JPH05167569A - ディジタルデータ検出器 - Google Patents
ディジタルデータ検出器Info
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- JPH05167569A JPH05167569A JP33042791A JP33042791A JPH05167569A JP H05167569 A JPH05167569 A JP H05167569A JP 33042791 A JP33042791 A JP 33042791A JP 33042791 A JP33042791 A JP 33042791A JP H05167569 A JPH05167569 A JP H05167569A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
- H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop
- H04L7/0334—Processing of samples having at least three levels, e.g. soft decisions
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 ディジタル受信信号に同期したデータ検出ク
ロックおよびディジタルデータを検出し、周波数変動に
よるデータ誤りを少なくする。 【構成】 排他的論理和ゲート６および１ビット遅延回
路１７より求められた受信信号が基準レベルと交差する
点の位置と、演算回路５より求められた現在のサンプリ
ング点と受信信号が基準レベルと交差する点との位相間
隔と、Ｉビット並列遅延回路１８より求められた１つ前
のサンプリング点の位相と、Ｉビットｊ段並列遅延回路
１９より求められた２つ以上前のサンプリング点の位相
より、現在のサンプリング点の位相を求め、算出された
各サンプリング点の位相と、Ａ／Ｄ変換器１により求め
られたサンプリングデータのＭＳＢと、演算回路５より
求められた現在のサンプリング点と受信信号基準レベル
と交差する点との位相間隔よりデータ検出クロックとデ
ィジタルデータを検出する。
ロックおよびディジタルデータを検出し、周波数変動に
よるデータ誤りを少なくする。 【構成】 排他的論理和ゲート６および１ビット遅延回
路１７より求められた受信信号が基準レベルと交差する
点の位置と、演算回路５より求められた現在のサンプリ
ング点と受信信号が基準レベルと交差する点との位相間
隔と、Ｉビット並列遅延回路１８より求められた１つ前
のサンプリング点の位相と、Ｉビットｊ段並列遅延回路
１９より求められた２つ以上前のサンプリング点の位相
より、現在のサンプリング点の位相を求め、算出された
各サンプリング点の位相と、Ａ／Ｄ変換器１により求め
られたサンプリングデータのＭＳＢと、演算回路５より
求められた現在のサンプリング点と受信信号基準レベル
と交差する点との位相間隔よりデータ検出クロックとデ
ィジタルデータを検出する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はディジタルデータ検出
器に関し、特に、ディジタルデータ伝送系におけるディ
ジタル受信信号よりデータ検出クロックおよびディジタ
ルデータを検出するようなディジタルデータ検出器に関
する。
器に関し、特に、ディジタルデータ伝送系におけるディ
ジタル受信信号よりデータ検出クロックおよびディジタ
ルデータを検出するようなディジタルデータ検出器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、ディジタル受信信号よりディ
ジタルデータを検出する方法が種々提案されている。そ
の一例として、以下に説明するものがある。すなわち、
ディジタル受信信号をチャネルビットレートのｍ倍（ｍ
＞１）の周波数でサンプリングし、現在位相を算出しよ
うとしているサンプリング点Ｒi+1（以下、現在のサン
プリング点と称する）のサンプリングデータＳi+1 （以
下、現在のデータと称する）とその１つ前のサンプリン
グ点Ｒi （以下、１つ前のサンプリング点と称する）の
サンプリングデータＳi （以下、１つ前のデータと称す
る）より受信信号がゼロレベルと交差する点（以下、ゼ
ロクロス点と称する）と現在のサンプリング点Ｒi+1 と
の間隔Ｐを次の第（１）式により求める。
ジタルデータを検出する方法が種々提案されている。そ
の一例として、以下に説明するものがある。すなわち、
ディジタル受信信号をチャネルビットレートのｍ倍（ｍ
＞１）の周波数でサンプリングし、現在位相を算出しよ
うとしているサンプリング点Ｒi+1（以下、現在のサン
プリング点と称する）のサンプリングデータＳi+1 （以
下、現在のデータと称する）とその１つ前のサンプリン
グ点Ｒi （以下、１つ前のサンプリング点と称する）の
サンプリングデータＳi （以下、１つ前のデータと称す
る）より受信信号がゼロレベルと交差する点（以下、ゼ
ロクロス点と称する）と現在のサンプリング点Ｒi+1 と
の間隔Ｐを次の第（１）式により求める。
【０００３】 Ｐ＝｜Ｓi+1 ｜／（｜Ｓi+1 ｜＋｜Ｓi ｜）×（Ｎ／２）…（１） ここで、Ｎはチャネルビット間隔を表わす位相の値であ
る。この値Ｐと、１つ前のサンプリング点Ｒi の位相Ｐ
i （以下、１つ前の位相と称する）とその２つ前のサン
プリング点Ｒi-2 の位相Ｐi-2より求めた現在のサンプ
リング点Ｒi+1 の位相の予測値Ｐi+1´（以下、現在の
位相の予測値と称する）を以下のようにして算出する。
る。この値Ｐと、１つ前のサンプリング点Ｒi の位相Ｐ
i （以下、１つ前の位相と称する）とその２つ前のサン
プリング点Ｒi-2 の位相Ｐi-2より求めた現在のサンプ
リング点Ｒi+1 の位相の予測値Ｐi+1´（以下、現在の
位相の予測値と称する）を以下のようにして算出する。
【０００４】 Ｐi+1´＝｛（Ｐi −Ｐi-2 ）×Ｌ＋Ｐi ＋（Ｎ／２）｝ｍｏｄ Ｎ（Ｌは０ ＜Ｌ＜１となる定数）…（２） この位相の予測値Ｐi+1´を用いて、現在のサンプリン
グ点Ｒi+1 の位相Ｐi+1 （以下、現在の位相と称する）
を求める。現在のサンプリング点Ｒi+1 と１つ前のサン
プリング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在する場合は、
上述のＰi+1 は次の第（３）式のようにして求める。
グ点Ｒi+1 の位相Ｐi+1 （以下、現在の位相と称する）
を求める。現在のサンプリング点Ｒi+1 と１つ前のサン
プリング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在する場合は、
