JPH05167569A - ディジタルデータ検出器 - Google Patents
ディジタルデータ検出器Info
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- JPH05167569A JPH05167569A JP33042791A JP33042791A JPH05167569A JP H05167569 A JPH05167569 A JP H05167569A JP 33042791 A JP33042791 A JP 33042791A JP 33042791 A JP33042791 A JP 33042791A JP H05167569 A JPH05167569 A JP H05167569A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 (修正有)
【目的】 ディジタル受信信号に同期したデータ検出ク
ロックおよびディジタルデータを検出し、周波数変動に
よるデータ誤りを少なくする。 【構成】 排他的論理和ゲート6および1ビット遅延回
路17より求められた受信信号が基準レベルと交差する
点の位置と、演算回路5より求められた現在のサンプリ
ング点と受信信号が基準レベルと交差する点との位相間
隔と、Iビット並列遅延回路18より求められた1つ前
のサンプリング点の位相と、Iビットj段並列遅延回路
19より求められた2つ以上前のサンプリング点の位相
より、現在のサンプリング点の位相を求め、算出された
各サンプリング点の位相と、A/D変換器1により求め
られたサンプリングデータのMSBと、演算回路5より
求められた現在のサンプリング点と受信信号基準レベル
と交差する点との位相間隔よりデータ検出クロックとデ
ィジタルデータを検出する。
ロックおよびディジタルデータを検出し、周波数変動に
よるデータ誤りを少なくする。 【構成】 排他的論理和ゲート6および1ビット遅延回
路17より求められた受信信号が基準レベルと交差する
点の位置と、演算回路5より求められた現在のサンプリ
ング点と受信信号が基準レベルと交差する点との位相間
隔と、Iビット並列遅延回路18より求められた1つ前
のサンプリング点の位相と、Iビットj段並列遅延回路
19より求められた2つ以上前のサンプリング点の位相
より、現在のサンプリング点の位相を求め、算出された
各サンプリング点の位相と、A/D変換器1により求め
られたサンプリングデータのMSBと、演算回路5より
求められた現在のサンプリング点と受信信号基準レベル
と交差する点との位相間隔よりデータ検出クロックとデ
ィジタルデータを検出する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明はディジタルデータ検出
器に関し、特に、ディジタルデータ伝送系におけるディ
ジタル受信信号よりデータ検出クロックおよびディジタ
ルデータを検出するようなディジタルデータ検出器に関
する。
器に関し、特に、ディジタルデータ伝送系におけるディ
ジタル受信信号よりデータ検出クロックおよびディジタ
ルデータを検出するようなディジタルデータ検出器に関
する。
【0002】
【従来の技術】従来より、ディジタル受信信号よりディ
ジタルデータを検出する方法が種々提案されている。そ
の一例として、以下に説明するものがある。すなわち、
ディジタル受信信号をチャネルビットレートのm倍(m
>1)の周波数でサンプリングし、現在位相を算出しよ
うとしているサンプリング点Ri+1(以下、現在のサン
プリング点と称する)のサンプリングデータSi+1 (以
下、現在のデータと称する)とその1つ前のサンプリン
グ点Ri (以下、1つ前のサンプリング点と称する)の
サンプリングデータSi (以下、1つ前のデータと称す
る)より受信信号がゼロレベルと交差する点(以下、ゼ
ロクロス点と称する)と現在のサンプリング点Ri+1 と
の間隔Pを次の第(1)式により求める。
ジタルデータを検出する方法が種々提案されている。そ
の一例として、以下に説明するものがある。すなわち、
ディジタル受信信号をチャネルビットレートのm倍(m
>1)の周波数でサンプリングし、現在位相を算出しよ
うとしているサンプリング点Ri+1(以下、現在のサン
プリング点と称する)のサンプリングデータSi+1 (以
下、現在のデータと称する)とその1つ前のサンプリン
グ点Ri (以下、1つ前のサンプリング点と称する)の
サンプリングデータSi (以下、1つ前のデータと称す
る)より受信信号がゼロレベルと交差する点(以下、ゼ
ロクロス点と称する)と現在のサンプリング点Ri+1 と
の間隔Pを次の第(1)式により求める。
【0003】 P=|Si+1 |/(|Si+1 |+|Si |)×(N/2)…(1) ここで、Nはチャネルビット間隔を表わす位相の値であ
る。この値Pと、1つ前のサンプリング点Ri の位相P
i (以下、1つ前の位相と称する)とその2つ前のサン
プリング点Ri-2 の位相Pi-2より求めた現在のサンプ
リング点Ri+1 の位相の予測値Pi+1´(以下、現在の
位相の予測値と称する)を以下のようにして算出する。
る。この値Pと、1つ前のサンプリング点Ri の位相P
i (以下、1つ前の位相と称する)とその2つ前のサン
プリング点Ri-2 の位相Pi-2より求めた現在のサンプ
リング点Ri+1 の位相の予測値Pi+1´(以下、現在の
位相の予測値と称する)を以下のようにして算出する。
【0004】 Pi+1´={(Pi −Pi-2 )×L+Pi +(N/2)}mod N(Lは0 <L<1となる定数)…(2) この位相の予測値Pi+1´を用いて、現在のサンプリン
グ点Ri+1 の位相Pi+1 (以下、現在の位相と称する)
を求める。現在のサンプリング点Ri+1 と1つ前のサン
プリング点Ri の間にゼロクロス点が存在する場合は、
上述のPi+1 は次の第(3)式のようにして求める。
グ点Ri+1 の位相Pi+1 (以下、現在の位相と称する)
を求める。現在のサンプリング点Ri+1 と1つ前のサン
プリング点Ri の間にゼロクロス点が存在する場合は、
上述のPi+1 は次の第(3)式のようにして求める。
【0005】 pi+1 ={(P−Pi+1´)×K+Pi+1´}mod N(Kは0<K<1とな る定数)…(3) 一方、現在のサンプリング点Ri+1 と1つ前のサンプリ
ング点Ri の間にゼロクロス点が存在しなかった場合に
は、上述のPi+1は次の第(4)式のようにして求め
る。
