JPH05167353A - 周波数ミキサ回路 - Google Patents
周波数ミキサ回路Info
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- JPH05167353A JPH05167353A JP3351434A JP35143491A JPH05167353A JP H05167353 A JPH05167353 A JP H05167353A JP 3351434 A JP3351434 A JP 3351434A JP 35143491 A JP35143491 A JP 35143491A JP H05167353 A JPH05167353 A JP H05167353A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3084—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in receivers or transmitters for electromagnetic waves other than radiowaves, e.g. lightwaves
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D7/1491—Arrangements to linearise a transconductance stage of a mixer arrangement
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0007—Dual gate field effect transistors
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- H03D2200/0025—Gain control circuits
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0088—Reduction of intermodulation, nonlinearities, adjacent channel interference; intercept points of harmonics or intermodulation products
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- Electromagnetism (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 新規構成のＡＧＣ機能付き周波数ミキサ回路
を提供する。 【構成】 差動対（Ｑ１、Ｑ２）（Ｑ３、Ｑ４）（Ｑ
５、Ｑ６）（Ｑ７、Ｑ８）は、エミッタサイズ比が例え
ばＱ１：Ｑ２＝Ｑ４：Ｑ３＝Ｑ５：Ｑ６＝Ｑ８：Ｑ７＝
Ｋ：１である不平衡差動対である。（Ｑ１、Ｑ４、Ｑ
６、Ｑ７）のコレクタ同士及び（Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ
８）のコレクタ同士を共通接続して出力端子対とする。
（Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７）のベース同士を共通接続し
て第１の入力信号（電圧ＶRF）の印加端子とする。ＡＧ
Ｃ制御電圧ＶAGC は２分割し、一方の分割電圧はＱ２と
Ｑ４のベースに印加し、他方の分割電圧はＱ６とＱ８の
ベースに印加する。（Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２）
は共通の直流電源ＶF に基づき４組の不平衡差動対を電
流駆動するが、ベースに第２の入力信号（電圧ＶLO）を
重畳してある。ＡＧＣを広範囲に安定的にかけることが
できる。
を提供する。 【構成】 差動対（Ｑ１、Ｑ２）（Ｑ３、Ｑ４）（Ｑ
５、Ｑ６）（Ｑ７、Ｑ８）は、エミッタサイズ比が例え
ばＱ１：Ｑ２＝Ｑ４：Ｑ３＝Ｑ５：Ｑ６＝Ｑ８：Ｑ７＝
Ｋ：１である不平衡差動対である。（Ｑ１、Ｑ４、Ｑ
６、Ｑ７）のコレクタ同士及び（Ｑ２、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ
８）のコレクタ同士を共通接続して出力端子対とする。
（Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５、Ｑ７）のベース同士を共通接続し
て第１の入力信号（電圧ＶRF）の印加端子とする。ＡＧ
Ｃ制御電圧ＶAGC は２分割し、一方の分割電圧はＱ２と
Ｑ４のベースに印加し、他方の分割電圧はＱ６とＱ８の
ベースに印加する。（Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２）
は共通の直流電源ＶF に基づき４組の不平衡差動対を電
流駆動するが、ベースに第２の入力信号（電圧ＶLO）を
重畳してある。ＡＧＣを広範囲に安定的にかけることが
できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、周波数ミキサ回路に係
り、特にＡＧＣ機能付き周波数ミキサ回路に関する。
り、特にＡＧＣ機能付き周波数ミキサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、無線装置では、ＡＧＣ可
能な周波数ミキサ回路が用いられるが、この種の周波数
ミキサ回路としては、従来、例えば図３に示すものが知
られている。図３において、この周波数ミキサ回路は、
デュアルゲートＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタＱ２を用い
たもので、前段ＲＦアンプの出力信号とローカル信号と
を対応するゲートに印加し周波数変換するが、その際に
電源電圧（−ＶＳＳ）を抵抗Ｒ６と同Ｒ１０で分圧した
ものを抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ２の一方のゲー
ト（図示例では前段ＲＦアンプの出力信号の入力ゲー