上述のＰi+1 は次の第（３）式のようにして求める。
【０００５】 ｐi+1 ＝｛（Ｐ−Ｐi+1´）×Ｋ＋Ｐi+1´｝ｍｏｄ Ｎ（Ｋは０＜Ｋ＜１とな る定数）…（３） 一方、現在のサンプリング点Ｒi+1 と１つ前のサンプリ
ング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在しなかった場合に
は、上述のＰi+1は次の第（４）式のようにして求め
る。
ング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在しなかった場合に
は、上述のＰi+1は次の第（４）式のようにして求め
る。
【０００６】Ｐi+1 ＝Ｐi+1´…（４） データ検出クロックおよびディジタルデータは第（１）
式〜第（４）式によって求められたＰ，Ｐi ，Ｐi+1 と
以下に示すクロック抽出条件およびデータ判定条件との
比較結果に基づいて検出する。これについては、特開平
０１−０２５３５７号公報に示されている。
式〜第（４）式によって求められたＰ，Ｐi ，Ｐi+1 と
以下に示すクロック抽出条件およびデータ判定条件との
比較結果に基づいて検出する。これについては、特開平
０１−０２５３５７号公報に示されている。
【０００７】 Ｐi ＞Ｐi+1 、かつＰi ≧Ｎ／２、かつＰi+1 ≧Ｎ／２
クロックあり…（５） Ｐi ＞Ｐi+1 、かつＰi ＜Ｎ／２、かつＰi+1 ＜Ｎ／２
クロックあり…（６） Ｐi ＜Ｐi+1 、かつＰi ＜Ｎ／２、かつＰi+1 ≧Ｎ／２
クロックあり…（７） Ｐ＞Ｐi+1 −Ｎ／２の場合ディジタルデータはＳi のＭ
ＳＢの逆、それ以外はＳi のＭＳＢ…（８）
クロックあり…（５） Ｐi ＞Ｐi+1 、かつＰi ＜Ｎ／２、かつＰi+1 ＜Ｎ／２
クロックあり…（６） Ｐi ＜Ｐi+1 、かつＰi ＜Ｎ／２、かつＰi+1 ≧Ｎ／２
クロックあり…（７） Ｐ＞Ｐi+1 −Ｎ／２の場合ディジタルデータはＳi のＭ
ＳＢの逆、それ以外はＳi のＭＳＢ…（８）
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】図３は従来の方法を用
いてデータを伝送したときに生じる問題点を説明するた
めの図である。今、図３（ａ）に示すデータを、ある伝
送路を介して送信したときに伝送路の特性によって歪を
生じ、受信側では図３（ｂ）に示す受信信号を受信した
ものとする（ただし、この場合の送信データは最短反転
間隔Ｔｍｉｎと検出窓幅Ｔｗが等しいものとする）。こ
の受信信号をチャネルビットレートの２倍の周波数でサ
ンプリングした結果を従来の方法によるデータ検出器に
入力した場合を考える。ここでは、チャネルビット間隔
を６４等分して位相を表わし（すなわち、Ｎ＝６４）、
上述の係数Ｋ，Ｌをともに０．２５とする。
いてデータを伝送したときに生じる問題点を説明するた
めの図である。今、図３（ａ）に示すデータを、ある伝
送路を介して送信したときに伝送路の特性によって歪を
生じ、受信側では図３（ｂ）に示す受信信号を受信した
ものとする（ただし、この場合の送信データは最短反転
間隔Ｔｍｉｎと検出窓幅Ｔｗが等しいものとする）。こ
の受信信号をチャネルビットレートの２倍の周波数でサ
ンプリングした結果を従来の方法によるデータ検出器に
入力した場合を考える。ここでは、チャネルビット間隔
を６４等分して位相を表わし（すなわち、Ｎ＝６４）、
上述の係数Ｋ，Ｌをともに０．２５とする。
【０００９】まず、上述の第（１）式に基づいて、現在
のサンプリング点Ｒi+1 とゼロクロス点の位相間隔Ｐを
求める。第（１）式は現在のサンプリング点Ｒi+1 と１
つ前のサンプリング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在す
る場合のみ有効である。図３においては、サンプリング
点Ｒi ，Ｒ8 がこの条件を満足しており、このときのＰ
は図３（ｄ）に示すように以下のようになる。
のサンプリング点Ｒi+1 とゼロクロス点の位相間隔Ｐを
求める。第（１）式は現在のサンプリング点Ｒi+1 と１
つ前のサンプリング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在す
る場合のみ有効である。図３においては、サンプリング
点Ｒi ，Ｒ8 がこの条件を満足しており、このときのＰ
は図３（ｄ）に示すように以下のようになる。
【００１０】 サンプリング点Ｒ1 Ｐ＝｜Ｓ1 ｜／（｜Ｓ1 ｜＋｜Ｓ0 ｜）×（Ｎ／２）＝ ３０／（３０＋２３）×３２＝１８ サンプリング点Ｒ8 Ｐ＝｜Ｓ8 ｜／（｜Ｓ8 ｜＋｜Ｓ7 ｜）×（Ｎ／２）＝ ５／（５＋４７）×３２＝３ ここで、サンプリング点Ｒ1 に着目すると、現在の位相
の予測値Ｐ1´は上述の第（２）式に基づいて、以下の
ようになる。
の予測値Ｐ1´は上述の第（２）式に基づいて、以下の
ようになる。
【００１１】 Ｐi´＝（Ｐ0 −Ｐ-2）×Ｌ＋｛（Ｐ0 ＋Ｎ／２） ｍｏｄ Ｎ｝＝（２３− ２３）×０．２５＋（２３＋３２） ｍｏｄ ６４）＝５５ （Ｘ ｍｏｄ ＹはＸ／Ｙの余りを意味する）この結果
と、上述のＰの計算結果を用いて現在の位相Ｐ1 を求め
ると、第（３）式より以下のようになる。
と、上述のＰの計算結果を用いて現在の位相Ｐ1 を求め
ると、第（３）式より以下のようになる。
【００１２】 Ｐi ＝｛（Ｐ−Ｐ1´）×Ｋ＋Ｐ1´｝ ｍｏｄ Ｎ＝｛（１８−５５）×０． ２５＋５５｝ ｍｏｄ ６４＝６１ （位相の値は０〜Ｎ−１までであり、Ｎ／２を越えた場
合は、その値よりＮを引いた値を用いて計算を行な
う。）サンプリング点Ｒ2 の場合は現在のサンプリング
点Ｒ2 と１つ前のサンプリング点Ｒ1 の間にゼロクロス
点が存在しないため、現在の位相の予測値Ｐ2´が現在
の位相Ｐ2 になる。
合は、その値よりＮを引いた値を用いて計算を行な
う。）サンプリング点Ｒ2 の場合は現在のサンプリング
点Ｒ2 と１つ前のサンプリング点Ｒ1 の間にゼロクロス
点が存在しないため、現在の位相の予測値Ｐ2´が現在
の位相Ｐ2 になる。
【００１３】 Ｐ2 ＝Ｐ2´＝（Ｐ1 −Ｐi-1 ）×Ｌ＋（Ｐ1 ＋Ｎ／２）＝（６１−５５）× ０．２５＋（６１＋３２）＝３０ 同様にして、サンプリング点Ｒ3 〜Ｒ9 について、Ｐ，
Ｐi+1´，Ｐi+1 を求めると、図３（ｄ）〜（ｆ）のよ
うになる。この結果を上述のクロック抽出条件およびデ
ータ判定条件（第（５）式〜第（８）式）と比較する
と、データ検出クロックおよびディジタルデータは図３
（ｇ），（ｈ）に示すようになる。この結果は送信デー
タとは一致せず、誤ったデータとなってしまう。図３
（ｂ）より分かるように、受信信号が周波数変動を伴っ
ており、上述のデータ誤りはこの周波数変動に起因する
ものである。