ング点Ri の間にゼロクロス点が存在しなかった場合に
は、上述のPi+1は次の第(4)式のようにして求め
る。
【0006】Pi+1 =Pi+1´…(4) データ検出クロックおよびディジタルデータは第(1)
式〜第(4)式によって求められたP,Pi ,Pi+1 と
以下に示すクロック抽出条件およびデータ判定条件との
比較結果に基づいて検出する。これについては、特開平
01−025357号公報に示されている。
式〜第(4)式によって求められたP,Pi ,Pi+1 と
以下に示すクロック抽出条件およびデータ判定条件との
比較結果に基づいて検出する。これについては、特開平
01−025357号公報に示されている。
【0007】 Pi >Pi+1 、かつPi ≧N/2、かつPi+1 ≧N/2
クロックあり…(5) Pi >Pi+1 、かつPi <N/2、かつPi+1 <N/2
クロックあり…(6) Pi <Pi+1 、かつPi <N/2、かつPi+1 ≧N/2
クロックあり…(7) P>Pi+1 −N/2の場合ディジタルデータはSi のM
SBの逆、それ以外はSi のMSB…(8)
クロックあり…(5) Pi >Pi+1 、かつPi <N/2、かつPi+1 <N/2
クロックあり…(6) Pi <Pi+1 、かつPi <N/2、かつPi+1 ≧N/2
クロックあり…(7) P>Pi+1 −N/2の場合ディジタルデータはSi のM
SBの逆、それ以外はSi のMSB…(8)
【0008】
【発明が解決しようとする課題】図3は従来の方法を用
いてデータを伝送したときに生じる問題点を説明するた
めの図である。今、図3(a)に示すデータを、ある伝
送路を介して送信したときに伝送路の特性によって歪を
生じ、受信側では図3(b)に示す受信信号を受信した
ものとする(ただし、この場合の送信データは最短反転
間隔Tminと検出窓幅Twが等しいものとする)。こ
の受信信号をチャネルビットレートの2倍の周波数でサ
ンプリングした結果を従来の方法によるデータ検出器に
入力した場合を考える。ここでは、チャネルビット間隔
を64等分して位相を表わし(すなわち、N=64)、
上述の係数K,Lをともに0.25とする。
いてデータを伝送したときに生じる問題点を説明するた
めの図である。今、図3(a)に示すデータを、ある伝
送路を介して送信したときに伝送路の特性によって歪を
生じ、受信側では図3(b)に示す受信信号を受信した
ものとする(ただし、この場合の送信データは最短反転
間隔Tminと検出窓幅Twが等しいものとする)。こ
の受信信号をチャネルビットレートの2倍の周波数でサ
ンプリングした結果を従来の方法によるデータ検出器に
入力した場合を考える。ここでは、チャネルビット間隔
を64等分して位相を表わし(すなわち、N=64)、
上述の係数K,Lをともに0.25とする。
【0009】まず、上述の第(1)式に基づいて、現在
のサンプリング点Ri+1 とゼロクロス点の位相間隔Pを
求める。第(1)式は現在のサンプリング点Ri+1 と1
つ前のサンプリング点Ri の間にゼロクロス点が存在す
る場合のみ有効である。図3においては、サンプリング
点Ri ,R8 がこの条件を満足しており、このときのP
は図3(d)に示すように以下のようになる。
のサンプリング点Ri+1 とゼロクロス点の位相間隔Pを
求める。第(1)式は現在のサンプリング点Ri+1 と1
つ前のサンプリング点Ri の間にゼロクロス点が存在す
る場合のみ有効である。図3においては、サンプリング
点Ri ,R8 がこの条件を満足しており、このときのP
は図3(d)に示すように以下のようになる。
【0010】 サンプリング点R1 P=|S1 |/(|S1 |+|S0 |)×(N/2)= 30/(30+23)×32=18 サンプリング点R8 P=|S8 |/(|S8 |+|S7 |)×(N/2)= 5/(5+47)×32=3 ここで、サンプリング点R1 に着目すると、現在の位相
の予測値P1´は上述の第(2)式に基づいて、以下の
ようになる。
の予測値P1´は上述の第(2)式に基づいて、以下の
ようになる。
【0011】 Pi´=(P0 −P-2)×L+{(P0 +N/2) mod N}=(23− 23)×0.25+(23+32) mod 64)=55 (X mod YはX/Yの余りを意味する)この結果
と、上述のPの計算結果を用いて現在の位相P1 を求め
ると、第(3)式より以下のようになる。
と、上述のPの計算結果を用いて現在の位相P1 を求め
ると、第(3)式より以下のようになる。
【0012】 Pi ={(P−P1´)×K+P1´} mod N={(18−55)×0. 25+55} mod 64=61 (位相の値は0〜N−1までであり、N/2を越えた場
合は、その値よりNを引いた値を用いて計算を行な
う。)サンプリング点R2 の場合は現在のサンプリング
点R2 と1つ前のサンプリング点R1 の間にゼロクロス
点が存在しないため、現在の位相の予測値P2´が現在
の位相P2 になる。
合は、その値よりNを引いた値を用いて計算を行な
う。)サンプリング点R2 の場合は現在のサンプリング
点R2 と1つ前のサンプリング点R1 の間にゼロクロス
点が存在しないため、現在の位相の予測値P2´が現在
の位相P2 になる。
【0013】 P2 =P2´=(P1 −Pi-1 )×L+(P1 +N/2)=(61−55)× 0.25+(61+32)=30 同様にして、サンプリング点R3 〜R9 について、P,
Pi+1´,Pi+1 を求めると、図3(d)〜(f)のよ
うになる。この結果を上述のクロック抽出条件およびデ
ータ判定条件(第(5)式〜第(8)式)と比較する
と、データ検出クロックおよびディジタルデータは図3
(g),(h)に示すようになる。この結果は送信デー
タとは一致せず、誤ったデータとなってしまう。図3
(b)より分かるように、受信信号が周波数変動を伴っ
ており、上述のデータ誤りはこの周波数変動に起因する
ものである。
Pi+1´,Pi+1 を求めると、図3(d)〜(f)のよ
うになる。この結果を上述のクロック抽出条件およびデ
ータ判定条件(第(5)式〜第(8)式)と比較する
と、データ検出クロックおよびディジタルデータは図3
(g),(h)に示すようになる。この結果は送信デー
タとは一致せず、誤ったデータとなってしまう。図3
(b)より分かるように、受信信号が周波数変動を伴っ
ており、上述のデータ誤りはこの周波数変動に起因する
ものである。
【0014】このように、従来の方法では、たとえば磁
