JPH05167353A - 周波数ミキサ回路 - Google Patents
周波数ミキサ回路Info
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- JPH05167353A JPH05167353A JP3351434A JP35143491A JPH05167353A JP H05167353 A JPH05167353 A JP H05167353A JP 3351434 A JP3351434 A JP 3351434A JP 35143491 A JP35143491 A JP 35143491A JP H05167353 A JPH05167353 A JP H05167353A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3084—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in receivers or transmitters for electromagnetic waves other than radiowaves, e.g. lightwaves
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D7/1491—Arrangements to linearise a transconductance stage of a mixer arrangement
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0007—Dual gate field effect transistors
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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-
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- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0088—Reduction of intermodulation, nonlinearities, adjacent channel interference; intercept points of harmonics or intermodulation products
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- Power Engineering (AREA)
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- Electromagnetism (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 新規構成のAGC機能付き周波数ミキサ回路
を提供する。 【構成】 差動対(Q1、Q2)(Q3、Q4)(Q
5、Q6)(Q7、Q8)は、エミッタサイズ比が例え
ばQ1:Q2=Q4:Q3=Q5:Q6=Q8:Q7=
K:1である不平衡差動対である。(Q1、Q4、Q
6、Q7)のコレクタ同士及び(Q2、Q3、Q5、Q
8)のコレクタ同士を共通接続して出力端子対とする。
(Q1、Q3、Q5、Q7)のベース同士を共通接続し
て第1の入力信号(電圧VRF)の印加端子とする。AG
C制御電圧VAGC は2分割し、一方の分割電圧はQ2と
Q4のベースに印加し、他方の分割電圧はQ6とQ8の
ベースに印加する。(Q9、Q10、Q11、Q12)
は共通の直流電源VF に基づき4組の不平衡差動対を電
流駆動するが、ベースに第2の入力信号(電圧VLO)を
重畳してある。AGCを広範囲に安定的にかけることが
できる。
を提供する。 【構成】 差動対(Q1、Q2)(Q3、Q4)(Q
5、Q6)(Q7、Q8)は、エミッタサイズ比が例え
ばQ1:Q2=Q4:Q3=Q5:Q6=Q8:Q7=
K:1である不平衡差動対である。(Q1、Q4、Q
6、Q7)のコレクタ同士及び(Q2、Q3、Q5、Q
8)のコレクタ同士を共通接続して出力端子対とする。
(Q1、Q3、Q5、Q7)のベース同士を共通接続し
て第1の入力信号(電圧VRF)の印加端子とする。AG
C制御電圧VAGC は2分割し、一方の分割電圧はQ2と
Q4のベースに印加し、他方の分割電圧はQ6とQ8の
ベースに印加する。(Q9、Q10、Q11、Q12)
は共通の直流電源VF に基づき4組の不平衡差動対を電
流駆動するが、ベースに第2の入力信号(電圧VLO)を
重畳してある。AGCを広範囲に安定的にかけることが
できる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、周波数ミキサ回路に係
り、特にAGC機能付き周波数ミキサ回路に関する。
り、特にAGC機能付き周波数ミキサ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】周知のように、無線装置では、AGC可
能な周波数ミキサ回路が用いられるが、この種の周波数
ミキサ回路としては、従来、例えば図3に示すものが知
られている。図3において、この周波数ミキサ回路は、
デュアルゲートMOS型FETトランジスタQ2を用い
たもので、前段RFアンプの出力信号とローカル信号と
を対応するゲートに印加し周波数変換するが、その際に
電源電圧(−VSS)を抵抗R6と同R10で分圧した
ものを抵抗R5を介してトランジスタQ2の一方のゲー
ト(図示例では前段RFアンプの出力信号の入力ゲー
ト)に印加し、最適化した直流バイアスによってそのゲ
ート電圧を固定的に設定し変換ゲインを制御するように
している。
能な周波数ミキサ回路が用いられるが、この種の周波数
ミキサ回路としては、従来、例えば図3に示すものが知