Ｐi+1´，Ｐi+1 を求めると、図３（ｄ）〜（ｆ）のよ
うになる。この結果を上述のクロック抽出条件およびデ
ータ判定条件（第（５）式〜第（８）式）と比較する
と、データ検出クロックおよびディジタルデータは図３
（ｇ），（ｈ）に示すようになる。この結果は送信デー
タとは一致せず、誤ったデータとなってしまう。図３
（ｂ）より分かるように、受信信号が周波数変動を伴っ
ており、上述のデータ誤りはこの周波数変動に起因する
ものである。
【００１４】このように、従来の方法では、たとえば磁
気テープにディジタルデータを記録再生するシステムの
ようにディジタル受信データに周波数変動がある場合、
データ誤りが発生しやすくなり、システムの信頼性が低
下するという問題点があった。これは位相の予測値を求
める際に、特にゼロクロス点が長時間にわたって検出さ
れなかった場合、過去の位相情報が十分に位相の予測値
に反映されていなかったためである。たとえば、図３
（ｂ）において、サンプリング点Ｒ1 では位相がサンプ
リングデータにより補正されたため、サンプリング点Ｒ
0 との位相間隔は３８となり、周波数変動がないときに
比べて広くなっている（周波数変動がないときにはＮ／
２＝３２）。しかし、サンプリング点３と４の位相間隔
は３２となり、サンプリング点Ｒ1 で補正された結果は
反映されていない。
気テープにディジタルデータを記録再生するシステムの
ようにディジタル受信データに周波数変動がある場合、
データ誤りが発生しやすくなり、システムの信頼性が低
下するという問題点があった。これは位相の予測値を求
める際に、特にゼロクロス点が長時間にわたって検出さ
れなかった場合、過去の位相情報が十分に位相の予測値
に反映されていなかったためである。たとえば、図３
（ｂ）において、サンプリング点Ｒ1 では位相がサンプ
リングデータにより補正されたため、サンプリング点Ｒ
0 との位相間隔は３８となり、周波数変動がないときに
比べて広くなっている（周波数変動がないときにはＮ／
２＝３２）。しかし、サンプリング点３と４の位相間隔
は３２となり、サンプリング点Ｒ1 で補正された結果は
反映されていない。
【００１５】それゆえに、この発明の主たる目的は、従
来のものに比べてワウフラッタなどの周波数変動に起因
するデータ誤りが少なくなるように対処したディジタル
データ検出器を提供することである。
来のものに比べてワウフラッタなどの周波数変動に起因
するデータ誤りが少なくなるように対処したディジタル
データ検出器を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】この発明はディジタルデ
ータ検出器であって、サンプリングデータ検出手段と位
相間隔算出手段と基準レベル交差検出手段と位相間隔予
測値算出手段と位相算出手段とデータ検出クロック信号
検出手段とデータ検出手段とを備えて構成される。サン
プリングデータ検出手段はディジタル受信信号を一定の
周波数でサンプリングし、位相間隔算出手段は検出され
たサンプリングデータに応じて現在のサンプリング点Ｒ
i+1 とゼロクロス点の位相間隔Ｐを算出し、基準レベル
交差検出手段はディジタル受信信号が基準レベルと交差
する点の位置を検出する。位相間隔予測値算出手段は、
現在のサンプリング点Ｒi+1 の１つ前のサンプリング点
Ｒ i の位相Ｐi と現在のサンプリング点Ｒi+1 の少なく
とも２つ以上前のサンプリング点Ｒi-j の位相Ｐ
i-j （ｊは自然数）と、基準レベル交差検出手段によっ
て検出されたディジタル受信信号が基準レベルと交差す
る点の位置に基づいて現在のサンプリング点Ｒi+1 とそ
の１つ前のサンプリング点Ｒi の位相間隔の予測値Ｐｄ
i+1 を算出する。位相算出手段は、１つ前の位相Ｐi と
位相間隔算出手段によって算出されたディジタル受信信
号が基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点Ｒ
i+1 との位相間隔Ｐと、位相間隔予測値算出手段によっ
て算出された現在のサンプリング点Ｒi+1 とその１つ前
のサンプリング点の位相間隔の予測値Ｐｄi+1 と、基準
レベル交差検出手段によって検出されたディジタル受信
信号が基準レベルと交差する点の位置に基づいて現在の
位相Ｐi+1 を算出する。データ検出クロック信号検出手
段は、位相算出手段によって算出された各サンプリング
点の位相に応じて、ディジタル受信信号に同期するデー
タ検出クロック信号を検出する。データ検出手段は位相
間隔算出手段によって算出されたディジタル受信信号が
基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点Ｒi+1
との位相間隔Ｐと、位相算出手段によって算出された現
在の位相Ｐi+1 と検出されたサンプリングデータに応じ
て、ディジタル受信信号よりディジタルデータを検出す
る。
ータ検出器であって、サンプリングデータ検出手段と位
相間隔算出手段と基準レベル交差検出手段と位相間隔予
測値算出手段と位相算出手段とデータ検出クロック信号
検出手段とデータ検出手段とを備えて構成される。サン
プリングデータ検出手段はディジタル受信信号を一定の
周波数でサンプリングし、位相間隔算出手段は検出され
たサンプリングデータに応じて現在のサンプリング点Ｒ
i+1 とゼロクロス点の位相間隔Ｐを算出し、基準レベル
交差検出手段はディジタル受信信号が基準レベルと交差
する点の位置を検出する。位相間隔予測値算出手段は、
現在のサンプリング点Ｒi+1 の１つ前のサンプリング点
Ｒ i の位相Ｐi と現在のサンプリング点Ｒi+1 の少なく
とも２つ以上前のサンプリング点Ｒi-j の位相Ｐ
i-j （ｊは自然数）と、基準レベル交差検出手段によっ
て検出されたディジタル受信信号が基準レベルと交差す
る点の位置に基づいて現在のサンプリング点Ｒi+1 とそ
の１つ前のサンプリング点Ｒi の位相間隔の予測値Ｐｄ
i+1 を算出する。位相算出手段は、１つ前の位相Ｐi と
位相間隔算出手段によって算出されたディジタル受信信
号が基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点Ｒ
i+1 との位相間隔Ｐと、位相間隔予測値算出手段によっ
て算出された現在のサンプリング点Ｒi+1 とその１つ前
のサンプリング点の位相間隔の予測値Ｐｄi+1 と、基準
レベル交差検出手段によって検出されたディジタル受信
信号が基準レベルと交差する点の位置に基づいて現在の
位相Ｐi+1 を算出する。データ検出クロック信号検出手
段は、位相算出手段によって算出された各サンプリング
点の位相に応じて、ディジタル受信信号に同期するデー
タ検出クロック信号を検出する。データ検出手段は位相
間隔算出手段によって算出されたディジタル受信信号が