気テープにディジタルデータを記録再生するシステムの
ようにディジタル受信データに周波数変動がある場合、
データ誤りが発生しやすくなり、システムの信頼性が低
下するという問題点があった。これは位相の予測値を求
める際に、特にゼロクロス点が長時間にわたって検出さ
れなかった場合、過去の位相情報が十分に位相の予測値
に反映されていなかったためである。たとえば、図3
(b)において、サンプリング点R1 では位相がサンプ
リングデータにより補正されたため、サンプリング点R
0 との位相間隔は38となり、周波数変動がないときに
比べて広くなっている(周波数変動がないときにはN/
2=32)。しかし、サンプリング点3と4の位相間隔
は32となり、サンプリング点R1 で補正された結果は
反映されていない。
気テープにディジタルデータを記録再生するシステムの
ようにディジタル受信データに周波数変動がある場合、
データ誤りが発生しやすくなり、システムの信頼性が低
下するという問題点があった。これは位相の予測値を求
める際に、特にゼロクロス点が長時間にわたって検出さ
れなかった場合、過去の位相情報が十分に位相の予測値
に反映されていなかったためである。たとえば、図3
(b)において、サンプリング点R1 では位相がサンプ
リングデータにより補正されたため、サンプリング点R
0 との位相間隔は38となり、周波数変動がないときに
比べて広くなっている(周波数変動がないときにはN/
2=32)。しかし、サンプリング点3と4の位相間隔
は32となり、サンプリング点R1 で補正された結果は
反映されていない。
【0015】それゆえに、この発明の主たる目的は、従
来のものに比べてワウフラッタなどの周波数変動に起因
するデータ誤りが少なくなるように対処したディジタル
データ検出器を提供することである。
来のものに比べてワウフラッタなどの周波数変動に起因
するデータ誤りが少なくなるように対処したディジタル
データ検出器を提供することである。
【0016】
【課題を解決するための手段】この発明はディジタルデ
ータ検出器であって、サンプリングデータ検出手段と位
相間隔算出手段と基準レベル交差検出手段と位相間隔予
測値算出手段と位相算出手段とデータ検出クロック信号
検出手段とデータ検出手段とを備えて構成される。サン
プリングデータ検出手段はディジタル受信信号を一定の
周波数でサンプリングし、位相間隔算出手段は検出され
たサンプリングデータに応じて現在のサンプリング点R
i+1 とゼロクロス点の位相間隔Pを算出し、基準レベル
交差検出手段はディジタル受信信号が基準レベルと交差
する点の位置を検出する。位相間隔予測値算出手段は、
現在のサンプリング点Ri+1 の1つ前のサンプリング点
R i の位相Pi と現在のサンプリング点Ri+1 の少なく
とも2つ以上前のサンプリング点Ri-j の位相P
i-j (jは自然数)と、基準レベル交差検出手段によっ
て検出されたディジタル受信信号が基準レベルと交差す
る点の位置に基づいて現在のサンプリング点Ri+1 とそ
の1つ前のサンプリング点Ri の位相間隔の予測値Pd
i+1 を算出する。位相算出手段は、1つ前の位相Pi と
位相間隔算出手段によって算出されたディジタル受信信
号が基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点R
i+1 との位相間隔Pと、位相間隔予測値算出手段によっ
て算出された現在のサンプリング点Ri+1 とその1つ前
のサンプリング点の位相間隔の予測値Pdi+1 と、基準
レベル交差検出手段によって検出されたディジタル受信
信号が基準レベルと交差する点の位置に基づいて現在の
位相Pi+1 を算出する。データ検出クロック信号検出手
段は、位相算出手段によって算出された各サンプリング
点の位相に応じて、ディジタル受信信号に同期するデー
タ検出クロック信号を検出する。データ検出手段は位相
間隔算出手段によって算出されたディジタル受信信号が
基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点Ri+1
との位相間隔Pと、位相算出手段によって算出された現
在の位相Pi+1 と検出されたサンプリングデータに応じ
て、ディジタル受信信号よりディジタルデータを検出す
る。
ータ検出器であって、サンプリングデータ検出手段と位
相間隔算出手段と基準レベル交差検出手段と位相間隔予
測値算出手段と位相算出手段とデータ検出クロック信号
検出手段とデータ検出手段とを備えて構成される。サン
プリングデータ検出手段はディジタル受信信号を一定の
周波数でサンプリングし、位相間隔算出手段は検出され
たサンプリングデータに応じて現在のサンプリング点R
i+1 とゼロクロス点の位相間隔Pを算出し、基準レベル
交差検出手段はディジタル受信信号が基準レベルと交差
する点の位置を検出する。位相間隔予測値算出手段は、
現在のサンプリング点Ri+1 の1つ前のサンプリング点
R i の位相Pi と現在のサンプリング点Ri+1 の少なく
とも2つ以上前のサンプリング点Ri-j の位相P
i-j (jは自然数)と、基準レベル交差検出手段によっ
て検出されたディジタル受信信号が基準レベルと交差す
る点の位置に基づいて現在のサンプリング点Ri+1 とそ
の1つ前のサンプリング点Ri の位相間隔の予測値Pd
i+1 を算出する。位相算出手段は、1つ前の位相Pi と
位相間隔算出手段によって算出されたディジタル受信信
号が基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点R
i+1 との位相間隔Pと、位相間隔予測値算出手段によっ
て算出された現在のサンプリング点Ri+1 とその1つ前
のサンプリング点の位相間隔の予測値Pdi+1 と、基準
レベル交差検出手段によって検出されたディジタル受信
信号が基準レベルと交差する点の位置に基づいて現在の
位相Pi+1 を算出する。データ検出クロック信号検出手
段は、位相算出手段によって算出された各サンプリング
点の位相に応じて、ディジタル受信信号に同期するデー
タ検出クロック信号を検出する。データ検出手段は位相
間隔算出手段によって算出されたディジタル受信信号が
基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点Ri+1
との位相間隔Pと、位相算出手段によって算出された現
在の位相Pi+1 と検出されたサンプリングデータに応じ
て、ディジタル受信信号よりディジタルデータを検出す