ト）に印加し、最適化した直流バイアスによってそのゲ
ート電圧を固定的に設定し変換ゲインを制御するように
している。
能な周波数ミキサ回路が用いられるが、この種の周波数
ミキサ回路としては、従来、例えば図３に示すものが知
られている。図３において、この周波数ミキサ回路は、
デュアルゲートＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタＱ２を用い
たもので、前段ＲＦアンプの出力信号とローカル信号と
を対応するゲートに印加し周波数変換するが、その際に
電源電圧（−ＶＳＳ）を抵抗Ｒ６と同Ｒ１０で分圧した
ものを抵抗Ｒ５を介してトランジスタＱ２の一方のゲー
ト（図示例では前段ＲＦアンプの出力信号の入力ゲー
ト）に印加し、最適化した直流バイアスによってそのゲ
ート電圧を固定的に設定し変換ゲインを制御するように
している。
【０００３】ＦＥＴトランジスタの利得は、トランスコ
ンダクタンスｇmによって決まるが、デュアルゲートＦ
ＥＴトランジスタにおいてもｇmは、２つのゲートのゲ
ート電圧の何れに対しても単調に変化する。従って、デ
ュアルゲートＦＥＴトランジスタを用いるミキサ回路
（図３）においても変換ゲインは、２つのゲートの何れ
か一方のゲート電圧によって可変でき、利得制御（ＡＧ
Ｃ）ができる。
ンダクタンスｇmによって決まるが、デュアルゲートＦ
ＥＴトランジスタにおいてもｇmは、２つのゲートのゲ
ート電圧の何れに対しても単調に変化する。従って、デ
ュアルゲートＦＥＴトランジスタを用いるミキサ回路
（図３）においても変換ゲインは、２つのゲートの何れ
か一方のゲート電圧によって可変でき、利得制御（ＡＧ
Ｃ）ができる。
【０００４】しかし、図３に示すミキサ回路でのＡＧＣ
は、最適化した直流バイアス電圧を固定的に印加するこ
とで実現しているので、調節範囲が狭い。そこで、前段
のＲＦアンプの抵抗Ｒ１と電源電圧（−ＶＳＳ）との接
続を断ち、その抵抗Ｒ１の開放端にＡＧＣ制御電圧（Ｖ
ＡＧＣ）を印加してミキサ回路（トランジスタＱ２）の
入力を可変し、ミキサ出力、即ち、ＩＦ出力（ＩＦ Ｏ
ＵＴ）のレベルを可変することも行われている。
は、最適化した直流バイアス電圧を固定的に印加するこ
とで実現しているので、調節範囲が狭い。そこで、前段
のＲＦアンプの抵抗Ｒ１と電源電圧（−ＶＳＳ）との接
続を断ち、その抵抗Ｒ１の開放端にＡＧＣ制御電圧（Ｖ
ＡＧＣ）を印加してミキサ回路（トランジスタＱ２）の
入力を可変し、ミキサ出力、即ち、ＩＦ出力（ＩＦ Ｏ
ＵＴ）のレベルを可変することも行われている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ミキサ回路
（トランジスタＱ２）のゲート電圧を制御して広い範囲
のＡＧＣを実現するには、抵抗Ｒ６と同Ｒ１０の分圧回
路と抵抗Ｒ５との接続を断ち、抵抗Ｒ５の開放端にＡＧ
Ｃ制御電圧（ＶＡＧＣ）を印加する構成となる。しか
し、この場合は、２信号入力となって動作が複雑になる
ので、ゲート電圧を制御してＡＧＣをかけると、混変調
特性等が最適バイアス点から変化し、動作の安定性に問
題があり、実用化が困難であるという問題がある。
（トランジスタＱ２）のゲート電圧を制御して広い範囲
のＡＧＣを実現するには、抵抗Ｒ６と同Ｒ１０の分圧回
路と抵抗Ｒ５との接続を断ち、抵抗Ｒ５の開放端にＡＧ
Ｃ制御電圧（ＶＡＧＣ）を印加する構成となる。しか
し、この場合は、２信号入力となって動作が複雑になる
ので、ゲート電圧を制御してＡＧＣをかけると、混変調
特性等が最適バイアス点から変化し、動作の安定性に問
題があり、実用化が困難であるという問題がある。
【０００６】本発明の目的は、広い範囲に渡ってＡＧＣ
可能な新規構成の周波数ミキサ回路を提供することにあ
る。
可能な新規構成の周波数ミキサ回路を提供することにあ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の周波数ミキサ回路は次の如き構成を有す
る。即ち、第１発明の周波数ミキサ回路は、エミッタサ
イズが互いに異なる２つのトランジスタからなる第１乃
至第４の不平衡差動対と； 前記４組の不平衡差動対の
それぞれを共通の直流電圧源に基づき電流駆動する４個
のトランジスタと；を備え、前記４組の不平衡差動対
は、相互間においてエミッタサイズが小のトランジスタ
のコレクタ同士及びエミッタサイズが大のトランジスタ
のコレクタ同士をそれぞれ共通接続して出力端子対を構
成し、第１及び第２の不平衡差動対の相互間においてエ
ミッタサイズが小のトランジスタのベースとエミッタサ
イズが大のトランジスタのベースとを共通接続して第１
の入力端子対を構成し、第３及び第４の不平衡差動対の
相互間においてエミッタサイズが小のトランジスタのベ
ースとエミッタサイズが大のトランジスタのベースとを
共通接続して第２の入力端子対を構成し、第１の入力端
子対の一方の端子と第２の入力端子対の一方の端子とを
共通接続して第１の入力信号の印加端子を構成し、第１
の入力端子対の他方の端子はＡＧＣ制御電圧を２分した
一方の分割電圧の印加端子を構成し、第２の入力端子対
の他方の端子はＡＧＣ制御電圧を２分した他方の分割電
圧の印加端子を構成し； 且つ、前記４個のトランジス
タは、ベースに第２の入力信号を重畳させてある； こ
とを特徴とするものである。
に、本発明の周波数ミキサ回路は次の如き構成を有す
る。即ち、第１発明の周波数ミキサ回路は、エミッタサ
イズが互いに異なる２つのトランジスタからなる第１乃
至第４の不平衡差動対と； 前記４組の不平衡差動対の
それぞれを共通の直流電圧源に基づき電流駆動する４個
のトランジスタと；を備え、前記４組の不平衡差動対
は、相互間においてエミッタサイズが小のトランジスタ
のコレクタ同士及びエミッタサイズが大のトランジスタ
のコレクタ同士をそれぞれ共通接続して出力端子対を構
成し、第１及び第２の不平衡差動対の相互間においてエ
ミッタサイズが小のトランジスタのベースとエミッタサ
イズが大のトランジスタのベースとを共通接続して第１
の入力端子対を構成し、第３及び第４の不平衡差動対の