基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点Ｒi+1
との位相間隔Ｐと、位相算出手段によって算出された現
在の位相Ｐi+1 と検出されたサンプリングデータに応じ
て、ディジタル受信信号よりディジタルデータを検出す
る。
【００１７】
【作用】この発明に係るディジタルデータ検出器は、現
在の位相が１つ前のサンプリング点の位相と２つ以上前
のサンプリング点の位相およびゼロクロス点の位置に基
づいてデータ検出クロック信号とディジタルデータが算
出される。したがって、ディジタル受信信号の周波数が
大きく変動した場合も、その周波数変動に追従して各サ
ンプリング点の位相が正確に算出される。このため、デ
ィジタル受信信号に同期するクロック信号が正確に検出
され、それによりディジタル受信信号からディジタルデ
ータが正確に検出される。
在の位相が１つ前のサンプリング点の位相と２つ以上前
のサンプリング点の位相およびゼロクロス点の位置に基
づいてデータ検出クロック信号とディジタルデータが算
出される。したがって、ディジタル受信信号の周波数が
大きく変動した場合も、その周波数変動に追従して各サ
ンプリング点の位相が正確に算出される。このため、デ
ィジタル受信信号に同期するクロック信号が正確に検出
され、それによりディジタル受信信号からディジタルデ
ータが正確に検出される。
【００１８】
【実施例】図１はこの発明の一実施例の具体的なブロッ
ク図である。この図１に示した実施例では、最短反転間
隔（Ｔｍｉｎ）＝０．８Ｔ，最長反転間隔（Ｔｍａｘ）
＝３．２Ｔ、ＮＲＺ型変調方式によるディジタル受信信
号からディジタルデータを検出する場合について説明す
る。Ａ／Ｄ変換器１にはディジタル受信信号が与えら
れ、このディジタル受信信号はＡ／Ｄ変換器１によって
ディジタル受信信号がチャネルビットレートのｍ倍の周
波数でサンプリングされ、Ｍビットのディジタルデータ
に変換される。この変換は、たとえば２の補数を用いて
再生信号の極性をＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃ
ａｎｔ Ｂｉｔ）の“０”，“１”で表わしている。
ク図である。この図１に示した実施例では、最短反転間
隔（Ｔｍｉｎ）＝０．８Ｔ，最長反転間隔（Ｔｍａｘ）
＝３．２Ｔ、ＮＲＺ型変調方式によるディジタル受信信
号からディジタルデータを検出する場合について説明す
る。Ａ／Ｄ変換器１にはディジタル受信信号が与えら
れ、このディジタル受信信号はＡ／Ｄ変換器１によって
ディジタル受信信号がチャネルビットレートのｍ倍の周
波数でサンプリングされ、Ｍビットのディジタルデータ
に変換される。この変換は、たとえば２の補数を用いて
再生信号の極性をＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃ
ａｎｔ Ｂｉｔ）の“０”，“１”で表わしている。
【００１９】Ａ／Ｄ変換器１の出力はまずＭビット並列
遅延回路２に入力される。Ｍビット並列遅延回路２はサ
ンプリング周期に相当する遅延量を有しており、その出
力は１つ前のサンプリングデータＳi として絶対値算出
回路３に与えられる。Ａ／Ｄ変換器１の出力はさらに現
在のサンプリングデータＳi+1 として絶対値算出回路４
に入力される。絶対値算出回路３，４の出力は１つ前お
よび現在のサンプリングデータの絶対値｜Ｓi ｜，｜Ｓ
i+1 ｜として演算回路５に入力される。演算回路５は１
つ前および現在のサンプリングデータの絶対値｜Ｓ
i ｜，｜Ｓi+1 ｜を用いて前述の第（１）式に従って現
在のサンプリング点Ｒi+1 とゼロクロス点との位相間隔
Ｐを求める。一方、現在のサンプリング点Ｒi+1 と１つ
前のサンプリング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在する
かどうかを判定するために、Ａ／Ｄ変換器１とＭビット
並列遅延回路２の出力のＭＳＢを排他的論理和（以下、
ＥＸＯＲゲートと称する）６に入力する。ＥＸＯＲゲー
ト６は２つの入力の論理が異なるときに“１”を出力す
る。前述のようにサンプリングデータはＭＳＢの“１”
か“０”で極性を表わしているため、ＥＸＯＲゲート６
の出力は“１”のときに現在のサンプリング点と１つ前
のサンプリング点の間にゼロクロス点が存在することに
なる。
遅延回路２に入力される。Ｍビット並列遅延回路２はサ
ンプリング周期に相当する遅延量を有しており、その出
力は１つ前のサンプリングデータＳi として絶対値算出
回路３に与えられる。Ａ／Ｄ変換器１の出力はさらに現
在のサンプリングデータＳi+1 として絶対値算出回路４
に入力される。絶対値算出回路３，４の出力は１つ前お
よび現在のサンプリングデータの絶対値｜Ｓi ｜，｜Ｓ
i+1 ｜として演算回路５に入力される。演算回路５は１
つ前および現在のサンプリングデータの絶対値｜Ｓ
i ｜，｜Ｓi+1 ｜を用いて前述の第（１）式に従って現
在のサンプリング点Ｒi+1 とゼロクロス点との位相間隔
Ｐを求める。一方、現在のサンプリング点Ｒi+1 と１つ
前のサンプリング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在する
かどうかを判定するために、Ａ／Ｄ変換器１とＭビット
並列遅延回路２の出力のＭＳＢを排他的論理和（以下、
ＥＸＯＲゲートと称する）６に入力する。ＥＸＯＲゲー
ト６は２つの入力の論理が異なるときに“１”を出力す
る。前述のようにサンプリングデータはＭＳＢの“１”
か“０”で極性を表わしているため、ＥＸＯＲゲート６
の出力は“１”のときに現在のサンプリング点と１つ前
のサンプリング点の間にゼロクロス点が存在することに
なる。
【００２０】一方、演算回路５の出力は減算回路７に入
力される。減算回路７の他方の入力には後で説明する
が、現在の位相の予測値Ｐi+1´である加算回路１９の
出力が入力されており、減算回路７は演算回路５の出力
から加算回路１９の出力を減じた結果を出力する。減算
回路７の出力は係数回路８に入力される。係数回路８は
減算回路７の出力にある係数Ｋ（０＜Ｋ＜１）を乗じ、
その結果を出力する。この係数回路８の出力およびＥＸ
ＯＲゲート６の出力は選択回路９に入力される。先に述
べたように、現在のサンプリング点Ｒi+1 とゼロクロス
点との位相間隔Ｐは現在のサンプリング点Ｒi+1 と１つ
前のサンプリング点Ｒi 点の間にゼロクロス点が存在す
るときのみ有効となるため、選択回路９はＥＸＯＲゲー
ト６の出力が“１”のとき、すなわち現在のサンプリン
グ点Ｒi+1 と１つ前のサンプリング点Ｒi の間にゼロク
ロス点が存在するときには、係数回路８の出力をＥＸＯ
Ｒゲート６の出力が“０”のとき、すなわち現在のサン