られている。図3において、この周波数ミキサ回路は、
デュアルゲートMOS型FETトランジスタQ2を用い
たもので、前段RFアンプの出力信号とローカル信号と
を対応するゲートに印加し周波数変換するが、その際に
電源電圧(−VSS)を抵抗R6と同R10で分圧した
ものを抵抗R5を介してトランジスタQ2の一方のゲー
ト(図示例では前段RFアンプの出力信号の入力ゲー
ト)に印加し、最適化した直流バイアスによってそのゲ
ート電圧を固定的に設定し変換ゲインを制御するように
している。
【0003】FETトランジスタの利得は、トランスコ
ンダクタンスgmによって決まるが、デュアルゲートF
ETトランジスタにおいてもgmは、2つのゲートのゲ
ート電圧の何れに対しても単調に変化する。従って、デ
ュアルゲートFETトランジスタを用いるミキサ回路
(図3)においても変換ゲインは、2つのゲートの何れ
か一方のゲート電圧によって可変でき、利得制御(AG
C)ができる。
ンダクタンスgmによって決まるが、デュアルゲートF
ETトランジスタにおいてもgmは、2つのゲートのゲ
ート電圧の何れに対しても単調に変化する。従って、デ
ュアルゲートFETトランジスタを用いるミキサ回路
(図3)においても変換ゲインは、2つのゲートの何れ
か一方のゲート電圧によって可変でき、利得制御(AG
C)ができる。
【0004】しかし、図3に示すミキサ回路でのAGC
は、最適化した直流バイアス電圧を固定的に印加するこ
とで実現しているので、調節範囲が狭い。そこで、前段
のRFアンプの抵抗R1と電源電圧(−VSS)との接
続を断ち、その抵抗R1の開放端にAGC制御電圧(V
AGC)を印加してミキサ回路(トランジスタQ2)の
入力を可変し、ミキサ出力、即ち、IF出力(IF O
UT)のレベルを可変することも行われている。
は、最適化した直流バイアス電圧を固定的に印加するこ
とで実現しているので、調節範囲が狭い。そこで、前段
のRFアンプの抵抗R1と電源電圧(−VSS)との接
続を断ち、その抵抗R1の開放端にAGC制御電圧(V
AGC)を印加してミキサ回路(トランジスタQ2)の
入力を可変し、ミキサ出力、即ち、IF出力(IF O
UT)のレベルを可変することも行われている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ミキサ回路
(トランジスタQ2)のゲート電圧を制御して広い範囲
のAGCを実現するには、抵抗R6と同R10の分圧回
路と抵抗R5との接続を断ち、抵抗R5の開放端にAG
C制御電圧(VAGC)を印加する構成となる。しか
し、この場合は、2信号入力となって動作が複雑になる
ので、ゲート電圧を制御してAGCをかけると、混変調
特性等が最適バイアス点から変化し、動作の安定性に問
題があり、実用化が困難であるという問題がある。
(トランジスタQ2)のゲート電圧を制御して広い範囲
のAGCを実現するには、抵抗R6と同R10の分圧回
路と抵抗R5との接続を断ち、抵抗R5の開放端にAG
C制御電圧(VAGC)を印加する構成となる。しか
し、この場合は、2信号入力となって動作が複雑になる
ので、ゲート電圧を制御してAGCをかけると、混変調
特性等が最適バイアス点から変化し、動作の安定性に問
題があり、実用化が困難であるという問題がある。
【0006】本発明の目的は、広い範囲に渡ってAGC
可能な新規構成の周波数ミキサ回路を提供することにあ
る。
可能な新規構成の周波数ミキサ回路を提供することにあ
る。
【0007】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の周波数ミキサ回路は次の如き構成を有す
る。即ち、第1発明の周波数ミキサ回路は、エミッタサ
イズが互いに異なる2つのトランジスタからなる第1乃
至第4の不平衡差動対と; 前記4組の不平衡差動対の
それぞれを共通の直流電圧源に基づき電流駆動する4個
のトランジスタと;を備え、前記4組の不平衡差動対
は、相互間においてエミッタサイズが小のトランジスタ
のコレクタ同士及びエミッタサイズが大のトランジスタ
のコレクタ同士をそれぞれ共通接続して出力端子対を構
成し、第1及び第2の不平衡差動対の相互間においてエ
ミッタサイズが小のトランジスタのベースとエミッタサ
イズが大のトランジスタのベースとを共通接続して第1
の入力端子対を構成し、第3及び第4の不平衡差動対の
相互間においてエミッタサイズが小のトランジスタのベ
ースとエミッタサイズが大のトランジスタのベースとを
共通接続して第2の入力端子対を構成し、第1の入力端
子対の一方の端子と第2の入力端子対の一方の端子とを
共通接続して第1の入力信号の印加端子を構成し、第1
の入力端子対の他方の端子はAGC制御電圧を2分した
一方の分割電圧の印加端子を構成し、第2の入力端子対
の他方の端子はAGC制御電圧を2分した他方の分割電
圧の印加端子を構成し; 且つ、前記4個のトランジス
タは、ベースに第2の入力信号を重畳させてある; こ
とを特徴とするものである。
に、本発明の周波数ミキサ回路は次の如き構成を有す
る。即ち、第1発明の周波数ミキサ回路は、エミッタサ
イズが互いに異なる2つのトランジスタからなる第1乃
至第4の不平衡差動対と; 前記4組の不平衡差動対の
それぞれを共通の直流電圧源に基づき電流駆動する4個
のトランジスタと;を備え、前記4組の不平衡差動対
は、相互間においてエミッタサイズが小のトランジスタ
のコレクタ同士及びエミッタサイズが大のトランジスタ
のコレクタ同士をそれぞれ共通接続して出力端子対を構
成し、第1及び第2の不平衡差動対の相互間においてエ
ミッタサイズが小のトランジスタのベースとエミッタサ
イズが大のトランジスタのベースとを共通接続して第1
の入力端子対を構成し、第3及び第4の不平衡差動対の
相互間においてエミッタサイズが小のトランジスタのベ
ースとエミッタサイズが大のトランジスタのベースとを
共通接続して第2の入力端子対を構成し、第1の入力端
子対の一方の端子と第2の入力端子対の一方の端子とを