相互間においてエミッタサイズが小のトランジスタのベ
ースとエミッタサイズが大のトランジスタのベースとを
共通接続して第２の入力端子対を構成し、第１の入力端
子対の一方の端子と第２の入力端子対の一方の端子とを
共通接続して第１の入力信号の印加端子を構成し、第１
の入力端子対の他方の端子はＡＧＣ制御電圧を２分した
一方の分割電圧の印加端子を構成し、第２の入力端子対
の他方の端子はＡＧＣ制御電圧を２分した他方の分割電
圧の印加端子を構成し； 且つ、前記４個のトランジス
タは、ベースに第２の入力信号を重畳させてある； こ
とを特徴とするものである。
【０００８】また、第２発明の周波数ミキサ回路は、エ
ミッタサイズが互いに異なる２つのトランジスタからな
る第１乃至第４の不平衡差動対と； 前記４組の不平衡
差動対のそれぞれを共通の直流電圧源に基づき電流駆動
する４個のトランジスタと；を備え、前記４組の不平衡
差動対は、第１及び第２の不平衡差動対の相互間におい
てエミッタサイズが大のトランジスタのコレクタ同士と
第３及び第４の不平衡差動対の相互間においてエミッタ
サイズが小のトランジスタのコレクタ同士とを共通接続
して出力端子対の一方の端子を構成し、第１及び第２の
不平衡差動対の相互間においてエミッタサイズが小のト
ランジスタのコレクタ同士と第３及び第４の不平衡差動
対の相互間においてエミッタサイズが大のトランジスタ
のコレクタ同士とを共通接続して出力端子対の他方の端
子を構成し、第１の不平衡差動対のエミッタサイズが大
のトランジスタのベースと第４の不平衡差動対のエミッ
タサイズが小のトランジスタのベースとを共通接続して
第１の入力信号を２分した一方の分割信号の印加端子を
構成し、第２の不平衡差動対のエミッタサイズが大のト
ランジスタのベースと第３の不平衡差動対のエミッタサ
イズが小のトランジスタのベースとを共通接続して第１
の入力信号を２分した他方の分割信号の印加端子を構成
し、第１の不平衡差動対のエミッタサイズが小のトラン
ジスタのベースと第３の不平衡差動対のエミッタサイズ
が大のトランジスタのベースとを共通接続してＡＧＣ制
御電圧を２分した一方の分割電圧の印加端子を構成し、
第２の不平衡差動対のエミッタサイズが小のトランジス
タのベースと第４の不平衡差動対のエミッタサイズが大
のトランジスタのベースとを共通接続してＡＧＣ制御電
圧を２分した他方の分割電圧の印加端子を構成し； 且
つ、前記４個のトランジスタは、ベースに第２の入力信
号を重畳させてある； ことを特徴とするものである。
ミッタサイズが互いに異なる２つのトランジスタからな
る第１乃至第４の不平衡差動対と； 前記４組の不平衡
差動対のそれぞれを共通の直流電圧源に基づき電流駆動
する４個のトランジスタと；を備え、前記４組の不平衡
差動対は、第１及び第２の不平衡差動対の相互間におい
てエミッタサイズが大のトランジスタのコレクタ同士と
第３及び第４の不平衡差動対の相互間においてエミッタ
サイズが小のトランジスタのコレクタ同士とを共通接続
して出力端子対の一方の端子を構成し、第１及び第２の
不平衡差動対の相互間においてエミッタサイズが小のト
ランジスタのコレクタ同士と第３及び第４の不平衡差動
対の相互間においてエミッタサイズが大のトランジスタ
のコレクタ同士とを共通接続して出力端子対の他方の端
子を構成し、第１の不平衡差動対のエミッタサイズが大
のトランジスタのベースと第４の不平衡差動対のエミッ
タサイズが小のトランジスタのベースとを共通接続して
第１の入力信号を２分した一方の分割信号の印加端子を
構成し、第２の不平衡差動対のエミッタサイズが大のト
ランジスタのベースと第３の不平衡差動対のエミッタサ
イズが小のトランジスタのベースとを共通接続して第１
の入力信号を２分した他方の分割信号の印加端子を構成
し、第１の不平衡差動対のエミッタサイズが小のトラン
ジスタのベースと第３の不平衡差動対のエミッタサイズ
が大のトランジスタのベースとを共通接続してＡＧＣ制
御電圧を２分した一方の分割電圧の印加端子を構成し、
第２の不平衡差動対のエミッタサイズが小のトランジス
タのベースと第４の不平衡差動対のエミッタサイズが大
のトランジスタのベースとを共通接続してＡＧＣ制御電
圧を２分した他方の分割電圧の印加端子を構成し； 且
つ、前記４個のトランジスタは、ベースに第２の入力信
号を重畳させてある； ことを特徴とするものである。
【０００９】
【作用】次に、前記の如く構成される本発明の周波数ミ
キサ回路の作用を説明する。本発明では、４組の不平衡
差動対に第１の入力信号の印加端子とＡＧＣ制御電圧の
印加端子とを形成し、各不平衡差動対を電流駆動するト
ランジスタの入力に第２の入力信号を重畳しているの
で、広範囲のＡＧＣを安定的になし得るＡＧＣ機能付き
の新規構成の周波数ミキサ回路を提供できる。
キサ回路の作用を説明する。本発明では、４組の不平衡
差動対に第１の入力信号の印加端子とＡＧＣ制御電圧の
印加端子とを形成し、各不平衡差動対を電流駆動するト
ランジスタの入力に第２の入力信号を重畳しているの
で、広範囲のＡＧＣを安定的になし得るＡＧＣ機能付き
の新規構成の周波数ミキサ回路を提供できる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は、本発明の一実施例に係る周波数ミキサ回
路を示す。この第１実施例に係る周波数ミキサ回路は、
４組の不平衡差動対｛（Ｑ１、Ｑ２）、（Ｑ３、Ｑ
４）、（Ｑ５、Ｑ６）、（Ｑ７、Ｑ８）｝と、４個のト
ランジスタ（Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２）とを中心
に構成される。
する。図１は、本発明の一実施例に係る周波数ミキサ回
路を示す。この第１実施例に係る周波数ミキサ回路は、
４組の不平衡差動対｛（Ｑ１、Ｑ２）、（Ｑ３、Ｑ
４）、（Ｑ５、Ｑ６）、（Ｑ７、Ｑ８）｝と、４個のト
ランジスタ（Ｑ９、Ｑ１０、Ｑ１１、Ｑ１２）とを中心
に構成される。
【００１１】４組の不平衡差動対（Ｑ１、Ｑ２）、同
（Ｑ３、Ｑ４）、同（Ｑ５、Ｑ６）、同（Ｑ７、Ｑ８）
は、それぞれ、エミッタサイズが互いに異なる２つのト
ランジスタからなり、エミッタサイズ比が、例えば、Ｑ
