかる負担が入力電圧ＶI によって増加することはな
い。
１、Ｒ２、Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７の選定次第で、昇圧型コン
バータ回路２ａの入力電圧ＶI と出力電圧ＶO を比例さ
せることができ、その時の昇圧型コンバータ回路２ａの
蓄積変換電力Ｐは式（２）で表される。従って、昇圧型
コンバータ回路２ａの蓄積変換電力Ｐは入力電圧ＶI に
関係なくなり、昇圧型コンバータ回路２ａの構成部品に
かかる負担が入力電圧ＶI によって増加することはな
い。
【００３１】
【発明の効果】以上に述べたように、本発明は、昇圧型
コンバータ回路の誤差増幅器の入力端子に接続される、
複数の抵抗による出力コンデンサの充電電圧の分圧点、
あるいは誤差増幅器の入力端子に接続される、複数の抵
抗による基準電圧の分圧点に、定電流回路を並列に接続
し、該定電流回路の定電流値制御が整流回路の整流出力
によって行われることを特徴とする。これにより、昇圧
型コンバータ回路の蓄積変換電力は入力電圧に関係なく
なり、昇圧型コンバータ回路の構成部品にかかる負担が
入力電圧ＶI によって増加することはない。従って、Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータの形状の小型化、コストの低減に大
きく寄与することができる。
コンバータ回路の誤差増幅器の入力端子に接続される、
複数の抵抗による出力コンデンサの充電電圧の分圧点、
あるいは誤差増幅器の入力端子に接続される、複数の抵
抗による基準電圧の分圧点に、定電流回路を並列に接続
し、該定電流回路の定電流値制御が整流回路の整流出力
によって行われることを特徴とする。これにより、昇圧
型コンバータ回路の蓄積変換電力は入力電圧に関係なく
なり、昇圧型コンバータ回路の構成部品にかかる負担が
入力電圧ＶI によって増加することはない。従って、Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータの形状の小型化、コストの低減に大
きく寄与することができる。
【図１】 本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの一実施例を
示す回路図。
示す回路図。
【図２】 図１の回路における昇圧型コンバータ回路の
入出力電圧の波形図。
入出力電圧の波形図。
【図３】 本発明のＡＣ−ＤＣコンバータの他の実施例
を示す回路図。
を示す回路図。
【図４】 従来の力率改善型ＡＣ−ＤＣコンバータを示
す回路図。
す回路図。
【図５】 図４の回路における昇圧型コンバータ回路の
入出力電圧の波形図。
入出力電圧の波形図。
【符号の説明】 １ 整流回路 ２ａ、２ｂ 昇圧型コンバータ回路 ３ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路 ４ 誤差増幅器 ５ パルス幅変調回路 ６ 基準電圧回路 ７ 昇圧型コンバータ制御回路 ８ａ、８ｂ 定電流回路
Claims (2)
- 【請求項１】 商用電源ラインからの交流入力を整流す
る整流回路、該整流回路の整流出力を昇圧して、その出
力コンデンサの両端に整流出力電圧のピーク値よりも高
い直流電圧を得る昇圧型コンバータ回路、該昇圧型コン
バータ回路の出力コンデンサに得られた電圧を安定化出
力に変換して外部負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ
回路にて構成される力率改善型ＡＣ−ＤＣコンバータに
おいて、該昇圧型コンバータ回路の制御回路を構成する誤差増幅
器の２つの入力端子のうち、一方の入力端子を基準電圧
が得られる回路部分に接続し、他方の入力端子を複数の
抵抗による前記出力コンデンサの端子電圧の分圧点に接
続し、 前記整流回路の整流出力に応じて流通電流が制御される
定電流回路を、該出力コンデンサの端子電圧の分圧点に
接続した ことを特徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 商用電源ラインからの交流入力を整流す
る整流回路、該整流回路の整流出力を昇圧して、その出
力コンデンサの両端に整流出力電圧のピーク値よりも高
い直流電圧を得る昇圧型コンバータ回路、該昇圧型コン
バータ回路の出力コンデンサに得られた電圧を安定化出
力に変換して外部負荷に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ
回路にて構成される力率改善型ＡＣ−ＤＣコンバータに
おいて、該昇圧型コンバータ回路の制御回路を構成する誤差増幅
器の２つの入力端子のうち、一方の入力端子を該出力コ
ンデンサの端子電圧に相当する電圧が得られる回路部分
に接続し、他方の入力端子を複数の抵抗による基準電圧
の分圧点に接続し、 前記整流回路の整流出力に応じて流通電流が制御される
定電流回路を、該基準電圧の分圧点に接続した ことを特
徴とするＡＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4304886A JP2786384B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
| US08/134,391 US5489837A (en) | 1992-10-16 | 1993-10-12 | AC-DC converter having improved power factor to control feedback signal corresponding to output voltage of constant control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4304886A JP2786384B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06133540A JPH06133540A (ja) | 1994-05-13 |
| JP2786384B2 true JP2786384B2 (ja) | 1998-08-13 |
Family
ID=17938466
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4304886A Expired - Fee Related JP2786384B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | Ａｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP2786384B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US5856917A (en) * | 1994-09-05 | 1999-01-05 | Tdk Corporation | Electric power device with improved power factor |
| US5568041A (en) * | 1995-02-09 | 1996-10-22 | Magnetek, Inc. | Low-cost power factor correction circuit and method for electronic ballasts |
| JPH08294282A (ja) * | 1995-04-19 | 1996-11-05 | Nec Corp | 昇圧型力率改善回路 |
| JPH09172779A (ja) * | 1995-07-11 | 1997-06-30 | Meidensha Corp | 正弦波入力コンバータ回路 |
| KR100199831B1 (ko) * | 1996-01-15 | 1999-06-15 | 구자홍 | 영상기기의 절전 제어회로 |
