JPH05130773A - Overcurrent protective method - Google Patents
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- JPH05130773A JPH05130773A JP2412326A JP41232690A JPH05130773A JP H05130773 A JPH05130773 A JP H05130773A JP 2412326 A JP2412326 A JP 2412326A JP 41232690 A JP41232690 A JP 41232690A JP H05130773 A JPH05130773 A JP H05130773A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はフライバックコンバータ
において、２次側回路短絡時に流れる過大電流を制御
し、２次側電子機器及びコンバータ自身を保護する過電
流保護方式に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an overcurrent protection system for controlling an excessive current flowing in a flyback converter when a secondary side circuit is short-circuited and protecting the secondary side electronic equipment and the converter itself.
【０００２】[0002]
【従来の技術】一般に、フライバックコンバータはその
性質上コンバータトランスの１次側エネルギーと２次側
エネルギーとが等しくなるように動作するために２次側
が短絡した場合に、過大な短絡電流による２次側の２次
災害を起こしたり、コンバータ電源自体を焼損させたり
する。2. Description of the Related Art Generally, a flyback converter operates so that the primary side energy and the secondary side energy of a converter transformer are equal in nature, and when the secondary side is short-circuited, an excessive short circuit current causes It may cause a secondary disaster on the secondary side or burn out the converter power supply itself.
【０００３】この従来例を更に詳しく図面によって説明
する。図３は従来例におけるフライバックコンバータの
過電流保護方式の回路図であり、図４は図３における２
次側短絡時の電圧−電流特性を表す特性図である。図に
おける回路構成は、コンバータトランスＴ１の１次巻線
Ｗ１の一端にはメインスイッチＳ１を介して過電流検出
用抵抗Ｒｃｓが直列に接続されている。２次巻線Ｗ２に
は整流器Ｒｃ１及びコンデンサーＣ１が接続され、Ｖｏ
は２次側出力ＤＣ電圧、Ｉｏは２次側出力ＤＣ電流であ
る。This conventional example will be described in more detail with reference to the drawings. FIG. 3 is a circuit diagram of an overcurrent protection system of a flyback converter in a conventional example, and FIG.
It is a characteristic view showing the voltage-current characteristic at the time of the secondary side short circuit. In the circuit configuration in the figure, an overcurrent detection resistor Rcs is connected in series to one end of a primary winding W1 of a converter transformer T1 via a main switch S1. A rectifier Rc1 and a capacitor C1 are connected to the secondary winding W2, and Vo
Is the secondary output DC voltage, and Io is the secondary output DC current.
【０００４】ＰＷＭ制御集積回路ＩＣ１には過電流検出
用演算増幅器Ａ１が設けられており、この過電流検出用
演算増幅器Ａ１の反転入力端子（−表示）に基準電圧を
電池Ｅ１で与えている。Ａ点は１次側電流による過電流
検出用抵抗Ｒｃｓの電圧降下が現れる点である。Ｃ点は
ＰＷＭ制御集積回路ＩＣ１の制御信号の出力端子となっ
ており、このＣ点からの制御信号によりメインスイッチ
Ｓ１を駆動し、１次側電流のパルス幅を制御する。すな
わち、メインスイッチＳ１が閉じている時間（Ｔｏｎ）
が短くなるとパルス幅が狭くなり、１次側のピーク電流
が減少する。メインスイッチＳ１と過電流検出用抵抗Ｒ
ｃｓとの接合Ａ点と過電流検出用演算増幅器Ａ１の非反
転入力端子（＋表示）が接続されている。The PWM control integrated circuit IC1 is provided with an operational amplifier A1 for detecting overcurrent, and a battery E1 supplies a reference voltage to the inverting input terminal (-display) of the operational amplifier A1 for detecting overcurrent. Point A is the point where the voltage drop of the overcurrent detection resistor Rcs due to the primary side current appears. The point C serves as an output terminal for the control signal of the PWM control integrated circuit IC1, and the control signal from the point C drives the main switch S1 to control the pulse width of the primary side current. That is, the time when the main switch S1 is closed (Ton)
Becomes shorter, the pulse width becomes narrower and the peak current on the primary side decreases. Main switch S1 and overcurrent detection resistor R
The junction A point with cs and the non-inverting input terminal (+ indication) of the overcurrent detection operational amplifier A1 are connected.