１：Ｑ２＝Ｑ４：Ｑ３＝Ｑ５：Ｑ６＝Ｑ８：Ｑ７＝Ｋ：
１（Ｋ＞１）である。
（Ｑ３、Ｑ４）、同（Ｑ５、Ｑ６）、同（Ｑ７、Ｑ８）
は、それぞれ、エミッタサイズが互いに異なる２つのト
ランジスタからなり、エミッタサイズ比が、例えば、Ｑ
１：Ｑ２＝Ｑ４：Ｑ３＝Ｑ５：Ｑ６＝Ｑ８：Ｑ７＝Ｋ：
１（Ｋ＞１）である。
【００１２】この４組の不平衡差動対は、相互間におい
てエミッタサイズが小のトランジスタ（Ｑ２、Ｑ３、Ｑ
６、Ｑ７）のコレクタ同士及びエミッタサイズが大のト
ランジスタ（Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ８）のコレクタ同士
をそれぞれ共通接続して負荷抵抗ＲL を介して電源ＶCC
に接続し、出力端子対を構成する。
てエミッタサイズが小のトランジスタ（Ｑ２、Ｑ３、Ｑ
６、Ｑ７）のコレクタ同士及びエミッタサイズが大のト
ランジスタ（Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ８）のコレクタ同士
をそれぞれ共通接続して負荷抵抗ＲL を介して電源ＶCC
に接続し、出力端子対を構成する。
【００１３】また（第１の）不平衡差動対（Ｑ１、Ｑ
２）と（第２の）不平衡差動対（Ｑ３、Ｑ４）の間で
は、エミッタサイズが小のトランジスタのベースとエミ
ッタサイズが大のトランジスタのベース、即ち、（Ｑ
３、Ｑ１）、（Ｑ２、Ｑ４）のベースをそれぞれ共通接
続して第１の入力端子対を構成し、（第３の）不平衡差
動対（Ｑ５、Ｑ６）と（第４の）不平衡差動対（Ｑ７、
Ｑ８）の間では、エミッタサイズが小のトランジスタの
ベースとエミッタサイズが大のトランジスタのベース、
即ち、（Ｑ７、Ｑ５）、（Ｑ６、Ｑ８）のベースをそれ
ぞれ共通接続して第２の入力端子対を構成する。
２）と（第２の）不平衡差動対（Ｑ３、Ｑ４）の間で
は、エミッタサイズが小のトランジスタのベースとエミ
ッタサイズが大のトランジスタのベース、即ち、（Ｑ
３、Ｑ１）、（Ｑ２、Ｑ４）のベースをそれぞれ共通接
続して第１の入力端子対を構成し、（第３の）不平衡差
動対（Ｑ５、Ｑ６）と（第４の）不平衡差動対（Ｑ７、
Ｑ８）の間では、エミッタサイズが小のトランジスタの
ベースとエミッタサイズが大のトランジスタのベース、
即ち、（Ｑ７、Ｑ５）、（Ｑ６、Ｑ８）のベースをそれ
ぞれ共通接続して第２の入力端子対を構成する。
【００１４】そして、第１の入力端子対の一方の端子と
第２の入力端子対の一方の端子とを共通接続して（第１
の）入力信号（電圧ＶRF）の印加端子を構成する。ま
た、第１の入力端子対の他方の端子及び第２の入力端子
対の他方の端子は、それぞれ、ＡＧＣ制御電圧ＶAGC を
２分した分割電圧（１／２）ＶAGC の印加端子を構成す
る。入力信号（電圧ＶRF）及び分割電圧（１／２）Ｖ
AGC は直流電圧源ＶR に重畳されている。
第２の入力端子対の一方の端子とを共通接続して（第１
の）入力信号（電圧ＶRF）の印加端子を構成する。ま
た、第１の入力端子対の他方の端子及び第２の入力端子
対の他方の端子は、それぞれ、ＡＧＣ制御電圧ＶAGC を
２分した分割電圧（１／２）ＶAGC の印加端子を構成す
る。入力信号（電圧ＶRF）及び分割電圧（１／２）Ｖ
AGC は直流電圧源ＶR に重畳されている。
【００１５】また、４個のトランジスタ（Ｑ９、Ｑ１
０、Ｑ１１、Ｑ１２）は、上記４組の不平衡差動対のそ
れぞれを共通の直流電圧源ＶF に基づき電流駆動する
が、そのベースに（第２の）入力信号（電圧ＶLO）を重
畳させてある。
０、Ｑ１１、Ｑ１２）は、上記４組の不平衡差動対のそ
れぞれを共通の直流電圧源ＶF に基づき電流駆動する
が、そのベースに（第２の）入力信号（電圧ＶLO）を重
畳させてある。
【００１６】さて、トランジスタを構成する接合ダイオ
ードの電流（エミッタ電流ＩE)は、飽和電流ＩS 、ボル
ツマン定数ｋ、絶対温度Ｔ、単位電子電荷ｑ、ベース・
エミッタ間電圧ＶBEを用いて、ＩE ＝ＩS ｛exp(ｑＶBE
／ｋＴ）−１｝と表せるが、ＶT ＝ｋＴ／ｑとすると、
ＶBE》ＶT であるので、exp(ＶBE／ＶT ）》１として、
ＩE ≒ＩS exp(ＶBE／ＶT)と近似できる。
ードの電流（エミッタ電流ＩE)は、飽和電流ＩS 、ボル
ツマン定数ｋ、絶対温度Ｔ、単位電子電荷ｑ、ベース・
エミッタ間電圧ＶBEを用いて、ＩE ＝ＩS ｛exp(ｑＶBE
／ｋＴ）−１｝と表せるが、ＶT ＝ｋＴ／ｑとすると、
ＶBE》ＶT であるので、exp(ＶBE／ＶT ）》１として、
ＩE ≒ＩS exp(ＶBE／ＶT)と近似できる。
【００１７】このとき、４個のトランジスタ（Ｑ９、Ｑ
１０、Ｑ１１、Ｑ１２）のコレクタ電流は、全て等し
く、ＩC9＝ＩC10 ＝ＩC11 ＝ＩC12 ＝ＩLOであるが、Ｉ
LOは、ＩLO≒ＩS exp(（ＶF ＋ＶLO）／ＶT ）である。
そして、ＩS exp(ＶF ／ＶT)＝Ｉ0 とおくと、このＩ0
は直流電流値であるから、ＩLO＝Ｉ0 exp(ＶLO／ＶT)と
表せる。
１０、Ｑ１１、Ｑ１２）のコレクタ電流は、全て等し
く、ＩC9＝ＩC10 ＝ＩC11 ＝ＩC12 ＝ＩLOであるが、Ｉ
LOは、ＩLO≒ＩS exp(（ＶF ＋ＶLO）／ＶT ）である。
そして、ＩS exp(ＶF ／ＶT)＝Ｉ0 とおくと、このＩ0
は直流電流値であるから、ＩLO＝Ｉ0 exp(ＶLO／ＶT)と
表せる。
【００１８】次に、トランジスタＱ１と同Ｑ２からなる
不平衡差動対では、エミッタサイズ比がＫ：１であるの
で、コレクタ電流ＩC1は数式１、同ＩC2は数式２で表さ
れ、αF を電流増幅率とすると、ＩC1＋ＩC2＝αF ＩLO
となる。
不平衡差動対では、エミッタサイズ比がＫ：１であるの
で、コレクタ電流ＩC1は数式１、同ＩC2は数式２で表さ
れ、αF を電流増幅率とすると、ＩC1＋ＩC2＝αF ＩLO
となる。
【００１９】
【数１】
【００２０】
【数２】
【００２１】そして、本発明に係るＫは、ＶK ＝ＶT ln
Ｋとおいて、Ｋ＝exp(ＶK ／ＶT)と求めることができ
る。そうすると、前記数式１及び同２で表したコレクタ
電流は、数式３及び同４と表せる。