る。
【0017】
【作用】この発明に係るディジタルデータ検出器は、現
在の位相が1つ前のサンプリング点の位相と2つ以上前
のサンプリング点の位相およびゼロクロス点の位置に基
づいてデータ検出クロック信号とディジタルデータが算
出される。したがって、ディジタル受信信号の周波数が
大きく変動した場合も、その周波数変動に追従して各サ
ンプリング点の位相が正確に算出される。このため、デ
ィジタル受信信号に同期するクロック信号が正確に検出
され、それによりディジタル受信信号からディジタルデ
ータが正確に検出される。
在の位相が1つ前のサンプリング点の位相と2つ以上前
のサンプリング点の位相およびゼロクロス点の位置に基
づいてデータ検出クロック信号とディジタルデータが算
出される。したがって、ディジタル受信信号の周波数が
大きく変動した場合も、その周波数変動に追従して各サ
ンプリング点の位相が正確に算出される。このため、デ
ィジタル受信信号に同期するクロック信号が正確に検出
され、それによりディジタル受信信号からディジタルデ
ータが正確に検出される。
【0018】
【実施例】図1はこの発明の一実施例の具体的なブロッ
ク図である。この図1に示した実施例では、最短反転間
隔(Tmin)=0.8T,最長反転間隔(Tmax)
=3.2T、NRZ型変調方式によるディジタル受信信
号からディジタルデータを検出する場合について説明す
る。A/D変換器1にはディジタル受信信号が与えら
れ、このディジタル受信信号はA/D変換器1によって
ディジタル受信信号がチャネルビットレートのm倍の周
波数でサンプリングされ、Mビットのディジタルデータ
に変換される。この変換は、たとえば2の補数を用いて
再生信号の極性をMSB(Most Signific
ant Bit)の“0”,“1”で表わしている。
ク図である。この図1に示した実施例では、最短反転間
隔(Tmin)=0.8T,最長反転間隔(Tmax)
=3.2T、NRZ型変調方式によるディジタル受信信
号からディジタルデータを検出する場合について説明す
る。A/D変換器1にはディジタル受信信号が与えら
れ、このディジタル受信信号はA/D変換器1によって
ディジタル受信信号がチャネルビットレートのm倍の周
波数でサンプリングされ、Mビットのディジタルデータ
に変換される。この変換は、たとえば2の補数を用いて
再生信号の極性をMSB(Most Signific
ant Bit)の“0”,“1”で表わしている。
【0019】A/D変換器1の出力はまずMビット並列
遅延回路2に入力される。Mビット並列遅延回路2はサ
ンプリング周期に相当する遅延量を有しており、その出
力は1つ前のサンプリングデータSi として絶対値算出
回路3に与えられる。A/D変換器1の出力はさらに現
在のサンプリングデータSi+1 として絶対値算出回路4
に入力される。絶対値算出回路3,4の出力は1つ前お
よび現在のサンプリングデータの絶対値|Si |,|S
i+1 |として演算回路5に入力される。演算回路5は1
つ前および現在のサンプリングデータの絶対値|S
i |,|Si+1 |を用いて前述の第(1)式に従って現
在のサンプリング点Ri+1 とゼロクロス点との位相間隔
Pを求める。一方、現在のサンプリング点Ri+1 と1つ
前のサンプリング点Ri の間にゼロクロス点が存在する
かどうかを判定するために、A/D変換器1とMビット
並列遅延回路2の出力のMSBを排他的論理和(以下、
EXORゲートと称する)6に入力する。EXORゲー
ト6は2つの入力の論理が異なるときに“1”を出力す
る。前述のようにサンプリングデータはMSBの“1”
か“0”で極性を表わしているため、EXORゲート6
の出力は“1”のときに現在のサンプリング点と1つ前
のサンプリング点の間にゼロクロス点が存在することに
なる。
遅延回路2に入力される。Mビット並列遅延回路2はサ
ンプリング周期に相当する遅延量を有しており、その出
力は1つ前のサンプリングデータSi として絶対値算出
回路3に与えられる。A/D変換器1の出力はさらに現
在のサンプリングデータSi+1 として絶対値算出回路4
に入力される。絶対値算出回路3,4の出力は1つ前お
よび現在のサンプリングデータの絶対値|Si |,|S
i+1 |として演算回路5に入力される。演算回路5は1
つ前および現在のサンプリングデータの絶対値|S
i |,|Si+1 |を用いて前述の第(1)式に従って現
在のサンプリング点Ri+1 とゼロクロス点との位相間隔
Pを求める。一方、現在のサンプリング点Ri+1 と1つ
前のサンプリング点Ri の間にゼロクロス点が存在する
かどうかを判定するために、A/D変換器1とMビット
並列遅延回路2の出力のMSBを排他的論理和(以下、
EXORゲートと称する)6に入力する。EXORゲー
ト6は2つの入力の論理が異なるときに“1”を出力す
る。前述のようにサンプリングデータはMSBの“1”
か“0”で極性を表わしているため、EXORゲート6
の出力は“1”のときに現在のサンプリング点と1つ前
のサンプリング点の間にゼロクロス点が存在することに
なる。
【0020】一方、演算回路5の出力は減算回路7に入
力される。減算回路7の他方の入力には後で説明する
が、現在の位相の予測値Pi+1´である加算回路19の
出力が入力されており、減算回路7は演算回路5の出力
から加算回路19の出力を減じた結果を出力する。減算
回路7の出力は係数回路8に入力される。係数回路8は
減算回路7の出力にある係数K(0<K<1)を乗じ、
その結果を出力する。この係数回路8の出力およびEX
ORゲート6の出力は選択回路9に入力される。先に述
べたように、現在のサンプリング点Ri+1 とゼロクロス
点との位相間隔Pは現在のサンプリング点Ri+1 と1つ
前のサンプリング点Ri 点の間にゼロクロス点が存在す
るときのみ有効となるため、選択回路9はEXORゲー
ト6の出力が“1”のとき、すなわち現在のサンプリン
グ点Ri+1 と1つ前のサンプリング点Ri の間にゼロク
ロス点が存在するときには、係数回路8の出力をEXO
Rゲート6の出力が“0”のとき、すなわち現在のサン
プリング点Ri+1と1つ前のサンプリング点Ri の間に
ゼロクロス点が存在しないときには、“0”を出力す
る。選択回路9の出力は加算回路10に入力される。加
算回路10の他方の入力には後で述べるが現在の位相の
予測値Pi+1´である加算回路19の出力が入力されて
おり、加算回路10はこの2つの値の和すなわち現在の