【０００５】次に動作について説明する。２次側出力Ｄ
Ｃ電圧Ｖｏの短絡で２次側出力ＤＣ電流Ｉｏが増加する
と、これに伴って１次側電流が増加し、過電流検出用抵
抗Ｒｃｓの電圧降下が大きくなりＡ点の電圧（電位）は
高くなる。Ａ点の電圧が基準電圧を超えた場合は、過電
流検出用演算増幅器Ａ１の比較、増幅による制御信号を
Ｃ点を経由して出力し、メインスイッチＳ１を駆動して
１次側電流のパルス幅（メインスイッチＳ１の閉じてい
る時間（Ｔｏｎ））を狭くし、その結果、１次側電圧及
び２次側電圧を低下させる。Next, the operation will be described. Secondary output D
When the secondary-side output DC current Io increases due to the short circuit of the C voltage Vo, the primary-side current increases accordingly, the voltage drop of the overcurrent detection resistor Rcs increases, and the voltage (potential) at the point A is high. Become. When the voltage at the point A exceeds the reference voltage, a control signal by comparison and amplification of the overcurrent detection operational amplifier A1 is output via the point C, and the main switch S1 is driven to pulse the primary side current. The width (the closing time (Ton) of the main switch S1) is narrowed, and as a result, the primary side voltage and the secondary side voltage are reduced.
【０００６】２次側出力ＤＣ電流Ｉｏが増加し、基準電
圧に達した時点から１次側電圧がＰＷＭ制御集積回路Ｉ
Ｃ１からの制御信号により低下する。１次側電圧の低下
に伴い、図４に示すように２次側出力ＤＣ電圧Ｖｏも低
下するが、２次側出力ＤＣ電流Ｉｏは減少しないで逆に
増加を続ける。フライバックコンバータが丈夫に製作さ
れ、余裕がある程この傾向がある。従って、過大電流に
より整流器Ｒｃ１を焼損したり、２次災害を引き起こし
たり、コンバータ自体を焼損するす危険がある。From the time when the secondary output DC current Io increases and reaches the reference voltage, the primary voltage is changed to the PWM control integrated circuit I.
It is lowered by the control signal from C1. As shown in FIG. 4, the secondary-side output DC voltage Vo also decreases as the primary-side voltage decreases, but the secondary-side output DC current Io does not decrease but continues to increase. Flyback converters are more robust, and the more room they have, the more this tends to occur. Therefore, there is a risk that the rectifier Rc1 will be burned by the excessive current, a secondary disaster will be caused, or the converter itself will be burned.
【０００７】上記の図４で示されるような２次側短絡時
の電圧−電流特性を図６のように改善したフライバック
コンバータの過電流保護方式の回路図を図５に示す。図
３と同一符号を付したものは同一要素を示しており説明
を省略する。この方式では図５に示す通り、過電流検出
用抵抗の代わりにカレントトランスＣＴ１が２次側に設
けられている。このカレントトランスＣＴ１が２次側電
流を検出し、変換された電圧は過電流検出用演算増幅器
Ａ１の非反転入力端子（＋表示）に入力され、反転入力
端子（−表示）に入力されている電池Ｅ１の基準電圧と
比較、増幅される。この過電流保護方式によれば比較的
早く２次側ＤＣ電流Ｉｏの増加を防止することができ
る。FIG. 5 shows a circuit diagram of an overcurrent protection system of a flyback converter in which the voltage-current characteristic at the time of short-circuiting on the secondary side as shown in FIG. 4 is improved as shown in FIG. The components denoted by the same reference numerals as those in FIG. In this method, as shown in FIG. 5, a current transformer CT1 is provided on the secondary side instead of the overcurrent detection resistor. The current transformer CT1 detects the secondary side current, and the converted voltage is input to the non-inverting input terminal (+ display) and the inverting input terminal (-display) of the overcurrent detection operational amplifier A1. The reference voltage of the battery E1 is compared and amplified. According to this overcurrent protection method, an increase in the secondary side DC current Io can be prevented relatively quickly.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来例における過電流保護方式による２次側短絡時の電圧
−電流特性（図６）からも明らかなように、保護回路の
動作によっても依然として短絡電流は増加している。ま
た、カレントトランスを使用することによりコストアッ
プとなり、スペースファクターも悪くなる。However, as is apparent from the voltage-current characteristic (FIG. 6) at the time of the secondary side short circuit by the overcurrent protection method in the above-mentioned conventional example, the short circuit current is still caused by the operation of the protection circuit. Is increasing. In addition, the use of a current transformer increases the cost and the space factor.