Ｋとおいて、Ｋ＝exp(ＶK ／ＶT)と求めることができ
る。そうすると、前記数式１及び同２で表したコレクタ
電流は、数式３及び同４と表せる。
【００２２】
【数３】
【００２３】
【数４】
【００２４】従って、差電流ΔＩ1 ＝ＩC1−ＩC2は、数
式５となる。
式５となる。
【００２５】
【数５】
【００２６】同様に、トランジスタＱ３と同Ｑ４からな
る不平衡差動対についても、差電流ΔＩ2 ＝ＩC3−ＩC4
は、数式６となる。
る不平衡差動対についても、差電流ΔＩ2 ＝ＩC3−ＩC4
は、数式６となる。
【００２７】
【数６】
【００２８】従って、両差電流の差は、ΔＩ1 −ΔＩ2
＝（ＩC1−ＩC2）−（ＩC3−ＩC4）であるが、これは、
数式７となる。
＝（ＩC1−ＩC2）−（ＩC3−ＩC4）であるが、これは、
数式７となる。
【００２９】
【数７】
【００３０】ここで、│ｘ│《１のとき、tanhｘは、数
式８のように展開できる。従って、│ＶRF−（１／２）
ＶAGC ±ＶK │《２ＶT のとき、数式７は数式９とな
る。
式８のように展開できる。従って、│ＶRF−（１／２）
ＶAGC ±ＶK │《２ＶT のとき、数式７は数式９とな
る。
【００３１】
【数８】
【００３２】
【数９】
【００３３】同様に、トランジスタＱ５と同Ｑ６からな
る不平衡差動対についても、差電流ΔＩ3 ＝ＩC5−ＩC6
は、数式１０となる。
る不平衡差動対についても、差電流ΔＩ3 ＝ＩC5−ＩC6
は、数式１０となる。
【００３４】
【数１０】
【００３５】また、トランジスタＱ７と同Ｑ８からなる
不平衡差動対では、差電流ΔＩ4 ＝ＩC7−ＩC8は、数式
１１となる。
不平衡差動対では、差電流ΔＩ4 ＝ＩC7−ＩC8は、数式
１１となる。
【００３６】
【数１１】
【００３７】従って、両差電流の差ΔＩ3 −ΔＩ4 は、
数式１２となる。
数式１２となる。
【００３８】
【数１２】
【００３９】そこで、差動出力電流（Ｉ1、Ｉ2)に差電流
ΔＩは、ΔＩ＝Ｉ1 −Ｉ2 ＝（ＩC1＋ＩC4＋ＩC6＋
ＩC7）−（ＩC2＋ＩC3＋ＩC5＋ＩC8）＝（ΔＩ1 −ΔＩ
2 ）−（ΔＩ3 −ΔＩ4 ）であるので、前記数式９と同
１２から数式１３となり、これのＩLOに、ＩLO≒ＩS ex
p(（ＶF ＋ＶLO）／ＶT ）の関係を代入すると、数式１
４となる。
ΔＩは、ΔＩ＝Ｉ1 −Ｉ2 ＝（ＩC1＋ＩC4＋ＩC6＋
ＩC7）−（ＩC2＋ＩC3＋ＩC5＋ＩC8）＝（ΔＩ1 −ΔＩ
2 ）−（ΔＩ3 −ΔＩ4 ）であるので、前記数式９と同
１２から数式１３となり、これのＩLOに、ＩLO≒ＩS ex
p(（ＶF ＋ＶLO）／ＶT ）の関係を代入すると、数式１
４となる。
【００４０】
【数１３】
【００４１】
【数１４】
【００４２】更に、exp(±ｘ）は、数式１５と表せるの
で、これを使って数式１４を級数展開すると、数式１６
のように近似できる。
で、これを使って数式１４を級数展開すると、数式１６
のように近似できる。
【００４３】
【数１５】
【００４４】
【数１６】
【００４５】ここで、ＶRF＝│ＶRF│cos ２πｆRFｔ、
ＶLO＝│ＶLO│cos ２πｆLOｔとおき、数式１６に代入
すると、数式１７となる。
ＶLO＝│ＶLO│cos ２πｆLOｔとおき、数式１６に代入
すると、数式１７となる。
【００４６】
【数１７】
【００４７】つまり、差電流ΔＩには、ＶRFの周波数ｆ
RFとＶLOの周波数ｆLOの和と差の成分が含まれ、図１
は、周波数ミキサ回路となっているのである。従って、
出力電圧ＶOUT は、ＶOUT ＝ΔＩ・ＲL と求まるので、
出力電圧ＶOUT をフィルタに通して不要波を除去すれ
ば、ｆRF＋ｆLO又は│ｆRF−ｆLO│の周波数成分を持つ
電圧ＶIFが得られる。その電圧ＶIFの波高値を表わす│
ＶIF│は、数式１８となり、出力電圧ＶIFはＡＧＣ制御
電圧ＶAGC に比例する。つまり図１は、ＡＧＣ機能付き
周波数ミキサ回路となっているのである。なお、数式１
８において、ＬFILは、フィルタの挿入損失である。
RFとＶLOの周波数ｆLOの和と差の成分が含まれ、図１
は、周波数ミキサ回路となっているのである。従って、
出力電圧ＶOUT は、ＶOUT ＝ΔＩ・ＲL と求まるので、
出力電圧ＶOUT をフィルタに通して不要波を除去すれ
ば、ｆRF＋ｆLO又は│ｆRF−ｆLO│の周波数成分を持つ
電圧ＶIFが得られる。その電圧ＶIFの波高値を表わす│
ＶIF│は、数式１８となり、出力電圧ＶIFはＡＧＣ制御
電圧ＶAGC に比例する。つまり図１は、ＡＧＣ機能付き
周波数ミキサ回路となっているのである。なお、数式１
８において、ＬFILは、フィルタの挿入損失である。
【００４８】
【数１８】
【００４９】次に、図２は、本発明の他の実施例に係る
周波数ミキサ回路を示す。この第２実施例に係る周波数
ミキサ回路は、構成要素的には第１実施例と同様である
が、４組の不平衡差動対の接続関係が異なる。
周波数ミキサ回路を示す。この第２実施例に係る周波数
ミキサ回路は、構成要素的には第１実施例と同様である
が、４組の不平衡差動対の接続関係が異なる。
【００５０】即ち、４組の不平衡差動対では、（第１
の）不平衡差動対（Ｑ１、Ｑ２）と（第２の）不平衡差
動対（Ｑ３、Ｑ４）の相互間においてエミッタサイズが
大のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ４）のコレクタ同士と、
（第３の）不平衡差動対（Ｑ５、Ｑ６）と（第４の）不
平衡差動対（Ｑ７、Ｑ８）の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタ（Ｑ６、Ｑ７）のコレクタ同士
とを共通接続して出力端子対の一方の端子を構成し、
（第１の）不平衡差動対（Ｑ１、Ｑ２）と（第２の）不
平衡差動対（Ｑ３、Ｑ４）の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタ（Ｑ２、Ｑ３）のコレクタ同士
と、（第３の）不平衡差動対（Ｑ５、Ｑ６）と（第４
の）不平衡差動対（Ｑ７、Ｑ８）の相互間においてエミ