共通接続して第1の入力信号の印加端子を構成し、第1
の入力端子対の他方の端子はAGC制御電圧を2分した
一方の分割電圧の印加端子を構成し、第2の入力端子対
の他方の端子はAGC制御電圧を2分した他方の分割電
圧の印加端子を構成し; 且つ、前記4個のトランジス
タは、ベースに第2の入力信号を重畳させてある; こ
とを特徴とするものである。
【0008】また、第2発明の周波数ミキサ回路は、エ
ミッタサイズが互いに異なる2つのトランジスタからな
る第1乃至第4の不平衡差動対と; 前記4組の不平衡
差動対のそれぞれを共通の直流電圧源に基づき電流駆動
する4個のトランジスタと;を備え、前記4組の不平衡
差動対は、第1及び第2の不平衡差動対の相互間におい
てエミッタサイズが大のトランジスタのコレクタ同士と
第3及び第4の不平衡差動対の相互間においてエミッタ
サイズが小のトランジスタのコレクタ同士とを共通接続
して出力端子対の一方の端子を構成し、第1及び第2の
不平衡差動対の相互間においてエミッタサイズが小のト
ランジスタのコレクタ同士と第3及び第4の不平衡差動
対の相互間においてエミッタサイズが大のトランジスタ
のコレクタ同士とを共通接続して出力端子対の他方の端
子を構成し、第1の不平衡差動対のエミッタサイズが大
のトランジスタのベースと第4の不平衡差動対のエミッ
タサイズが小のトランジスタのベースとを共通接続して
第1の入力信号を2分した一方の分割信号の印加端子を
構成し、第2の不平衡差動対のエミッタサイズが大のト
ランジスタのベースと第3の不平衡差動対のエミッタサ
イズが小のトランジスタのベースとを共通接続して第1
の入力信号を2分した他方の分割信号の印加端子を構成
し、第1の不平衡差動対のエミッタサイズが小のトラン
ジスタのベースと第3の不平衡差動対のエミッタサイズ
が大のトランジスタのベースとを共通接続してAGC制
御電圧を2分した一方の分割電圧の印加端子を構成し、
第2の不平衡差動対のエミッタサイズが小のトランジス
タのベースと第4の不平衡差動対のエミッタサイズが大
のトランジスタのベースとを共通接続してAGC制御電
圧を2分した他方の分割電圧の印加端子を構成し; 且
つ、前記4個のトランジスタは、ベースに第2の入力信
号を重畳させてある; ことを特徴とするものである。
ミッタサイズが互いに異なる2つのトランジスタからな
る第1乃至第4の不平衡差動対と; 前記4組の不平衡
差動対のそれぞれを共通の直流電圧源に基づき電流駆動
する4個のトランジスタと;を備え、前記4組の不平衡
差動対は、第1及び第2の不平衡差動対の相互間におい
てエミッタサイズが大のトランジスタのコレクタ同士と
第3及び第4の不平衡差動対の相互間においてエミッタ
サイズが小のトランジスタのコレクタ同士とを共通接続
して出力端子対の一方の端子を構成し、第1及び第2の
不平衡差動対の相互間においてエミッタサイズが小のト
ランジスタのコレクタ同士と第3及び第4の不平衡差動
対の相互間においてエミッタサイズが大のトランジスタ
のコレクタ同士とを共通接続して出力端子対の他方の端
子を構成し、第1の不平衡差動対のエミッタサイズが大
のトランジスタのベースと第4の不平衡差動対のエミッ
タサイズが小のトランジスタのベースとを共通接続して
第1の入力信号を2分した一方の分割信号の印加端子を
構成し、第2の不平衡差動対のエミッタサイズが大のト
ランジスタのベースと第3の不平衡差動対のエミッタサ
イズが小のトランジスタのベースとを共通接続して第1
の入力信号を2分した他方の分割信号の印加端子を構成
し、第1の不平衡差動対のエミッタサイズが小のトラン
ジスタのベースと第3の不平衡差動対のエミッタサイズ
が大のトランジスタのベースとを共通接続してAGC制
御電圧を2分した一方の分割電圧の印加端子を構成し、
第2の不平衡差動対のエミッタサイズが小のトランジス
タのベースと第4の不平衡差動対のエミッタサイズが大
のトランジスタのベースとを共通接続してAGC制御電
圧を2分した他方の分割電圧の印加端子を構成し; 且
つ、前記4個のトランジスタは、ベースに第2の入力信
号を重畳させてある; ことを特徴とするものである。
【0009】
【作用】次に、前記の如く構成される本発明の周波数ミ
キサ回路の作用を説明する。本発明では、4組の不平衡
差動対に第1の入力信号の印加端子とAGC制御電圧の
印加端子とを形成し、各不平衡差動対を電流駆動するト
ランジスタの入力に第2の入力信号を重畳しているの
で、広範囲のAGCを安定的になし得るAGC機能付き
の新規構成の周波数ミキサ回路を提供できる。
キサ回路の作用を説明する。本発明では、4組の不平衡
差動対に第1の入力信号の印加端子とAGC制御電圧の
印加端子とを形成し、各不平衡差動対を電流駆動するト
ランジスタの入力に第2の入力信号を重畳しているの
で、広範囲のAGCを安定的になし得るAGC機能付き
の新規構成の周波数ミキサ回路を提供できる。
【0010】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図1は、本発明の一実施例に係る周波数ミキサ回
路を示す。この第1実施例に係る周波数ミキサ回路は、
4組の不平衡差動対{(Q1、Q2)、(Q3、Q
4)、(Q5、Q6)、(Q7、Q8)}と、4個のト
ランジスタ(Q9、Q10、Q11、Q12)とを中心
に構成される。
する。図1は、本発明の一実施例に係る周波数ミキサ回
路を示す。この第1実施例に係る周波数ミキサ回路は、
4組の不平衡差動対{(Q1、Q2)、(Q3、Q
4)、(Q5、Q6)、(Q7、Q8)}と、4個のト
ランジスタ(Q9、Q10、Q11、Q12)とを中心
に構成される。
【0011】4組の不平衡差動対(Q1、Q2)、同
(Q3、Q4)、同(Q5、Q6)、同(Q7、Q8)
は、それぞれ、エミッタサイズが互いに異なる2つのト
ランジスタからなり、エミッタサイズ比が、例えば、Q
1:Q2=Q4:Q3=Q5:Q6=Q8:Q7=K:
1(K>1)である。