【０００９】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは、カレントトランスを省略
し、かつ２次側負荷の短絡による短絡電流を減少させ、
２次災害やフライバックコンバータ自体の焼損を防止す
る過電流保護方式を提供することにある。The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to omit a current transformer and reduce a short-circuit current due to a short-circuit of a secondary load,
It is to provide an overcurrent protection method that prevents a secondary disaster and burnout of the flyback converter itself.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の過電流保護方式は、保護回路を有するＰＷＭ
（パルス幅変調）方式のフライバックコンバータの過電
流保護方式において、コンバータトランスにＰＷＭ制御
集積回路にＤＣ電圧を供給する補助電源用巻線を設け、
２次側出力ＤＣ電流に対応した基準電圧を前記ＤＣ電圧
を分圧して設定し、１次側巻線の一端にメインスイッチ
を介して過電流検出用抵抗を設け、前記２次側出力ＤＣ
電流に対応した１次側電流による前記過電流検出用抵抗
の電圧降下と前記基準電圧を比較し、前記電圧降下が前
記基準電圧より大きい場合は、前記メインスイッチを駆
動して１次側電圧を下げるように制御し、２次側電圧及
び補助電源用巻線に発生する電圧の低下に伴って、前記
基準電圧も低下することにより、２次側電圧、電流を連
続して減少させることに特徴を有している。In order to achieve the above object, an overcurrent protection system of the present invention is a PWM having a protection circuit.
In the (pulse width modulation) type flyback converter overcurrent protection system, a converter transformer is provided with an auxiliary power supply winding for supplying a DC voltage to a PWM control integrated circuit,
A reference voltage corresponding to the secondary side output DC current is set by dividing the DC voltage, and an overcurrent detection resistor is provided at one end of the primary side winding via a main switch to set the secondary side output DC current.
The voltage drop of the overcurrent detection resistor due to the primary side current corresponding to the current is compared with the reference voltage. When the voltage drop is larger than the reference voltage, the main switch is driven to change the primary side voltage. The control is performed so as to lower the secondary side voltage and the voltage generated in the auxiliary power supply winding, and the reference voltage is also reduced, so that the secondary side voltage and the current are continuously reduced. have.
【００１１】[0011]
【作用】ＰＷＭ制御集積回路にＤＣ電圧を供給する補助
電源用巻線をコンバータトランスに設ける。２次側出力
ＤＣ電流に対応した基準電圧を前記ＤＣ電圧を分圧して
設定する。１次側巻線の一端にメインスイッチを介して
過電流検出用抵抗を設ける。２次側出力ＤＣ電流に対応
した１次側電流による過電流検出用抵抗の電圧降下と基
準電圧を比較することにより、メインスイッチを駆動し
てコンバータトランスの１次側パルス電流のパルス幅を
制御してパルス電流を加減する。１次側電流による過電
流検出用抵抗の電圧降下が基準電圧より大きい場合は、
コンバータトランスの１次側パルス電流のパルス幅を狭
くし、２次側電圧及び補助電源用巻線に発生する電圧を
下げる。補助電源用巻線の電圧の低下に伴って基準電圧
も低下する。The converter transformer is provided with an auxiliary power supply winding for supplying a DC voltage to the PWM control integrated circuit. A reference voltage corresponding to the secondary side output DC current is set by dividing the DC voltage. An overcurrent detection resistor is provided at one end of the primary winding via a main switch. By comparing the voltage drop of the overcurrent detection resistor due to the primary side current corresponding to the secondary side output DC current with the reference voltage, the main switch is driven and the pulse width of the primary side pulse current of the converter transformer is controlled. To adjust the pulse current. If the voltage drop of the overcurrent detection resistor due to the primary current is larger than the reference voltage,
The pulse width of the primary side pulse current of the converter transformer is narrowed, and the secondary side voltage and the voltage generated in the auxiliary power supply winding are reduced. The reference voltage also decreases as the voltage of the auxiliary power supply winding decreases.