位相Pi+1 を出力する。
力される。減算回路7の他方の入力には後で説明する
が、現在の位相の予測値Pi+1´である加算回路19の
出力が入力されており、減算回路7は演算回路5の出力
から加算回路19の出力を減じた結果を出力する。減算
回路7の出力は係数回路8に入力される。係数回路8は
減算回路7の出力にある係数K(0<K<1)を乗じ、
その結果を出力する。この係数回路8の出力およびEX
ORゲート6の出力は選択回路9に入力される。先に述
べたように、現在のサンプリング点Ri+1 とゼロクロス
点との位相間隔Pは現在のサンプリング点Ri+1 と1つ
前のサンプリング点Ri 点の間にゼロクロス点が存在す
るときのみ有効となるため、選択回路9はEXORゲー
ト6の出力が“1”のとき、すなわち現在のサンプリン
グ点Ri+1 と1つ前のサンプリング点Ri の間にゼロク
ロス点が存在するときには、係数回路8の出力をEXO
Rゲート6の出力が“0”のとき、すなわち現在のサン
プリング点Ri+1と1つ前のサンプリング点Ri の間に
ゼロクロス点が存在しないときには、“0”を出力す
る。選択回路9の出力は加算回路10に入力される。加
算回路10の他方の入力には後で述べるが現在の位相の
予測値Pi+1´である加算回路19の出力が入力されて
おり、加算回路10はこの2つの値の和すなわち現在の
位相Pi+1 を出力する。
【0021】現在の位相Pi+1 を表わす加算回路10の
出力はIビット並列遅延回路11に入力される。Iビッ
ト並列遅延回路11はサンプリング周期に相当する遅延
量を有しており、その出力は1つ前の位相Pi としてI
ビットj段並列遅延回路12および減算回路13に入力
される。Iビットj段並列遅延回路12はサンプリング
周期のj倍(jは自然数)の遅延量を持っており、その
出力はj+1前の位相Pi-j として減算回路13に入力
される。減算回路13はIビット並列遅延回路11の出
力からIビットj段並列遅延回路12の出力を減じ、そ
の結果より理想的なサンプリング点間の位相間隔を減じ
た結果を出力する。理想的なサンプリング点間の位相間
隔はIビットj段並列遅延回路12の段数jによって決
定され、jが奇数のときはN/2,偶数のときは0にな
る。減算回路13の出力は係数回路14に入力される。
係数回路14は減算回路13の出力にある係数L(0<
L<1)を乗じた結果を出力する。
出力はIビット並列遅延回路11に入力される。Iビッ
ト並列遅延回路11はサンプリング周期に相当する遅延
量を有しており、その出力は1つ前の位相Pi としてI
ビットj段並列遅延回路12および減算回路13に入力
される。Iビットj段並列遅延回路12はサンプリング
周期のj倍(jは自然数)の遅延量を持っており、その
出力はj+1前の位相Pi-j として減算回路13に入力
される。減算回路13はIビット並列遅延回路11の出
力からIビットj段並列遅延回路12の出力を減じ、そ
の結果より理想的なサンプリング点間の位相間隔を減じ
た結果を出力する。理想的なサンプリング点間の位相間
隔はIビットj段並列遅延回路12の段数jによって決
定され、jが奇数のときはN/2,偶数のときは0にな
る。減算回路13の出力は係数回路14に入力される。
係数回路14は減算回路13の出力にある係数L(0<
L<1)を乗じた結果を出力する。
【0022】係数回路14の出力は加算回路15に入力
され、サンプリング周期を表わす位相値N/2が加算さ
れる。この加算回路15の出力は選択回路16に入力さ
れる。選択回路16には他に1ビット遅延回路17とI
ビット並列遅延回路18の出力が入力される。1ビット
遅延回路17にはEXORゲート6の出力が入力されて
いて、これをサンプリング周期に相当する時間遅延して
出力する。すなわち、1ビット遅延回路17の出力は1
つ前のサンプリング点Ri と2つ前のサンプリング点R
i-1 の間にゼロクロス点が存在するかどうかを示すこと
になる。
され、サンプリング周期を表わす位相値N/2が加算さ
れる。この加算回路15の出力は選択回路16に入力さ
れる。選択回路16には他に1ビット遅延回路17とI
ビット並列遅延回路18の出力が入力される。1ビット
遅延回路17にはEXORゲート6の出力が入力されて
いて、これをサンプリング周期に相当する時間遅延して
出力する。すなわち、1ビット遅延回路17の出力は1
つ前のサンプリング点Ri と2つ前のサンプリング点R
i-1 の間にゼロクロス点が存在するかどうかを示すこと
になる。
【0023】また、Iビット並列遅延回路18には、選
択回路16の出力が入力されており、Iビット並列遅延
回路18はこれをサンプリング周期に相当する時間遅延
して出力する。選択回路16は1ビット遅延回路17の
出力が“1”のとき、すなわち1つ前のサンプリング点
Ri と2つ前のサンプリング点Ri-1 の間にゼロクロス
点が存在するときには加算回路15の出力、1ビット遅
延回路17の出力が“0”のとき、すなわち1つ前のサ
ンプリング点Ri と2つ前のサンプリング点R i-1 の間
にゼロクロス点が存在しなかったときはIビット遅延回
路18の出力を選択し、これを現在のサンプリング点R
i+1 と1つ前のサンプリング点Ri の位相間隔の予測値
Pdi+1 として出力する。また、このことによりIビッ
ト遅延回路18の出力は1つ前のサンプリング点Ri と
2つ前のサンプリング点Ri-1 の位相間隔の予測値Pd
iになる。選択回路16の出力は加算回路19に入力さ
れる。加算回路19の他方の入力にはIビット並列遅延
回路11の出力、すなわち1つ前の位相Pi が入力され
ており、加算回路19はこの2つの値の和を算出し、こ
れを現在の位相の予測値Pi+1´として出力する。
択回路16の出力が入力されており、Iビット並列遅延
回路18はこれをサンプリング周期に相当する時間遅延
して出力する。選択回路16は1ビット遅延回路17の
出力が“1”のとき、すなわち1つ前のサンプリング点
Ri と2つ前のサンプリング点Ri-1 の間にゼロクロス
点が存在するときには加算回路15の出力、1ビット遅
延回路17の出力が“0”のとき、すなわち1つ前のサ
ンプリング点Ri と2つ前のサンプリング点R i-1 の間
にゼロクロス点が存在しなかったときはIビット遅延回
路18の出力を選択し、これを現在のサンプリング点R
i+1 と1つ前のサンプリング点Ri の位相間隔の予測値
Pdi+1 として出力する。また、このことによりIビッ
ト遅延回路18の出力は1つ前のサンプリング点Ri と