(Q3、Q4)、同(Q5、Q6)、同(Q7、Q8)
は、それぞれ、エミッタサイズが互いに異なる2つのト
ランジスタからなり、エミッタサイズ比が、例えば、Q
1:Q2=Q4:Q3=Q5:Q6=Q8:Q7=K:
1(K>1)である。
【0012】この4組の不平衡差動対は、相互間におい
てエミッタサイズが小のトランジスタ(Q2、Q3、Q
6、Q7)のコレクタ同士及びエミッタサイズが大のト
ランジスタ(Q1、Q4、Q5、Q8)のコレクタ同士
をそれぞれ共通接続して負荷抵抗RL を介して電源VCC
に接続し、出力端子対を構成する。
てエミッタサイズが小のトランジスタ(Q2、Q3、Q
6、Q7)のコレクタ同士及びエミッタサイズが大のト
ランジスタ(Q1、Q4、Q5、Q8)のコレクタ同士
をそれぞれ共通接続して負荷抵抗RL を介して電源VCC
に接続し、出力端子対を構成する。
【0013】また(第1の)不平衡差動対(Q1、Q
2)と(第2の)不平衡差動対(Q3、Q4)の間で
は、エミッタサイズが小のトランジスタのベースとエミ
ッタサイズが大のトランジスタのベース、即ち、(Q
3、Q1)、(Q2、Q4)のベースをそれぞれ共通接
続して第1の入力端子対を構成し、(第3の)不平衡差
動対(Q5、Q6)と(第4の)不平衡差動対(Q7、
Q8)の間では、エミッタサイズが小のトランジスタの
ベースとエミッタサイズが大のトランジスタのベース、
即ち、(Q7、Q5)、(Q6、Q8)のベースをそれ
ぞれ共通接続して第2の入力端子対を構成する。
2)と(第2の)不平衡差動対(Q3、Q4)の間で
は、エミッタサイズが小のトランジスタのベースとエミ
ッタサイズが大のトランジスタのベース、即ち、(Q
3、Q1)、(Q2、Q4)のベースをそれぞれ共通接
続して第1の入力端子対を構成し、(第3の)不平衡差
動対(Q5、Q6)と(第4の)不平衡差動対(Q7、
Q8)の間では、エミッタサイズが小のトランジスタの
ベースとエミッタサイズが大のトランジスタのベース、
即ち、(Q7、Q5)、(Q6、Q8)のベースをそれ
ぞれ共通接続して第2の入力端子対を構成する。
【0014】そして、第1の入力端子対の一方の端子と
第2の入力端子対の一方の端子とを共通接続して(第1
の)入力信号(電圧VRF)の印加端子を構成する。ま
た、第1の入力端子対の他方の端子及び第2の入力端子
対の他方の端子は、それぞれ、AGC制御電圧VAGC を
2分した分割電圧(1/2)VAGC の印加端子を構成す
る。入力信号(電圧VRF)及び分割電圧(1/2)V
AGC は直流電圧源VR に重畳されている。
第2の入力端子対の一方の端子とを共通接続して(第1
の)入力信号(電圧VRF)の印加端子を構成する。ま
た、第1の入力端子対の他方の端子及び第2の入力端子
対の他方の端子は、それぞれ、AGC制御電圧VAGC を
2分した分割電圧(1/2)VAGC の印加端子を構成す
る。入力信号(電圧VRF)及び分割電圧(1/2)V
AGC は直流電圧源VR に重畳されている。
【0015】また、4個のトランジスタ(Q9、Q1
0、Q11、Q12)は、上記4組の不平衡差動対のそ
れぞれを共通の直流電圧源VF に基づき電流駆動する
が、そのベースに(第2の)入力信号(電圧VLO)を重
畳させてある。
0、Q11、Q12)は、上記4組の不平衡差動対のそ
れぞれを共通の直流電圧源VF に基づき電流駆動する
が、そのベースに(第2の)入力信号(電圧VLO)を重
畳させてある。
【0016】さて、トランジスタを構成する接合ダイオ
ードの電流(エミッタ電流IE)は、飽和電流IS 、ボル
ツマン定数k、絶対温度T、単位電子電荷q、ベース・
エミッタ間電圧VBEを用いて、IE =IS {exp(qVBE
/kT)−1}と表せるが、VT =kT/qとすると、
VBE》VT であるので、exp(VBE/VT )》1として、
IE ≒IS exp(VBE/VT)と近似できる。
ードの電流(エミッタ電流IE)は、飽和電流IS 、ボル
ツマン定数k、絶対温度T、単位電子電荷q、ベース・
エミッタ間電圧VBEを用いて、IE =IS {exp(qVBE
/kT)−1}と表せるが、VT =kT/qとすると、
VBE》VT であるので、exp(VBE/VT )》1として、
IE ≒IS exp(VBE/VT)と近似できる。
【0017】このとき、4個のトランジスタ(Q9、Q
10、Q11、Q12)のコレクタ電流は、全て等し
く、IC9=IC10 =IC11 =IC12 =ILOであるが、I
LOは、ILO≒IS exp((VF +VLO)/VT )である。
そして、IS exp(VF /VT)=I0 とおくと、このI0
は直流電流値であるから、ILO=I0 exp(VLO/VT)と
表せる。
10、Q11、Q12)のコレクタ電流は、全て等し
く、IC9=IC10 =IC11 =IC12 =ILOであるが、I
LOは、ILO≒IS exp((VF +VLO)/VT )である。
そして、IS exp(VF /VT)=I0 とおくと、このI0
は直流電流値であるから、ILO=I0 exp(VLO/VT)と
表せる。
【0018】次に、トランジスタQ1と同Q2からなる
不平衡差動対では、エミッタサイズ比がK:1であるの
で、コレクタ電流IC1は数式1、同IC2は数式2で表さ
れ、αF を電流増幅率とすると、IC1+IC2=αF ILO
となる。
不平衡差動対では、エミッタサイズ比がK:1であるの
で、コレクタ電流IC1は数式1、同IC2は数式2で表さ
れ、αF を電流増幅率とすると、IC1+IC2=αF ILO
となる。
【0019】
【数1】
【0020】
【数2】
【0021】そして、本発明に係るKは、VK =VT ln
Kとおいて、K=exp(VK /VT)と求めることができ
る。そうすると、前記数式1及び同2で表したコレクタ
電流は、数式3及び同4と表せる。
Kとおいて、K=exp(VK /VT)と求めることができ
る。そうすると、前記数式1及び同2で表したコレクタ
電流は、数式3及び同4と表せる。