【００１２】このように、メインスイッチの閉じている
時間（Ｔｏｎ）が短くなり、コンバータトランスの１次
側巻線に流れるピーク電流が減少するために、１次側電
圧、補助電源用巻線に発生する電圧が低下し、これに伴
って基準電圧も低下する。コンバータトランスの１次側
巻線に流れるピーク電流の減少により、過電流検出用抵
抗の電圧降下も減少するが、基準電圧の低下により、電
圧降下＞基準電圧の条件が維持され、２次側出力ＤＣ電
圧も２次側出力ＤＣ電流も共に順次減少する。従って、
２次災害やコンバータ自体の焼損等の危険を排除するこ
とができる。As described above, the time (Ton) during which the main switch is closed is shortened, and the peak current flowing in the primary winding of the converter transformer is reduced. The generated voltage drops, and the reference voltage drops accordingly. Although the peak current flowing through the primary winding of the converter transformer decreases, the voltage drop of the overcurrent detection resistor also decreases, but the drop of the reference voltage maintains the condition of voltage drop> reference voltage, and the secondary output Both the DC voltage and the secondary side output DC current gradually decrease. Therefore,
It is possible to eliminate the risk of secondary disaster and burnout of the converter itself.
【００１３】[0013]
【実施例】以下、図面に沿って本発明を説明する。図１
は本発明の一実施例を示すフライバックコンバータの過
電流保護方式の回路図であり、図２は図１における２次
側短絡時の電圧−電流特性を表す特性図である。コンバ
ータトランスＴ１は１次巻線Ｗ１、２次巻線Ｗ２及び補
助電源用巻線Ｗ３を有している。コンバータトランスＴ
１の１次巻線Ｗ１の一端にはパルス幅を制御するメイン
スイッチＳ１を介して過電流検出用抵抗Ｒｃｓが接続さ
れ、この過電流検出用抵抗Ｒｃｓの他端は接地されてい
る。メインスイッチＳ１と過電流検出用抵抗Ｒｃｓとの
接続点がＡ点であり、１次側電流による過電流検出用抵
抗Ｒｃｓの電圧降下分が電位として現れる。コンバータ
トランスＴ１の２次側は、整流器Ｒｃ１により２次側出
力ＤＣ電圧Ｖｏを作り、負荷に２次側出力ＤＣ電流Ｉｏ
を供給している。Ｃ１はコンデンサーである。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The present invention will be described below with reference to the drawings. Figure 1
FIG. 2 is a circuit diagram of an overcurrent protection system of a flyback converter showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a characteristic diagram showing a voltage-current characteristic when the secondary side is short-circuited in FIG. The converter transformer T1 has a primary winding W1, a secondary winding W2, and an auxiliary power supply winding W3. Converter transformer T
An overcurrent detection resistor Rcs is connected to one end of the primary winding W1 of No. 1 via a main switch S1 that controls a pulse width, and the other end of the overcurrent detection resistor Rcs is grounded. The connection point between the main switch S1 and the overcurrent detection resistor Rcs is point A, and the voltage drop of the overcurrent detection resistor Rcs due to the primary side current appears as a potential. The secondary side of the converter transformer T1 produces a secondary side output DC voltage Vo by the rectifier Rc1, and the secondary side output DC current Io is applied to the load.
Is being supplied. C1 is a condenser.
【００１４】コンバータトランスＴ１の補助電源用巻線
Ｗ３に発生する電圧は整流器Ｒｃ２で整流され、この整
流されたＤＣ電圧は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２によって分圧さ
れ、この分圧点がＢ点である。このＢ点は基準電圧とし
て設定されている。勿論、抵抗以外の回路素子を用いて
ＤＣ電圧を分圧し、基準電圧を設定することもできる。
ＰＷＭ制御集積回路ＩＣ１には過電流検出用演算増幅器
Ａ１、誤差増幅器Ａ２及び論理素子オア２を有してお
り、論理素子オア２の出力に基づく制御信号はＣ点から
出力される。メインスイッチＳ１と過電流検出用抵抗Ｒ
ｃｓとの接続点であるＡ点を過電流検出用演算増幅器Ａ
１の反転入力端子（−表示）に接続し、基準電圧のＢ点
を過電流検出用演算増幅器Ａ１の非反転入力端子（＋表
示）に接続してある。The voltage generated in the auxiliary power supply winding W3 of the converter transformer T1 is rectified by the rectifier Rc2, the rectified DC voltage is divided by the resistors R1 and R2, and this voltage dividing point is point B. .. This point B is set as a reference voltage. Of course, the DC voltage can be divided by using a circuit element other than the resistor to set the reference voltage.