2つ前のサンプリング点Ri-1 の位相間隔の予測値Pd
iになる。選択回路16の出力は加算回路19に入力さ
れる。加算回路19の他方の入力にはIビット並列遅延
回路11の出力、すなわち1つ前の位相Pi が入力され
ており、加算回路19はこの2つの値の和を算出し、こ
れを現在の位相の予測値Pi+1´として出力する。
【0024】ここまでの位相の計算は、単なる算術演算
ではなく、たとえば角度の計算を0度〜360度で行な
うのと同様に、0〜N−1の間で行なわなければならな
い。
ではなく、たとえば角度の計算を0度〜360度で行な
うのと同様に、0〜N−1の間で行なわなければならな
い。
【0025】上述のようにして求められた位相情報など
をもとにデータ検出クロックおよびディジタルデータを
検出する。図1において、データ検出クロック検出回路
20には現在の位相Pi+1 を表わす加算回路10の出力
と1つ前の位相を表わすIビット並列遅延回路11の出
力が入力される。データ検出クロック検出回路20は前
述のクロック抽出条件と2つの入力を比較し、条件を満
足していれば、すなわちそのときのディジタルデータが
有効であれば“1”を出力し、条件を満足していなけれ
ば、すなわちそのときのディジタルデータが無効であれ
ば“0”を出力する。後続の回路、たとえば復調回路な
どはこのデータ検出クロック検出回路20の出力すなわ
ちデータ検出クロック信号に基づいて有効なディジタル
データのみを処理する。
をもとにデータ検出クロックおよびディジタルデータを
検出する。図1において、データ検出クロック検出回路
20には現在の位相Pi+1 を表わす加算回路10の出力
と1つ前の位相を表わすIビット並列遅延回路11の出
力が入力される。データ検出クロック検出回路20は前
述のクロック抽出条件と2つの入力を比較し、条件を満
足していれば、すなわちそのときのディジタルデータが
有効であれば“1”を出力し、条件を満足していなけれ
ば、すなわちそのときのディジタルデータが無効であれ
ば“0”を出力する。後続の回路、たとえば復調回路な
どはこのデータ検出クロック検出回路20の出力すなわ
ちデータ検出クロック信号に基づいて有効なディジタル
データのみを処理する。
【0026】また、データ検出回路21には1つ前のサ
ンプリングデータの極性を表わすMビット並列遅延回路
2の出力のMSBと、現在のサンプリング点Ri+1 とゼ
ロクロス点との位相間隔を表わす演算回路5の出力およ
び1つ前の位相を表わすIビット並列遅延回路11の出
力が入力される。データ検出回路21は前述のデータ判
定条件とこれらの入力とを比較し、それぞれの条件に応
じてディジタルデータを検出する。
ンプリングデータの極性を表わすMビット並列遅延回路
2の出力のMSBと、現在のサンプリング点Ri+1 とゼ
ロクロス点との位相間隔を表わす演算回路5の出力およ
び1つ前の位相を表わすIビット並列遅延回路11の出
力が入力される。データ検出回路21は前述のデータ判
定条件とこれらの入力とを比較し、それぞれの条件に応
じてディジタルデータを検出する。
【0027】本願発明は上述の方法によって実現可能で
あり、上述の過程を整理すると以下のようになる。
あり、上述の過程を整理すると以下のようになる。
【0028】まず、現在のサンプリング点Ri+1 の直
前、すなわち現在のサンプリング点R i+1 と1つ前のサ
ンプリング点Ri の間にゼロクロス点が存在するかどう
かを判定する。ゼロクロス点が存在する場合には、まず
現在のサンプリングデータSi+ 1 と1つ前のサンプリン
グデータSi を用いてゼロクロス点と現在のサンプリン
グ点Ri+1 の位相間隔Pを以下に示す第(9)式のよう
にして求める。
前、すなわち現在のサンプリング点R i+1 と1つ前のサ
ンプリング点Ri の間にゼロクロス点が存在するかどう
かを判定する。ゼロクロス点が存在する場合には、まず
現在のサンプリングデータSi+ 1 と1つ前のサンプリン
グデータSi を用いてゼロクロス点と現在のサンプリン
グ点Ri+1 の位相間隔Pを以下に示す第(9)式のよう
にして求める。
【0029】 P=|Si+1 |/(|Si+1 |+|Si |)×(N/2)…(9) 次に、1つ前のサンプリング点Ri の直前、すなわち1
つ前のサンプリング点Ri と2つ前のサンプリング点R
i-1 の間にゼロクロス点が存在するか否かを判定する。
ゼロクロス点が存在する場合には、1つ前の位相Pi と
2つ以上前のサンプリング点の位相Pi-j とを用いて現
在のサンプリング点と1つ前のサンプリング点との位相
間隔の予測値Pdi+1 を次の第(10)式で求める。
つ前のサンプリング点Ri と2つ前のサンプリング点R
i-1 の間にゼロクロス点が存在するか否かを判定する。
ゼロクロス点が存在する場合には、1つ前の位相Pi と
2つ以上前のサンプリング点の位相Pi-j とを用いて現
在のサンプリング点と1つ前のサンプリング点との位相
間隔の予測値Pdi+1 を次の第(10)式で求める。
【0030】 Pdi+1 ={(Pi −Pi-j −(N/2×j) mod N))×L+N/2 } mod N(Lは0<L<1となる定数)…(10) ゼロクロス点が存在しなかった場合には、現在のサンプ
リング点Ri+1 と1つ前のサンプリング点Ri との位相
間隔の予測値Pdi+1 は第(11)式に示すように、1
つ前のサンプリング点Ri と2つ前のサンプリングR
i-1 との位相間隔の予測値Pdiとする。
リング点Ri+1 と1つ前のサンプリング点Ri との位相
間隔の予測値Pdi+1 は第(11)式に示すように、1
つ前のサンプリング点Ri と2つ前のサンプリングR
i-1 との位相間隔の予測値Pdiとする。
【0031】Pdi+1 =Pdi …(11) 上述のようにして求められた位相間隔の予測値Pdi+1
と1つ前の位相Pi を用いて現在の位相の予測値Pi+1
´を次の第(12)式で求める。
と1つ前の位相Pi を用いて現在の位相の予測値Pi+1
´を次の第(12)式で求める。
【0032】 Pi+1´=(Pi +Pdi+1 ) mod N…(12) このようにして求めた現在の位相の予測値Pi+1´と、
前述のゼロクロス点と現在のサンプリング点Ri+1 の位
相間隔Pを用いて現在の位相Pi+1 を以下に示す第(1
3)式のようにして求める。
前述のゼロクロス点と現在のサンプリング点Ri+1 の位
相間隔Pを用いて現在の位相Pi+1 を以下に示す第(1
3)式のようにして求める。