【0022】
【数3】
【0023】
【数4】
【0024】従って、差電流ΔI1 =IC1−IC2は、数
式5となる。
式5となる。
【0025】
【数5】
【0026】同様に、トランジスタQ3と同Q4からな
る不平衡差動対についても、差電流ΔI2 =IC3−IC4
は、数式6となる。
る不平衡差動対についても、差電流ΔI2 =IC3−IC4
は、数式6となる。
【0027】
【数6】
【0028】従って、両差電流の差は、ΔI1 −ΔI2
=(IC1−IC2)−(IC3−IC4)であるが、これは、
数式7となる。
=(IC1−IC2)−(IC3−IC4)であるが、これは、
数式7となる。
【0029】
【数7】
【0030】ここで、│x│《1のとき、tanhxは、数
式8のように展開できる。従って、│VRF−(1/2)
VAGC ±VK │《2VT のとき、数式7は数式9とな
る。
式8のように展開できる。従って、│VRF−(1/2)
VAGC ±VK │《2VT のとき、数式7は数式9とな
る。
【0031】
【数8】
【0032】
【数9】
【0033】同様に、トランジスタQ5と同Q6からな
る不平衡差動対についても、差電流ΔI3 =IC5−IC6
は、数式10となる。
る不平衡差動対についても、差電流ΔI3 =IC5−IC6
は、数式10となる。
【0034】
【数10】
【0035】また、トランジスタQ7と同Q8からなる
不平衡差動対では、差電流ΔI4 =IC7−IC8は、数式
11となる。
不平衡差動対では、差電流ΔI4 =IC7−IC8は、数式
11となる。
【0036】
【数11】
【0037】従って、両差電流の差ΔI3 −ΔI4 は、
数式12となる。
数式12となる。
【0038】
【数12】
【0039】そこで、差動出力電流(I1、I2)に差電流
ΔIは、ΔI=I1 −I2 =(IC1+IC4+IC6+
IC7)−(IC2+IC3+IC5+IC8)=(ΔI1 −ΔI
2 )−(ΔI3 −ΔI4 )であるので、前記数式9と同
12から数式13となり、これのILOに、ILO≒IS ex
p((VF +VLO)/VT )の関係を代入すると、数式1
4となる。
ΔIは、ΔI=I1 −I2 =(IC1+IC4+IC6+
IC7)−(IC2+IC3+IC5+IC8)=(ΔI1 −ΔI
2 )−(ΔI3 −ΔI4 )であるので、前記数式9と同
12から数式13となり、これのILOに、ILO≒IS ex
p((VF +VLO)/VT )の関係を代入すると、数式1
4となる。
【0040】
【数13】
【0041】
【数14】
【0042】更に、exp(±x)は、数式15と表せるの
で、これを使って数式14を級数展開すると、数式16
のように近似できる。
で、これを使って数式14を級数展開すると、数式16
のように近似できる。
【0043】
【数15】
【0044】
【数16】
【0045】ここで、VRF=│VRF│cos 2πfRFt、
VLO=│VLO│cos 2πfLOtとおき、数式16に代入
すると、数式17となる。
VLO=│VLO│cos 2πfLOtとおき、数式16に代入
すると、数式17となる。
【0046】
【数17】
【0047】つまり、差電流ΔIには、VRFの周波数f
RFとVLOの周波数fLOの和と差の成分が含まれ、図1
は、周波数ミキサ回路となっているのである。従って、
出力電圧VOUT は、VOUT =ΔI・RL と求まるので、
出力電圧VOUT をフィルタに通して不要波を除去すれ
ば、fRF+fLO又は│fRF−fLO│の周波数成分を持つ
電圧VIFが得られる。その電圧VIFの波高値を表わす│
VIF│は、数式18となり、出力電圧VIFはAGC制御
電圧VAGC に比例する。つまり図1は、AGC機能付き
周波数ミキサ回路となっているのである。なお、数式1
8において、LFILは、フィルタの挿入損失である。
RFとVLOの周波数fLOの和と差の成分が含まれ、図1
は、周波数ミキサ回路となっているのである。従って、
出力電圧VOUT は、VOUT =ΔI・RL と求まるので、
出力電圧VOUT をフィルタに通して不要波を除去すれ
ば、fRF+fLO又は│fRF−fLO│の周波数成分を持つ
電圧VIFが得られる。その電圧VIFの波高値を表わす│
VIF│は、数式18となり、出力電圧VIFはAGC制御
電圧VAGC に比例する。つまり図1は、AGC機能付き
周波数ミキサ回路となっているのである。なお、数式1
8において、LFILは、フィルタの挿入損失である。
【0048】
【数18】
【0049】次に、図2は、本発明の他の実施例に係る
周波数ミキサ回路を示す。この第2実施例に係る周波数
ミキサ回路は、構成要素的には第1実施例と同様である
が、4組の不平衡差動対の接続関係が異なる。
周波数ミキサ回路を示す。この第2実施例に係る周波数
ミキサ回路は、構成要素的には第1実施例と同様である
が、4組の不平衡差動対の接続関係が異なる。
【0050】即ち、4組の不平衡差動対では、(第1
の)不平衡差動対(Q1、Q2)と(第2の)不平衡差
動対(Q3、Q4)の相互間においてエミッタサイズが
大のトランジスタ(Q1、Q4)のコレクタ同士と、
(第3の)不平衡差動対(Q5、Q6)と(第4の)不
平衡差動対(Q7、Q8)の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタ(Q6、Q7)のコレクタ同士
とを共通接続して出力端子対の一方の端子を構成し、
(第1の)不平衡差動対(Q1、Q2)と(第2の)不
平衡差動対(Q3、Q4)の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタ(Q2、Q3)のコレクタ同士
と、(第3の)不平衡差動対(Q5、Q6)と(第4
の)不平衡差動対(Q7、Q8)の相互間においてエミ
ッタサイズが大のトランジスタ(Q5、Q8)のコレク
タ同士とを共通接続して出力端子対の他方の端子を構成
する。