The PWM control integrated circuit IC1 has an operational amplifier A1 for overcurrent detection, an error amplifier A2, and a logic element OR2, and a control signal based on the output of the logic element OR2 is output from the point C. Main switch S1 and overcurrent detection resistor R
Point A, which is the connection point with cs, is the operational amplifier A for overcurrent detection.
1 and the point B of the reference voltage is connected to the non-inverting input terminal (+) of the overcurrent detection operational amplifier A1.
【００１５】但し、制御回路の方式によっては前記と逆
になり、Ａ点を非反転入力端子に、Ｂ点を反転入力端子
に接続する。ＰＷＭ制御回路は一般にＩＣ化されてお
り、前記接続の場合は反転入力の電位が非反転入力の電
位よりも大きくなった時に出力パルス幅を狭めるように
制御回路が構成されている場合に用いる。なお一般に
は、Ａ点の電位はＲＣフィルターを通過させた後、過電
流検出用演算増幅器Ａ１に入力されるが、図１では省略
してある。Ｃ２はコンデンサーであり、Ｒｓは起動抵抗
である。２次側出力ＤＣ電圧Ｖｏラインからのフィード
パックは、フォトカプラ−１を介して誤差増幅器Ａ２に
接続されている。このフィトカプラー１の代わりにトラ
ンスを用いてもよい。過電流検出用演算増幅器Ａ１の出
力と誤差増幅器Ａ２の出力の論理和による制御信号が論
理素子オア２から出力され出力端子Ｃ点からメインスイ
ッチＳ１に出力される。However, depending on the method of the control circuit, this is the reverse of the above. Point A is connected to the non-inverting input terminal and point B is connected to the inverting input terminal. The PWM control circuit is generally integrated into an IC, and in the case of the above connection, it is used when the control circuit is configured to narrow the output pulse width when the potential of the inverting input becomes larger than the potential of the non-inverting input. Generally, the potential at the point A is input to the overcurrent detection operational amplifier A1 after passing through the RC filter, but it is omitted in FIG. C2 is a capacitor and Rs is a starting resistance. The feed pack from the secondary output DC voltage Vo line is connected to the error amplifier A2 via the photo coupler-1. A transformer may be used instead of the phytocoupler 1. A control signal based on the logical sum of the output of the overcurrent detection operational amplifier A1 and the output of the error amplifier A2 is output from the logic element OR2 and output from the output terminal C to the main switch S1.
【００１６】次に動作について説明する。コンバータト
ランスＴ１の１次巻線Ｗ１には２次側出力ＤＣ電流Ｉｏ
に対応したパルス電流が流れる。２次側出力ＤＣ電流Ｉ
ｏが増加すると、メインスイッチＳ１の閉じる時間（Ｔ
ｏｎ）が長くなって１次巻線Ｗ１に流れるパルス電流の
パルス幅が広がり、ピーク電流が増加する。過電流検出
用抵抗Ｒｃｓによる電圧降下によりＡ点の電位ピーク値
が増加し、Ｂ点に設定されている基準電圧を超えた場合
（例えば、負荷を短絡した場合）は、過電流検出用演算
増幅器Ａ１の出力により論理素子オア２を介してＣ点か
らメインスイッチＳ１を駆動する。メインスイッチＳ１
は１次巻線Ｗ１に流れるパルス電流のパルス幅を狭め
る。Next, the operation will be described. The secondary output DC current Io is applied to the primary winding W1 of the converter transformer T1.
The pulse current corresponding to flows. Secondary output DC current I
When o increases, the closing time (T
on) becomes longer, the pulse width of the pulse current flowing through the primary winding W1 becomes wider, and the peak current increases. When the potential peak value at the point A increases due to the voltage drop due to the overcurrent detection resistor Rcs and exceeds the reference voltage set at the point B (for example, when the load is short-circuited), the overcurrent detection operational amplifier is used. The output of A1 drives the main switch S1 from the point C via the logic element OR2. Main switch S1
Reduces the pulse width of the pulse current flowing through the primary winding W1.