プリング点Ｒi+1と１つ前のサンプリング点Ｒi の間に
ゼロクロス点が存在しないときには、“０”を出力す
る。選択回路９の出力は加算回路１０に入力される。加
算回路１０の他方の入力には後で述べるが現在の位相の
予測値Ｐi+1´である加算回路１９の出力が入力されて
おり、加算回路１０はこの２つの値の和すなわち現在の
位相Ｐi+1 を出力する。
力される。減算回路７の他方の入力には後で説明する
が、現在の位相の予測値Ｐi+1´である加算回路１９の
出力が入力されており、減算回路７は演算回路５の出力
から加算回路１９の出力を減じた結果を出力する。減算
回路７の出力は係数回路８に入力される。係数回路８は
減算回路７の出力にある係数Ｋ（０＜Ｋ＜１）を乗じ、
その結果を出力する。この係数回路８の出力およびＥＸ
ＯＲゲート６の出力は選択回路９に入力される。先に述
べたように、現在のサンプリング点Ｒi+1 とゼロクロス
点との位相間隔Ｐは現在のサンプリング点Ｒi+1 と１つ
前のサンプリング点Ｒi 点の間にゼロクロス点が存在す
るときのみ有効となるため、選択回路９はＥＸＯＲゲー
ト６の出力が“１”のとき、すなわち現在のサンプリン
グ点Ｒi+1 と１つ前のサンプリング点Ｒi の間にゼロク
ロス点が存在するときには、係数回路８の出力をＥＸＯ
Ｒゲート６の出力が“０”のとき、すなわち現在のサン
プリング点Ｒi+1と１つ前のサンプリング点Ｒi の間に
ゼロクロス点が存在しないときには、“０”を出力す
る。選択回路９の出力は加算回路１０に入力される。加
算回路１０の他方の入力には後で述べるが現在の位相の
予測値Ｐi+1´である加算回路１９の出力が入力されて
おり、加算回路１０はこの２つの値の和すなわち現在の
位相Ｐi+1 を出力する。
【００２１】現在の位相Ｐi+1 を表わす加算回路１０の
出力はＩビット並列遅延回路１１に入力される。Ｉビッ
ト並列遅延回路１１はサンプリング周期に相当する遅延
量を有しており、その出力は１つ前の位相Ｐi としてＩ
ビットｊ段並列遅延回路１２および減算回路１３に入力
される。Ｉビットｊ段並列遅延回路１２はサンプリング
周期のｊ倍（ｊは自然数）の遅延量を持っており、その
出力はｊ＋１前の位相Ｐi-j として減算回路１３に入力
される。減算回路１３はＩビット並列遅延回路１１の出
力からＩビットｊ段並列遅延回路１２の出力を減じ、そ
の結果より理想的なサンプリング点間の位相間隔を減じ
た結果を出力する。理想的なサンプリング点間の位相間
隔はＩビットｊ段並列遅延回路１２の段数ｊによって決
定され、ｊが奇数のときはＮ／２，偶数のときは０にな
る。減算回路１３の出力は係数回路１４に入力される。
係数回路１４は減算回路１３の出力にある係数Ｌ（０＜
Ｌ＜１）を乗じた結果を出力する。
出力はＩビット並列遅延回路１１に入力される。Ｉビッ
ト並列遅延回路１１はサンプリング周期に相当する遅延
量を有しており、その出力は１つ前の位相Ｐi としてＩ
ビットｊ段並列遅延回路１２および減算回路１３に入力
される。Ｉビットｊ段並列遅延回路１２はサンプリング
周期のｊ倍（ｊは自然数）の遅延量を持っており、その
出力はｊ＋１前の位相Ｐi-j として減算回路１３に入力
される。減算回路１３はＩビット並列遅延回路１１の出
力からＩビットｊ段並列遅延回路１２の出力を減じ、そ
の結果より理想的なサンプリング点間の位相間隔を減じ
た結果を出力する。理想的なサンプリング点間の位相間
隔はＩビットｊ段並列遅延回路１２の段数ｊによって決
定され、ｊが奇数のときはＮ／２，偶数のときは０にな
る。減算回路１３の出力は係数回路１４に入力される。
係数回路１４は減算回路１３の出力にある係数Ｌ（０＜
Ｌ＜１）を乗じた結果を出力する。
【００２２】係数回路１４の出力は加算回路１５に入力
され、サンプリング周期を表わす位相値Ｎ／２が加算さ
れる。この加算回路１５の出力は選択回路１６に入力さ
れる。選択回路１６には他に１ビット遅延回路１７とＩ
ビット並列遅延回路１８の出力が入力される。１ビット
遅延回路１７にはＥＸＯＲゲート６の出力が入力されて
いて、これをサンプリング周期に相当する時間遅延して
出力する。すなわち、１ビット遅延回路１７の出力は１
つ前のサンプリング点Ｒi と２つ前のサンプリング点Ｒ
i-1 の間にゼロクロス点が存在するかどうかを示すこと
になる。
され、サンプリング周期を表わす位相値Ｎ／２が加算さ
れる。この加算回路１５の出力は選択回路１６に入力さ
れる。選択回路１６には他に１ビット遅延回路１７とＩ
ビット並列遅延回路１８の出力が入力される。１ビット
遅延回路１７にはＥＸＯＲゲート６の出力が入力されて
いて、これをサンプリング周期に相当する時間遅延して
出力する。すなわち、１ビット遅延回路１７の出力は１
つ前のサンプリング点Ｒi と２つ前のサンプリング点Ｒ
i-1 の間にゼロクロス点が存在するかどうかを示すこと
になる。
【００２３】また、Ｉビット並列遅延回路１８には、選
択回路１６の出力が入力されており、Ｉビット並列遅延
回路１８はこれをサンプリング周期に相当する時間遅延
して出力する。選択回路１６は１ビット遅延回路１７の
出力が“１”のとき、すなわち１つ前のサンプリング点
Ｒi と２つ前のサンプリング点Ｒi-1 の間にゼロクロス
点が存在するときには加算回路１５の出力、１ビット遅
延回路１７の出力が“０”のとき、すなわち１つ前のサ
ンプリング点Ｒi と２つ前のサンプリング点Ｒ i-1 の間
にゼロクロス点が存在しなかったときはＩビット遅延回
路１８の出力を選択し、これを現在のサンプリング点Ｒ
i+1 と１つ前のサンプリング点Ｒi の位相間隔の予測値
Ｐｄi+1 として出力する。また、このことによりＩビッ
ト遅延回路１８の出力は１つ前のサンプリング点Ｒi と
２つ前のサンプリング点Ｒi-1 の位相間隔の予測値Ｐｄ
iになる。選択回路１６の出力は加算回路１９に入力さ
れる。加算回路１９の他方の入力にはＩビット並列遅延
回路１１の出力、すなわち１つ前の位相Ｐi が入力され
ており、加算回路１９はこの２つの値の和を算出し、こ
れを現在の位相の予測値Ｐi+1´として出力する。
択回路１６の出力が入力されており、Ｉビット並列遅延
回路１８はこれをサンプリング周期に相当する時間遅延
して出力する。選択回路１６は１ビット遅延回路１７の
出力が“１”のとき、すなわち１つ前のサンプリング点
Ｒi と２つ前のサンプリング点Ｒi-1 の間にゼロクロス
点が存在するときには加算回路１５の出力、１ビット遅
延回路１７の出力が“０”のとき、すなわち１つ前のサ
ンプリング点Ｒi と２つ前のサンプリング点Ｒ i-1 の間
にゼロクロス点が存在しなかったときはＩビット遅延回
路１８の出力を選択し、これを現在のサンプリング点Ｒ
i+1 と１つ前のサンプリング点Ｒi の位相間隔の予測値