ッタサイズが大のトランジスタ（Ｑ５、Ｑ８）のコレク
タ同士とを共通接続して出力端子対の他方の端子を構成
する。
の）不平衡差動対（Ｑ１、Ｑ２）と（第２の）不平衡差
動対（Ｑ３、Ｑ４）の相互間においてエミッタサイズが
大のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ４）のコレクタ同士と、
（第３の）不平衡差動対（Ｑ５、Ｑ６）と（第４の）不
平衡差動対（Ｑ７、Ｑ８）の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタ（Ｑ６、Ｑ７）のコレクタ同士
とを共通接続して出力端子対の一方の端子を構成し、
（第１の）不平衡差動対（Ｑ１、Ｑ２）と（第２の）不
平衡差動対（Ｑ３、Ｑ４）の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタ（Ｑ２、Ｑ３）のコレクタ同士
と、（第３の）不平衡差動対（Ｑ５、Ｑ６）と（第４
の）不平衡差動対（Ｑ７、Ｑ８）の相互間においてエミ
ッタサイズが大のトランジスタ（Ｑ５、Ｑ８）のコレク
タ同士とを共通接続して出力端子対の他方の端子を構成
する。
【００５１】また、（第１の）不平衡差動対（Ｑ１、Ｑ
２）のエミッタサイズが大のトランジスタＱ１のベース
と（第４の）不平衡差動対（Ｑ７、Ｑ８）のエミッタサ
イズが小のトランジスタＱ７のベースとを共通接続して
（第１の）入力信号を２分した一方の分割信号（電圧
（１／２）ＶRF）の印加端子を構成し、（第２の）不平
衡差動対（Ｑ３、Ｑ４）のエミッタサイズが大のトラン
ジスタＱ４のベースと（第３の）不平衡差動対（Ｑ５、
Ｑ６）のエミッタサイズが小のトランジスタＱ６のベー
スとを共通接続して（第１の）入力信号を２分した他方
の分割信号（電圧（１／２）ＶRF）の印加端子を構成す
る。
２）のエミッタサイズが大のトランジスタＱ１のベース
と（第４の）不平衡差動対（Ｑ７、Ｑ８）のエミッタサ
イズが小のトランジスタＱ７のベースとを共通接続して
（第１の）入力信号を２分した一方の分割信号（電圧
（１／２）ＶRF）の印加端子を構成し、（第２の）不平
衡差動対（Ｑ３、Ｑ４）のエミッタサイズが大のトラン
ジスタＱ４のベースと（第３の）不平衡差動対（Ｑ５、
Ｑ６）のエミッタサイズが小のトランジスタＱ６のベー
スとを共通接続して（第１の）入力信号を２分した他方
の分割信号（電圧（１／２）ＶRF）の印加端子を構成す
る。
【００５２】そして、（第１の）不平衡差動対（Ｑ１、
Ｑ２）のエミッタサイズが小のトランジスタＱ２のベー
スと（第３の）不平衡差動対（Ｑ５、Ｑ６）のエミッタ
サイズが大のトランジスタＱ５のベースとを共通接続し
てＡＧＣ制御電圧を２分した一方の分割電圧（１／２）
ＶAGC の印加端子を構成し、（第２の）不平衡差動対
（Ｑ３、Ｑ４）のエミッタサイズが小のトランジスタＱ
３のベースと（第４の）不平衡差動対（Ｑ７、Ｑ８）の
エミッタサイズが大のトランジスタＱ８のベースとを共
通接続してＡＧＣ制御電圧を２分した他方の分割電圧
（１／２）ＶAGC の印加端子を構成する。ＡＧＣ制御電
圧の各分割電圧及び（第１の）入力信号（電圧ＶRF）の
各分割電圧は直流電圧源ＶR に重畳されることは第１実
施例と同様である。
Ｑ２）のエミッタサイズが小のトランジスタＱ２のベー
スと（第３の）不平衡差動対（Ｑ５、Ｑ６）のエミッタ
サイズが大のトランジスタＱ５のベースとを共通接続し
てＡＧＣ制御電圧を２分した一方の分割電圧（１／２）
ＶAGC の印加端子を構成し、（第２の）不平衡差動対
（Ｑ３、Ｑ４）のエミッタサイズが小のトランジスタＱ
３のベースと（第４の）不平衡差動対（Ｑ７、Ｑ８）の
エミッタサイズが大のトランジスタＱ８のベースとを共
通接続してＡＧＣ制御電圧を２分した他方の分割電圧
（１／２）ＶAGC の印加端子を構成する。ＡＧＣ制御電
圧の各分割電圧及び（第１の）入力信号（電圧ＶRF）の
各分割電圧は直流電圧源ＶR に重畳されることは第１実
施例と同様である。
【００５３】本第２実施例でも、差電流ΔＩ1 は数式１
９、差電流ΔＩ2 は数式２０、差電流ΔＩ3 は数式２
１、差電流ΔＩ4 は数式２２となるので、差動出力電流
の差電流ΔＩは数式２３と求まる。
９、差電流ΔＩ2 は数式２０、差電流ΔＩ3 は数式２
１、差電流ΔＩ4 は数式２２となるので、差動出力電流
の差電流ΔＩは数式２３と求まる。
【００５４】
【数１９】
【００５５】
【数２０】
【００５６】
【数２１】
【００５７】
【数２２】
【００５８】
【数２３】
【００５９】数式２３は数式１３に比べて係数が１／２
になっているだけである。従って、数式１３以降の説明
と同様に図２に示す第２実施例回路においてもＡＧＣ制
御電圧ＶAGC に比例する周波数ミキサ出力が得られる。
になっているだけである。従って、数式１３以降の説明
と同様に図２に示す第２実施例回路においてもＡＧＣ制
御電圧ＶAGC に比例する周波数ミキサ出力が得られる。
【００６０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数ミ
キサ回路によれば、４組の不平衡差動対に第１の入力信
号の印加端子とＡＧＣ制御電圧の印加端子とを形成し、
各不平衡差動対を電流駆動するトランジスタの入力に第
２の入力信号を重畳しているので、広範囲のＡＧＣを安
定的になし得るＡＧＣ機能付きの新規構成の周波数ミキ
サ回路を提供できる効果がある。
キサ回路によれば、４組の不平衡差動対に第１の入力信
号の印加端子とＡＧＣ制御電圧の印加端子とを形成し、
各不平衡差動対を電流駆動するトランジスタの入力に第
２の入力信号を重畳しているので、広範囲のＡＧＣを安
定的になし得るＡＧＣ機能付きの新規構成の周波数ミキ
サ回路を提供できる効果がある。
【図１】本発明の一実施例に係る周波数ミキサ回路の構
成ブロック図である。
成ブロック図である。
【図２】本発明の他の実施例に係る周波数ミキサ回路の
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
【図３】従来のＡＧＣ機能付き周波数ミキサ回路の回路
図である。
図である。