【００１７】その結果、補助電源用巻線Ｗ３の出力ＤＣ
電圧は低下し、Ｂ点の基準電圧は低下する。基準電圧が
低下することにより、１次巻線Ｗ１のピーク電流による
過電流検出用抵抗Ｒｃｓの電圧降下、すなわちＡ点の電
位ピーク値がより小さな値でも過電流検出用演算増幅器
Ａ１が動作し、更に出力パルス幅を狭める。この動作を
繰り返すことにより図２のような２次側短絡時の電圧−
電流特性を表す。一方、２次側出力ＤＣ電圧Ｖｏライン
からのフィードパックは、フォトカプラ−１を介して誤
差増幅器Ａ２に接続されている。２次側出力ＤＣ電圧Ｖ
ｏラインが上昇すると誤差増幅器Ａ２の出力により、制
御信号が論理素子オア２から出力され出力端子Ｃ点から
メインスイッチＳ１に出力される。メインスイッチＳ１
の１次側パルス電流の幅を狭めることにより２次側出力
ＤＣ電圧Ｖｏを規定の電圧まで下げる。As a result, the output DC of the auxiliary power supply winding W3
The voltage drops and the reference voltage at point B drops. As the reference voltage decreases, the overcurrent detection operational amplifier A1 operates even if the voltage drop of the overcurrent detection resistor Rcs due to the peak current of the primary winding W1, that is, the potential peak value at the point A is smaller, Further, the output pulse width is narrowed. By repeating this operation, the voltage at the secondary side short circuit as shown in Fig. 2
Indicates current characteristics. On the other hand, the feed pack from the secondary output DC voltage Vo line is connected to the error amplifier A2 via the photo coupler-1. Secondary output DC voltage V
When the o line rises, the output of the error amplifier A2 causes the control signal to be output from the logic element OR2 and output from the output terminal C to the main switch S1. Main switch S1
The secondary output DC voltage Vo is reduced to a specified voltage by narrowing the width of the primary side pulse current.
【００１８】[0018]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、ＰＷＭ制
御集積回路にＤＣ電圧を供給する補助電源用巻線をコン
バータトランスに設け、２次側出力ＤＣ電流に対応した
基準電圧を前記ＤＣ電圧を分圧して設定し、コンバータ
トランスの１次側巻線の一端にメインスイッチを介して
過電流検出用抵抗を設け、２次側出力ＤＣ電流に対応し
たコンバータトランスの１次側電流による過電流検出用
抵抗の電圧降下と基準電圧を比較し、電圧降下が基準電
圧より大きい場合は、メインスイッチを駆動してコンバ
ータトランスの１次側電圧を下げるように制御し、２次
側電圧及び補助電源用巻線に発生する電圧が同時に低下
することによる基準電圧の低下により、２次側の電圧、
電流を連続して減少させるようにしたので、２次側回路
の整流器の焼損、２次災害やコンバータ自体の焼損等の
危険を排除することができ、かつカレントトランスの省
略によりコストダウン、スペースファクターの改善等が
図られる。As described above, according to the present invention, the auxiliary transformer power supply winding for supplying the DC voltage to the PWM control integrated circuit is provided in the converter transformer, and the reference voltage corresponding to the secondary side output DC current is applied to the DC. The voltage is divided and set, and an overcurrent detection resistor is provided at one end of the primary winding of the converter transformer via the main switch, and an overcurrent is detected by the primary current of the converter transformer corresponding to the secondary output DC current. The voltage drop of the current detection resistor is compared with the reference voltage. If the voltage drop is larger than the reference voltage, the main switch is driven to control so that the primary voltage of the converter transformer is lowered, and the secondary voltage and auxiliary Due to the decrease in the reference voltage due to the simultaneous decrease in the voltage generated in the power supply winding, the voltage on the secondary side,
Since the current is continuously reduced, the risk of rectifier burnout in the secondary circuit, secondary disaster, burnout of the converter itself, etc. can be eliminated, and cost reduction and space factor due to the omission of the current transformer. Will be improved.
【図１】本発明の一実施例を示すフライバックコンバー
タの過電流保護方式の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an overcurrent protection system for a flyback converter according to an embodiment of the present invention.
【図２】図１における２次側短絡時の電圧−電流特性を
表す特性図である。FIG. 2 is a characteristic diagram showing a voltage-current characteristic when the secondary side short circuit in FIG. 1 is performed.
【図３】従来例におけるフライバックコンバータの過電
流保護方式の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of an overcurrent protection system of a flyback converter in a conventional example.
【図４】図３における２次側短絡時の電圧−電流特性を
表す特性図である。FIG. 4 is a characteristic diagram showing a voltage-current characteristic when the secondary side short circuit in FIG. 3 is performed.
【図５】他の従来例におけるフライバックコンバータの
過電流保護方式の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of an overcurrent protection system of a flyback converter in another conventional example.