| US5729119A (en) * | 1996-06-28 | 1998-03-17 | Siemens Energy & Automation, Inc. | Dual mode power supply and under voltage trip device |
| US5907467A (en) * | 1996-06-28 | 1999-05-25 | Siemens Energy & Automation, Inc. | Trip device for an electric powered trip unit |
| US5740027A (en) * | 1996-06-28 | 1998-04-14 | Siemens Energy & Automation, Inc. | Trip device for an electric powered trip unit |
| US5754386A (en) * | 1996-06-28 | 1998-05-19 | Siemens Energy And Automation, Inc. | Trip device for an electric powered trip unit |
| US5691627A (en) * | 1996-09-17 | 1997-11-25 | Hughes Electronics | Push-pull full shunt switching bus voltage limiter with current sense capability |
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| US5790395A (en) * | 1997-02-27 | 1998-08-04 | Hagen; Thomas E. | Low in-rush current power factor control circuit |
| US5959439A (en) * | 1997-05-23 | 1999-09-28 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Monolithic DC to DC converter |
| WO1998053378A1 (en) * | 1997-05-23 | 1998-11-26 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Monolithic dc to dc converter |
| US5838557A (en) * | 1997-07-28 | 1998-11-17 | Altor, Inc. | Circuit for use in a DC-DC converter having a booster module |
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| US6272027B1 (en) * | 2000-07-28 | 2001-08-07 | Simon Fraidlin | AC active clamp for isolated power factor corrector and method of operating the same |
| WO2003014902A1 (en) * | 2001-08-10 | 2003-02-20 | Shakti Systems, Inc. | Distributed power supply architecture |
| WO2003041249A1 (en) * | 2001-11-05 | 2003-05-15 | Shakti Systems, Inc. | Dc-dc converter with resonant gate drive |
| US6791298B2 (en) * | 2001-11-05 | 2004-09-14 | Shakti Systems, Inc. | Monolithic battery charging device |
| ITMI20042004A1 (it) * | 2004-10-21 | 2005-01-21 | St Microelectronics Srl | "dispositivo per la correzione del fattore di potenza in alimentatori a commutazione forzata." |
| KR100869807B1 (ko) * | 2007-04-06 | 2008-11-21 | 삼성에스디아이 주식회사 | 역률 보상 회로 |
| US8305063B2 (en) * | 2009-08-28 | 2012-11-06 | Power Integrations, Inc. | Power supply controller with an input voltage compensation circuit |
| CN106301018A (zh) * | 2015-05-12 | 2017-01-04 | 鸿富锦精密工业（深圳）有限公司 | 直流稳压电源电路 |
| US10554122B1 (en) * | 2018-06-29 | 2020-02-04 | Universal Lighting Technologies, Inc. | Low loss voltage feedback method for power factor correction circuits |
| US10872753B2 (en) * | 2018-07-25 | 2020-12-22 | Agilent Technologies, Inc. | Precision high voltage power supply utilizing feedback through return side output |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4691159A (en) * | 1985-08-30 | 1987-09-01 | Hughes Aircraft Company | Partial shunt switching limiter for a spacecraft solar-panel or like power-source array |
| US5289361A (en) * | 1991-01-16 | 1994-02-22 | Vlt Corporation | Adaptive boost switching preregulator and method |
| US5301095A (en) * | 1991-10-01 | 1994-04-05 | Origin Electric Company, Limited | High power factor AC/DC converter |
| US5365420A (en) * | 1993-06-14 | 1994-11-15 | Scully Signal Company | High efficiency intrinsically safe power supply |
-
1992
- 1992-10-16 JP JP4304886A patent/JP2786384B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-10-12 US US08/134,391 patent/US5489837A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JPH06133540A (ja) | 1994-05-13 |
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