Ｐｄi+1 として出力する。また、このことによりＩビッ
ト遅延回路１８の出力は１つ前のサンプリング点Ｒi と
２つ前のサンプリング点Ｒi-1 の位相間隔の予測値Ｐｄ
iになる。選択回路１６の出力は加算回路１９に入力さ
れる。加算回路１９の他方の入力にはＩビット並列遅延
回路１１の出力、すなわち１つ前の位相Ｐi が入力され
ており、加算回路１９はこの２つの値の和を算出し、こ
れを現在の位相の予測値Ｐi+1´として出力する。
【００２４】ここまでの位相の計算は、単なる算術演算
ではなく、たとえば角度の計算を０度〜３６０度で行な
うのと同様に、０〜Ｎ−１の間で行なわなければならな
い。
ではなく、たとえば角度の計算を０度〜３６０度で行な
うのと同様に、０〜Ｎ−１の間で行なわなければならな
い。
【００２５】上述のようにして求められた位相情報など
をもとにデータ検出クロックおよびディジタルデータを
検出する。図１において、データ検出クロック検出回路
２０には現在の位相Ｐi+1 を表わす加算回路１０の出力
と１つ前の位相を表わすＩビット並列遅延回路１１の出
力が入力される。データ検出クロック検出回路２０は前
述のクロック抽出条件と２つの入力を比較し、条件を満
足していれば、すなわちそのときのディジタルデータが
有効であれば“１”を出力し、条件を満足していなけれ
ば、すなわちそのときのディジタルデータが無効であれ
ば“０”を出力する。後続の回路、たとえば復調回路な
どはこのデータ検出クロック検出回路２０の出力すなわ
ちデータ検出クロック信号に基づいて有効なディジタル
データのみを処理する。
をもとにデータ検出クロックおよびディジタルデータを
検出する。図１において、データ検出クロック検出回路
２０には現在の位相Ｐi+1 を表わす加算回路１０の出力
と１つ前の位相を表わすＩビット並列遅延回路１１の出
力が入力される。データ検出クロック検出回路２０は前
述のクロック抽出条件と２つの入力を比較し、条件を満
足していれば、すなわちそのときのディジタルデータが
有効であれば“１”を出力し、条件を満足していなけれ
ば、すなわちそのときのディジタルデータが無効であれ
ば“０”を出力する。後続の回路、たとえば復調回路な
どはこのデータ検出クロック検出回路２０の出力すなわ
ちデータ検出クロック信号に基づいて有効なディジタル
データのみを処理する。
【００２６】また、データ検出回路２１には１つ前のサ
ンプリングデータの極性を表わすＭビット並列遅延回路
２の出力のＭＳＢと、現在のサンプリング点Ｒi+1 とゼ
ロクロス点との位相間隔を表わす演算回路５の出力およ
び１つ前の位相を表わすＩビット並列遅延回路１１の出
力が入力される。データ検出回路２１は前述のデータ判
定条件とこれらの入力とを比較し、それぞれの条件に応
じてディジタルデータを検出する。
ンプリングデータの極性を表わすＭビット並列遅延回路
２の出力のＭＳＢと、現在のサンプリング点Ｒi+1 とゼ
ロクロス点との位相間隔を表わす演算回路５の出力およ
び１つ前の位相を表わすＩビット並列遅延回路１１の出
力が入力される。データ検出回路２１は前述のデータ判
定条件とこれらの入力とを比較し、それぞれの条件に応
じてディジタルデータを検出する。
【００２７】本願発明は上述の方法によって実現可能で
あり、上述の過程を整理すると以下のようになる。
あり、上述の過程を整理すると以下のようになる。
【００２８】まず、現在のサンプリング点Ｒi+1 の直
前、すなわち現在のサンプリング点Ｒ i+1 と１つ前のサ
ンプリング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在するかどう
かを判定する。ゼロクロス点が存在する場合には、まず
現在のサンプリングデータＳi+ 1 と１つ前のサンプリン
グデータＳi を用いてゼロクロス点と現在のサンプリン
グ点Ｒi+1 の位相間隔Ｐを以下に示す第（９）式のよう
にして求める。
前、すなわち現在のサンプリング点Ｒ i+1 と１つ前のサ
ンプリング点Ｒi の間にゼロクロス点が存在するかどう
かを判定する。ゼロクロス点が存在する場合には、まず
現在のサンプリングデータＳi+ 1 と１つ前のサンプリン
グデータＳi を用いてゼロクロス点と現在のサンプリン
グ点Ｒi+1 の位相間隔Ｐを以下に示す第（９）式のよう
にして求める。
【００２９】 Ｐ＝｜Ｓi+1 ｜／（｜Ｓi+1 ｜＋｜Ｓi ｜）×（Ｎ／２）…（９） 次に、１つ前のサンプリング点Ｒi の直前、すなわち１
つ前のサンプリング点Ｒi と２つ前のサンプリング点Ｒ
i-1 の間にゼロクロス点が存在するか否かを判定する。
ゼロクロス点が存在する場合には、１つ前の位相Ｐi と
２つ以上前のサンプリング点の位相Ｐi-j とを用いて現
在のサンプリング点と１つ前のサンプリング点との位相
間隔の予測値Ｐｄi+1 を次の第（１０）式で求める。
つ前のサンプリング点Ｒi と２つ前のサンプリング点Ｒ
i-1 の間にゼロクロス点が存在するか否かを判定する。
ゼロクロス点が存在する場合には、１つ前の位相Ｐi と
２つ以上前のサンプリング点の位相Ｐi-j とを用いて現
在のサンプリング点と１つ前のサンプリング点との位相
間隔の予測値Ｐｄi+1 を次の第（１０）式で求める。
【００３０】 Ｐｄi+1 ＝｛（Ｐi −Ｐi-j −（Ｎ／２×ｊ） ｍｏｄ Ｎ））×Ｌ＋Ｎ／２ ｝ ｍｏｄ Ｎ（Ｌは０＜Ｌ＜１となる定数）…（１０） ゼロクロス点が存在しなかった場合には、現在のサンプ
リング点Ｒi+1 と１つ前のサンプリング点Ｒi との位相
間隔の予測値Ｐｄi+1 は第（１１）式に示すように、１
つ前のサンプリング点Ｒi と２つ前のサンプリングＲ
i-1 との位相間隔の予測値Ｐｄiとする。
リング点Ｒi+1 と１つ前のサンプリング点Ｒi との位相
間隔の予測値Ｐｄi+1 は第（１１）式に示すように、１
つ前のサンプリング点Ｒi と２つ前のサンプリングＲ
i-1 との位相間隔の予測値Ｐｄiとする。
【００３１】Ｐｄi+1 ＝Ｐｄi …（１１） 上述のようにして求められた位相間隔の予測値Ｐｄi+1
と１つ前の位相Ｐi を用いて現在の位相の予測値Ｐi+1
´を次の第（１２）式で求める。
と１つ前の位相Ｐi を用いて現在の位相の予測値Ｐi+1
´を次の第（１２）式で求める。
【００３２】 Ｐi+1´＝（Ｐi ＋Ｐｄi+1 ） ｍｏｄ Ｎ…（１２） このようにして求めた現在の位相の予測値Ｐi+1´と、
前述のゼロクロス点と現在のサンプリング点Ｒi+1 の位
相間隔Ｐを用いて現在の位相Ｐi+1 を以下に示す第（１
３）式のようにして求める。
前述のゼロクロス点と現在のサンプリング点Ｒi+1 の位
相間隔Ｐを用いて現在の位相Ｐi+1 を以下に示す第（１
３）式のようにして求める。