の)不平衡差動対(Q1、Q2)と(第2の)不平衡差
動対(Q3、Q4)の相互間においてエミッタサイズが
大のトランジスタ(Q1、Q4)のコレクタ同士と、
(第3の)不平衡差動対(Q5、Q6)と(第4の)不
平衡差動対(Q7、Q8)の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタ(Q6、Q7)のコレクタ同士
とを共通接続して出力端子対の一方の端子を構成し、
(第1の)不平衡差動対(Q1、Q2)と(第2の)不
平衡差動対(Q3、Q4)の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタ(Q2、Q3)のコレクタ同士
と、(第3の)不平衡差動対(Q5、Q6)と(第4
の)不平衡差動対(Q7、Q8)の相互間においてエミ
ッタサイズが大のトランジスタ(Q5、Q8)のコレク
タ同士とを共通接続して出力端子対の他方の端子を構成
する。
【0051】また、(第1の)不平衡差動対(Q1、Q
2)のエミッタサイズが大のトランジスタQ1のベース
と(第4の)不平衡差動対(Q7、Q8)のエミッタサ
イズが小のトランジスタQ7のベースとを共通接続して
(第1の)入力信号を2分した一方の分割信号(電圧
(1/2)VRF)の印加端子を構成し、(第2の)不平
衡差動対(Q3、Q4)のエミッタサイズが大のトラン
ジスタQ4のベースと(第3の)不平衡差動対(Q5、
Q6)のエミッタサイズが小のトランジスタQ6のベー
スとを共通接続して(第1の)入力信号を2分した他方
の分割信号(電圧(1/2)VRF)の印加端子を構成す
る。
2)のエミッタサイズが大のトランジスタQ1のベース
と(第4の)不平衡差動対(Q7、Q8)のエミッタサ
イズが小のトランジスタQ7のベースとを共通接続して
(第1の)入力信号を2分した一方の分割信号(電圧
(1/2)VRF)の印加端子を構成し、(第2の)不平
衡差動対(Q3、Q4)のエミッタサイズが大のトラン
ジスタQ4のベースと(第3の)不平衡差動対(Q5、
Q6)のエミッタサイズが小のトランジスタQ6のベー
スとを共通接続して(第1の)入力信号を2分した他方
の分割信号(電圧(1/2)VRF)の印加端子を構成す
る。
【0052】そして、(第1の)不平衡差動対(Q1、
Q2)のエミッタサイズが小のトランジスタQ2のベー
スと(第3の)不平衡差動対(Q5、Q6)のエミッタ
サイズが大のトランジスタQ5のベースとを共通接続し
てAGC制御電圧を2分した一方の分割電圧(1/2)
VAGC の印加端子を構成し、(第2の)不平衡差動対
(Q3、Q4)のエミッタサイズが小のトランジスタQ
3のベースと(第4の)不平衡差動対(Q7、Q8)の
エミッタサイズが大のトランジスタQ8のベースとを共
通接続してAGC制御電圧を2分した他方の分割電圧
(1/2)VAGC の印加端子を構成する。AGC制御電
圧の各分割電圧及び(第1の)入力信号(電圧VRF)の
各分割電圧は直流電圧源VR に重畳されることは第1実
施例と同様である。
Q2)のエミッタサイズが小のトランジスタQ2のベー
スと(第3の)不平衡差動対(Q5、Q6)のエミッタ
サイズが大のトランジスタQ5のベースとを共通接続し
てAGC制御電圧を2分した一方の分割電圧(1/2)
VAGC の印加端子を構成し、(第2の)不平衡差動対
(Q3、Q4)のエミッタサイズが小のトランジスタQ
3のベースと(第4の)不平衡差動対(Q7、Q8)の
エミッタサイズが大のトランジスタQ8のベースとを共
通接続してAGC制御電圧を2分した他方の分割電圧
(1/2)VAGC の印加端子を構成する。AGC制御電
圧の各分割電圧及び(第1の)入力信号(電圧VRF)の
各分割電圧は直流電圧源VR に重畳されることは第1実
施例と同様である。
【0053】本第2実施例でも、差電流ΔI1 は数式1
9、差電流ΔI2 は数式20、差電流ΔI3 は数式2
1、差電流ΔI4 は数式22となるので、差動出力電流
の差電流ΔIは数式23と求まる。
9、差電流ΔI2 は数式20、差電流ΔI3 は数式2
1、差電流ΔI4 は数式22となるので、差動出力電流
の差電流ΔIは数式23と求まる。
【0054】
【数19】
【0055】
【数20】
【0056】
【数21】
【0057】
【数22】
【0058】
【数23】
【0059】数式23は数式13に比べて係数が1/2
になっているだけである。従って、数式13以降の説明
と同様に図2に示す第2実施例回路においてもAGC制
御電圧VAGC に比例する周波数ミキサ出力が得られる。
になっているだけである。従って、数式13以降の説明
と同様に図2に示す第2実施例回路においてもAGC制
御電圧VAGC に比例する周波数ミキサ出力が得られる。
【0060】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の周波数ミ
キサ回路によれば、4組の不平衡差動対に第1の入力信
号の印加端子とAGC制御電圧の印加端子とを形成し、
各不平衡差動対を電流駆動するトランジスタの入力に第
2の入力信号を重畳しているので、広範囲のAGCを安
定的になし得るAGC機能付きの新規構成の周波数ミキ
サ回路を提供できる効果がある。
キサ回路によれば、4組の不平衡差動対に第1の入力信
号の印加端子とAGC制御電圧の印加端子とを形成し、
各不平衡差動対を電流駆動するトランジスタの入力に第
2の入力信号を重畳しているので、広範囲のAGCを安
定的になし得るAGC機能付きの新規構成の周波数ミキ
サ回路を提供できる効果がある。
【図1】本発明の一実施例に係る周波数ミキサ回路の構
成ブロック図である。
成ブロック図である。
【図2】本発明の他の実施例に係る周波数ミキサ回路の
構成ブロック図である。
構成ブロック図である。
【図3】従来のAGC機能付き周波数ミキサ回路の回路
図である。
図である。