（Ｑ１、Ｑ２） 不平衡差動対トランジスタ （Ｑ３、Ｑ４） 不平衡差動対トランジスタ （Ｑ５、Ｑ６） 不平衡差動対トランジスタ （Ｑ７、Ｑ８） 不平衡差動対トランジスタ Ｑ９〜Ｑ１２ トランジスタ ＶAGC ＡＧＣ制御電圧 ＶRF 入力信号電圧 ＶLO 入力信号電圧 ＶCC 直流電圧源 ＶF 直流電圧源 ＶR 直流電圧源
Claims (2)
- 【請求項１】 エミッタサイズが互いに異なる２つのト
ランジスタからなる第１乃至第４の不平衡差動対と；
前記４組の不平衡差動対のそれぞれを共通の直流電圧源
に基づき電流駆動する４個のトランジスタと； を備
え、前記４組の不平衡差動対は、相互間においてエミッ
タサイズが小のトランジスタのコレクタ同士及びエミッ
タサイズが大のトランジスタのコレクタ同士をそれぞれ
共通接続して出力端子対を構成し、第１及び第２の不平
衡差動対の相互間においてエミッタサイズが小のトラン
ジスタのベースとエミッタサイズが大のトランジスタの
ベースとを共通接続して第１の入力端子対を構成し、第
３及び第４の不平衡差動対の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタのベースとエミッタサイズが大
のトランジスタのベースとを共通接続して第２の入力端
子対を構成し、第１の入力端子対の一方の端子と第２の
入力端子対の一方の端子とを共通接続して第１の入力信
号の印加端子を構成し、第１の入力端子対の他方の端子
はＡＧＣ制御電圧を２分した一方の分割電圧の印加端子
を構成し、第２の入力端子対の他方の端子はＡＧＣ制御
電圧を２分した他方の分割電圧の印加端子を構成し；
且つ、前記４個のトランジスタは、ベースに第２の入力
信号を重畳させてある； ことを特徴とする周波数ミキ
サ回路。 - 【請求項２】 エミッタサイズが互いに異なる２つのト
ランジスタからなる第１乃至第４の不平衡差動対と；
前記４組の不平衡差動対のそれぞれを共通の直流電圧源
に基づき電流駆動する４個のトランジスタと； を備
え、前記４組の不平衡差動対は、第１及び第２の不平衡
差動対の相互間においてエミッタサイズが大のトランジ
スタのコレクタ同士と第３及び第４の不平衡差動対の相
互間においてエミッタサイズが小のトランジスタのコレ
クタ同士とを共通接続して出力端子対の一方の端子を構
成し、第１及び第２の不平衡差動対の相互間においてエ
ミッタサイズが小のトランジスタのコレクタ同士と第３
及び第４の不平衡差動対の相互間においてエミッタサイ
ズが大のトランジスタのコレクタ同士とを共通接続して
出力端子対の他方の端子を構成し、第１の不平衡差動対
のエミッタサイズが大のトランジスタのベースと第４の
不平衡差動対のエミッタサイズが小のトランジスタのベ
ースとを共通接続して第１の入力信号を２分した一方の
分割信号の印加端子を構成し、第２の不平衡差動対のエ
ミッタサイズが大のトランジスタのベースと第３の不平
衡差動対のエミッタサイズが小のトランジスタのベース
とを共通接続して第１の入力信号を２分した他方の分割
信号の印加端子を構成し、第１の不平衡差動対のエミッ
タサイズが小のトランジスタのベースと第３の不平衡差
動対のエミッタサイズが大のトランジスタのベースとを
共通接続してＡＧＣ制御電圧を２分した一方の分割電圧
の印加端子を構成し、第２の不平衡差動対のエミッタサ
イズが小のトランジスタのベースと第４の不平衡差動対
のエミッタサイズが大のトランジスタのベースとを共通
接続してＡＧＣ制御電圧を２分した他方の分割電圧の印
加端子を構成し； 且つ、前記４個のトランジスタは、
ベースに第２の入力信号を重畳させてある； ことを特
徴とする周波数ミキサ回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3351434A JP2884869B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | 周波数ミキサ回路 |
| GB9225927A GB2262403B (en) | 1991-12-12 | 1992-12-11 | Frequency mixing circuit having automatic gain control function |
| US07/989,548 US5355534A (en) | 1991-12-12 | 1992-12-11 | Frequency mixing circuit having automatic gain control function |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3351434A JP2884869B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | 周波数ミキサ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05167353A true JPH05167353A (ja) | 1993-07-02 |
| JP2884869B2 JP2884869B2 (ja) | 1999-04-19 |
Family
ID=18417262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3351434A Expired - Lifetime JP2884869B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | 周波数ミキサ回路 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5355534A (ja) |
| JP (1) | JP2884869B2 (ja) |
| GB (1) | GB2262403B (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2861795B2 (ja) * | 1994-02-25 | 1999-02-24 | 日本電気株式会社 | 周波数逓倍回路 |