【００３３】 Ｐi+1 ＝｛（Ｐ−Ｐi+1´）×Ｋ＋Ｐi+1´｝ ｍｏｄ Ｎ（Ｋは０＜Ｋ＜１と なる定数）…（１３） 一方、現在のサンプリング点Ｒi+1 の直前にゼロクロス
点が存在しなかった場合には現在の位相の予測値Ｐi+1
´をそのまま現在の位相Ｐi+1 とする。
点が存在しなかった場合には現在の位相の予測値Ｐi+1
´をそのまま現在の位相Ｐi+1 とする。
【００３４】上述のようにして求めたゼロクロス点と現
在のサンプリング点Ｒi+1 の位相間隔Ｐ，現在の位相Ｐ
i+1 ，１つ前の位相Ｐi とクロック抽出条件，データ判
定条件に基づいてデータ検出クロックおよびディジタル
データを検出する。クロック抽出条件，データ判定条件
は従来の方法と同じで以下に示すようになる。
在のサンプリング点Ｒi+1 の位相間隔Ｐ，現在の位相Ｐ
i+1 ，１つ前の位相Ｐi とクロック抽出条件，データ判
定条件に基づいてデータ検出クロックおよびディジタル
データを検出する。クロック抽出条件，データ判定条件
は従来の方法と同じで以下に示すようになる。
【００３５】 Ｐi ＞Ｐi+1 、かつＰi ≧Ｎ／２、かつＰi+1 ≧Ｎ／２
クロックあり Ｐi ＞Ｐi+1 、かつＰi ＜Ｎ／２、かつＰi+1 ＜Ｎ／２
クロックあり Ｐi ＞Ｐi+1 、かつＰi ＜Ｎ／２、かつＰi+1 ≧Ｎ／２
クロックあり Ｐ＞Ｐi ＋１−Ｎ／２の場合ディジタルデータはＳi の
ＭＳＢの逆、それ以外はＳi のＭＳＢ 本願発明は上述のような方法で従来の方法の問題点であ
る受信信号の周波数変動に起因するデータ誤りを少なく
することができ、システムの高い信頼性を確保すること
ができる。
クロックあり Ｐi ＞Ｐi+1 、かつＰi ＜Ｎ／２、かつＰi+1 ＜Ｎ／２
クロックあり Ｐi ＞Ｐi+1 、かつＰi ＜Ｎ／２、かつＰi+1 ≧Ｎ／２
クロックあり Ｐ＞Ｐi ＋１−Ｎ／２の場合ディジタルデータはＳi の
ＭＳＢの逆、それ以外はＳi のＭＳＢ 本願発明は上述のような方法で従来の方法の問題点であ
る受信信号の周波数変動に起因するデータ誤りを少なく
することができ、システムの高い信頼性を確保すること
ができる。
【００３６】ここで、従来の方法の場合と同様にして、
図３（ｂ）に示す受信信号をチャネルビットレートの２
倍でサンプリングしてこの発明の一実施例のデータ検出
器に入力した場合を考える。まず、サンプリングデータ
よりゼロクロス点と現在のサンプリング点の位相間隔Ｐ
を求める。上述の従来の方法と同様にして、サンプリン
グ点Ｒ1 とＲ8 のみに有効であるので、それぞれの場合
のＰは以下のようになる。
図３（ｂ）に示す受信信号をチャネルビットレートの２
倍でサンプリングしてこの発明の一実施例のデータ検出
器に入力した場合を考える。まず、サンプリングデータ
よりゼロクロス点と現在のサンプリング点の位相間隔Ｐ
を求める。上述の従来の方法と同様にして、サンプリン
グ点Ｒ1 とＲ8 のみに有効であるので、それぞれの場合
のＰは以下のようになる。
【００３７】 サンプリング点Ｒ1 Ｐ＝｜Ｓ1 ｜／（｜Ｓ1 ｜＋｜Ｓ0 ｜）×Ｎ／２＝３０ ／（３０＋２３）×３２＝１８ サンプリング点Ｒ8 Ｐ＝｜Ｓ8 ｜／（｜Ｓ8 ｜＋｜Ｓ7 ｜）×Ｎ／２＝５／ （５＋４７）×３２＝３ 次に、現在のサンプリング点Ｒi+1 と１つ前のサンプリ
ング点Ｒi の位相間隔の予測値Ｐｄi+1 を求める。サン
プリング点Ｒ1 の場合、１つ前のサンプリング点Ｒ0 と
２つ前のサンプリング点Ｒi-1 の間にはゼロクロス点が
ないため、位相間隔の予測値Ｐｄ1 は第（１１）式に示
すように、１つ前のサンプリング点Ｒ0 と２つ前のサン
プリング点Ｒi-1 の位相間隔の予測値Ｐｄ0 ＝３２とな
る。この値を用いて現在の位相の予測値Ｐ1´を求める
と、第（１２）式より以下のようになる。
ング点Ｒi の位相間隔の予測値Ｐｄi+1 を求める。サン
プリング点Ｒ1 の場合、１つ前のサンプリング点Ｒ0 と
２つ前のサンプリング点Ｒi-1 の間にはゼロクロス点が
ないため、位相間隔の予測値Ｐｄ1 は第（１１）式に示
すように、１つ前のサンプリング点Ｒ0 と２つ前のサン
プリング点Ｒi-1 の位相間隔の予測値Ｐｄ0 ＝３２とな
る。この値を用いて現在の位相の予測値Ｐ1´を求める
と、第（１２）式より以下のようになる。
【００３８】 Ｐi´＝Ｐ0 ＋Ｐｄ1 ＝２４＋３２＝５６ この結果と先に求めたＰより現在の位相Ｐ1 を求めると
第（１３）式より以下のようになる。
第（１３）式より以下のようになる。
【００３９】 Ｐ1 ＝｛（Ｐ−Ｐ1´）×Ｋ＋Ｐ1´｝ ｍｏｄ Ｎ＝｛（１８−５６）×０． ２５＋５６｝ ｍｏｄ ６４＝６２ 次に、サンプリング点Ｒ2 の場合、１つ前のサンプリン
グ点Ｒ1と２つ前のサンプリング点Ｒ0 の間にゼロクロ
ス点が存在するので、位相間隔の予測値Ｐｄ2 は第（１
０）式より以下のようになる。ただし、上述の第（１
０）式においてｊ＝２とする。
グ点Ｒ1と２つ前のサンプリング点Ｒ0 の間にゼロクロ
ス点が存在するので、位相間隔の予測値Ｐｄ2 は第（１
０）式より以下のようになる。ただし、上述の第（１
０）式においてｊ＝２とする。
【００４０】 Ｐｄ2 ＝｛（Ｐ1 −Ｐi-1 ）×Ｋ＋Ｎ／２｝ ｍｏｄ Ｎ＝｛（６２−５６） ×０．２５＋３２｝ ｍｏｄ ６４＝３３ この結果より、現在の位相の予測値Ｐ2´を求めると、
第（１２）式より以下のようになる。
第（１２）式より以下のようになる。
【００４１】 Ｐ2´＝（Ｐ1 ＋Ｐｄ2 ） ｍｏｄ Ｎ＝（６２＋３３） ｍｏｄ ６４＝３ １ この場合、現在のサンプリング点Ｒ2 と１つ前のサンプ
リング点Ｒ1 の間にはゼロクロス点は存在しないので、
現在の位相Ｐ2 は現在の位相の予測値Ｐ2´になる。以
下、サンプリング点Ｒ3 〜Ｒ9 についても同様にして、
Ｐ、Ｐｄi+1 、Ｐ i+1´、Ｐi+1 を求めると、図２
（ｄ）〜（ｇ）に示すようになる。この結果を用いて、
データ検出クロックおよびディジタルデータをクロック
抽出条件およびデータ判定条件に基づいて発生させる
と、図２（ｈ），（ｉ）に示すになる。この結果は送信
データと一致しており、この発明の方法を用いることに
より、従来の方法でデータ誤りが発生した周波数変動を
伴った受信信号より正しいディジタルデータを検出する
事ができる。
リング点Ｒ1 の間にはゼロクロス点は存在しないので、
現在の位相Ｐ2 は現在の位相の予測値Ｐ2´になる。以
下、サンプリング点Ｒ3 〜Ｒ9 についても同様にして、
Ｐ、Ｐｄi+1 、Ｐ i+1´、Ｐi+1 を求めると、図２
（ｄ）〜（ｇ）に示すようになる。この結果を用いて、
データ検出クロックおよびディジタルデータをクロック
抽出条件およびデータ判定条件に基づいて発生させる
と、図２（ｈ），（ｉ）に示すになる。この結果は送信
データと一致しており、この発明の方法を用いることに