(Q1、Q2) 不平衡差動対トランジスタ (Q3、Q4) 不平衡差動対トランジスタ (Q5、Q6) 不平衡差動対トランジスタ (Q7、Q8) 不平衡差動対トランジスタ Q9〜Q12 トランジスタ VAGC AGC制御電圧 VRF 入力信号電圧 VLO 入力信号電圧 VCC 直流電圧源 VF 直流電圧源 VR 直流電圧源
Claims (2)
- 【請求項1】 エミッタサイズが互いに異なる2つのト
ランジスタからなる第1乃至第4の不平衡差動対と;
前記4組の不平衡差動対のそれぞれを共通の直流電圧源
に基づき電流駆動する4個のトランジスタと; を備
え、前記4組の不平衡差動対は、相互間においてエミッ
タサイズが小のトランジスタのコレクタ同士及びエミッ
タサイズが大のトランジスタのコレクタ同士をそれぞれ
共通接続して出力端子対を構成し、第1及び第2の不平
衡差動対の相互間においてエミッタサイズが小のトラン
ジスタのベースとエミッタサイズが大のトランジスタの
ベースとを共通接続して第1の入力端子対を構成し、第
3及び第4の不平衡差動対の相互間においてエミッタサ
イズが小のトランジスタのベースとエミッタサイズが大
のトランジスタのベースとを共通接続して第2の入力端
子対を構成し、第1の入力端子対の一方の端子と第2の
入力端子対の一方の端子とを共通接続して第1の入力信
号の印加端子を構成し、第1の入力端子対の他方の端子
はAGC制御電圧を2分した一方の分割電圧の印加端子
を構成し、第2の入力端子対の他方の端子はAGC制御
電圧を2分した他方の分割電圧の印加端子を構成し;
且つ、前記4個のトランジスタは、ベースに第2の入力
信号を重畳させてある; ことを特徴とする周波数ミキ
サ回路。 - 【請求項2】 エミッタサイズが互いに異なる2つのト
ランジスタからなる第1乃至第4の不平衡差動対と;
前記4組の不平衡差動対のそれぞれを共通の直流電圧源
に基づき電流駆動する4個のトランジスタと; を備
え、前記4組の不平衡差動対は、第1及び第2の不平衡
差動対の相互間においてエミッタサイズが大のトランジ
スタのコレクタ同士と第3及び第4の不平衡差動対の相
互間においてエミッタサイズが小のトランジスタのコレ
クタ同士とを共通接続して出力端子対の一方の端子を構
成し、第1及び第2の不平衡差動対の相互間においてエ
ミッタサイズが小のトランジスタのコレクタ同士と第3
及び第4の不平衡差動対の相互間においてエミッタサイ
ズが大のトランジスタのコレクタ同士とを共通接続して
出力端子対の他方の端子を構成し、第1の不平衡差動対
のエミッタサイズが大のトランジスタのベースと第4の
不平衡差動対のエミッタサイズが小のトランジスタのベ
ースとを共通接続して第1の入力信号を2分した一方の
分割信号の印加端子を構成し、第2の不平衡差動対のエ
ミッタサイズが大のトランジスタのベースと第3の不平
衡差動対のエミッタサイズが小のトランジスタのベース
とを共通接続して第1の入力信号を2分した他方の分割
信号の印加端子を構成し、第1の不平衡差動対のエミッ
タサイズが小のトランジスタのベースと第3の不平衡差
動対のエミッタサイズが大のトランジスタのベースとを
共通接続してAGC制御電圧を2分した一方の分割電圧
の印加端子を構成し、第2の不平衡差動対のエミッタサ
イズが小のトランジスタのベースと第4の不平衡差動対
のエミッタサイズが大のトランジスタのベースとを共通
接続してAGC制御電圧を2分した他方の分割電圧の印
加端子を構成し; 且つ、前記4個のトランジスタは、
ベースに第2の入力信号を重畳させてある; ことを特
徴とする周波数ミキサ回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3351434A JP2884869B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | 周波数ミキサ回路 |
GB9225927A GB2262403B (en) | 1991-12-12 | 1992-12-11 | Frequency mixing circuit having automatic gain control function |
US07/989,548 US5355534A (en) | 1991-12-12 | 1992-12-11 | Frequency mixing circuit having automatic gain control function |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3351434A JP2884869B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | 周波数ミキサ回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05167353A true JPH05167353A (ja) | 1993-07-02 |
JP2884869B2 JP2884869B2 (ja) | 1999-04-19 |
Family
ID=18417262
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3351434A Expired - Lifetime JP2884869B2 (ja) | 1991-12-12 | 1991-12-12 | 周波数ミキサ回路 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5355534A (ja) |
JP (1) | JP2884869B2 (ja) |
GB (1) | GB2262403B (ja) |
Families Citing this family (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2861795B2 (ja) * | 1994-02-25 | 1999-02-24 | 日本電気株式会社 | 周波数逓倍回路 |