【0033】 Pi+1 ={(P−Pi+1´)×K+Pi+1´} mod N(Kは0<K<1と なる定数)…(13) 一方、現在のサンプリング点Ri+1 の直前にゼロクロス
点が存在しなかった場合には現在の位相の予測値Pi+1
´をそのまま現在の位相Pi+1 とする。
点が存在しなかった場合には現在の位相の予測値Pi+1
´をそのまま現在の位相Pi+1 とする。
【0034】上述のようにして求めたゼロクロス点と現
在のサンプリング点Ri+1 の位相間隔P,現在の位相P
i+1 ,1つ前の位相Pi とクロック抽出条件,データ判
定条件に基づいてデータ検出クロックおよびディジタル
データを検出する。クロック抽出条件,データ判定条件
は従来の方法と同じで以下に示すようになる。
在のサンプリング点Ri+1 の位相間隔P,現在の位相P
i+1 ,1つ前の位相Pi とクロック抽出条件,データ判
定条件に基づいてデータ検出クロックおよびディジタル
データを検出する。クロック抽出条件,データ判定条件
は従来の方法と同じで以下に示すようになる。
【0035】 Pi >Pi+1 、かつPi ≧N/2、かつPi+1 ≧N/2
クロックあり Pi >Pi+1 、かつPi <N/2、かつPi+1 <N/2
クロックあり Pi >Pi+1 、かつPi <N/2、かつPi+1 ≧N/2
クロックあり P>Pi +1−N/2の場合ディジタルデータはSi の
MSBの逆、それ以外はSi のMSB 本願発明は上述のような方法で従来の方法の問題点であ
る受信信号の周波数変動に起因するデータ誤りを少なく
することができ、システムの高い信頼性を確保すること
ができる。
クロックあり Pi >Pi+1 、かつPi <N/2、かつPi+1 <N/2
クロックあり Pi >Pi+1 、かつPi <N/2、かつPi+1 ≧N/2
クロックあり P>Pi +1−N/2の場合ディジタルデータはSi の
MSBの逆、それ以外はSi のMSB 本願発明は上述のような方法で従来の方法の問題点であ
る受信信号の周波数変動に起因するデータ誤りを少なく
することができ、システムの高い信頼性を確保すること
ができる。
【0036】ここで、従来の方法の場合と同様にして、
図3(b)に示す受信信号をチャネルビットレートの2
倍でサンプリングしてこの発明の一実施例のデータ検出
器に入力した場合を考える。まず、サンプリングデータ
よりゼロクロス点と現在のサンプリング点の位相間隔P
を求める。上述の従来の方法と同様にして、サンプリン
グ点R1 とR8 のみに有効であるので、それぞれの場合
のPは以下のようになる。
図3(b)に示す受信信号をチャネルビットレートの2
倍でサンプリングしてこの発明の一実施例のデータ検出
器に入力した場合を考える。まず、サンプリングデータ
よりゼロクロス点と現在のサンプリング点の位相間隔P
を求める。上述の従来の方法と同様にして、サンプリン
グ点R1 とR8 のみに有効であるので、それぞれの場合
のPは以下のようになる。
【0037】 サンプリング点R1 P=|S1 |/(|S1 |+|S0 |)×N/2=30 /(30+23)×32=18 サンプリング点R8 P=|S8 |/(|S8 |+|S7 |)×N/2=5/ (5+47)×32=3 次に、現在のサンプリング点Ri+1 と1つ前のサンプリ
ング点Ri の位相間隔の予測値Pdi+1 を求める。サン
プリング点R1 の場合、1つ前のサンプリング点R0 と
2つ前のサンプリング点Ri-1 の間にはゼロクロス点が
ないため、位相間隔の予測値Pd1 は第(11)式に示
すように、1つ前のサンプリング点R0 と2つ前のサン
プリング点Ri-1 の位相間隔の予測値Pd0 =32とな
る。この値を用いて現在の位相の予測値P1´を求める
と、第(12)式より以下のようになる。
ング点Ri の位相間隔の予測値Pdi+1 を求める。サン
プリング点R1 の場合、1つ前のサンプリング点R0 と
2つ前のサンプリング点Ri-1 の間にはゼロクロス点が
ないため、位相間隔の予測値Pd1 は第(11)式に示
すように、1つ前のサンプリング点R0 と2つ前のサン
プリング点Ri-1 の位相間隔の予測値Pd0 =32とな
る。この値を用いて現在の位相の予測値P1´を求める
と、第(12)式より以下のようになる。
【0038】 Pi´=P0 +Pd1 =24+32=56 この結果と先に求めたPより現在の位相P1 を求めると
第(13)式より以下のようになる。
第(13)式より以下のようになる。
【0039】 P1 ={(P−P1´)×K+P1´} mod N={(18−56)×0. 25+56} mod 64=62 次に、サンプリング点R2 の場合、1つ前のサンプリン
グ点R1と2つ前のサンプリング点R0 の間にゼロクロ
ス点が存在するので、位相間隔の予測値Pd2 は第(1
0)式より以下のようになる。ただし、上述の第(1
0)式においてj=2とする。
グ点R1と2つ前のサンプリング点R0 の間にゼロクロ
ス点が存在するので、位相間隔の予測値Pd2 は第(1
0)式より以下のようになる。ただし、上述の第(1
0)式においてj=2とする。
【0040】 Pd2 ={(P1 −Pi-1 )×K+N/2} mod N={(62−56) ×0.25+32} mod 64=33 この結果より、現在の位相の予測値P2´を求めると、
第(12)式より以下のようになる。
第(12)式より以下のようになる。
【0041】 P2´=(P1 +Pd2 ) mod N=(62+33) mod 64=3 1 この場合、現在のサンプリング点R2 と1つ前のサンプ
リング点R1 の間にはゼロクロス点は存在しないので、
現在の位相P2 は現在の位相の予測値P2´になる。以
下、サンプリング点R3 〜R9 についても同様にして、
P、Pdi+1 、P i+1´、Pi+1 を求めると、図2
(d)〜(g)に示すようになる。この結果を用いて、
データ検出クロックおよびディジタルデータをクロック
抽出条件およびデータ判定条件に基づいて発生させる
と、図2(h),(i)に示すになる。この結果は送信
データと一致しており、この発明の方法を用いることに
より、従来の方法でデータ誤りが発生した周波数変動を
伴った受信信号より正しいディジタルデータを検出する
事ができる。
リング点R1 の間にはゼロクロス点は存在しないので、
現在の位相P2 は現在の位相の予測値P2´になる。以
下、サンプリング点R3 〜R9 についても同様にして、
P、Pdi+1 、P i+1´、Pi+1 を求めると、図2