より、従来の方法でデータ誤りが発生した周波数変動を
伴った受信信号より正しいディジタルデータを検出する
事ができる。
【００４２】なお、前述の説明は、入力が１チャネルの
場合であったが、入力が多チャンネルの場合にも、たと
えばＹチャネルの場合には各チャネルの受信信号を互い
にずれたタイミングでサンプリングし、Ｍビット並列遅
延回路２，Ｉビット並列遅延回路１１，１８，１ビット
並列遅延回路１８およびＩビットｊ段並列遅延回路１２
の遅延時間をＹ倍することで対応できる。
場合であったが、入力が多チャンネルの場合にも、たと
えばＹチャネルの場合には各チャネルの受信信号を互い
にずれたタイミングでサンプリングし、Ｍビット並列遅
延回路２，Ｉビット並列遅延回路１１，１８，１ビット
並列遅延回路１８およびＩビットｊ段並列遅延回路１２
の遅延時間をＹ倍することで対応できる。
【００４３】なお、上述の実施例においては、Ｔｍｉｎ
＝０．８Ｔ、Ｔｍａｘ＝３．２Ｔ、ＮＲＺＩ型変調方式
について述べたが、これに限定されるものではなく、他
の変調方式にも適用可能である。
＝０．８Ｔ、Ｔｍａｘ＝３．２Ｔ、ＮＲＺＩ型変調方式
について述べたが、これに限定されるものではなく、他
の変調方式にも適用可能である。
【００４４】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、現在
位相を求めようとしているサンプリング点の１つ前のサ
ンプリング点の位相と２つ以上前のサンプリング点の位
相とディジタル受信信号が基準信号と交差する点の位置
より現在のサンプリング点と１つ前のサンプリング点の
位相間隔の予測値を求め、その値より現在のサンプリン
グ点の位相を求めることにより、従来のものより大きな
周波数変動を伴ったディジタル受信信号に対応できるデ
ィジタルデータ検出器を提供できる。
位相を求めようとしているサンプリング点の１つ前のサ
ンプリング点の位相と２つ以上前のサンプリング点の位
相とディジタル受信信号が基準信号と交差する点の位置
より現在のサンプリング点と１つ前のサンプリング点の
位相間隔の予測値を求め、その値より現在のサンプリン
グ点の位相を求めることにより、従来のものより大きな
周波数変動を伴ったディジタル受信信号に対応できるデ
ィジタルデータ検出器を提供できる。
【図１】この発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】この発明の一実施例によってデータ検出を行な
った場合の結果を従来の方法と比較するための図であ
る。
った場合の結果を従来の方法と比較するための図であ
る。
【図３】従来の方法を用いた場合の問題点を説明するた
めの図である。
めの図である。
【図４】従来の方法とこの発明における記号を一覧で示
した図である。
した図である。
１ Ａ／Ｄ変換器 ２ Ｍビット並列遅延回路 ３，４ 絶対値算出回路 ５ 演算回路 ６ 排他的論理和ゲート ７，１３ 減算回路 ８，１４ 係数回路 ９，１６ 選択回路 １０，１５，１９ 加算回路 １１，１８ Ｉビット並列遅延回路 １２ Ｉビットｊ段並列遅延回路 １７ １ビット遅延回路 ２０ データ検出クロック検出回路 ２１ データ検出回路
Claims (1)
- 【請求項１】 ディジタル受信信号をチャネルビットレ
ートのｍ倍の周波数（ｍ＞１）でサンプリングするサン
プリングデータ検出手段と、 前記サンプリングデータ検出手段によって検出されたサ
ンプリングデータに応じて、前記ディジタル受信信号が
基準レベルと交差する点と現在のサンプリング点Ｒi+1
との位相間隔Ｐを算出する位相間隔算出手段と、 前記ディジタル受信信号が基準レベルと交差する点の位
置を検出する基準レベル交差検出手段、 前記現在のサンプリング点Ｒi+1 の１つ前のサンプリン
グ点Ｒi の位相Ｐi と前記現在のサンプリング点Ｒi+1
の少なくとも２つ以上前のサンプリング点Ｒi- j の位相
Ｐi-j （ｊは自然数）と、前記基準レベル交差検出手段
によって検出された前記ディジタル受信信号が前記基準
レベルと交差する点の位置に応じて、現在のサンプリン
グ点Ｒi+1 とその１つ前のサンプリング点Ｒi との位相
間隔の予測値Ｐｄi+1 を算出する位相間隔予測値算出手
段と、 前記１つ前の位相Ｐi と前記位相間隔算出手段によって
算出された前記ディジタル受信信号が前記基準レベルと
交差する点と現在のサンプリング点Ｒi+1 との位相間隔
Ｐと、前記位相間隔予測値算出手段によって算出された
現在のサンプリング点Ｒi+1 とその１つ前のサンプリン
グ点の位相間隔の予測値Ｐｄi+1 と、前記基準レベル交
差検出手段によって検出された前記ディジタル受信信号
が前記基準レベルと交差する点の位置に応じて、現在の
位相Ｐi+1 を算出する位相算出手段と、 前記位相算出手段によって算出された各サンプリング点
の位相に応じて、前記ディジタル受信信号に同期するデ
ータ検出クロック信号を検出するデータ検出クロック信
号検出手段と、 前記位相間隔算出手段によって算出された前記ディジタ
ル受信信号が基準レベルと交差する点と現在のサンプル
リング点Ｒi+1 との位相間隔Ｐと、前記位相差算出手段
によって算出された現在の位相Ｐi+1 と、前記サンプリ
ングデータ検出手段によって検出されたサンプリングデ
ータとに応じて、ディジタル受信信号よりディジタルデ
ータを検出するデータ検出手段とを備えた、ディジタル
データ検出器。
Priority Applications (5)
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|---|---|---|---|
| JP33042791A JP2694403B2 (ja) | 1991-12-13 | 1991-12-13 | ディジタルデータ検出器 |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33042791A JP2694403B2 (ja) | 1991-12-13 | 1991-12-13 | ディジタルデータ検出器 |
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|---|---|
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
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- 1992-12-11 DE DE69217462T patent/DE69217462T2/de not_active Expired - Fee Related
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19970805 |