【図６】図５における２次側短絡時の電圧−電流特性を
表す特性図である。FIG. 6 is a characteristic diagram showing a voltage-current characteristic when the secondary side short circuit in FIG. 5 is performed.
ＩＣ１ ＰＷＭ制御集積回路ＩＣ Ａ１ 過電流検出用換算増幅器 Ａ２ 誤差増幅器 Ｒｓ 起動抵抗 Ｓ１ メインスイッチ Ｔ１ コンバータトランス Ｗ１ Ｔ１の１次巻線 Ｗ２ Ｔ１の２次巻線 Ｗ３ 補助電源用巻線 Ｒｃｓ 過電流検出用抵抗 Ｖｏ ２次側出力ＤＣ電圧 Ｉｏ ２次側出力ＤＣ電流 Ｒｃ１ 整流器 Ｒｃ２ 整流器 Ｃ１ コンデンサー Ｃ２ コンデンサー Ｒ１ 抵抗 Ｒ２ 抵抗 １ フォトカプラ ２ 論理素子オア IC1 PWM control integrated circuit IC A1 Overcurrent detection conversion amplifier A2 Error amplifier Rs Start resistance S1 Main switch T1 Converter transformer W1 T1 primary winding W2 T1 secondary winding W3 Auxiliary power supply winding Rcs Overcurrent detection Resistance Vo Secondary output DC voltage Io Secondary output DC current Rc1 Rectifier Rc2 Rectifier C1 Capacitor C2 Capacitor R1 Resistor R2 Resistor 1 Photocoupler 2 Logic element OR
Claims (1)
調）方式のフライバックコンバータの過電流保護方式に
おいて、コンバータトランスにＰＷＭ制御集積回路にＤ
Ｃ電圧を供給する補助電源用巻線を設け、２次側出力Ｄ
Ｃ電流に対応した基準電圧を前記ＤＣ電圧を分圧して設
定し、１次側巻線の一端にメインスイッチを介して過電
流検出用抵抗を設け、前記２次側出力ＤＣ電流に対応し
た１次側電流による前記過電流検出用抵抗の電圧降下と
前記基準電圧を比較し、前記電圧降下が前記基準電圧よ
り大きい場合は、前記メインスイッチを駆動して１次側
電圧を下げるように制御し、２次側電圧及び補助電源用
巻線に発生する電圧の低下に伴って、前記基準電圧も低
下することにより、２次側電圧、電流を連続して減少さ
せることを特徴とする過電流保護方式。1. An overcurrent protection system for a PWM (pulse width modulation) system flyback converter having a protection circuit, wherein a D converter is provided in a PWM control integrated circuit in a converter transformer.
A secondary power source winding that supplies C voltage is provided and the secondary output D
A reference voltage corresponding to the C current is set by dividing the DC voltage, and an overcurrent detection resistor is provided at one end of the primary side winding via a main switch to correspond to the secondary side output DC current. The voltage drop of the overcurrent detection resistor due to the secondary current is compared with the reference voltage. When the voltage drop is larger than the reference voltage, the main switch is driven to control the primary voltage to be lowered. An overcurrent protection characterized in that the secondary voltage and the current are continuously reduced by lowering the reference voltage as the secondary voltage and the voltage generated in the auxiliary power supply winding decrease. method.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2412326A JPH05130773A (en) | 1990-12-20 | 1990-12-20 | Overcurrent protective method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2412326A JPH05130773A (en) | 1990-12-20 | 1990-12-20 | Overcurrent protective method |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05130773A true JPH05130773A (en) | 1993-05-25 |
Family
ID=18521178
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2412326A Pending JPH05130773A (en) | 1990-12-20 | 1990-12-20 | Overcurrent protective method |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05130773A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7375936B2 (en) | 2004-09-30 | 2008-05-20 | Sugatsuane Kogyo Co., Ltd. | Leakage detecting device |
| CN102820764A (en) * | 2012-09-11 | 2012-12-12 | 成都芯源***有限公司 | control circuit, switching converter and control method thereof |
-
1990
- 1990-12-20 JP JP2412326A patent/JPH05130773A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7375936B2 (en) | 2004-09-30 | 2008-05-20 | Sugatsuane Kogyo Co., Ltd. | Leakage detecting device |
| CN102820764A (en) * | 2012-09-11 | 2012-12-12 | 成都芯源***有限公司 | control circuit, switching converter and control method thereof |
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