(d)〜(g)に示すようになる。この結果を用いて、
データ検出クロックおよびディジタルデータをクロック
抽出条件およびデータ判定条件に基づいて発生させる
と、図2(h),(i)に示すになる。この結果は送信
データと一致しており、この発明の方法を用いることに
より、従来の方法でデータ誤りが発生した周波数変動を
伴った受信信号より正しいディジタルデータを検出する
事ができる。
【0042】なお、前述の説明は、入力が1チャネルの
場合であったが、入力が多チャンネルの場合にも、たと
えばYチャネルの場合には各チャネルの受信信号を互い
にずれたタイミングでサンプリングし、Mビット並列遅
延回路2,Iビット並列遅延回路11,18,1ビット
並列遅延回路18およびIビットj段並列遅延回路12
の遅延時間をY倍することで対応できる。
場合であったが、入力が多チャンネルの場合にも、たと
えばYチャネルの場合には各チャネルの受信信号を互い
にずれたタイミングでサンプリングし、Mビット並列遅
延回路2,Iビット並列遅延回路11,18,1ビット
並列遅延回路18およびIビットj段並列遅延回路12
の遅延時間をY倍することで対応できる。
【0043】なお、上述の実施例においては、Tmin
=0.8T、Tmax=3.2T、NRZI型変調方式
について述べたが、これに限定されるものではなく、他
の変調方式にも適用可能である。
=0.8T、Tmax=3.2T、NRZI型変調方式
について述べたが、これに限定されるものではなく、他
の変調方式にも適用可能である。
【0044】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、現在
位相を求めようとしているサンプリング点の1つ前のサ
ンプリング点の位相と2つ以上前のサンプリング点の位
相とディジタル受信信号が基準信号と交差する点の位置
より現在のサンプリング点と1つ前のサンプリング点の
位相間隔の予測値を求め、その値より現在のサンプリン
グ点の位相を求めることにより、従来のものより大きな
周波数変動を伴ったディジタル受信信号に対応できるデ
ィジタルデータ検出器を提供できる。
位相を求めようとしているサンプリング点の1つ前のサ
ンプリング点の位相と2つ以上前のサンプリング点の位
相とディジタル受信信号が基準信号と交差する点の位置
より現在のサンプリング点と1つ前のサンプリング点の
位相間隔の予測値を求め、その値より現在のサンプリン
グ点の位相を求めることにより、従来のものより大きな
周波数変動を伴ったディジタル受信信号に対応できるデ
ィジタルデータ検出器を提供できる。
【図1】この発明の一実施例を示すブロック図である。
【図2】この発明の一実施例によってデータ検出を行な
った場合の結果を従来の方法と比較するための図であ
る。
った場合の結果を従来の方法と比較するための図であ
る。
【図3】従来の方法を用いた場合の問題点を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図4】従来の方法とこの発明における記号を一覧で示
した図である。
した図である。
1 A/D変換器 2 Mビット並列遅延回路 3,4 絶対値算出回路 5 演算回路 6 排他的論理和ゲート 7,13 減算回路 8,14 係数回路 9,16 選択回路 10,15,19 加算回路 11,18 Iビット並列遅延回路 12 Iビットj段並列遅延回路 17 1ビット遅延回路 20 データ検出クロック検出回路 21 データ検出回路
Claims (1)
- 【請求項1】 ディジタル受信信号をチャネルビットレ
ートのm倍の周波数(m>1)でサンプリングするサン
プリングデータ検出手段と、 前記サンプリングデータ検出手段によって検出されたサ
ンプリングデータに応じて、前記ディジタル受信信号が
基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点Ri+1
との位相間隔Pを算出する位相間隔算出手段と、 前記ディジタル受信信号が基準レベルと交差する点の位
置を検出する基準レベル交差検出手段、 前記現在のサンプリング点Ri+1 の1つ前のサンプリン
グ点Ri の位相Pi と前記現在のサンプリング点Ri+1
の少なくとも2つ以上前のサンプリング点Ri- j の位相
Pi-j (jは自然数)と、前記基準レベル交差検出手段
によって検出された前記ディジタル受信信号が前記基準
レベルと交差する点の位置に応じて、現在のサンプリン
グ点Ri+1 とその1つ前のサンプリング点Ri との位相
間隔の予測値Pdi+1 を算出する位相間隔予測値算出手
段と、 前記1つ前の位相Pi と前記位相間隔算出手段によって
算出された前記ディジタル受信信号が前記基準レベルと
交差する点と現在のサンプリング点Ri+1 との位相間隔
Pと、前記位相間隔予測値算出手段によって算出された
現在のサンプリング点Ri+1 とその1つ前のサンプリン
グ点の位相間隔の予測値Pdi+1 と、前記基準レベル交
差検出手段によって検出された前記ディジタル受信信号
が前記基準レベルと交差する点の位置に応じて、現在の
位相Pi+1 を算出する位相算出手段と、 前記位相算出手段によって算出された各サンプリング点
の位相に応じて、前記ディジタル受信信号に同期するデ
ータ検出クロック信号を検出するデータ検出クロック信
号検出手段と、 前記位相間隔算出手段によって算出された前記ディジタ
ル受信信号が基準レベルと交差する点と現在のサンプル
リング点Ri+1 との位相間隔Pと、前記位相差算出手段
によって算出された現在の位相Pi+1 と、前記サンプリ
ングデータ検出手段によって検出されたサンプリングデ
ータとに応じて、ディジタル受信信号よりディジタルデ
ータを検出するデータ検出手段とを備えた、ディジタル
データ検出器。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP33042791A JP2694403B2 (ja) | 1991-12-13 | 1991-12-13 | ディジタルデータ検出器 |
US07/986,490 US5355392A (en) | 1991-12-13 | 1992-12-07 | Digital data detector for reducing errors due to frequency variations |
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