| KR100388573B1 (ko) * | 1994-10-28 | 2003-10-04 | 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 이득-제어가능한증폭기및이득-제어가능한증폭기를포함하는수신기 |
| US5805988A (en) * | 1995-12-22 | 1998-09-08 | Microtune, Inc. | System and method for switching an RF signal between mixers |
| KR100449351B1 (ko) * | 1996-05-15 | 2004-12-14 | 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 이득제어회로,이득제어방법및수신기 |
| GB2321149B (en) | 1997-01-11 | 2001-04-04 | Plessey Semiconductors Ltd | Low voltage double balanced mixer |
| US5933771A (en) * | 1997-06-20 | 1999-08-03 | Nortel Networks Corporation | Low voltage gain controlled mixer |
| GB2351404B (en) * | 1999-06-24 | 2003-11-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | A transmitter and a modulator therefor |
| JP3578136B2 (ja) * | 2001-12-25 | 2004-10-20 | ソニー株式会社 | 掛け算器 |
| US7623142B2 (en) * | 2004-09-14 | 2009-11-24 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Flexure |
| US7881681B2 (en) * | 2006-08-28 | 2011-02-01 | Mediatek Inc. | Self-calibrating direct conversion transmitter with converting/steering device |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54160155A (en) * | 1978-06-09 | 1979-12-18 | Toshiba Corp | Multiplying circuit |
| JPS5585111A (en) * | 1978-12-22 | 1980-06-26 | Toshiba Corp | Oscillation circuit |
| JPH02265306A (ja) * | 1989-04-05 | 1990-10-30 | Nec Corp | 両波整流器 |
| JPH03230605A (ja) * | 1990-02-05 | 1991-10-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 差動形発振回路及び周波数変換回路 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| IT1212776B (it) * | 1983-09-29 | 1989-11-30 | Ates Componenti Elettron | Stadio d'ingresso amplificatore e miscelatore a transistori per un radioricevitore. |
| US5319267A (en) * | 1991-01-24 | 1994-06-07 | Nec Corporation | Frequency doubling and mixing circuit |
-
1991
- 1991-12-12 JP JP3351434A patent/JP2884869B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-12-11 GB GB9225927A patent/GB2262403B/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-12-11 US US07/989,548 patent/US5355534A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54160155A (en) * | 1978-06-09 | 1979-12-18 | Toshiba Corp | Multiplying circuit |
| JPS5585111A (en) * | 1978-12-22 | 1980-06-26 | Toshiba Corp | Oscillation circuit |
| JPH02265306A (ja) * | 1989-04-05 | 1990-10-30 | Nec Corp | 両波整流器 |
| JPH03230605A (ja) * | 1990-02-05 | 1991-10-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 差動形発振回路及び周波数変換回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2884869B2 (ja) | 1999-04-19 |
| US5355534A (en) | 1994-10-11 |
| GB9225927D0 (en) | 1993-02-03 |
| GB2262403A (en) | 1993-06-16 |
| GB2262403B (en) | 1995-08-09 |
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