KR100388573B1 (ko) * | 1994-10-28 | 2003-10-04 | 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 이득-제어가능한증폭기및이득-제어가능한증폭기를포함하는수신기 |
US5805988A (en) * | 1995-12-22 | 1998-09-08 | Microtune, Inc. | System and method for switching an RF signal between mixers |
KR100449351B1 (ko) * | 1996-05-15 | 2004-12-14 | 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 이득제어회로,이득제어방법및수신기 |
GB2321149B (en) | 1997-01-11 | 2001-04-04 | Plessey Semiconductors Ltd | Low voltage double balanced mixer |
US5933771A (en) * | 1997-06-20 | 1999-08-03 | Nortel Networks Corporation | Low voltage gain controlled mixer |
GB2351404B (en) * | 1999-06-24 | 2003-11-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | A transmitter and a modulator therefor |
JP3578136B2 (ja) * | 2001-12-25 | 2004-10-20 | ソニー株式会社 | 掛け算器 |
US7623142B2 (en) * | 2004-09-14 | 2009-11-24 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Flexure |
US7881681B2 (en) * | 2006-08-28 | 2011-02-01 | Mediatek Inc. | Self-calibrating direct conversion transmitter with converting/steering device |
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---|---|---|---|---|
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JPS5585111A (en) * | 1978-12-22 | 1980-06-26 | Toshiba Corp | Oscillation circuit |
JPH02265306A (ja) * | 1989-04-05 | 1990-10-30 | Nec Corp | 両波整流器 |
JPH03230605A (ja) * | 1990-02-05 | 1991-10-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 差動形発振回路及び周波数変換回路 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
IT1212776B (it) * | 1983-09-29 | 1989-11-30 | Ates Componenti Elettron | Stadio d'ingresso amplificatore e miscelatore a transistori per un radioricevitore. |
US5319267A (en) * | 1991-01-24 | 1994-06-07 | Nec Corporation | Frequency doubling and mixing circuit |
-
1991
- 1991-12-12 JP JP3351434A patent/JP2884869B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-12-11 GB GB9225927A patent/GB2262403B/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-12-11 US US07/989,548 patent/US5355534A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS54160155A (en) * | 1978-06-09 | 1979-12-18 | Toshiba Corp | Multiplying circuit |
JPS5585111A (en) * | 1978-12-22 | 1980-06-26 | Toshiba Corp | Oscillation circuit |
JPH02265306A (ja) * | 1989-04-05 | 1990-10-30 | Nec Corp | 両波整流器 |
JPH03230605A (ja) * | 1990-02-05 | 1991-10-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 差動形発振回路及び周波数変換回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2884869B2 (ja) | 1999-04-19 |
US5355534A (en) | 1994-10-11 |
GB9225927D0 (en) | 1993-02-03 |
GB2262403A (en) | 1993-06-16 |
GB2262403B (en) | 1995-08-09 |
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